Elektkomp 04 2016 by valera655

4/2016

«Производство электроники» №2 – журнал в журнале

(c. 46) (c. 17) Измерение сигнала в схемах с высоким уровнем шумов

Дополнительные возможности цифровых систем управления питанием

(c. 88)

Как вычислить потери в силовых ключах преобразователей

ЕСЛИ ЕСТЬ РАЗНИЦА, ЗАЧЕМ ПЛАТИТЬ БОЛЬШЕ? MORNSUN

ДРУГОЙ ПРОИЗВОДИТЕЛЬ

  +    ПОКОЛЕНИЕ R3

Выше КПД Ниже собственное потребление Защита от КЗ, перегрузки и перенапряжения Защита от падения входного напряжения Стабильная работа без нагрузки Ниже цена

+ + + + + +

содержание ЭК

№4/2016 ТЕХНИКА И ТЕХНОЛОГИИ 6 Петр Тюков, Олег Греков, Кирилл Жуков, Артем Кочанов, Геннадий Мануйлов, Дмитрий Пебалк Перспективы развития инновационной деятельности ЦРЭТ АО «Московский радиозавод «Темп»

РАЗРАБОТКА И КОНСТРУИРОВАНИЕ 10 Льянфенг Янг Чем отличаются симуляторы SPICE от FastSPICE? 12 Роберт Стир Руководство по проектированию КИХ- и БИХфильтров

17 Чериза Кметович Пять способов повышения чувствительности и точности анализатора в присутствии шумов 20 Хавьер Вале-Майорга, Аран Вемури Однопроводной интерфейс для калибровки формирователя сигнала с датчиков

24 Николай Майский Методы по уменьшению рассогласования импеданса

ИСТОЧНИКИ И МОДУЛИ ПИТАНИЯ 28 Сергей Бронников Системы питания с преобразователями на основе ключей GaN FET 33 Овен Джонг Монолитный повышающий/SEPIC/ инвертирующий преобразователь 36 Илья Васильев Серебряно-цинковые таблеточные аккумуляторные батареи 38 Патрик Ле Февр Электромагнитная совместимость источников питания для медицинских приложений 42 Алекс Дюмэ Повышение КОС цифровых источников питания с помощью DSC-контроллеров новейшего поколения

журнал для разработчиков

ИСПЫТАНИЕ И ТЕСТИРОВАНИЕ

ТОПОЛОГИЯ ПЕЧАТНЫХ ПЛАТ

www. elcp.ru

редакционная коллегия: Владимир Фомичёв; Леонид Чанов; директор по рекламе: Ольга Попова; реклама: Антон Денисов; Елена Живова; распространение и подписка: Марина Панова, Василий Рябишников; директор издательства: Михаил Симаков Адрес издательства: Москва,115114, ул. Дербеневская, д. 1, п/я 35, тел.: (495) 741-7701; факс: (495) 741-7702; эл. почта: info@elcp.ru, www.elcp.ru ПРЕДСТАВИТЕЛЬСТВА: Мир электроники (Самара): 443080, г. Самара, ул. Революционная, 70, литер 1; тел./факс: (846) 267-3139, 267-3140; е-mail: info@eworld.ru, www.eworld.ru. Радиоэлектроника: 620107, г. Екатеринбург, ул. Гражданская, д. 2, тел./факс: (343) 370-33-84, 370-21-69, 370-19-99; е-mail: info@radioel.ru, www.radioel.ru. ЭЛКОМ (Ижевск): г. Ижевск, ул. Ленина, 38, офис 16, тел./факс: (3412) 78-27-52, е-mail: office@elcom.udmlink.ru, www.elcompany.ru. ЭЛКОТЕЛ (Новосибирск): г. Новосибирск, м/р-н Горский, 61; тел./факс: (3832) 51-56-99, 59-93-31; е-mail: info@elcotel.ru, www.elcotel.ru. Издательство «Электроника инфо»: 220015, Республика Беларусь, г. Минск, пр. Пушкина 29Б. Teл./факс: +375 (17) 204-40-00. E-mail:electronica@nsys.by, www.electronica.by. Журнал включен в Реферативный журнал и Базы данных ВНИТИ. Сведения о журнале ежегодно публикуются в международной справочной системе по периодическим и продолжающимся изданиям «Ulrich’s Periodicals Directory». Использование материалов возможно только с согласия редакции. При пере печатке материалов ссылка на журнал «Электронные компоненты» обязательна. Ответственность за достоверность информации в рекламных объявлениях несут рекламодатели. Индекс для России и стран СНГ по каталогу агентства «Роспечать» — 47298, индекс для России и стран СНГ по объединенному катало гу «Пресса России. Российские и зарубежные газеты и журналы» — 39459. Свободная цена. Издание зарегистрировано в Комитете РФ по пе чати. ПИ №77-17143. Издание зарегистрировано на Украине, свидетельство о государственной регистрации КВ№17602-6452 ПР. Подписано в печать 08.04.2016 г. Учредитель: ООО «ИД Электроника». Тираж 6000 экз. Отпечатано в типографии «Премиум Пресс» 197374, Санкт-Петербург, ул. Оптиков, 4.

электронные компоненты

Руководитель направления «Разработка электроники» и главный редактор Леонид Чанов; ответственный секретарь Марина Грачёва; редакторы: Елизавета Воронина; Виктор Ежов; Екатерина Самкова; Владимир Фомичёв; Леонид Чанов;

46 Хельмут Витте Эволюция цифровых систем управления питанием

СЕТИ И ИНТЕРФЕЙСЫ

содержание

50 Андрей Колокольцев Краткие сведения об интерфейсе JESD204B

АНАЛОГОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ 54 Барри Джан, Алекс Буда Разработка аналоговых входных каскадов для логометрических измерений РДТ

МИКРОКОНТРОЛЕРЫ И МИКРОПРОЦЕССОРЫ 58 Кен Чахтер Акселераторы: расширение возможностей микроконтроллеров семейства C2000 63 Александр Пескин Микроконтроллеры STM32L4 с очень малым энергопотреблением компании STMicroelectronics

ПЛИС И СБИС 70 Сергей Ландышев, Виктор Глазов Многоканальная программная обработка сигналов ГНСС на многопроцессорных специализированных СБИС

www.elcomdesign.ru

ПАМЯТЬ 74 Марк Гринберг Оптимизация характеристик памяти LPDDR4 с многоканальной архитектурой

ПАССИВНЫЕ КОМПОНЕНТЫ 82 Бретт Робинсон, Майкл Рессо Разъемы RJ45 для высокоскоростных линий передачи данных

ТЕОРИЯ И ПРАТИКА 88 Александр Мишин Влияние потерь мощности MOSFET на эффективность источников питания

СПРАВОЧНЫЕ СТРАНИЦЫ 94 Новинки месяца. Редакционный обзор 98 Леонид Авгуль, Андрей Акимов, Виктор Кряжев, Сергей Курносенко, Владимир Шадский Микросхемы 5861ПР1Т и 5861ТЛ2Т как пример эффективного импортозамещения ИС серии HCC4000 100 Мост UART–Wi-Fi TIDA-00375 от TI 101 НОВЫЕ

КОМПОНЕНТЫ НА РОССИЙСКОМ РЫНКЕ

contents # 4 / 2 0 1 6 E L E C T R O N I C CO M P O N E N T S #4 2016 ENGINEERING 6 Petr Tyukov, Oleg Grekov, Kirill Zhukov, Artyom Kochanov, Gennady Manuilov, Dmitry Pebalk Innovation Activities of AO Temp TsRET

DESIGN and DEVELOPMENT 10 Lianfeng Yang What’s the Difference between SPICE and FastSPICE Circuit Simulators? 12 Robert Steer FIR and IIR Digital Filter Design Guide

TESTING 17 Javier Valle-Mayorga and Arun Vemuri One-wire Interface over Power Pin for Sensor Signal Conditioner Calibration 20 Cherisa Kmetovicz Five Techniques for Improving Analyzer Measurement Sensitivity and Accuracy in Noise

PCB TOPOLOGY 24 Nikolay Maisky Techniques for Improving Impedance Mismatch

28 Sergey Bronnikov Power Systems with GaN FET-based Converters 33 Owen Jong Low IQ, 60V Monolithic Boost/Sepic/Inverting Converter in ThinSOT or 3mm × 2mm DFN 36 Ilya Vasil’ev Silver-Oxide Button Batteries 38 Patrick Le Fèvre Power Supply & EMC Coexistence in the Medical Space 42 Alex Dumais Improving Loop-Gain Performance in Digital Power Supplies with Latest Generation DSCs 46 Hellmuth Witte The Evolution of High Voltage Digital Power System Management

50 Andrey Kolokoltsev Summary for JESD204B Interface

ANALOG 54 Barry Zhang and Alex Buda Analog Front-End Design Considerations for RTD Ratiometric Measurements

MCU and MPU 58 Ken Schachter Accelerators: Enhancing the Capabilities of the C2000 MCU Family 63 Alexander Peskin The STM32L4 Ultra-Low-Power MCU from STMicroelectronics

FPGA and VLSIC 70 Sergey Landyshev and Victor Glazov Multichannel Software Signal Processing on MultiProcessor Dedicated VLSIC for Global Navigation Satellite Systems

MEMORY 74 Marc Greenberg Optimizing LPDDR4 Performance and Power with Multi-Channel Architectures

PASSIVE 82 Brett Robinson and Michael Resso Advances in Data Transmission Speeds for RJ45 Jack Connectors

THEORY and PRACTICE 88 Alexander Mishin MOSFET Power Losses and How They Affect Power-Supply Efficiency

REFERENCE PAGES 94 Newly-Designed Products. Monthly Editorial Review 98 Leonid Avgul, Andrey Akimov, Victor Kryazhev, Sergey Kurnosenko and Vladimir Shadsky 5861PR1T and 5861TL2T ICs as an Example of Effective Import Substitution for HCC4000 Series 100 UART–Wi-Fi TIDA-00375 Bridge from TI

NEW COMPONENTS IN THE RUSSIAN MARKET

101

электронные компоненты №4 2016

содержание

POWER SUPPLIES

NETWORKS and INTERFACES

Перспективы развития инновационной деятельности ЦРЭТ АО «Московский радиозавод «Темп» Петр Тюков, Генеральный директор, АО МРЗ «Темп», Олег Греков, технический директор, начальник ЦРЭТ, АО МРЗ «Темп», Кирилл Жуков, главный конструктор ЦРЭТ, АО МРЗ «Темп», Артем Кочанов, заместитель начальника ЦРЭТ, АО МРЗ «Темп», Геннадий Мануйлов, заместитель начальника ЦРЭТ по качеству, АО МРЗ «Темп», Дмитрий Пебалк, заместитель начальника ЦРЭТ по науке, АО МРЗ «Темп»

Техника и технологии

Стремясь реализовать новые технологии для повышения уровня конкурентоспособных радиоэлектронных изделий для перспективных образцов авиационной, космической, морской и оборонной промышленности, ОАО МРЗ «Темп» создало в 2010 г. Центр развития радиоэлектронных технологий (ЦРЭТ). В статье рассматриваются основные и перспективные направления деятельности ЦРЭТ.

Первоначальной целью создания ЦРЭТ было внедрение технологии внут реннего монтажа и развитие импортозамещения как средства достижения высокого технического уровня РЭА. Возможности применения технологии внутреннего монтажа в сравнении с традиционными подходами: повышение быстродействия, снижение паразитных явлений индуктивной и конденсаторной природы, повышение помехоустойчивости к внешним электромагнитным воздействиям, повышение надежности и снижение массогабаритных характеристик. Развитие этой технологии потребовало поиска новых материалов и конструкторских решений, которые в дальнейшем выделились в самостоятельные перспективные направления. К ним можно отнести конструирование и создание коммутационных плат и многокристальных модулей на подложках с высокой теплопроводностью (алюминий, нитрид алюминия и т. д.), монолитные многос лойные платы с высокой плотностью монтажа компонентов для работы в критических условиях эксплуатации, конформные многослойные платы. Освоение технологии работы с теплопроводящей керамикой позволили подойти к созданию всенаправленных микрополосковых антенн для перспективных образцов гражданской и оборонной техники. В настоящее время оснащенный современным оборудованием ЦРЭТ является динамически развивающимся подразделением АО «МРЗ «Темп» и способен решать разнообразные задачи по созданию высокотехнологичных образцов

www.elcomdesign.ru

радиоэлектронной техники, в т. ч. принципиально новых. В последнее десятилетие наблюд а е тс я к р из и с д а л ьн е й ш е го р а з вития технологий поверхностного монтажа первичных электронных компонентов, и активно ведутся исследовательские работы по поиску новых эффективных технологий, в частности, по реализации конструкций с бескорпусными компонентами, встроенными непосредственно в основу платы (по принципу внутреннего монтажа кристаллов). В более общем понимании под технологией внутреннего монтажа понимается встраивание бескорпусных активных (кристаллов) и пассивных элементов непосредственно в тело (ядро) платы. Актуальность этой технологии для развития электроники связана с поиском новых путей уплотнения монтажа активных и пассивных электронных компонентов, повышением надежности контактов, уменьшением влияния внешних и внутренних электромагнитных воздействий, снижением массогабаритных показателей и улучшением целевых характеристик РЭА в критических условиях эксплуатации. Использование технологии встраиваемых компонентов позволяет увеличить скорость обработки сигналов благодаря меньшему пути их передачи и уменьшению возможных помех. При этом улучшаются такие технологические параметры как устойчивость к ударным нагрузкам и вибростойкость, повышается влагостойкость, т. к. компоненты монолитно и герметично расположены в теле платы. Одновременно возраста-

ет теплоотвод от активных встроенных компонентов, что связано с более высокой теплопроводностью окружающей среды по сравнению с воздухом. Интерес к этой прогрессивной тематике нашел отражение в ряде аналитических статей отечественных и зарубежных авторов [1–5], в которых подробно рассматриваются преимущества и недостатки данной технологии по сравнению с технологией поверхностного монтажа. Достоинства этого технологического направления были раскрыты в работах первого директора ЦРЭТ Е. С. Назарова [6–9], который в течение ряда лет активно и последовательно развивал эту тематику. Согласно [1], в Японии на долю технологий со встраиванием компонентов приходятся почти 40% объемов производства электроники; в странах Европы и США этот подход уже более 15 лет активно развивается [10]. Некоторые зарубежные фирмы проводят патентование по этой тематике в России [11], по-видимому, рассматривая отечественных производителей в качестве потенциальных конкурентов на международном рынке. Развитию этой технологии также способствует разработка в последнее время средств проектирования печатных плат со встроенными компонентами [12], а также то, что для этой технологии уже разработан ряд стандартов IPC и Международной электротехнической комиссии (МЭК) [1]. Преимущества компоновки аппаратуры на основе бескорпусных компонентов особенно проявляются при конструировании монолитных трех-

Рис. 1. Многослойный МКМ со встроенными активными кристаллами

Перспективным является использование изготовленных по технологии внутреннего монтажа унифицированных функциональных МКМ в бортовой и наземной РЭА мобильного применения: -- системы управления бортовыми радиотехническими средствами; -- приемопередатчики для различных частот, в т. ч. СВЧ; -- цифро-аналоговые преобразователи; -- вторичные блоки питания; -- различные интеллектуальные датчики с системами преобразования и передачи; -- системы навигации, позиционирования и ориентации. Возможные конструктивные исполнения МКМ по технологии внутреннего монтажа: -- многокристальный чип для размещения в металлокерамическом и других корпусах; -- гибридный МКМ с общей герметизацией и размещением кристаллов в объеме подложки и использованием корпусных элементов по технологии поверхностного монтажа; -- трехмерная структура без применения сварки–пайки проводных связей; -- система на отдельной части полупроводниковой пластины, созданная на функционально годных встроенных элементах. Одной из наиболее сложных технологических проблем при получении высокой плотности межсоединений в многослойных МКМ, в особенности со встроенными компонентами, является формирование большого числа на де ж ны х , и де н т ичны х п о св о и м характеристикам контактных узлов, соединяющих проводники из разных коммутационных слоев в единую топологию многослойной структуры. Другой, не менее трудной проблемой, является надежное и воспроизводимое присоединение контактных площадок кристаллов БИС к ответным контактным площадкам многослойной МКМ-структуры. Сборка современных кристаллов микросхем в составе многокристальных узлов микроэлектронной аппаратуры становится все более сложной задачей, поскольку возросла плотность монтажа, количество вывод ных контактов кристаллов достигло нескольких сотен; при этом кристаллы характеризуются тактовыми частотами более 1 ГГц и рассеиваемой мощностью до 30–50 Вт. Так и м о бразо м , уси ли я м ноги х разработчиков микроэлек тронной аппаратуры направлены на создание многослойных струк т ур с высокой

плотностью коммутации, обеспечивающих надежное соединение проводников, а также способов присоединения бескорпусных активных компонентов и, прежде всего, многовыводных кристаллов БИС к монтажным контактам МКМ. В технологии внутреннего монтажа сварка и пайка используются в ограниченных операциях, что и определяет ряд ее существенных преимуществ. При соз дании МК М используютс я тонкопленочные методы нанесения изолирующих слоев, методы «сухого» и «влажного» травления для получения контактных площадок, методы напыления проводников в топологических схемах, что позволяет создавать многослойные структуры в одном радио электронном блоке вместо нескольких, которые создаются по старым технологиям (см. рис. 2).

Техника и технологии

мерных многокристальных модулей (МКМ), которые характеризуются высокой плотностью монтажа компонентов, оптимизацией топологии соединений и повышением быстродействия при существенном уменьшении массогабаритных показателей. Многокристальные модули со встроенными активными компонентами – это бескорпусные кристаллы, смонтированные в тело основы функционального радиоэлектронного блока. Корпусирования микросхем в данном случае не требуется, т. к. роль корпуса играет собственно основа радиоэлектронного блока. Кроме того, основа исполняет роль печатной платы после напыления на нее через технологическую маску токоведущего рисунка радиоэлектронной схемы. При этом происходит соединение контактных площадок кристаллов с токоведущими дорожками блока. Электронный блок, состоящий из микросхем и полупроводниковых приборов, которые установлены в тело основы, может иметь также пассивные и прочие элементы в составе блока, запаянные на поверхность основы как элементы поверхностного монтажа. Описанная выше конструкция обладает такими положительными качествами как высокое быстродействие, стабильность частотных характеристик, значительно меньшие паразитные явления индуктивной и конденсаторной природы, высокая надежность, повышенная защищенность от внешних электромагнитных воздействий, улучшенные теплоотвод, вибростойкость и т. д. При конструировании таких МКМ особое значение придается несущей подложке, в качестве основы которой целесообразен выбор материалов с высокой теплопроводностью (металл–диэлектрик, нитрид алюминия, карбид кремния и др.). На рисунке 1 в качестве примера показан многос лойный МКМ, разработанный по заказу в ЦРЭТ. Применение технологии вну треннего монтажа позволило уменьшить габаритные показатели этого устройства на порядок по сравнению с исходной конструкцией, изготовленной по традиционной технологии.

в Рис. 2. Примеры выполнения связей между контактными площадками кристалла и проводниками плат: а) Imbera Electronics (Финляндия); б–в) ЦРЭТ МРЗ «Темп» (Россия)

Проблема формирования надежных контактов в многослойных структурах отмечается в [1]. Практические подходы к решению этой проблемы реализованы в совместной работе сотрудников ЦРЭТ и МРТИ РАН и рассмотрены в ста-

электронные компоненты №4 2016

Техника и технологии

тье с некоторыми экспериментальными результатами [13]. Получение коммутационных структур для монтажа кристаллов с большим количеством выводов, расположенных матрично по площади кристалла и отвечающих требованиям высокоплотного прецизионного монтажа, представляется весьма актуальным. В настоящее время можно выделить три основные технологии монтажа кристалла на коммутационную плату. К ним относятся групповая пайка методом перевернутого кристалла, проволочный микромонтаж и монтаж на гибком носителе. Каждая из этих технологий монтажа обладает своими преимуществами и недостатками. Складывающаяся тенденция увеличения геометрических размеров кристаллов ведет к уменьшению надежности соединительных элементов после установки на плату ввиду неравномерности распределения нагрузки на соединительные элементы по площади кристалла. Один из путей решения этих проблем заключается в использовании коммутационных структур на основе полимерных материалов, обладающих демпфирующими свойствами. Таким образом, возникает необходимость в коммутационных структурах с высокой плотностью размещения сквозных металлизированных отверстий на основе полимерных пленок для сборки высокоинтегрированных изделий микроэлектроники, оптимизации технологических процессов и обеспечения термомеханической прочности контактных узлов. Инновационный подход использования микромодулей на основе гибких полимерных носителей развивается в работах НПП КБ «Радуга», ФГБОУ ВПО «МИЭТ», а также в ЦРЭТ и других организациях. Для оптимального размещения бортовой радиоэлектронной аппаратуры (БРА) авиационного и космического назначения, в т. ч. для военной техники, интересно применение многослойных конформных коммутационных плат (МККП) с возможностью придания им изогнутой формы и установкой бескорпусных кристаллов непосредственно в объеме подложек МКМ. Такие конструкции модулей могут оказаться полезными и для других потребителей при плотной компоновке РА в условиях ограниченного пространства, востребованной, например, в двигателестроении, бурильной и ракетной технике, железнодорожной электронике и т. д. В 2011–2013 гг. ЦРЭТ совместно с МИЭТ успешно выполнил проект по Постановлению № 218 «О мерах государственной поддержки развития кооперации российских высших учебных заведений и организаций, реализующих комплексные проек-

www.elcomdesign.ru

ты по созданию высокотехнологичного производства» по теме « Разработка конструктивно-технологических принципов формирования и организация опытного производства многослойных конформных коммутационных плат (МККП) для авиационных и космических систем (проект № 13.G25.31.0098)». Таким образом, концепция плат со встроенными компонентами получила дальнейшее развитие и сформировалась как новое направление в конструировании многослойных плат со свойством конформности. Практически единственным приемлемым конструкционным решением при изготовлении конформных плат было использование металлодиэлектрических подложек, которые обеспечивали гибкость и механическую прочность при условии сохранения своей формы после снятия нагрузки. Одновременно решалась проблема эффективного теплоотвода от активных элементов.

в Рис. 3. Светодиодный модуль на конформной многослойной печатной плате: а) металлодиэлектрическая подложка; б) светодиодный модуль; в) работа модуля в водной среде

Защита этих плат от влаги обеспечивалась современным полипараксилиленовым (париленовым) покрытием, которое образует беспористую равномерную конформную пленку на всей поверхности платы, включая установленные SMD-компоненты. На рисунке 3 для примера показана металлодиэлектрическая подложка и демонстрационный образец светодиодного модуля, изготовленного на многослойной конформной плате с полипараксилиленовым покрытием. Защитное полипарксилиленовое покрытие обеспечивает не только влагозащиту, но и позволяет работать устройству в воде на глубине до 1 м не менее 300 ч. Впервые такой светодиодный модуль был представлен АО «Московский радиозавод «Темп» на авиакосмическом салоне МАКС‑2015 и затем демонстрировался на Международном военно-морском салоне в 2015 г. (С.-Петербург) и выставке «ВУЗПРОМЭКСПО‑2015». Помимо металлодиэлектрических подложек в ЦРЭТ была успешно освоена технология работы с новыми конструкционными материалами на основе теплопроводящей керамики, в частности с подложками на основе нитрида алюминия, что расширило технические возможности для дальнейших конструкторских разработок плат и микромодулей ВЧ-применения. Эта работа проводилась совместно с АО «МРТИ РАН» [14]. Одновременно с освоением методов работы с теплопроводящими материалами отрабатывались технологии создания многослойных МКМ с высокоплотной компоновкой компонентов, актуальных для применений в электронных изделиях как гражданского, так и специального назначения. Отработанные технологии позволяют надежно получать электропроводящую разводку с разрешением не хуже 10 мкм, в т. ч. на многослойных платах. На рисунке 4 показаны тестовые элементы микрополосковой разводки многослойной печатной платы. Развитые технологии были использованы в совместной работе с ЗАО «Институт телекоммуникаций» (С.-Петербург) при конструировании и создании всенаправленных микрополосковых антенн, представляющих интерес для использовании в перспективных БПЛА и АФАР (см. рис. 5). Учитывая перспек тивность разработок электроники терагерцового диапазона час тот, в ЦРЭТ проведено совместное исследование с МГУ им. М. В. Ломоносова по изучению структур, интересных для создания новых щелевых антенн [15]. Учитывая, что отечественные производители предлагают очень ограниченный ассортимент полимерных диэлектриков

a Рис. 5. Всенаправленная микрополосковая антенна

б Рис. 4. Микрополосковая токопроводящая разводка многослойного высокоплотного МКМ

Литература 1. А. Медведев, Г. Мылов. Развитие техноло гий элементов электрических межсоединений в электронных системах. Печатный монтаж. № 1. 2012//www.circuitry.ru/journal/article/3180. 2. А. Нисан. Восемь тенденций, которые изменят электронику. Технологии в элек тронной промышленности. № 2.2011//www. tech-e.ru/2011_02_4.php.

электронные компоненты №4 2016

Техника и технологии

и других материалов, а у инженеров часто отсутствует опыт работы с отечественными и импортными инновационными материалами, на базе ЦРЭТ в настоящее время создается участок по исследованию, изготовлению и скорейшему освоению новых полимерных материалов. Эти материалы обладают комплексом диэлектрических и других функциональных свойств, необходимых для конструирования новых перспективных образцов электронной техники. В настоящее время Центр осуществляет ряд НИР, ОКР и проводит работы как прикладного, так и фундаментального характера, например [16–17], создающих технологический задел для будущих разработок. За время своего существования установлено устойчивое, активно развиваемое техническое взаимодействие с рядом научно-исследовательских организаций (ИСПМ РАН, ИВС РАН, ИСВЧПЭ РАН, ИНМЭ РАН, МРТИ РАН, ФГУП НИФХИ им. Карпова, НИЦ им. Курчатова), производственных предприятий (Концерн радиостроения «Вега», ОАО «Импульс», ООО « Флуринтек», ЗАО «Микроволновые системы», ЗАО «Институт телекоммуникаций» и др.) и учебных заведений (НИУ МИЭТ, МГТУ им. Баумана, МГУ им. Ломоносова, МГАТХТ им. Ломоносова, НИУ МАИ и др.). Качество конструирования и производства обеспечивается системой менеджмента качества (СМК) предприятия. Процедуры СМК направлены на поставку продукции с требуемым качеством и оказание технических услуг в установленные заказчиками сроки. СМК предприятия в системе «Военный регистр» имеет сертификат соответствия № ВР 21.1.9143–2015 разработки, производства и ремонта изделий согласно

требованиям ГОСТ ISO9001–2011 и ГОСТ РВ 0015–0002–2012. В настоящее время на предприятие сложились следующие технологические направления: -- изготовление многослойных печатных плат (более четырех слоев) высокого класса точности на твердом и изгибаемом основании; -- изготовление микросборок (многокристальных модулей, МКМ) с пленочными элементами и бескорпусными ИМС, в т. ч. встроенными в подложку микросборки; -- изготов ление МКМ с высоко плотным монтажом компонентов на теплопроводящих подложках; -- изготовление микрополосковых антенн. Развитые технологии позволяют изготавливать многослойные печатные платы до пяти слоев до седьмого класса точности (проводники 10 мкм, зазор 10 мкм), размером до 100×100 мм со встроенными тонкопленочными резисторами. В качестве основы платы могут использоваться подложки из различных современных материалов с высокой теплопроводностью (нитрид алюминия, карбид кремния, алюминий, медь и др.), экранированием радиационного излучения (композиты на основе алюминия), надежной влагозащитой на основе полипараксилилена и т. д. Кроме того, платы могут выполняться на плоской поверхности механической детали. Таким образом, развитые в ЦРЭТ диверсифицированные технологические направления позволяют на основе отечественных разработок и импортозамещения производить и разрабатывать разнообразную инновационную высокотехнологичную электронную продукцию и создают фундаментальный практический задел для дальнейшего динамичного развития предприятия.

3. Р. М. Кристофер. Встроенные компо ненты: сравнительный анализ надежности. Технологии в электронной промышленно сти. № 4. 2012//www.tech-e.ru/2012_4_46.php. 4. Р. Шёнхольц. Встроенные активные компоненты. Новая технология компании Wurth Electronik. Технологии в электронной промышленности. № 7. 2009//www.tech-e. ru/2009_7_40.php. 5. И. Кокорева. Внутренний монтаж ради оэлектронных блоков. Что нового? Печат ный монтаж № 6. 2009//www.circuitry.ru. 6. Е. С. Назаров. Внедрение технологии внутреннего монтажа радиоэлектронных блоков – путь сохранения отечественной электроники. Вопросы радиоэлектроники. Вып. 3. ОАО ЦНИИ Электроника. 2009. 7. Е. С. Назаров. Производители РЭА голо суют за технологию внутреннего монта жа. Электроника: наука, технология, бизнес. № 3. 2009. 8. Е. С. Назаров. Будущее нашей электро ники – планарный внутренний монтаж. Тех нологии в электронной промышленности. № 1. 2010//www.tech-e.ru/2010_1_9.php. 9. Е. С. Назаров. Генеральная линия элек троники. Вестник радиоэлектроники. 2013. 10. Д. В. Вертянов. Обзор зарубежных тех нологий беспаечного и бессварочного мон тажа кристаллов и других компонентов. Вестник радиоэлектроники. 2013//http:// cathedra.me/images/news/Vertyanov_2014.pdf. 11. Туоминен Ристо. Патентообладатель: Имбера Электроникс ОЙ (FI). RU 2297736. Спо соб встраивания компонента в основание и формирования электрического контакта с компонентом. RU 2327311. Способ встраива ния компонента в основание. 12. А. Сергеев. OrCAD/Allegro PCB Editor 16.5. Компоненты и технологии. № 11. 2011. 13. С. З. Пурыжинский, Д. В. Пебалк , К. С.  Жуков, С. А.  Рышкевич, А. В. Кочанов. Исследование способов формирования устойчивого контакта между слоями мно гослойной тонкопленочной платы. Перспек тивы науки. № 10 (73). 2015. 14. С. З. Пурыжинский, Д. В. Пебалк , А. Ю. Калашников. Микроструктурные иссле дования поверхности плат из нитрида алю миния различных производителей. В мире научных открытий. № 8 (68). 2015. 15. А. А. Ангелуц, М. М. Назаров, А. Ю. Рябов, Д. В. Пебалк, А. П. Шкуринов. Распространение поверхностных плазмонов по пленке с отвер стиями субволнового размера в терагерцо вом диапазоне частот. Известия вузов. Радиофизика. 2012. Т. LV. № 10–11. 16. Д. В. Пебалк, А. В. Пебалк, В. Г. Шевченко, С. П. Тимошенков, С. Н. Чвалун. Исследование диэлектрических свойств пленок жидкокри сталлических полиэфиров. В мире научных открытий. № 9. 2 (33). 2012. 17. П. Н. Жарков, О. А. Греков, Ю. Г. Долговых, К. С. Тихонов, Д. В. Пебалк, С. П. Тимошенков, Владелец: ОАО Московский радиозавод Темп. RU 2539583. Способ изготовления двухсто ронней гибкой печатной платы.

Чем отличаются симуляторы SPICE от FastSPICE? Льянфенг Янг (Lianfeng Yang), вице-президент, ProPlus Design Solutions

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

Число транзисторов у самых современных ИС достигло нескольких миллиардов. Вместе с тем, выросло и влияние паразитных элементов – достаточно привести пример использования технологии 3D FinFET. По мере увеличения плотности элементов микросхем ужесточаются требования к точности, функциональным возможностям и производительности симуляторов. За 20 лет эволюции этих инструментов появились два симулятора транзисторного уровня – SPICE и FastSPICE. В статье рассматриваются возможности их применения и преодоления соответствующих ограничений.

Симуляторы элек тронных с хем являются наиболее востребованными инструментами автоматизированного проектирования интегральных схем. Эти средства используются для проверки корректности проектов, моделирования электрических характеристик, работоспособности устройств перед передачей их в производство. Точность, производительность и допустимые размеры схем являются главными критериями при выборе симулятора электронных цепей. Часто в результате перехода на новые технологические нормы напряжение питания устройств снижается, усиливаются паразитные эффекты между проводниками и элементами электронных схем, а также увеличивается зависимость характеристик конечного изделия от вариаций параметров техпроцесса, что приводит к сокращению расчетных предельных параметров. Вне всякого сомнения, учет этих эффектов осложняет проектирование и требует повысить точность моделирования электронных схем. Разработка электронных устройств с невысоким энергопотреблением, приложений для интернета вещей и носимой электроники предъявляет дополнительные требования к точности верификации временных соотношений, расчета питания и токов утечки на финальных этапах моделирования. SPICE

SPICE является эффективным средством для верификации проек тов.

www.elcomdesign.ru

В силу недостаточно высокой производительности и допустимого размера схемы этого инструмента разработчики используют симулятор FastSPICE для верификации больших схем, проверки всего кристалла и финальной верификации. Симулятор SPICE бы л разрабо тан в Калифорнийском университете в Беркли в 1970‑х гг., а его коммерческое использование в виде разных инструментальных средств, в т. ч. HSPICE, продолжается и по сей день. Для преодоления очевидных ограничений, связанных с размерами электронных схем и производительностью стандартных симуляторов SPICE, был разработан симулятор Parallel SPICE. К числу наиболее известных коммерческих инструментальных средств этой группы относятся Spectre APS, FineSim, AFS и NanoSpice. Одним из самых больших преимуществ симулятора SPICE является точность – все инструменты SPICE или Parallel SPICE полностью решают матрицы и уравнения, обеспечивая самую высокую точность. Коммерческие версии симуляторов Parallel SPICE обрабатывают схемы со многими миллионами элементов, что в большинстве случаев позволяет получить отличную модель аналогового решения. Однако эти симуляторы не в состоянии обрабатывать очень большие схемы, где требуется высокая производительность и высокая точность. Так, например, инструменты Parallel SPICE не используются для

верификации токов утечки и потребляемой мощности новых запоминающих устройств, проектируемых по нормам 20 нм и ниже. В свою очередь, симулятор FastSPICE использует методы, позволяющие создать описания в виде таблиц, уменьшить паразитные емкости и сопротивления, разделить матрицы, выполнить иерархическое моделирование, найти компромисс между точностью и более высокой производительностью. Такие распространенные инструментальные средства как FineSim-Pro, CustomSim и Spectre XPS часто применяются для моделирования больших схем или всего кристалла, а также для функциональной проверки. Методы, применяемые в FastSPICE, значительно ускоряют процесс моделирования, позволяя моделировать большие схемы. Точность результатов при использовании таких инструментов приносится в жертву, а относительная погрешность по сравнению с образцовым симулятором SPICE снижается до 10~15%. Такие значения неприемлемы для моделирования с высокой точностью и верификации современных запоминающих устройств, а также СнК с проектными нормами 20 нм и меньше (см. рис. 1). Основные ограничения FastSPICE

Временной режим и потребляемая мощность – две основные характеристики СнК и ИС памяти. Поскольку встраиваемая память занимает более половины

Рис. 1. Эффективность симуляторов SPICE и FastSPICE снижается при проектировании СнК по проектным нормам 20 нм и меньше. В этих случаях прибегают к использованию симуляторов GigaSpice

та таких схем применяются симуляторы FastSPICE. Однако при их использовании приходится жертвовать точностью ради высокой производительности. Часто этому симулятору не хватает точности для проверки памяти и завершения контроля при переходе на более современные технологические нормы, что намного сужает допуски на предельные расчетные параметры. Например, симулятор FastSPICE значительно сокращает число паразитных элементов и даже узлов, чтобы ускорить обработку большого списка соединений. В результате исчезает возможность детально проанализировать схему, а снижение точности моделирования на 10% приводит к существенным ошибкам при расчете допусков на токи утечки и уровень помех. Чтобы избежать последующей масштабной переделки проекта, необходимо, чтобы симуляция больших схем и их верификация осуществлялись с точностью в пределах 5% и выше точности SPICE. Кроме того, требуется, чтобы скорость симуляции была достаточно велика. Очевидно, что стандартные симуляторы FastSPICE не обеспечивают и высокую точность, и производительность. Поскольку SPICE неспособны обрабатывать схемы большого размера и не обладают достаточно высокой скоростью, стоимость многих современных ОКР велика, как и риски допустить ошибки. Другие ограничения FastSPICE

Применение симулятора FastSPICE сопряжено и с другими ограничениями для рассматриваемых приложений. Его пользователям приходится перепробовать разные значения параметров,

чтобы добиться требуемой точности и производительности при расчете схем разных типов. При такой многократной коррекции, когда верные результаты не гарантируются, уверенность пользователей в результатах симуляции уменьшается. В отличие от симуляторов SPICE, которые обеспечивают сходимость в статическом режиме, средства FastSPICE часто сталкиваются с проблемами несходимости на начальном этапе симуляции, особенно при расчете больших схем с паразитными RC-элементами при малом напряжении питания. И хотя FastSPICE продолжает работу в условиях несходимости в статическом режиме, велика вероятность, что полученные результаты окажутся недостоверными. При расчете схем, реализуемых по современным проектным нормам, симуляторы FastSPICE не имеют возможности повысить производительность или сталкиваются со значительными трудностями при расчете. Поскольку симуляторы SPICE или FastSPICE не обеспечивают заданную точность, на рынке стали появляться новые инструменты – GigaSpice, которые успешно моделируют большие схемы и осуществляют верификацию в масштабах всего кристалла. Средства GigaSpice обеспечивают высокую точность SPICE и производительность FastSPICE для схем, в которых число элементов превышает один миллиард, с помощью инновационных методов структурирования данных и обработки памяти. Производительность симуляторов GigaSpice выше показателей FastSPICE благодаря применению современных технологий распараллеливания и доступных аппаратных ресурсов.

электронные компоненты №4 2016

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

площади кристалла СнК, она является наиболее критичным компонентом, характеристики которого учитываются при проектировании. Трак ты, определяющие важные временные соотношения, соединены с выводами адресов памяти, данных или управляющими выводами. Таким образом, точная проверка временных соотношений для встраиваемой памяти и всего кристалла обеспечивает высокое качество работы проектируемой системы. Точная проверка режима энергопотребления также необходима для реализации проектов с малой потреб ляемой мощностью. Помимо энергопотребления синхронизирующей схемы и системы ввода/вывода с кольцевой топологией наиболее значительный вклад в бюджет потребляемой мощности кристалла вносит встраиваемая память. С уменьшением напряжения питания и ростом влияния вариаций техпроцессов при меньших проектных нормах повышается необходимость в обеспечении точности симуляции. Чтобы точно рассчитать суммарный ток утечки перед сдачей проекта в производство, требуется учесть небольшие токи утечки каждого транзистора. При переходе на более современные технологии изготовления кристаллов требуется учитывать и то, что увеличиваются размеры блоков DRAM и флэш -пам яти NAND. Более того, в результате применения технологии 3D FinFET увеличивается число паразитных элементов в списке соединений схемы – оно превышает 100 млн элементов, необходимых для определения характеристик современной памяти и верификации. Как правило, для расче-

Руководство по проектированию КИХи БИХ-фильтров Роберт Стир мл. (Robert Steer, Jr.), Frequency Devices

При постоянно растущей скорости вычислений и частоте выборки DSP-процессоры продолжают все чаще использоваться в проектировании новых изделий. В этой статье рассматриваются наиболее важные вопросы проектирования цифровых фильтров для высокоточных автономных цифровых и аналого-цифровых решений.

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

Введение

Используя цифровой процессор для обработки сигналов (ЦПОС, DSP), управляющий последовательностью и воспроизведением сотен и тысяч дискретных элементов, расчетные модели симулируют большие структуры аппаратного обеспечения при относительно малых затратах. Технологические инструкции ЦПОС могут выполнять такие функции как быстрое преобразование Фурье (БПФ), выравнивание задержек, программируемое усиление, модуляция, кодирование/декодирование и фильтрация. Программы можно написать в тех случаях, когда весовые функции фильтра (коэффициенты) вычисляются «на лету», что смягчает требования к памяти; алгоритмы динамически модифицируются как функция входного сигнала. ЦПОС представляет подмножество операций обработки сигнала, которое использует АЦП для преобразования аналоговых сигналов в потоки цифровой информации. Автономный цифровой фильтр требует АЦП (оснащенный соответствующим фильтром наложенного спектра), микросхему ЦПОС и ПЗУ

или программный драйвер. Над цифровыми данными можно выполнить длинную последовательность умножений и сложений. В некоторых приложениях устанавливаются ЦАП с восстанавливающим фильтром на выходе ЦПОС, чтобы создать аналоговый эквивалентный сигнал. Цифровой фильтр, обеспечивающий уровень затухания 90 дБ и полосу 20 кГц, может содержать до 10 схем, занимающих несколько квадратных дюймов печатной платы и стоящих сотни долларов. На рисунке 1 показана типичная конфигурация цифрового фильтра. Цифровые фильтры обрабатывают оцифрованные или импульсные сигна лы. Э ти фильтры вычис ляют квантованное во временной области представление свертки функции интервала меж ду входными выборками и представление весовой функции фильтра. Они реализованы расширенной последовательностью умножений и сложений, выполняемой с равномерно разнесенными интервалами выборки. Грубо говоря, на оцифрованный входной сигнал оказывает воздействие программа ЦПОС. Эти сигналы пропускаются

через структуры, которые сдвигают тактированные данные в сумматорах (накапливающих счетчиках), блоках задержки и умножителях. Структуры изменяют математические значения установленным способом; результирующие данные представляют фильтрованный, или преобразованный, сигнал. Заметим , что искажения и шум могут появиться в цифровых фильт рах при преобразовании аналого вых сигналов в цифровые данные, а также в ходе цифровой фильтрации и во время преобразования обработанных данных в аналоговый сигнал. При обработке с фиксированной запятой дополнительный шум и искажения добавляются во время фильтрации, которая осуществляет большое число умножений и сложений, порождающих ошибки и создающих шум в результате усечения. При разрешении выше 16 разрядов шум фильтра уменьшается. Для большинства приложений, а также АЦП и ЦАП с достаточно большой разрядностью искажения, вносимые преобразованиями, являются меньшей из проблем1.

Рис. 1. Типичная конфигурация цифрового фильтра 1

Теоретически, отношение СКЗ полной шкалы синусоиды к СКЗ шума квантования составляет ОСШ = 6,02N +1,76 дБ, где N – разрядность идеального АЦП.

www.elcomdesign.ru

Хотя ЦПОС редко используются только в качестве фильтров наложенного спектра (фактически, им необходимы такие фильтры), они обладают свойствами, которые отсутствуют у аналоговых эквивалентов. В качестве примеров можно привести фильтры с линейной фазой, обеспечивающие крутой спад АЧХ, или программируемые цифровые фильтры, которые осуществляют нормирование сигнала, оперативно изменяемое программным обеспечением (АЧХ фильтра можно изменять путем загрузки сохраненных или вычисленных коэффициентов в программу ЦПОС). Вместо покупных ЦПОС с алгоритмами программ можно использовать аппаратный цифровой фильтр из таких логических элементов как регистры и вентили или интегрированный аппаратный блок, например ПЛИС. Аппаратные цифровые фильтры применяются в приложениях с широкой полосой пропускания; при этом достигается компромисс за счет меньшей гибкости решения и более высокой стоимости. Два типа ЦПОС

от фильтров с бесконечной импульсной характеристикой (БИХ) (см. ниже), КИХфильтры формируются только с помощью эквивалента нулей в линейной области. Это значит, что отводы уменьшают амплитуду передаточной функции. Степень понижения амплитуды каждым отводов зависит от коэффициента умножителя. Следовательно, общее число отводов определяет «крутизну» спада (см. рис. 2). Число отводов (задержек) и значения вычислительных коэффициентов (h 0 , h1, … hn…) выбираются так, чтобы обеспечить «взвешенные» данные, которые перемещаются по линии задержки для создания требуемой АЧХ фильтра. В этой конфигурации отсутствуют цепи обратной связи, вызывающие неустойчивость. Расчетные коэффициенты, не ограниченные конкретными значениями, применяются для реализации функций фильтра, не имеющих аналогов среди линейных систем. Заметим, что увеличение числа отводов повышает крутизну спада фильтра; при этом растет время вычисления (задержка), и ограничивается полоса пропускания фильтров более высокого порядка. Для рассматриваемой структуры задержка фильтра вычисляется следующим образом: 1/2 × число отводо в /час тот а в ы б ор к и. Напр и м ер, задержка фильтра с 300 отводами при частоте выборки 48 кГц составляет как минимум 3,125 мс. При разработке КИХ-фильтров необходимо знать о компромиссах между фазовой задержкой и точностью. У КИХфильтров высокого порядка – сравнительно большая задержка, но их ФЧХ является линейной функцией. В приложениях, в которых требуется обеспечить линейную фазу и недопустима большая фазовая задержка, линейный активный фильтр Бесселя или фильтры с постоянной задержкой являются лучшим выбором. Для разработки цифровых КИХ-фильтров, как правило, применяются два очень разных метода. Метод окон Этот простейший метод основан на использовании хорошо известных

передаточных функций в частотной области, называемых «окнами». Их применение часто подразумевает выбор меньшего из двух зол. Некоторые окна, например прямоугольные, обеспечивают быстрый спад в частотной области, но ограниченное воздействие в полосе подавления наряду с плохими характеристиками групповой задержки. Другие окна, например Блэкмана, обеспечивают лучшее ослабление в полосе подавления и групповую задержку, но имеют широкую переходную полосу (между частотой среза и частотой максимального ослабления). Оконные фильтры удобны в использовании, они масштабируются (дают одинаковые результаты независимо от частоты среза) и легко рассчитываются с помощью ЦПОС. Последнее обстоятельство означает, что у созданного настраиваемого фильтра единственным ограничением на разрешение по установке частоты среза является разрядность настроечного слова. Метод Чебышева Данный метод, являющийся альтернативой использованию окон, позволяет синтезировать требуемую АЧХ с помощью наименьшего числа коэффициентов. Это достигается итеративным процессом сравнения набора выбранных коэффициентов с фактической АЧХ, пока не будет получено решение с наименьшим числом коэффициентов. Хотя эффективность этого метода является весьма высокой, имеются некоторые ограничения. –– При использовании алгоритмов Чебышева некоторые значения могут сходиться к ложному результату или вообще не сходиться. Следовательно, все наборы коэффициентов предварительно и независимо требуется проверять для каждого значения частоты среза. –– Для конкретных приложений (программ), где требуется с лежение за сигналом или динамическое изменение рабочих параметров, как правило, лучше подходит метод окон – его применение не вызывает проблем со сходимостью.

электронные компоненты №4 2016

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

1) ЦПОС с фиксированной запятой и реализация КИХ-фильтров DSP с фиксированной запятой составляют большинство приложений ЦПОС благодаря меньшему размеру и стоимости. Вычисления с фиксированной запятой требуют учитывать число коэффициентов в каждом алгоритме при умножении и накоплении цифровых данных. Это предотвращает искажения, связанные с переполнением регистра. Кроме того, необходимо принять во внимание, что отношение сигнал/шум уменьшается из-за шума, вызванного усечением. Структура этих алгоритмов использует повторяющийся формат «задержка и сложение», который можно представить структурой на рисунке 2. Фильтры с конечной импульсной характеристикой (КИХ) реализуются с помощью числа отводов n в линии задержки и n вычислительных коэффициентов, чтобы рассчитать функцию алгоритма (фильтра). Структура на рисунке 2, представляющая собой нерекурсивный повторяющийся формат «задержка и сложение», наиболее часто используется для создания КИХфильтров. Она зависит от каждой выборки нового и текущего значения данных. КИХ-фильтры могут создавать передаточные функции, которые не имеют ана логов в те хнологии линейных схем. Эти фильтры обеспечивают точность коэффициента прямоугольности и устойчивость, эквивалентные линейным активным фильтрам очень высокого порядка, которые не реализуются в аналоговой области. В отличие

Рис. 2. Структурная схема алгоритма КИХ-фильтра

мализации сигналов. FC1 и FS1 – частоты среза и заграждения, соответственно. Для ослабления величиной –100 дБ, как правило, используются 300 отводов фильтра. Отношение FS1 к FC1 составляет 1,1 – недостижимый коэффициент для аналоговых решений. Расчет спада показывает, что для обеспечения такого качества потребовался бы аналоговый фильтр 30‑го порядка! Заметим, что аналоговые фильтры, у которых число полюсов превышает 10, являются чрезвычайно трудными для реализации и, как правило, бывают шумными. 2) ЦПОС с плавающей запятой и реализация БИХ-фильтров Эти ЦПОС выполняют математические операции с плавающей запятой, что значительно сокращает проблемы с шумом усечения и позволяет реализовать более сложные конструкции фильтров, например с полюсами и нулями. В результате обеспечивается аппроксимация многих передаточных функций, которые можно представить в виде бесконечных рек урсивных

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

–– П р о е к т и р о в а н и е с п о м о щ ь ю фильтров Чебышева, основанное на теории оптимизации, требует большого объема вычислений. С появлением мощных настольных компьютеров требование к интенсивности вычислений легко удовлетворяется, но часто сопряжено с возникновением ошибки сходимости; фильтры Чебышева, как правило, нельзя создать в реальном времени внутри ЦПОС. Распр о с т р аненный м е тод ок на Кайзера позволяет довольно -таки быстро получить хорошо масштабируемые КИХ-фильтры, не беспокоясь о сходимости. Однако при необходимости создать цифровой фильтр самого высокого качества для заданной конфигурации оборудования следует воспользоваться итеративным алгоритмом Чебышева. Рисунок 3 иллюстрирует главное преимущество, которым обладает цифровой низкочастотный КИХ-фильтр Чебышева при решении задачи нор-

Рис. 3. Главное преимущество цифрового низкочастотного КИХ-фильтра Чебышева – низкая неравномерность АЧХ в полосах пропускания и задерживания

Рис. 4. Структурная схема биквадратного цифрового фильтра, которая вычисляет АЧХ передаточной функции БИХ второго порядка

www.elcomdesign.ru

последовательностей. Такие реализации известны как фильтры с бесконечной импульсной характеристикой (БИХ). Функции называются бесконечными рекурсивными, поскольку они используют предварительно полученные значения в последующих расчетах. Этот принцип схож с обратной связью в аппаратных системах. Аналог передаточных функций классических линейных систем реализуется с помощью методов БИХ. Стандартная процедура заключается в использовании передаточной функции класс ич е с ко г о а н а л о г о в о г о ф и л ьт р а , например Баттерворта, и в преобразовании уравнений фильтра из комплексной S‑области в комплексную Z‑область. Полученные коэффициенты дают передаточную функцию в Z‑области в конфигурации обратной связи с числом n узлов задержки, которое равно порядку передаточной функции в S‑области. Эти реализации известны как БИХфильтры, поскольк у при коротком импульсе, прошедшем через фильтр, выходное значение быстро к нулю не сходится, но теоретически продолжает уменьшаться при бесконечном числе выборок. ЦПОС с плавающей запятой обеспечивают преобразования, почти эквивалентные аналоговым фильтрам Баттерворта, Чебышева и эллиптическим фильтрам, поскольку используют, по сути, ту же математическую конструкцию, что и аналоговые эквиваленты. Кроме того, у этих ЦПОС нелинейные фазовые характеристики те же, что у их аналоговых эквивалентов, или несколько хуже, поскольку в БИХ- фильтрах воспроизводитс я то же число полюсов и нулей в линейных системах. Рисунок 4 иллюстрирует структуру биквадратного цифрового фильтра, которая вычисляет АЧХ передаточной функции БИХ второго порядка. Она имеет два узла задержки, а расчетными коэффициентами являются A1k, A2k, B1k и B2k. Процессоры с плавающей запятой имеют ряд преимуществ над процессорами с фиксированной запятой: -- определенные приложения ЦПОС, например БИХ-фильтры, легче реализовать на процессорах с плавающей запятой; -- код приложения с плавающей запятой позволяет сократить затраты на разработку и время выхода изделий на рынок по сравнению с соответствующими программами в формате с фиксированной запятой; -- п р е д с т а в л е н и е и н ф о р м а ц и и с плавающей запятой имеет меньшую вероятность ошибки и шума;

Не всегда требуется, чтобы спад был таким же крутым, как после предварительной фильтрации наложенного спектра, который приближает полезную полосу целевой системы к частоте Найквиста. Даже если полоса исходного сигнала составляет 100% полосы Найквиста, самой нижней нежелательной частотой в выходном сигнале ЦАП является вторая гармоника. Из соображений удобства многие разработчики устанавливают один и тот же фильтр и для фильтрации наложенного спектра, и для восстановления. С точки зрения ослабления, однако, такой подход представляется убийственным. Кроме того, поскольку в ступенчатом выходном сигнале ЦАП имеются крутые фронты и спады, использование фильтра (Бесселя) с более линейной фазой было бы уместнее на конечном этапе обработки сигнала благодаря меньшему «звону» и выбросам, чем у эллиптического или схожего фильтра с резким спадом АЧХ. При БПФ сигнал, восстановленный с помощью экстраполятора первого порядка, имеет амплитудную погрешнос ть (Е ), которая изменяетс я как функция частоты f и частоты выборки fS . Величина этой погрешности определяется соотношением на рисунке 5. Выбор технологии фильтра не так прост, как выбор передаточной функции среди функций Баттерворта, Бесселя и Золотарева. Наилучшее решение в значительной мере зависит от приложения. Чтобы ослабить погрешности от наложения спектра до приемлемых уровней, выбор реализации фильтра основан на требуемой полосе пропускания и точности конечной системы. Эти параметры наряду с затратами на аппаратное обеспечение определяют скорость системы

–– 20‑разрядные генераторы сигнала с малыми искажениями; –– АЦП и ЦАП с минимальными уровнями шума –100 дБ или лучше. По мере увеличения частоты выборки ЦПОС полоса пропускания и рабочие характеристики ЦПОС-решений должны улучшаться. Цифро-аналоговое преобразование

Восс танов ление сигна ла пос ле цифро-аналогового преобразования, на первый взгляд, может показаться простой задачей. Однако это совсем не так. Как и входные сигналы АЦП, сигналы после ЦАП также имеют погрешности. Для каждого частного значения входных цифровых данных ЦАП сохраняет соответствующее значение до следующего периода выборки. Следовательно, выходной сигнал представлен последовательностью ступенек. Этот сигнал, являющийся разновидностью «выборки и хранения», используется в экстраполяции первого порядка (first-order hold). Любая аппроксимация ступенчатой функцией гладкого аналогового колебания, например выходной сигнал ЦАП, состоит из набора синусоидальных сигналов основной частоты и их гармоник. Точное восстановление аналогового сигнала требует удаления этих гармоник с помощью фильтра на выходе ЦАП. Такой фильтр имеет очень плоскую АЧХ в полосе пропускания и быстрый спад выше частоты среза fc. Уровень подавления в полосе заграждения должен быть достаточно глубоким, чтобы ослабить погрешности высокочастотных компонентов ниже младшего значащего разряда АЦП или ЦАП целевой системы.

Готовые и заказные решения

sin x , где x = π f fS x

sin(x) x

поправка для fS = 4fС

Фильтр 0,5 0 –0,5

sin(x) x

–1

Амплитуда, дБ

Поскольку число параметров оборудования, программного обеспечения и компромиссных решений достаточно велико, возможность получить из одного источника аналоговую, ЦПОС-схему и опыт программирования наряду со специализированным IP-ядром может стать весомым аргументом в пользу выбора готового или заказного решения от производителя. Приведем примеры таких решений: –– КИХ-фильтры с многоскоростными алгоритмами, которые позволяют существенно расширить диапазон частот и сократить задержку – оба параметра ограничивают схемы, реализованные на основе односкоростных алгоритмов ЦПОС-фильтров с выборкой сигнала; –– очень ма лый шум и иска жения (до –120 дБ) цифровых фильтров для удаления наложенного спектра и реконструкции сигнала;

–1,5

Фильтр+ –2

sin(x) x

–2,5 –3 –3,5 –4 –4,5 –5 0,1

0,2

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

-- мощные устройства с плавающей запятой эмулируют процессоры с фиксированной запятой, но при более высокой стоимости аппаратуры. С ложные функции цифрового фильтра обеспечивают миллионы математических операций. Скорость их выполнения зависит от различных факторов, в т. ч. от скорости ЦПОС, сложности фильтра (числа отводов) и разрядности каждого вычисления. Микросхему ЦПОС, например с тактовой частотой 10 МГц, можно использовать в качестве простого КИХ-фильтра с точностью 16 бит и частотой среза до 100 кГц. Та же ИС обеспечивает 24‑разрядную точность с частотами среза до 10 кГц. Проигрыватели звуковых компакт-дисков с 16‑разрядными ЦАП и частотой выборки 44,12 кГц имеют полосу величиной 20 кГц и динамический диапазон 100 дБ. В настоящее время многие законченные решения на ЦПОС и специализированные прикладные платформы предлагаются вместе с системами разработки для тех, кто хочет создать собственную систему. Известно немало компьютерных программ, которые определяют число отводов и значения расчетных коэффициентов для реализации конкретной функции цифрового фильтра. В некоторых случаях эти программы выводят файлы в программатор ПЗУ или флэш-память, автоматически загружая алгоритмы в реальную схему ЦПОС. Одной из таких программ является MatLab от MathWorks, которая вычисляет коэффициенты для проектируемых КИХ-фильтров и создает программы БИХ-фильтров.

0,3

0,4

0,5

0,6

0,7 0,8 0,9 1

Частота, f/fC

Рис. 5. Амплитудная погрешность (Е), как функция частоты сигнала и частоты выборки fS

электронные компоненты №4 2016

(частоту выборки), разрешение (разрядность), тип АЦП (дельта-сигма, последовательного приближения, параллельный и т. д.) и технологию фильтра для подав ления наложенного спектра и восстановления сигнала.

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

Особенности разных реализаций фильтров

Линейные активные фильтры применяются в приложениях, в которых требуется, чтобы полоса пропускания системы была как можно ближе к частоте выборки и имела резкий спад. Простые двух- или трехполюсные схемы так же слу жат в качестве фильтров наложенного спектра и тактовой частоты или восстановительных фильтров для систем, использующих решения с переключаемыми конденсаторами либо ЦПОС. Технология активных фильт ров позволяет создавать очень точные низкочастотные фильтры в диапазоне от долей Гц до 2 МГц, которые почти невозможно реализовать с помощью других методов. Схемы с переключаемыми конденсаторами используются, в первую очередь, в тех случаях, когда высоки требования к стоимости и занимаемому пространству. Кроме того, эти решения применяются, если точность системы составляет 10–13 разрядов, полоса пропускания превышает 10 кГц, а характеристики точности на постоянном токе и устойчивости фильтров на переключаемых конденсаторах являются приемлемыми. В приложениях, работающих в диапазоне нескольких МГц или требующих фильтрации сетевого напряжения, как правило, используются пассивные фильтры. К ним относятся демпфирующие устройства (снабберы) для подавления высокомощных индуктивных или коротких выбросов.

Рис. 7. Дерево решений цифрового фильтра

www.elcomdesign.ru

Рис. 6. Пример высокочастотного фильтра, реализованного на ЦПОС

Цифровые фильтры используются главным образом, если требования к передаточной функции не имеют эквивалента среди аналоговых решений, или на печатной плате уже находится ЦПОС, выполняющий другие функции. Пример ограничения в выборе цифрового фильтра показан на рисунке 6. Полоса пропускания высокочастотного цифрового фильтра ограничена максимальной полосой пропускания, частотой выборки и разрядностью, которые определяют порядок фильт ра. В этом примере широкополосные высокочастотные активные или пассивные фильтры являются очевидной альтернативой. Выбор цифрового фильтра осуществляется в виде компромисса между ЦПОС с плавающей запятой и БИХфильтрами или ЦПОС с фиксированной запятой и КИХ-фильтрами (см. рис. 7).

Во многих приложениях преобразование из аналоговой формы в цифровую и обратно является необходимым и часто имеет ограничения в полосе пропускания и гибкости проектного решения. Одним из примеров является ограничение максимальной полосы пропускания, накладываемое выборкой при изменении частоты цифрового фильтра. Чтобы обойти это ограничение, следует подстроить тактовую частоту, отрегулировав фильтры наложенного спектра и восстановления. Следовательно, требуется несколько фильтров, работающих на фиксированных частотах, или программируемые фильтры, что нерентабельно. Другой подход заключается в настройке тактовой частоты внутри ЦПОС путем прореживания или интерполяции; следовательно, АЧХ фильтра можно изменить с помощью его алгоритма.

Пять способов повышения чувствительности и точности анализатора в присутствии шумов Чериза Кметович (Cherisa Kmetovicz), Keysight Technologies

Хотя анализаторы идеально подходят для исследования сигналов, способность быстро и точно распознавать сигналы малой амплитуды на фоне собственных шумов этих приборов значительно ограничена. Решить эту задачу можно путем повышения чувствительности анализатора при сохранении высокой точности и скорости свипирования. Пять описанных в статье методов помогут инженерам справиться с указанной задачей. Эти методы упрощают поиск и анализ сигналов, а также выбросов и помех, которые маскируются шумом.

к приемнику и особенно вреден в цифровых системах связи, где он может влиять на цифровые сигналы, порождать ошибки данных и ограничивать общую производительность системы. Поскольку борьба с шумом в электронных схемах ведется с незапамятных времен, он считается фундаментальным параметром, который необходимо соответствующим образом измерять во всех компонентах приемника и передатчика.

Как правило, д ля исс ледования сигналов инженеры предпочитают использовать анализаторы спектра или сигналов. Эти приборы представляют собой высококачественные широкополосные приемники, а это значит, что любой внутренний шум может существенно ограничить их способность измерять сигналы очень малой амплитуды с высокой точностью и высокой скоростью свипирования. Зачастую

3 1 Уровень собственных шумов

Немодулированный сигнал 2

Полоса разрешения, Гц

4 Ослабление, дБ

100k

10k

Коррекция Предусилитель уровня собственных шумов

Рис. 1. Результаты измерения основного уровня и четыре других измеренных параметра, выполненные с использованием разных методов, позволяющих улучшить чувствительность анализатора. Все измерения выполнены анализатором сигналов Keysight N9010A EXA серии X. Благодаря этим методам анализатор обеспечивает самую высокую чувствительность и скорость свипирования среди недорогих анализаторов среднего класса, предлагаемых на современном рынке

электронные компоненты №4 2016

И С П Ы ТА Н И Е И Т Е С Т И Р О В А Н И Е

Шум является неотъемлемым фактором, влияющим на работу любого устройства. Он определяется как нежелательный электрический сигнал, искажающий полезный сигнал или создающий ему помехи. Шум может создаваться всевозможными источниками – и внутренними, и внешними по отношению к системе. Шум порождает случайные искажения полезной информации на пути от передатчика

И С П Ы ТА Н И Е И Т Е С Т И Р О В А Н И Е

Рис. 2. NFE – уникальная функция анализаторов сигналов Keysight серии X. В общем случае NFE снижает уровень собственных шумов на 10-12 дБ в нижнем частотном диапазоне анализатора (менее 3,6 ГГц) и примерно на 8 дБ в верхнем диапазоне (более 3,6 ГГц). Амплитуда сигнала желтого цвета, измеренная вблизи нескомпенсированного уровня шумов анализатора, имеет несколько понижающихся уровней. Синий сигнал – результат того же измерения в режиме NFE

такие слабые сигналы, а заодно и крат ковременные выбросы или помехи становятся невидимыми, скрываясь в шумах, которые создаются самим анализатором. Чтобы быстро и точно измерить такие сигналы, особенно если их уровень близок к уровню шумов, необходимо повысить чувствительность анализатора. Это достигается пятью основными способами. Чтобы внес ти яснос ть в обс у ждение и визуализировать влияние этих способов на чувствительность анализатора, мы рассмотрим в качестве примера результаты измерений на рисунке 1. Они выполнялись анализатором сигналов с полосой разрешения (RBW) 100 кГц и ослаблением по входу 10 дБ. Измеренная амплитуда основного уровня (показана желтым цветом) очень близка к уровню собственных шумов анализатора. Маркер, установленный на пик сигнала, показывает амплитуду величиной –85,1 дБм. Сравнивая пиковое значение сигнала с уровнем собственных шумов, получаем отношение сигнала к шуму (С/Ш) около 5 дБ. Это значение очень мало и наверняка повлияет на точность измерения амплит уды. Ос тальные сигналы на этом рисунке являются результатами измерений, выполненных с использованием разных методов повышения чувствительности. Метод 1. Уменьшение полосы разрешения

Д ля выполнения ответс твенных измерений анализатор спектра или

www.elcomdesign.ru

сигналов должен обладать достаточной точнос тью, быс тродейс твием и динамическим диапазоном. В большинстве случаев улучшение одного из этих параметров отрицательно сказывается на других, и эти компромиссы часто зависят от выбранной полосы разрешения (RBW). Сужение RBW может оказаться весьма полезным при измерении низкоуровневых сигналов. Это связано с тем, что сужение RBW уменьшает средний уровень собственных шумов анализатора (DANL), что, в свою очередь, расширяет его динамический диапазон и повышает чувствительность. Синий сигнал на рисунке 1 показывает, что проис ходит при с у же нии RBW со 100 до 10 кГц, – уровень со б с т в е н н ы х ш у м о в а н а л и з а т о р а снижаетс я на 10 дБ. Данный метод позволяет уменьшить уровень шумов анализатора в еще большей мере, однако за это придется расплатиться увеличением времени свипирования. При использовании традиционных аналоговых фильтров RBW скорость свипирования анализатора обратно пропорциональна квадрату полосы разрешения. Метод 2. Уменьшение ослабления по входу анализатора

Уменьшение ослабления на входном ат тенюаторе анализатора снижает уровень собс твенных шумов и является одним из способов повыш ени я ч у в с т ви те льно с т и, не у в е -

личивающих время свипирования. При использов ании этого м е тод а оператор вручную настраивает входной ат тенюатор ана лиз атора на 0 дБ, снижая тем самым уровень шумов анализатора. Этот метод иллюс трируетс я на рис унке 1 сигналом голубого цвета. Однако, если одновременно с измеряемым сигналом низкого уровня на вход пос т упает другой сигнал высокого уровня, возможна перегрузка анализатора. Поэтому, снижая ослабление входного аттенюатора, необходимо соблюдать крайнюю осторожность. Метод 3. Использование предварительного усилителя

Еще один способ повысить чувствительность анализатора заключается в использовании встроенного или внешнего широкополосного предусилителя для подготовки слабых электрических сигналов к дальнейшему усилению или обработке. Максимальное повышение чувс твительнос ти достигается с помощью малошумящего предусилителя с большим коэффициентом усиления. Как видно по сигналу зеленого цвета на рисунке 1, предусилитель снижает коэффициент шума системы и уровень собственных шумов. В данном случае встроенный предусилитель анализатора дополнительно уменьшил уровень собственных шумов примерно на 15 дБ. В результате появилась возможность наблюдать паразитный сигнал, обозначенный маркером 2, который до этого не был виден.

Метод 4. Вычитание собственного шума анализатора из измеряемого сигнала

Еще один метод повышения чувствительности анализатора состоит в коррекции уровня собственных шумов (NFE). В процессе такой коррекции определяется вклад шума прибора в сигнал в данном режиме работы, после чего уровень шума прибора автоматически вычитается из результатов измерения спектра в режиме реального времени. Красный сигнал на рисунке 1 является результатом измерения основного уровня при использовании функции NFE. В результате уровень шумов снижается еще на 8 дБ. Как правило, с помощью метода NFE средний уровень собственных шумов анализатора снижается более чем на 10 дБ; при этом от пользователя не требуются какие-либо действия – достаточно включить этот режим (см. рис. 2). Метод 5. Ускоренное свипирование

Хотя повышение чувствительности анализатора необходимо для измерения слабых сигналов вблизи уровня шумов, быстрое выполнение таких измерений не менее важно. Метод ускоренного свипирования позволяет уменьшить время

Рис. 3. Метод быстрого свипирования в анализаторах сигналов Keysight серии X с опцией FS1 позволяет значительно ускорить свипирование по сравнению с традиционными методами. Эти анализаторы автоматически корректируют последствия слишком быстрого свипирования в полосе RBW 3–300 кГц. В зависимости от настройки удается сократить время свипирования с нескольких секунд до нескольких миллисекунд

свипирования в 50 раз, что превосходит возможности традиционного аналогового фильтра RBW. При этом точность измерений не теряется. Традиционные анализаторы спект р а и л и си г н а л о в а в т о м а т ич е ск и привязывают время свипирования к полосе обзора и полосе RBW для сохранения калибровки. Однако если время свипирования становится меньше приемлемого уровня, возникают погрешности амплитуды и частоты. Для примера рассмотрим результат измерения на рисунке 3. Серый сигнал предс тавляет собой результат измерения с допус тимой нас трой-

кой времени свипирования, а красный – измерение со слишком малым временем свипирования. В последнем случае возникают погрешности измерения частоты и амплитуды. При использовании полнос тью цифро вого ПЧ-трак та метод ускоренного свипирования управляет цифровой характеристикой RBW и эффективно корректирует эти погрешности, ускоряя свипирование. Анализаторы сигналов Keysight серии X автоматически корректируют последствия слишком быстрого свипирования в диапазоне полосы разрешения 3–300 кГц.

электронные компоненты №4 2016

Однопроводной интерфейс для калибровки формирователя сигнала с датчиков Хавьер Вале-Майорга (Javier Valle-Mayorga), инженер по применению, Аран Вемури (Arun Vemuri), системный разработчик, Texas Instruments

И С П Ы ТА Н И Е И Т Е С Т И Р О В А Н И Е

В статье обсуждается калибровка формирователей датчиковых сигналов, и сравниваются разные коммуникационные интерфейсы, используемые в этом процессе. Рассматриваются основные преимущества OWI-интерфейса перед другими интерфейсами, а также принципы, определяющие связь по этому интерфейсу. Кроме того, описывается способ, позволяющий установить связь по линии питания, и решение, которое преодолевает имеющиеся затруднения.

Калибровка – решающий этап изготовления многих датчиков, в т. ч. давления, температуры и положения. Одним из основных компонентов, для которого требуется калибровка, является коммуникационный программно-аппаратный интерфейс между датчиком и системой калибровки. Этот интерфейс должен обладать способностью одновременно калибровать много датчиков. Уменьшение чис ла датчиковых в ы в о д о в , о б е сп еч и в аю щ и х св яз ь при калибровке и, соответственно, числа проводов или кабелей, является выигрышным подходом, поскольку сокращается стоимость и размеры конечной системы. Однопроводной коммуникационный интерфейс (onewire communication interface, OWI) располагает указанными преимуществами, позволяя осуществлять связь с устройством по одному проводу. Более того, при использовании двухпроводных датчиков интерфейс OWI предоставляет дополнительные преимущества за счет линии питания. Двухпроводные датчики исключают необходимость в дополнительном выво-

де благодаря тому, что данные и питание доставляются по одному проводу. Мы обсудим использование коммуникационных интерфейсов для калибровки датчиков. Кроме того, мы рассмотрим применение OWI-интерфейса с помощью линии питания в приложениях с двухпроводными датчиками и обсудим способы решения этой задачи. Калибровка формирователей сигналов с датчиков

Калибровка формирователей сигналов датчиков является важным этапом их производства. На рисунке 1 показана структурная схема датчика и калибровочной системы. Датчик состоит из двух элементов: чувствительного, который преобразует требуемую физическую величину в элек трический сигнал, и формирователя датчикового сигнала, который работает с использованием математических алгоритмов. Аппаратнопрограммная система, установленная в конце производственной линии, предназначена для калибровки датчиков. Как правило, такие характеристики чувствительных элементов как сме-

Рис. 1. Структурная схема датчика и калибровочной системы

www.elcomdesign.ru

щение, нелинейности и коэффициенты усиления отличаются от идеальных значений. Калибровка датчика позволяет определить параметры (коэффициенты) математических алгоритмов. Эти алгоритмы, реализованные в формирователях сигналов, корректируют отклонения от идеальных характеристик. В процессе калибровки система собирает данные от формирователя сигналов и определяет коэффициенты, после чего передает параметры обратно в формирователь. В [3] показано, что калибровка, как правило, представляет собой двухступенчатый процесс и, в зависимости от заданной точности датчика, может отнять много времени, особенно если необходимо еще выполнить калибровку температуры. Независимо от результирующей точности датчика система калибровки должна принимать и передавать данные формирователю датчикового сигнала. К этой информации относятся: выходные данные; данные с датчиков; конфигурация формирователя датчикового сигнала и параметры алгоритмов.

Калибровочная система передает данные формирователю сигналов и получает информацию с регистров формирователя. Выходные данные и данные с датчиков собираются при разных значениях температуры. Например, при калибровке шаги по сбору этих данных повторяются для каждого значения температуры. Коэффициенты и параметры конфигурации, как правило, хранятся в энергонезависимой памяти в формирователе датчикового сигнала.

Коммуникационные интерфейсы для калибровки

Калибровочная система связывается с формирователем датчикового сигнала с помощью коммуникационных интерфейсов, которые поддерживает этот формирователь. К их числу относятся: последовательный периферийный интерфейс (SPI); двухпроводной последовательный (I2C); универсальный асинхронный приемник/передатчик (UART); однопроводной интерфейс (OWI).

Каждый из этих интерфейсов имеет свои преимущества и недостатки с точки зрения калибровки. Например, для SPI требуются четыре линии – MISO, MOSI, CSN и SCLK. На рисунке 2 представлена структурная схема калибровочной системы на основе SPI-интерфейса. Из рисунка видно, что каждому датчику необходимы четыре специализированных вывода для связи помимо выводов VDD, GND и SIGNAL OUT. Возможно, к числу недостатков связи с помощью SPI-интерфейса следует в данном слу-

И С П Ы ТА Н И Е И Т Е С Т И Р О В А Н И Е

Рис. 2. Связь между разными устройствами калибровочной системы с помощью SPI-интерфейса

Рис. 3. OWI-связь между устройствами с использованием сигнального вывода

электронные компоненты №4 2016

И С П Ы ТА Н И Е И Т Е С Т И Р О В А Н И Е

чае отнести то, что при крупносерийном производстве формирователей датчиковых сигналов требуется более дорогостоящее, сложное и крупногабаритное оборудование для калибровки. Кроме того, стоимость датчика тоже увеличивается, поскольку каждому сенсору требуются специализированные выводы для связи при калибровке. Для интерфейсов I2C и UART необходимы две линии связи. И хотя в этих случаях количество линий в два раза меньше, чем при использовании SPI, датчикам требуются специализированные выводы для связи во время калибровки. Т. о., интерфейс OWI является лучшей альтернативой для калибровки формирователей смешанных сигналов, поскольку ему необходима только одна коммуникационная линия. Кроме того, интерфейс OWI осуществляет связь

по линии питания, что исключает необходимость в использовании одного вывода и провода у двухпроводных 20‑мА датчиков. Однопроводной интерфейс

Итак, связь между ведущим и ведомым устройством при использовании OWI-интерфейса осуществляется по одной линии, в отличие от случаев применения интерфейсов I2C, SPI или UART, когда требуются две или больше линий. Связь по OWI-интерфейсу является полудуплексной двунаправленной, а интерфейс синхронизации, как правило, очень схож с UART. В некоторых ус тройс твах связь с п о м о щ ью OW I - ин тер ф е й с а о с у ществляется по одному сигнальному выводу, когда данные передаютс я с ведущего устройства. Уровни сигна-

Рис. 4. OWI-связь между устройствами с использованием сигнального вывода

Рис. 5. Падение напряжения при связи по OWI-интерфейсу с помощью питающего вывода

www.elcomdesign.ru

ла у такого устройства достигают 0 В. У других устройств OWI-связь осуществляется по выводу VDD. В результате уровни сигнала должны превышать рекомендуемое минимальное значение напряжения питания VDDMIN. Кроме того, поскольку связь устанавливается с помощью вывода VDD, OWI-линия должна обеспечить требуемый ток для нормальной работы этого устройства. На рисунке 3 показано, как устанавливается связь с использованием сигнального вывода, а на рисунке 4 – связь с помощью вывода питания. Трудности реализации OWI

Основной проблемой реализации OWI-интерфейса с помощью вывода питания является то, что в моменты отправки и получения данных этот вывод используется как питающий.

Рис. 6. Реализация OWI-связи по линии питания

Питание и данные Как у же упоминалось, при ос уществлении связи по OWI-интерфейсу с помощью вывода питания необходимо обеспечить требуемый ток устройству. Уровень напряжения никогда не должен опускатьс я ниже минимального, которое рекомендуетс я для работы устройства. Исходя из этих ограничений, возможным решением данной задачи является использование усилителя мощности. Однако при этом необходимо обеспечить стабильность его работы. Поскольк у усилитель управляет выводом VDD устройства, он управляет и развязывающим конденсатором данного вывода. Это значит, что в зависимости от емкости конденсатора и используемого усилителя необходимо учитывать его устойчивость по выходу. Она достигается с помощью стандартных методов, к которым относится использование изолирующего резис тора или компенсационного конденсатора. Чтобы избежать пульсации на выводе VDD, усилитель должен устойчиво работать во всем диапазоне скоростей передачи данных, на который рассчитан OWI-интерфейс. Падение напряжения Поскольку OWI-интерфейс предоставляет ток по линии питания, любое сопротивление или компонент, установленный последовательно выводу VDD (например, диод), создает нежелательное падение напряжения. Эти компоненты, как правило, применяются в защитной схеме устройства. На рисунке 5 показано, где расположена эта защитная схема.

Из-за этого падения напряжения на выводе VDD снижается напряжение по сравнению с рекомендованными значениями для OWI-интерфейса. При дос таточно большом падении напряжения становится невозможно ус тановить связь, а ус тройс тво отключается. Уравнение (1) определяет напряжение на устройстве V SIG_COND в зависимости от падения указанных напряжений: VSIG_COND = VOWI – ISIG_COND ∙R – VCONSTANT, (1) где VOWI – напряжение сигнала, отправленного калибровочной системой при заданных значениях напряжения OWI конкретного устройства; ISIG_COND – ток через устройство; VCONSTANT – падение постоянного напряжения. OWI-связь по выводу питания

На рисунке 6 представлено решение, в котором OWI-интерфейс реализован с помощью питающей линии. Эта схема позволяет избежать указанных выше недостатков. В ней используется суммирующий усилитель, который компенсирует все падения напряжения в сигнальном тракте. Эти напряжения добавляются к напряжению базового OWI-сигнала так, чтобы обеспечить заданный уровень напряжения. В результате значения напряжения на выводе VDD формирователя датчикового сигнала находятся в заданном диапазоне напряжения OWI, даже несмотря на все возможные падения напряжений вдоль линии питания. Напряжение на устройстве V SIG _COND после такой компенсации описывается уравнением (2):

VSIG_COND = VOWI – ISIG_COND ∙R – VCONSTANT + + ISIG_COND ∙R + VCONSTANT , VSIG_COND = VOWI (2) При такой реализации OWI-интерфейса по линии питания логические уровни получают возможность самостоятельно регулироваться на стороне калибровочной системы, поскольку сопротивление этой линии и падение постоянного напряжения известны. Если же падение постоянного напряжения или резисторы отсутствуют в линии питания, считается, что эти факторы не оказывают влияние на заданные значения напряжения. В этой схеме задача установления связи по OWI-интерфейсу с использованием вывода питания решается следующим способом: 1) питание на устройство подается с помощью усилителя мощности, который также передает данные в конфигурации с суммирующим усилителем; 2) повышение напряжения до требуемого уровня OWI-интерфейса обеспечивает заданные значения напряжения на выводе устройства VDD. В каждой конкретной схеме формирователь датчикового сигнала определяет значения постоянного напряжения и величину IR, которые следует добавить к сигналу OWI-интерфейса. Литература 1. Технические описания PGA400 ‑ Q1, PGA900. Texas Instruments. 2. Arun Vemuri, Javier Valle-Mayorga. Twostep calibration of sensor signal conditioners. Texas Instruments Analog Applications Journal. 2Q 2015.

электронные компоненты №4 2016

Методы по уменьшению рассогласования импеданса Николай Майский, разработчик Согласование импеданса – сложная и не всегда правильно понимаемая задача. Всякий раз, когда происходит отказ в схеме или возникают комплексные проблемы, причиной в большинстве случаев является несогласованный импеданс. Таким образом, часто появляется необходимость согласовать импеданс нагрузки с источником, чтобы повысить передачу мощности. Известно немало методов согласования импеданса, и выбор наилучшего из них зависит от приложения. В этой статье обсуждаются основные вопросы, связанные с согласованием импеданса, и предлагаются практические методы по устранению рассогласования. Основные показатели

Основными показателями для анализа рассогласования импеданса является коэффициент стоячей волны по напряжению (КСВН), потери на отражение и потери на рассогласование.

содержание

КСВН Если импеданс нагрузки ZL линии передачи не равен ее характеристическому импедансу ZO , в оконечной нагрузке поглощается не вся мощность падающей волны. Часть этой энергии отражается в источник, а в результате сложения и вычитания фаз падающей и отраженной волн в линии передачи образуется стоячая волна. Отношение максимального напряжения к минимальному, разнесенных на 180° (λ/2), называется коэффициентом стоячей волны по напряжению (КСВН).

Потеря на отражение Потеря на отражение – отношение мощности падающей волны к мощности отраженной волны, выраженное в дБ. По своему определению, это всегда положительное значение. Например, если потеря на отражение составляет 10 дБ, это значит, что отражается 1/10 часть падающей волны. Чем выше этот показатель, тем меньше энергии теряется при прохождении сигнала.

Потеря на рассогласование Этот показатель – мера того, насколько ослабляется передаваемая энергия из-за отражения сигнала. Потери на рассогласование определяются следующим выражением:

Потери на рассогласование = = –10 log (1 – ρ2), где ρ – коэффициент отражения. Например, у фи льтра с КСВН = =2:1 коэффициент отражения равен 0,33, потери на рассогласование – 0,51 дБ, а потери на отражение – 9,54 дБ (11% передаваемой энергии отражается в обратном направлении). Для некоторых систем это достаточно большая величина, которая указывает на необходимость использовать компоненты с меньшим КСВН. Причины рассогласования

Причинами рассогласования схемы могут быть разные факторы. К ним относятся неоднородности в физическом тракте линии передачи, которые ухудшают качество сигнала; неправильно согласованные линии и скачкообразные изменения величины импеданса в линиях передачи сигнала. Из этих факторов

наиболее часто наблюдаются ступенчатые неоднородности, связанные с тем, что толщина проводников на подложке отличается от рекомендованной производителем. На рисунке 1 показаны контактные площадки полосового фильтра. Зеленым цветом обозначены сигнальные участки, а малиновым – заземляющие. Как правило, если ширина проводника ВЧ-сигнала в точности равна ширине сигнального участка, отражение сигнала минимально. На рисунке 2 представлены результаты симуляции характеристик потери на отражение в трех рассмат риваемых случаях. В первом из них отношение ширины сигнального участка к ширине участка линии передачи равно 1:4, потеря на отражение составляет 5–10 дБ; во втором случае отношение равно 1:1,6, потеря на отражение: 10–15 дБ. В третьем случае отношение равно 1:1, а потеря на отражение превышает 30 дБ во всем диапазоне частоты. Из сравнения этих характеристик видно, что рассогласование импеданса обратно пропорционально отношению ширины сигнального участка к ширине участка линии передачи. Это рассогласование можно свести к минимуму, если отношение составляет 1:1.

Рис. 1. Контактные площадки полосового фильтра с тремя разными отношениями ширины сигнальной площадки к ширине площадки для линии передачи

www.elcomdesign.ru

Как уменьшить рассогласования импеданса

Рис. 2. Расчетные характеристики потери на отражение для трех случаев, рассматриваемых на рисунке 1

ном частотном диапазоне. Эту проблему иногда можно решить, задействовав в LC-цепи ВЧ-фильтр, или наоборот. Еще одним распространенным методом является применение согласующих трансформаторов, которые преобразуют импеданс нагрузки в виде квадрата коэффициента трансформации напряже-

ния. Этот коэффициент зависит от числа витков входной (первичной) обмотки, деленного на число витков выходной (вторичной) обмотки. В ВЧ-приложениях используются планарные трансформаторы на печатной плате, а также бифилярный или коаксиальный кабель, намотанный

а)

б)

Рис. 3. Фрагмент топологии печатной платы: а) с фильтром CBP-1300F-1+; б) модификация этой платы с другой шириной сигнального участка

Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат

Известно несколько методов, с помощью которых можно повысить согласование импеданса линии. Один из них состоит в установке согласованного аттенюатора перед рассогласованным импедансом нагрузки. В этом случае рассогласование линии на входе аттенюатора уменьшается на величину, равную удвоенному значению затухания аттенюатора. Например, если используется аттенюатор на 3 дБ, мощность сигнала на входе этого устройства уменьшится на 3 дБ к тому моменту, когда сигнал достигнет нагрузки. Этот сигнал полностью отразится от нагрузки и испытает затухание еще на 3 дБ, прежде чем вернется на вход. Суммарное затухание сигнала составит, таким образом, 6 дБ. Недостаток рассматриваемого метода в том, что поскольку амплитуда прошедшего сигнала тоже уменьшается на 3 дБ, это затухание необходимо компенсировать для сопряженных цепей. Для согласования схемы применяются также LC-цепи. Как правило, они состоят из индуктивности и емкости, с помощью которых обеспечивается согласование в широком ряду импедансов в ВЧ-схемах. Применяются четыре основных типа этих цепей с двумя вариантами фильтров низкой частоты (ФНЧ) и двумя вариантами фильтров высокой частоты (ФВЧ). Чаще используются ФНЧ, поскольку они ослабляют гармоники, шум и другие нежелательные сигналы, что, как правило, востребовано в ВЧ-приложениях. Несмотря на универсальность этих цепей, их нельзя использовать во всех подобных случаях из-за ограничений в отношении диапазона согласуемых импедансов. В некоторых случаях расчетные величины индуктивности или емкости могут оказаться слишком велики или малы, чтобы их использовать в задан-

Рис. 4. Потери на отражение фильтра CBP-1300F-1+: а) на исходной плате заказчика; б) на модифицированной плате

электронные компоненты №4 2016

на ферритовый сердечник. Такой тип трансформатора обеспечивает очень широкую полосу пропускания. Однако при этом допускается весьма ограниченное число значений коэффициентов трансформации напряжения (1:9, 1:4 или 1:2). В то же время, ферритовый сердечник позволяет значительно увеличить индуктивность, при этом уменьшается добротность. Сердечники трансформаторов этого типа, как правило, позволяют улучшить характеристики в диапазоне более низких частот.

ны на рисунке 4. Было установлено, что изменение ширины сигнального участка существенно увеличило согласование. Сплошная красная кривая на рисунке 4а представляет собой характеристику потери на отражение на исходной печатной плате заказчика (около 10 дБ). Пунктирная зеленая кривая соответствует потерям на отражение после того, как ширина сигнального участка была изменена. В результате этот показатель улучшился примерно на 20 дБ. Существенно уменьшилась и неравномерность затухания в полосе пропускания фильтра.

Практический пример

C B P ‑13 0 0 F ‑1+ о т к о м п а н и и M ini - Circuit s пр е дс тав л яе т со б ой керамическ ий резонаторный фильтр с полосой пропускания 1200–1400 МГц. Это ус тройс тв о было установлено на печатной плате одного из заказчиков компании. Отношение ширины сигнального участка к ширине участка линии передачи составило 1:4. Заказчик обратился к Mini-Circuits за рекомендациями, которые позволили бы улучшить согласование схемы. Инженеры компании предложили два варианта решения.

Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат

Вариант 1. Изменение ширины сигнального участка

Как мы уже знаем, изменение ширины сигнального участка в соответствии с шириной участка линии передачи позволят минимизировать несоответствие между топологическими размерами компонентов и элементами печатной платы. Топология печатной платы и ее модификация показаны на рисунке 3. Модифицированную топологию протестировали и сравнили с топологией печатной платы заказчика, выполнив измерения потери на отражение в диапазоне 1000– 1700 МГц. Результаты испытания показа-

Вариант 2. Подключение индуктивности к заземлению на выходе

Второй метод, позволяющий улучшить согласование импеданса схемы, состоит в подключении индуктивности 18 нГн к заземлению на выходе фильт ра (см. рис. 5). В результате создается LC-цепочка, в которой влияние шунтирующего конденсатора уменьшается благодаря резонансу с индуктивностью. Ре з ул ьт а т ы и з м е р е н и я п о т е р и на отра жение в диапазоне 10 0 0 – 1700 МГц представлены на рисунке 6. Заземленная индуктивность на 18 нГн повысила согласование схемы. Сплошная кривая красного цвета представляет

собой характеристику потери на отражение на печатной плате заказчика. Потеря на отражение составляет около 10 дБ. Пунктирная кривая синего цвета – потери на отражение после установки выходной заземленной индуктивности на 18 нГн. Во втором случае этот показатель улучшился на 20 дБ. Уменьшилась и неравномерность затухания в полосе пропускания фильтра. Выводы

Представленные в этой публикации решения позволяют хорошо согласовать импеданс в тех случаях, когда топологические размеры отдельных участков печатной платы отличаются от размеров компонентов. Оптимальное решение зависит от конкретной схемы и случая согласования. Литература 1 .  M i n i - C i r c u i t s . T e c h n i q u e s f o r Improving Impedance Mismatch//w w w. minicircuits.com. 2. David M. Pozar. Microwave Engineering// Hoboken. NJ. John T. Wiley and Sons. 2012. 3. Kirt Blattenberger. VSWR Reduction by Matched Attenuator. RF Café//www.rfcafe.com. 4. Lou Frenzel. Back to Basics: Impedance M a tc h i n g (Pa r t 2). El e c t ro n i c D e si g n // electronicdesign.com.

а)

б)

Рис. 5. а) плата заказчика с фильтром CBP-1300F-1+; б) модифицированная плата с выходной индуктивностью 18 нГн

Рис. 6. Потери на отражение фильтра CBP-1300F-1+: а) на исходной плате заказчика; б) на модифицированной плате с выходной индуктивностью 18 нГн

www.elcomdesign.ru

События рынка

| Семинар «ВЧ/СВЧ-продукты компании Analog Devices» |

«Аргуссофт Компани» совместно с компанией Analog Devices проведут семинар в Москве. Приглашаем принять участие в семинаре «ВЧ/СВЧ-продукты компании Analog Devices» Семинар состоится: 19 мая 2016 г. с 9.30 до 16.30 Докладчик: Йоханнес Хорват (Johannes Horvath), Австрия Место проведения семинара: Москва, ул. Мастеркова, д. 4, Бизнес-Центр «Панорама» Программа семинара: 9:30 – 9:45 Введение 9:45 – 11:15 Обзор ВЧ и СВЧ сигнальной цепочки Analog Devices и Hittite -- Усилители -- Аттенюаторы -- Ключи и мультиплексоры -- Перестраиваемые фильтры -- Фазовращатели 11:15 – 11:30 Перерыв 11:30 – 13:00 Обзор ВЧ и СВЧ сигнальной цепочки Analog Devices и Hittite (продолжение) -- Смесители -- Синтезаторы с ФАПЧ -- ГУН -- Квадратурные модуляторы/демодуляторы -- Детекторы 13:00 – 13:30 Кофе-брейк 13:30 – 13:45 Лицензионные ограничения на поставку электронных компонентов в РФ со стороны Государственного департамента США 13:45 – 14:45 Новые и фокусные компоненты 14:45 – 15:00 Перерыв 15:00 – 16:30 -- Рекомендации по питанию ВЧ- и СВЧ-компонентов -- Интегрированные приемники и АЦП (AD66xx), РЧ ЦАП (AD91x9) и интегрированные приемопередатчики AD936x для ВЧ и СВЧ -- Путь построения программно-определяемых радиосистем (SDR). Теория и практические тесты 16:30 – 17:00 Ответы на вопросы За дополнительной информацией о семинаре обращайтесь к нашим специалистам по телефону +7 (495) 660-28-55 или по адресу cmp@argussoft.ru. www.argussoft.ru

электронные компоненты №4 2016

Системы питания с преобразователями на основе ключей GaN FET Сергей Бронников, разработчик, pwrelcirdes@gmail.com

Силовые ключи на основе GaN FET уже не редкость, как и преобразователи на их основе. Их преимущества очевидны. Однако у каждой медали имеется и оборотная сторона – уменьшение длительности фронтов предъявляет повышенные требования к разработке систем питания и выбору компонентов.

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

Потери в силовых ключах

Силовые ключи на основе нитрида галлия (GaN FET), рассчитанные на малые напряжения, прочно вошли в повседневность, и выпускаются многими компаниями. Поскольку потери в этих ключах меньше, чем в кремниевых MOSFET, их использование для формирования шин с напряжением 48 В и ниже позволяет увеличить КПД системы. К тому же, меньшие потери приводят к уменьшению габаритов. В качестве примера рассмотрим силовой к люч LMG5200 от компании TI, включенный по полумостовой схеме. На рисунке 1 показана упрощенная с хема к люча, а на рис унке 2 – его структурная схема [1]. Основные параметры ключа:

Рис. 2. Структурная схема ключа LMG5200

www.elcomdesign.ru

Рис. 1. Упрощенная схема ключа LMG5200

-----

максимальное напряжение: 80 В; максимальный ток: 10 А; RDS(ON): 14 мОм; минимальная длительность импульса: 10 нс; -- корпус: QFM (6×8 мм). Прежде чем перейти к конкретным применениям, рассмотрим механизм потерь в низковольтных силовых ключах. Для оценки потерь воспользуемся упрощенной схемой синхронного понижающего DC/DC-преобразователя с жесткой комму тацией к лючей (см. рис. 3). Коммутационные потери происходят, в основном, в ключе верхнего плеча, на фронтах. Механизм их возникновения показан на рисунке 4. Потери на проводимость возникают в обоих ключах и описываются следующими соотношениями:

Рис. 3. Упрощенная схема синхронного понижающего DC/DC-преобразователя с жесткой коммутацией

PCOND(HS) = RDS(ONHS) × I2RMS(HS) PCOND(LS) = RDS(ONLS) × I2RMS(LS),

PSWHS = VIN × IOUT × fSW × tSW,

Рис. 4. Механизм возникновения коммутационных потерь

где fSW – частота коммутации; tSW – длительность фронта. Конечно, формы напряжения и тока из -з а на личия паразитных инд уктивнос тей и емкос тей отличаютс я от показанных на рисунке 4, но для

качественного, а не для количественного анализа этим различием можно пренебречь. По сравнению с кремниевыми MOSFET, у GaN FET меньше по размеру затвор и, соответственно, заряд,

поэтому время коммутации GaN FET заметно меньше. На рисунке 5 а показана осциллограмма напряжения при выключении LMG5200, а на рисунке 5 б – такая же осциллограмма выключ е ни я 8 0 ‑ В к р е м ни е в о го M OSFE T

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

где R DS(ONHS) и R DS(ONLS) – сопротивления открытого канала верхнего и нижнего ключей, соответственно; IRMS(HS) и IRMS(LS) среднеквадратичное значение (СКЗ) тока верхнего и нижнего ключей, соответственно. Потери на коммутацию в нижнем ключе крайне малы, т. к. включение и выключение ключа происходят практически при нулевом напряжении (ZVS) и их можно не учитывать. Потери на коммутацию в верхнем плече определяются из выражения:

а)

б)

Рис. 5. Осциллограмма выключения а) LMG5200; б) 80-В кремниевого MOSFET Si7852DP

электронные компоненты №4 2016

PBD = fSW × VSD × IOUT × (TDEADON + TDEADOFF) Еще одним источником потерь является выходная емкость FET. Запасаемая в ней энергия рассеивается через ключ, когда он переходит в открытое состояние. Эти потери определяются из соотношения: PCAP = fSW × QOSS(VIN) × VIN,

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

Рис. 6. КПД GaN FET LMG5200 и кремниевого 80-В MOSFET

Рис. 7. Зависимость КПД от нагрузки при разных входных напряжениях

Si7852DP. Из осциллограмм видно, что время вык лючения LMG5200 менее 1 нс, тогда как у Si7852DP это время з ам е тно б ольш е – 6 нс. Меньш е е время вк лючения обусловлено и м а л ой ин д у к т ив н о с т ью к люч ей (менее 300 пГн), и низкой индуктивностью цепи (менее 200 пГн), компактно собранной в одном корпусе. Благодаря малой индуктивности отсутствует звон при коммутации. Однако у каждой медали имеется оборотная сторона – крутые фронты могут породить существенный колебательный процесс в случае, когда во внешней цепи преобразователя имеются значительные паразитные составляющие. Следователь-

Рис. 8. Цепь преобразования энергии

www.elcomdesign.ru

но, топология печатной платы с ключами GaN FET должна быть выполнена очень тщательно. Потери на коммутацию возникают и в антипараллельном диоде нижнего ключа. Они связаны с обратным восстановлением и выражаются формулой: PRR = fSW × QRR × VIN. В этом же диоде происходят и потери при прямой проводимости, т. к. через него протекает ток во время мертвого времени. Прямое падение напряжения на диоде может оказаться довольно значительным – вплоть до 2 В. Эти потери вычисляются из соотношения:

где QOSS(VIN) – выходной заряд FET. В ключах GaN FET величина этой емкости значительно меньше, чем в кремниевых MOSFET; соответственно, меньше и потери. Потери в затворе детально рассмотрены в [2], и мы не будем на них останавливаться. Подытоживает сказанное рисунок 6, на котором показаны КПД GaN FET LMG5200 и кремниевого 80‑В MOSFET. Преимущество LMG5200 очевидно, а его проигрыш при малой нагрузке кремниевому MOSFET объясняется низкой частотой коммутацией последнего. При увеличении частоты коммутации кремниевый MOSFET ощутимо проигрывает. На рисунке 7 показана зависимость КПД от нагрузки при разных входных напряжениях [3], что также подтверждает преимущество GaN FET. Не возникают проблемы и с надежностью GaN FET. Компания Ef ficient Power Conversion (EPC), известный пр о из в од и те ль G a N FE T, с л е д и ла за судьбой своих транзисторов в течение шести лет. В общей сложности, их суммарная наработка превысила 17 млрд ч. За это время из строя вышли 127 транзисторов, но только три из них эксплуатировались в соответствии с документацией – в остальных случаях выход из строя произошел из-за ошибок пользователей. Таким образом, величина FIT (число отказов за 10 9 ч) составила около 0,24. Цепи преобразования энергии на основе ключей GaN FET

Рассмотрим всю цепь преобразования энергии (см. рис. 8). В [4] приведен расчет этой цепи. Из него следует, что повысить КПД преобра-

Рис. 9. Упрощенная схема изолированного полумостового преобразователя с синхронным выпрямлением Tek Stop

INH(pri) 2 V/div

VSW 20 V/div 2

VGS(SR) 5 V/div

VDS(SR) 5 V/div

4 400 ns/div

20 V

400 ns T

540 ns

2,5 GS/s 1M points

1,8 V

Рис. 10. Осциллограммы работы изолированного полумостового преобразователя с синхронным выпрямлением. На рисунке приняты следующие обозначения: INH(PRI) – ток первичной обмотки; VSW – напряжение первичной обмотки; VGS(SR) – напряжение затвора ключа синхронного выпрямителя; VDS(SR) – напряжение сток–исток ключа синхронного выпрямителя

Трехкаскадная топология с промежуточной шиной DC-шина 48 B

1,8 B

12 B IBC

IBC

POL

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

зования, в первую очередь, можно з а счет уве личения КПД шинного преобразователя с 96 до 98% и POLпреобразователя с 89 до 94,5%. В этом случае КПД всей системы возрастает с 77,9 до 85%. В то же время увеличение КПД устройств на высокой стороне приведет к повышению общего КПД до 80,7%. С ледовательно, д ля повышения КПД системы необходимо, в первую очередь, заняться именно низковольтными преобразователями. Для определения потерь в низковольтных преобразователях рассмотрим общий случай – изолированный полумостовой преобразователь с синхронным выпрямлением. Его упрощенная схема приведена на рисунке 9. В [5] провели сравнительное исследование этого преобразователя при использовании GaN FET и кремниевых MOSFET. Эксперимент проводился при входном напряжении 48 В, выходном напряжении 1,8 В и частоте коммутации 500 кГц. Максимальный выходной ток преобразователя достигал 40 А. • Использовались ключи GaN FET LMG5200 в цепи первичной обмотки и EPC 2023 компании Efficient Power Conversion – в синхронном выпрямителе в цепи вторичной обмотки. В преобразователе с кремниевыми ключами применялись серийно выпускаемые 100‑В и 25‑В MOSFET. Как и следовало ожидать, потери в преобразователе с GaN FET оказались заметно меньше, чем в преобразователе с MOSFET: 1,21 и 2,45 Вт, соответственно. Преобразователь с GaN FET уместился на макетную плату размером 28×50 мм. Осциллограммы работы этого преобразователя приведены на рисунке 10. Как уже упоминалось, крутые фронты перек лючения порож дают звон из-за индуктивности рассеяния и паразитной индуктивности проводников. Колебательный процесс в первичной обмотке в интервале мертвого времени обусловлен и индуктивностью рассеяния трансформатора, и емкостью вторичной цепи. В распределенной системе питания, как правило, с помощью AC/DC-преобразователя формируется 48‑В шина постоянного тока, а дальше возможны варианты, показанные на рисунке 11. В [6] приведены испытания двух- и трехкаскадных топологий. Результаты испытаний при конечном напряжении преобразования 1 и 1,8 В приведены в таблицах 1–2. Сравнивая варианты топологии, следует учесть, что при прямом преобразовании отсутствует гальваническое разделение от шины 48 В, в отличие от двухкаскадной топологии, где такое разделение имеется.

33 Двухкаскадная неизолированная топология DC-шина 48 B

1,8 B POL

POL

Рис. 11. Варианты топологии преобразования

В статье о преобразователях нельзя не упомянуть о дросселях и конденсаторах фильтров. Ес ли выбор ко н де н с атор о в в це л о м п о н я те н , то с дросселями вопрос обстоит сложнее. Если при выборе конденсаторов никому не придет голову изготавливать их самостоятельно, то при выборе

дросселя подобное решение вполне возможно. Но и при выборе готового дросселя, и при изготовлении его своими силами или под заказ следует учесть ряд особенностей. Поскольку при выборе преобразователей с GaN FET увеличивается час тота преоб разования, необходимо уменьшить

электронные компоненты №4 2016

Таблица 1. Результаты исследования при преобразовании 48/1,8 В Топология с промежуточным шинным преобразователем 48/12/1,0 В

Параметр

Прямое преобразование 48/1,0 В

Каскад 48/12 В

Каскад 12/1,0 В

300

1000

300

Низкая

Рабочая частота каскада, кГц Общее число компонентов

Сложность печатной платы

Высокая

КПД каскадов

96%

93%

КПД шины (отражает потери в шине)

88%

98%

Суммарный КПД системы

99,9%

87,5%

Плотность мощности в каскаде, Вт/см3

87,9% 43

Плотность мощности всей системы в целом, Вт/см

Таблица 2. Результаты исследования при преобразовании 48/1,0 В Топология с промежуточным шинным преобразователем 48/12/1,0 В

Параметр

Прямое преобразование 48/1,8 В

Каскад 48/12 В

Каскад 12/1,8 В

300

1000

300

Низкая

Рабочая частота каскада, кГц Общее число компонентов

Сложность печатной платы

Высокая

КПД каскадов

96%

КПД шины (отражает потери в шине)

32 88%

98%

Суммарный КПД системы

82,8%

Плотность мощности в каскаде, Вт/см3

34 3

Плотность мощности всей системы в целом, Вт/см

индуктивность дросселя фильтра и его размеры. При этом следует учесть одно обстоятельство, а именно, всплески тока. Э ти всплески при увеличении час тоты комму тации мог у т возрас ти из-за увеличения колебательнос ти переходного процесса, что у же упомина лось выше. Всплески

82,9% 31

18 18

приводят к насыщению сердечника дросселя. При этом вроде бы правильный, на первый взгляд, выбор дросселя меньшего размера может оказаться некорректным, если учитывалась только индуктивность дросселя и не принимались во внимание другие его харак терис тики. В [7 ], в целом, довольно полно описаны

Рис. 12. Изменение индуктивности дросселя с мягким насыщением (кривая черного цвета) и дросселя со стандартной характеристикой намагничивания (кривая красного цвета)

www.elcomdesign.ru

83% 99,9%

основные типы дросселей, и даны рекомендации по их использованию, но необходимо уделить еще немного внимания выбору сердечника. Последнее время у многих производителей появились дроссели с т. н. мягким насыщением с порошковым сердечником. Характеристика намагничивания такого сердечника наряду с воздушным зазором позволяют выдерживать значительные всплес ки тока без заметного уменьшения индуктивности. На рисунке 12 показано, как изменяется индуктивность дросселя с мягким насыщением (кривая темного цвета) и дросселя с обычной харак теристикой намагничивания (кривая красного цвета) в зависимости от тока. Выводы

Применение преобразователей с ключами GaN FET позволяет увеличить рабочую частоту, а значит, плотность мощности и КПД систем питания. В наибольшей степени эти преимущества заметны в преобразователях с жесткой коммутацией. Однако увеличение частоты и крутизны фронтов могут привести к повышенной колебательности переходных процессов из-за паразитных индуктивностей, силовых компонентов и проводников. Это обстоятельство следует учитывать при выборе пассивных компонентов и разработке топологии платы. Если устранить колебательность не удается, то для того чтобы удовлетворить требованиям стандартов элек тромагнитной совместимости, следует увеличить длительность фронта или задействовать демпфирующие цепочки. Литература 1. Narendra Mehta. GaN FE T module performance advantage over silicon//www. ti.com. 2. Narendra Mehta. Design Considerations for LM5113 Advanced GaN FET Driver During High-Frequency Operation. Application Report (SNVA723). Texas Instruments. November. 2014. 3. Thoughtful Board Design Unlocks the Promise of GaN//electronicdesign.com. 4. David Reusch and John Glaser. Improving low-voltage DC/DC converter performance with GaN transistors//www.powersystemsdesign. com. 5. Michael Seeman. 48V Point-of-Load Converters with GaN//www.ti.com. 6. David Reusch, Johan Strydom, and John Glaser. Improving High Frequency DC-DC Converter Performance with Monolithic Half Bridge GaN ICs//http://epc-co.com. 7. Алексей Чистяков. Конденсаторы для источников питания и преобразо вате лей// Электронные компоненты. № 3. 2016.

Монолитный повышающий/ SEPIC/инвертирующий преобразователь Овен Джонг (Owen Jong), Linear Technology

Монолитный DC/DC-преобразователь LT8330 в низкопрофильном 6‑вывод ном ThinSET или 8‑выводном (3×2 мм) DFN-корпусе позволяет реализовать стабилизатор напряжения в топологии повышающего, SEPIC или инвертирующего преобразователя. Решение удовлетворяет требованиям компактных эффективных систем питания с диапазоном входных напряжений 3–40 В. ИС LT8330 с собственным током потребления 6 мкА содержит ключ 60 В/1 А. Контроллер удовлетворяет требованиям широкого ряда промышленных и автомобильных приложений.

Новое поколение монолитных миниатюрных преобразователей

Простота использования

Благодаря использованию внутренней схемы компенсации общее схемное решение преобразователя упрощается,

Совместимость по выводам

М и к р о с х е м а LT 8 3 3 0 , п о л н о стью совместимая по выводам с ИС

Таблица. Список монолитных повышающих/SEPIC/инвертирующих преобразователей в корпусе ThinSET Входное напряжение VIN

Ток потребления IQ

Частота переключения fSW

Параметры ключа

Корпус

LT8330

3–40 В

6 мкА

2,0 МГц

1 A/60 В DMOS

ThinSOT–6 3×2 мм DFN

LT1615/17

1,1–15 В

20 мкА

с фикс. временем нахождения в выкл. сост.

0,3 A/36 В NPN

ThinSOT–5

LT1613/11

1,1–10 В

3 мА

1,4 МГц

0,55 A/36 В NPN

ThinSOT–5

LT1930/31 LT1930A/31A

2,6–16 В

5,5 мА

1,2 МГц 2,2 МГц

1 A/36 В NPN

ThinSOT–5

LT3467 LT3467A

2,6–16 В

1,2 мА

1,3 МГц 2,1 МГц

1,1 A/40 В NPN

ThinSOT–6 3×2 мм DFN

LT1935

2,6–16 В

3 мА

1,2 МГц

2 A/40 В NPN

ThinSOT–5

Наименование

LT3467/67 А, предназначена для приложений, где требуется более высокое входное напряжение или более высоковольтный силовой ключ (вывод SS микросхемы LT3467/67A соответствует выводу INTVCC). Повышающие преобразователи

Контроллер повышающего преобразователя LT8330 является оптимальным выбором для тех приложений с повышающим преобразователем, где диапазон допустимых входных напряжений составляет 3–40 В и используетс я вну тр енний си ловой к люч с рабочим током до 1 A и напряжением сток–исток 60 В. В некоторых примерах схемотехнических решений, приведенных в этой статье, преобразователь работает в режиме прерывистого тока (discontinuous conduction mode, DCM), чтобы обеспечить высокий коэффициент повышения напряжения. Однако в режиме непрерывного тока (continuous conduction mode, CCM) контроллер LT8330 обеспечивает более высокую выходную мощность. Повышение 12/48 В Пр е о б р а з о в ат е л ь, п о к а з ан н ы й на рисунке 1, работает от 12‑В источника входного напряжения и обеспечивает выходное напряжение 48 В при мощности до 6,5 Вт с максимальным КПД 90%. Повышение выходного напряжения 8–16/24 В Пр е о б р а з о в ат е л ь, п о к а з ан н ы й на рисунке 2, запитан от источника входного напряжения 8–16 В и обеспечивает выходное напряжение 24 В. Выходная мощность достигает 10,8 Вт, а КПД – 94%. Повышение выходного напряжения 3–6/48 В Чтобы обеспечить коэффициент повышения напряжения 16:1, преобра-

электронные компоненты №4 2016

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

М и к р о с х е м а LT 8 3 3 0 я в л я е т с я первой в новом семейс тве моно литных преобразователей с повышающей/SEPIC /инвертирующей топологией, которые для обеспечения низкого уровня пульсаций выходного напряжения используют преимущества новых методов проектирования и новой технологии Burst Mode. Эта ИС имеет надежный мощный к люч с малым временем перек лючения и малыми потерями на переменном токе. Малое время включения и выключения ключа позволяют использовать широкий диапазон рабочих циклов при высокой частоте переключения 2 МГц, что снижает стоимость и габариты требуемых индуктивных компонентов и конденсаторов.

а количество его внешних компонентов сводится к минимуму. Необходимые уровни положительных или отрицательных выходных напряжений легко программируются с помощью резистивного делителя по выходу с подключением его на вывод FBX. Встроенный алгоритм снижения частоты при уменьшении выходного напряжения (Frequency Foldback) и схема плавного пуска позволяют при включении медленно зарядить выходной конденсатор до его конечного напряжения, ограничив пиковый ток катушки индуктивности. Защита от провалов напряжения (Undervoltage Lockout) точно программируется для заданного минимально допустимого уровня входного напряжения по выводу EN/UVLO. В таблице представлены монолитные повышающие/SEPIC/инвертирующие преобразователи в корпусе ThinSET и их основные параметры.

зователь на базе контроллера LT8330 (см. рис. 3) сконфигурирован для работы в режиме DCM. Этот повышающий преобразователь с выходным напряжением 48 В поддерживает нагрузку током величиной 14 мА (при входном напряжении 6 В) с КПД равным 75%. Контроллер LT8330 предназначен для приложений, требующих эффективных решений по питанию при ограниченном пространстве. Диапазон входных напряжений микросхемы LT8330 составляет 3–40 В, а силовой ключ 60 В/1 A позволяет реализовать широкий ряд повышающих/SEPIC/инвертирующих преобразователей.

Рис. 1. Повышающий преобразователь 12/48 В и график его КПД

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

SEPIC-преобразователи

Автомобильные и промышленные приложения часто работают от источника входного напряжения, напряжение которого может быть выше или ниже требуемого выходного напряжения. Для приложений, в которых требуется использование не только повышающего, но и понижающего входное напряжение DC/DC-преобразователя, как правило, выбирается топология SEPIC. Топология SEPIC также целесообразна в тех случаях, когда требуется полное отключение выхода преобразователя. Эта функция обеспечивает отсутствие выходного напряжения при вык лючении компьютера, а также допускает возможность короткого замыкания по выходу, поскольку в этой топологии отсутствует путь прохождения постоянного тока от выхода ко входу. Высокое допустимое рабочее напряжение ключа преобразователя LT8330, равное 60 В, а также его малое время включения и выключения позволяют преобразователю работать в очень широком диапазоне входных напряжений даже на высокой (до 2 МГц) частоте переключения, которая допустима для микросхемы LT8330. SEPIC-преобразователь 8–30/24 В На рисунке 4 представлена схема 24‑В преобразователя с топологией SEPIC и широким диапазоном входных напряжений. Выходная мощность преобразователя достигает 6 Вт при КПД до 86,6%. SEPIC-преобразователь 4–36/12 В На рисунке 5 представлена еще одна схема преобразователя с широким диапазоном входных напряжений 4–36 В. При входном напряжении 4 В мощность в нагрузке составляет 2 Вт, а КПД дос тигает 85% . При входном напряжении 24 В выходная мощнос ть этого преобразователя достигает 3,4 Вт. Преобразователи Чука

Источники отрицательного напряжения широко используются в совре-

www.elcomdesign.ru

Рис. 2. Повышающий преобразователь 8–16/24 В и график его КПД

Рис. 3. Повышающий преобразователь 3–6/48 В и график его КПД

Рис. 4. Повышающий SEPIC преобразователь 8–30/24 В и график его КПД

Рис. 5. Повышающий SEPIC преобразователь 4–36/12 В и график его КПД

менной электронике. Однако многие приложения имеют лишь положительное входное напряжение, от которого они и работают. Микросхема контроллера LT8330 в инвертирующей топологии Чука (которая названа в честь ее изобретателя С лободана Чука)

осуществляет стабилизацию выходного отрицательного напряжения при положительном входном напряжении, которое по абсолютной величине может быть меньше или больше необходимого отрицательного выходного напряжения.

до 4,8 Вт в широком диапазоне входных напряжений и максимальный КПД равный 87%. Выводы

Рис. 6. Преобразователь Чука (Ćuk converter) 8–30/–24 В и график его КПД

Как и в случае с топологией SEPIC, высокое рабочее напряжение силового ключа преобразователя LT8330, равное 60 В, а также его малое время включения и выключения позволяют преобразователю работать в очень широком диапазоне входных напряжений даже с высокой коммутационной частотой 2 МГц. Преобразователь Чука 8–30/–24 В На рисунке 6 представлен стабилизатор с отрицательным выходным напряжением –24 В и топологией Чука, выполненный на контроллере LT8330. Это схемотехническое решение обеспечивает выходную мощность до 6 Вт и КПД до 87%.

Преобразователь Чука 4–36/–12 В На рисунке 7 представлен стабилизатор с отрицательным выходным напряжением –12 В и топологией Чука, выполненный на контроллере LT8330. Это высокоэффективное схемотехническое решение обеспечивает выходную мощность до 3,4 Вт в широком диапазоне входных напряжений и максимальный КПД равный 86%. Преобразование 8–40/±15 В На рисунке 8 представлен двухвыходной двуполярный преобразователь напряжения 8–40/±15 В. Это высокоэффективное схемотехническое решение обеспечивает выходную мощность

М и к р о с х е м а LT 8 3 3 0 п р е д н а значена д ля приложений, тре бующих эффек тивных решений по организации питания, работающих в ограниченном пространстве. Диапазон входного напряжения микросхемы LT8330 3–40 В и силовой ключ 60 В/1 A позволяют реализовать самый широкий ряд повышающих/SEPIC/инвертирующих преобразователей напряжения. Малый уровень пульсаций выходного напряжения в режиме работы с генерацией пачек импульсов (технология Burst Mode) обеспечивает высокий КПД при малых нагрузках. Малое время включения и выключения силового ключа позволяют преобразователям работать на частоте 2 МГц, что уменьшает габариты используемых компонентов и обеспечивает компактные решения по питанию в малогабаритных низкопрофильных 6‑выводных корпусах типа ThinSOT или 8‑выводных корпусах DFN размерами 3×2 мм.

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

Рис. 7. Преобразователь Чука (Ćuk converter) 4–36 В/–12 В и график его КПД

Рис. 8. Преобразователь 8–40/±15 В и график его КПД

электронные компоненты №4 2016

Серебряно-цинковые таблеточные аккумуляторные батареи Илья Васильев, IV171923@gmail.com

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

Батареи этого типа обычно использовались лишь в авиакосмической и оборонной промышленностях, но за последние несколько лет технологические достижения позволили выйти им и на широкий рынок.

Серебряно-цинковые аккумуляторные батареи теоретически имеют наибольшую удельную энергию (измеряется в Вт/кг) и наибольшую объемную плотность энергии (измеряется в Вт/л) среди существующих в настоящее время на коммерческом рынке аккумуляторных батарей. Они уже долгое время успешно применялись в авиакосмической и военной промышленностях – в приложениях, где необходимы высокие удельные показатели. Кроме того, эти батареи нашли применение и в слуховых аппаратах. Электрохимическая реакция включает в себя окисление цинка в оксид цинка и сопутствующее восстановление оксида серебра в металлическое серебро. В результате реакции на катоде, состоящей из двухступенчатого окисления молекул воды (1,8 и 1,5 В), образуются гидроксид-анионы, которые перемещаются к аноду, где они окисляют металлический цинк. Электролит представляет собой водный раствор, содержащий 35–45% гидроксида калия. Поскольку используется водный электролит, опасность воспламенения в серебряноцинковых аккумуляторных батареях ниже, чем в литиево‑ионных. Номинальное напряжение батареи составляет 1,65 В; при этом в конце зарядки напряжение достигает 2,0 В, а при разряде понижается до 1,2 В. На рисунке 1 в координатах «удельная плотность энергии–объемная плотность энергии» приведены сравнительные характеристики аккумуляторных батарей различных типов. Как следует из графика, серебряно-цинковые батареи занимают лидирующие позиции, что говорит о высоком качестве электродов. Их характеристики, а также характеристики электродов литиево‑ионных батарей приведены в таблице. Серебряно-цинковые батареи не получили широкого распространения из-за малого срока службы и относительно высокой стоимости. Однако к настоящему времени положение

Рис. 1. Сравнительные характеристики аккумуляторных батарей различных типов

www.elcomdesign.ru

дел изменилось – срок службы новых серебряно-цинковых аккумуляторных батарей сравним со сроком службы литиево‑ионных батарей, и в перспективе должен достичь 15 лет. Таблица. Характеристики материалов электродов серебряно-цинковых и литиево-ионных аккумуляторных батарей Материал электрода

Молекулярный вес, г/моль

Удельная энергия, г/см3

Гравиметрическая плотность, мА∙ч/г

65,4

7,14

820

Ag2O2

123,8

7,4

432

LiCoO2

98,0

2,25

137

(Li)C6

72,1

2,25

370

Рис. 2. Зависимость плотности энергии от объема

Рис. 3. Зависимость объемной плотности энергии от энергии разряда для различных типов батарей

Рис. 4. Эквивалентная схема серебряно-цинковой аккумуляторной батареи XR48 производства компании ZPower

Рис. 5. Кривая разряда батареи при постоянном токе 2 мА и температуре 25°С

Николай Никифоров, министр связи и массовых коммуникаций Российской Федерации, принял участие в заседании Правительственной комиссии по использованию информационных технологий для улучшения качества жизни и условий ведения предпринимательской деятельности. На заседании обсуждался план гарантированных закупок российской гражданской микроэлектроники, ход информатизации государственных органов исполнительной власти, а также работа официального интернет-портала правовой информации. Утвержден план гарантированных закупок российской гражданской микроэлектронной продукции на среднесрочную перспективу. «Это часть системной деятельности в части импортозамещения, в т. ч. поддержки таких высокотехнологичных отраслей промышленности как микроэлектроника», – сказал Николай Никифоров. План содержит перечень микроэлектронной продукции, закупаемой ведомствами за счет средств федерального бюджета. «Все расходы, включенные в план закупок, уже предусмотрены в соответствующих разделах федерального бюджета, закрепленных за теми или иными ведомствами. Дополнительное финансирование не предусмотрено и не планируется. Самые крупные закупщики с точки зрения гражданского блока – это Министерство внутренних дел и Министерство здравоохранения, – отметил глава Минкомсвязи России. – Переход на электронные идентификационные документы значительно повышает эффективность и сокращает расходы ведомств за счет исключения дублирования информации, фактов мошенничества с подобными документами. Это долгосрочный задел, который поддержит отечественную микроэлектронную промышленность». Министр пояснил, что речь идет о закупках примерно 50 млн ед. разных видов изделий с отечественными микрочипами на период 2016–2018 гг. Кроме того, на заседании было принято решение создать отдельную подкомиссию в рамках Правительственной комиссии по ИТ. Подкомиссия будет заниматься координацией работы органов власти в части внедрения отечественной микроэлектроники и систем вычислительных комплексов www.russianelectronics.ru

Литература 1. Energy Density Comparison of Silver-Zinc Button Cells with Rechargeable Li-Ion and Li-Polymer Coin and Miniature Prismatic Cells//www.batterypoweronline.com. 2. ZPower Size 13 Rechargeable Battery (XR48)//https://zpowerbattery. com.

| Минкомсвязь представила план гарантированных закупок микроэлектроники |

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

Стоимость серебряно-цинковых батарей по-прежнему высока, но этот недостаток не так очевиден, если используются аккумуляторы небольшого размера или стоимость системы достаточно велика. Серебряно-цинковые батареи предназначены для использования в портативной электронике или в системах с пониженным энергопотреблением. В этом сегменте они превосходят конкурентов, в т. ч. литиево‑ионные батареи. На рисунке 2 показана зависимость объемной плотности энергии от объема, а на рисунке 3 – зависимость объемной плотности энергии от энергии разряда для различных типов батарей. Оба графика приведены для батарей объемом не более 600 мм3 и емкостью не более 200 мВт∙ч. На обоих графиках видно преимущество у серебряно-цинковых батарей всех четырех типоразмеров [1]. Отметим еще одно преимущество серебряно-цинковых аккумуляторов. Они долгое время не теряют емкости, в отличие от литиево‑ионных батарей. У последних после 200 циклов разряд-заряд остается примерно 80% емкости, тогда как у серебряно-цинковых батарей таблеточного типа после 300 циклов разряд-заряд остается не меньше 98% от исходной емкости. Как видно из рисунков 2–3, параметры литиево‑ионных батарей имеют довольно большой разброс, что объясняется их химическими свойствами и технологическими особенностями изготовления. Поскольку серебряно-цинковые батареи в силу ряда причин не так чувствительны к технологии изготовления, их параметры отличаются гораздо меньше. Эквивалентная схема серебряно-цинковой аккумуляторной батареи XR48 производства компании ZPower приведена на рисунке 4 [2]. Максимальный импеданс при переменном токе частотой 1 кГц и температуре 25°C составляет 8,4 Ом. Приведем значения компонентов на схеме замещения: R1 = 1,9 Ом; R2 = 1,1 Ом; Rg = 7,5 Ом; C1 = 650 мкФ; C2 = 63 мкФ. На рисунке 5 показана кривая разряда батареи при постоянном токе 2 мА и температуре 25 °C. Компания производит четыре типа батарей таблеточного типа. Их емкость изменятся в пределах 18–130 мА∙ч. Из-за высокой плотности энергии их масса невелика и составляет всего 356–2355 мг.

СОБЫТИЯ РЫНКА

электронные компоненты №4 2016

Электромагнитная совместимость источников питания для медицинских приложений Патрик Ле Февр (Patrick Le Fèvre), руководитель отдела маркетинга и связей, Powerbox

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

Использование большого числа подключенных к интернету устройств создает проблемы, связанные с воздействием помех на оборудование. Это воздействие может иметь самые серьезные последствия, особенно в медицинских приложениях.

Производители медицинской техники обеспечивают ее безопасную эксплуатацию с помощью стандар тов IEEE или протоколов собственной разработки, многие из которых пре дусматривают работу в нелицензированных полосах частот. Например, эти протоколы регламентируют работу устройств в полосах ISM (Industrial, Scientific and Medical – промышленный, научный и медицинский, ПНМ) или MICS (Medical Implant Communication Service – спецификация для обмена информацией меж ду имплантатом и внешним приемником в диапазоне 402– 405 МГц) без помех от другого оборудования. Для электромагнитной совместимости медицинских приложений регулирующие органы осуществляют стандартизацию протоколов и процессов, а от производителей требуется включить испытания и проверку совместимости проектируемых источников питания для медицинского оборудования с устройствами беспроводной связи. По мере дальнейшего совершенст вования и использования многочисленных подключенных к интернету устройств число ложных сигналов тревоги, случайных сбоев и ложных срабатываний значите льно вырос ло, и возникла необходимость в защите медицинской техники от внешних радиопомех. Поскольку источники питания работают в очень зашумленной среде, защиту этих устройств от помех следует рассматривать вне уже сложившегося опыта. В первую очередь, это относится к медицинской технике, установленной не в медицинских учреждениях с контролируемыми условиями эксплуатации, а в домах пользователей.

www.elcomdesign.ru

Например, известны случаи ложных срабатываний систем удаленного мониторинга состояния пациентов, возникавших под воздействием помех от промышленного сварочного оборудования. Эти и другие многочисленные случаи побудили представителей медицинской отрасли пересмотреть требования к защите от электромагнитных помех. Требования к ЭМС в стандарте IEC 60601–1-2 (2014 г.)

Международная электротехничес кая комиссия опубликовала новую, 4‑ю редакцию стандарта по электромагнитной совместимости (ЭМС) для медицинских приборов – IEC 60601–1-2. В эту версию внесен ряд изменений, в т. ч. новые требования к защите и более жесткие требования к надежности анализа рисков. Обновленные стандарты предусматривают повышенные контрольные испытательные уровни на устойчивость к излученному радиочастотному (РЧ) электромагнитному полю, магнитному полю и кондуктивным помехам, намного более жесткие требования к уровням электростатических разрядов и кратковременным провалам напряжения, прерываниям и скачкообразным изменениям фазы цепей электропитания. Кроме того, вслед за 60601–1-11 (дополняющий стандарт для медицинского оборудования по уходу за больными в домашней среде) новая версия дополнилась требованиями к испытаниям, обеспечивающими помехоустойчивость к воздействию радиочастотных электромагнитных полей от близко расположенного РЧ-оборудования. Эти требования значительно строже

по сравнению с теми, которые предъявлялись к тестированию помехоустойчивости в прошлом. Главное назначение 4‑й версии этого стандарта – обеспечить безопасную для жизни эксплуатацию медицинского оборудования и его защиту от электромагнитных помех. Тестирование, проверка и сертификация модулей согласно новым стандартам, включая дополняющие документы, обеспечивают более надежное и безопасное использование этих изделий при работе в зашумленных средах. В таблице представлены основные отличия 4‑й редакции стандарта IEC 60601–1-2 (2007 г.) от его предыдущей версии. Условия эксплуатации. Учитывая, что медицинское оборудование работает в контролируемых условиях и подвергается воздействию разного рода рисков, определены три его категории. Требования предыдущей, 3‑й редакции этого стандарта, были основаны на назначении медицинского оборудования. В текущей, 4‑й версии стандарта, требования предъявляются на базе предполагаемого использования и условий эксплуатации оборудования: -- условия эксплуатации в профессиональном лечебном учреждении (больницы, поликлиники, врачебные кабинеты и т. д.); -- эксплуатация в условиях домашнего ухода за пациентами (дома инвалидов, лечебницы, общественные учреждения и т. д.); -- особые ус ловия эксплуатации (военная техника, промышленные зоны, высокомощное медицинское оборудование). Кроме того, в 4‑й редакции появились новые определения:

Таблица. Изменения в 4-й редакции стандарта IEC 60601-1-2 IEC 60601-1-2 3-я редакция Электростатический разряд IEC 61000-4-2 Устойчивость к излучаемому радиочастотному электромагнитному полю IEC 61000-4-3

IEC 60601-1-2 4-я редакция Профессиональная электроаппаратура

8-кВ воздушный разряд 6-кВ контактный разряд

Изделия медицинские электрические для домашнего ухода

15-кВ воздушный разряд (макс.) 8-кВ контактный разряд

3 В/м – не относятся к изделиям жизнеобеспечения 10 В/м – относятся к изделиям жизнеобеспечения

3 В/м

10 В/м

80 МГц–2,5 ГГц

80 МГц–2,7 ГГц

80% при 2 Гц (или 1 кГц) Амплитудная модуляция

80% при 1 кГц Амплитудная модуляция

±2 кВ, 5 кГц – для линий электропитания переменного тока

±2 кВ – для линий электропитания переменного тока

±1 кВ, 5 кГц – для линий ввода/вывода

±1 кВ – для линий ввода/вывода

Частота повторения импульсов: 5 или 100 кГц

Частота повторения импульсов: 100 кГц

Подача помехи на цепи электропитания переменного тока по схеме «провод– земля»

±0,5; 1; 2 кВ

Подача помехи на цепи электропитания переменного тока по схеме «провод– провод»

±0,5; 1 кВ

Подача помех на кабели (>3 м) по схеме «провод–земля»

Тест не проводится

±0,5; 1; 2 кВ

Подача помех на кабели (>3 м) по схеме «провод–провод»

Тест не проводится

±0,5; 1 кВ

Подача помехи на линию ввода/вывода по схеме «провод–земля»

Тест не проводится

±2 кВ (только для наружных линий)

Электроиспытание на устойчивость к быстрому переходному режиму или импульсам IEC 61000-4-4 Устойчивость к выбросам IEC 61000-4-5

Устойчивость к кондуктивным помехам IEC 61000-4-6

3 В (0,15–80 МГц) 10 В, промышленные, научные и медицинские изделия жизнеобеспечения

3 В (0,15–80 МГц) 6 В, промышленные, научные и медицинские изделия + любительские радиостанции

3 А/м – 50 и 60 Гц

30 А/м – 50 и 60 Гц

Провал напряжения >95%, 0,5 периода, 0° и 180°

Провал напряжения 100%, 0,5 периода, 0°, 45°, 90°, 135°, 180°, 225°, 270°, 315°

Провал напряжения 60%, 5 периодов Провал напряжения 30%, 25 периодов

Провал напряжения 100%, 1 период Провал напряжения 30%, 25/30 периодов

Прерывание >95%, 5 с

Прерывание 100%, 5 с

Тест не проводится

9–28 В/м 15 определенных частот

Устойчивость к провалам и прерываниям IEC 61000-4-11

Устойчивость к электромагнитным полям беспроводных передатчиков (новое испытание)

Примечание. Все изменения относительно 3-й версии стандарта помечены оранжевым цветом.

-- предполагаемое использование (только в медицинских целях); -- нормальная эксплуатация (включая медицинское применение, транспорт, техническое обслуживание и резервное оборудование). Электромагнитная совместимость. Испытания на ЭМС и предельные номинальные значения определяются исходя из риска и предполагаемого использования, а не типа изделия. Вид испытаний зависит от того, в какой из трех категорий условий станет эксплуатироваться оборудование. Примечание: перед испытаниями производители должны подготовить анализ рисков и план проведения испытаний. В соответствии с п. 6.2 требуется, чтобы планы испытаний предоставля-

лись в лабораторию по испытаниям на ЭМС. Особые условия эксплуатации. В этом случае в отношении изделий действуют более мягкие или жесткие требования, чем в отношении изделий, эксплуатирующихся в профессиональных учреждениях и в условиях домашнего ухода за пациентами. Эти требования определяются на этапе проектирования в тесном сотрудничестве с конечным пользователем. Управление рисками ЭМС. Медицинское оборудование требует анализа управления рисками, в т. ч. от производителей внешних источников питания. В эти испытания включены новые значения частот, и дифференцированы уровни в зависимости от категории.

Повышение уровня электростатического разряда. Изделия подвергаются испытаниям на устойчивость при повышенных номинальных уровнях, чтобы минимизировать риск воздействия электромагнитных помех: н а п р и м е р, у р о в н и т е с т и р о в а н и я устойчивости повысились до 15 кВ при электростатическом разряде в воздухе и до 8 кВ – в случае контактного разряда, а устойчивость к кондуктивным помехам стала проверяться при более высоком значении – 6 В в диапазоне частот ПНМ. Устойчивость к помехам от стандартных беспроводных устройств. Учитывая появление большого количества беспроводного оборудования и увеличение мощности излучаемых сигналов, уровень испытаний на устой-

электронные компоненты №4 2016

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

Устойчивость к магнитному полю IEC 61000-4-8

3 В (0,15–80 МГц) 6 В, промышленные, научные и медицинские изделия

чивость к этим сигналам вырос до 28 В/м на некоторых частотах. Более высокое значение позволяет оценить восприимчивость изделий к помехам от стандартных устройств с беспроводным подключением. Примечание. Все изделия должны пройти это новое испытание. Уровни устойчивости к электромагнитным помехам. Допускаются очень малые отклонения при невысоких уровнях помехоустойчивости. Приложение E описывает процесс определения уровней испытаний на устойчивость в отношении изделий, эксплуатирующихся в особых условиях, когда следует предусмотреть иные уровни защиты. В приложение G этого стандарта добавлено руководство, помогающее прои з в о д и т е л я м п о д го т о в и т ь п л а н ы испытаний.

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

Реализация стандарта

В условиях все большего распрост р а н е н и я и н т е р н е т а в е щ е й ( I oT ) в повседневной жизни и использования интеллектуальных устройств с беспроводным подключением к интернету возросла необходимость как можно быстрее принять этот новый стандарт. В то же время, например, известно, что несмотря на письмо Управления по контролю за пищевыми продуктами и лекарственными средствами (FDA) в конце 2014 г., рекомендующего в кратчайшие сроки организовать испытания новых изделий на ЭМС в соответствии с 4‑й редакцией стандарта

Рис. 1. Уровень излучаемых электромагнитных помех источника питания EXM30 ниже стандартного значения

IEC 60601–1-2:2014, эти предписания реализуются в США только к апрелю 2017 г. В Европе 3‑я редакция стандарта EN 60601–1-2:2014 должна появиться в 2017– 2018 гг. Ожидается, что он вступит в силу к 31 декабря 2018 г., после чего все медицинские изделия, проданные в ЕС, должны будут соответствовать требованиям нового стандарта. Источники питания для интернета вещей в медицинских приложениях

Хорошо понимая, что источники питания для медицинских приложений должны отвечать требованиям к ЭМС в условиях широкого внедрения интернета вещей, производители этих изделий разработали новые технологии, позво-

ляющие уменьшить электромагнитные помехи. При этом конечные изделия не оснащаются тяжелыми металлическими корпусами. На рынке уже появились модули импульсных источников питания с собственной защитой от электромагнитных помех. Например, модуль серии EXM30 от Powerbox работает во всех требуемых диапазонах (30 МГц–1 ГГц), а его уровень излучаемых помех на 15 дБ ниже значения, установленного стандартом EN 55011 Class B (см. рис. 1). П о с к о л ь к у п о п у л я р н о с т ь I oTустройств в медицинских приложениях быстро нарастает, основные требования к радиопомехам и совместимости будут пересмотрены, что открывает новые возможности для технологических новшеств.

НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ

| Создан самый миниатюрный диод из молекулы ДНК |

Ученые, работающие в университете Джорджии в США, и их коллеги из университета имени Давида Бен-Гуриона в Израиле смогли создать сверхминиатюрный диод, взяв за основу молекулу ДНК. Прибор, хорошо пропускающий ток только в одном направлении, получен всего из 11 пар оснований путем встраивания (интеркалирования) в молекулы коралина структуры спиральной макромолекулы ДНК. Измерения показали, что сила тока, протекающего через молекулу при напряжении около 1 В, в зависимости от полярности отличается в 15 раз. По словам участников исследования, оно открывает путь к созданию электронных цепей, которые невозможно изготовить с помощью существующих технологий, основанных на использовании кремния. www.russianelectronics.ru

www.elcomdesign.ru

максимально увеличить гибкость системы; минимизировать время задержки;

уменьшить стоимость решения.

Повышение КОС цифровых источников питания с помощью DSC-контроллеров новейшего поколения Алекс Дюмэ (Alex Dumais), инженер по применению, Microchip Technology

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

Большой спрос на качественные источники питания с высокой плотностью энергии обуславливает рост коммутационных частот, что, в свою очередь, побуждает совершенствовать характеристики цифровых контроллеров. В статье рассматриваются цифровые сигнальные контроллеры dsPIC33EP серии GS компании Microchip, предназначенные для разработки современных источников питания.

Эти устройства обладают новыми функциями, которые позволяют увеличить быстродействие и уменьшить задержки при реализации алгоритмов рег уляторов. Наконец, эти функции позволяют повысить частоту дискретизации управляющего контура и предотвратить уменьшение запаса устойчивости по фазе. Несколько факторов влияют на коэффициенты усиления цепей обратной связи с микроконтроллерами, применяющимися в цифровых источниках питания. К этим факторам относятся максимальная частота дискретизации; время исполнения алгоритма компенсатора; время выборки/преобразования АЦП и быстродействие микроконтроллера (МК). У преобразователей с управлением в режиме пикового тока скорость компаратора и быстродействие/точность ЦАП также влияют на коэффициент усиления цепи обратной связи (КОС) модуля источника питания. Все эти факторы необходимо учитывать при выборе микроконтроллера для конкретного приложения. Мы обсудим, как с помощью контроллеров dsPIC33EP повысить КОС источников питания следующего поколения. Высокие рабочие частоты

Наиболее заметной функцией новых контроллеров dsPIC33EP являетс я более высокая тактовая частота ядра – 70 МГц. Благодаря этому новшеству максимальная производительность этих контроллеров на 20 MIPS (млн команд в секунду) больше, чем у устройств dsPIC33FJ. Например, производительность управляющего контура с частотой

www.elcomdesign.ru

дискретизации 250 кГц при выполнении 60 команд составляет 15 MIPS, что составляет 30% от общей производительности dsPIC33FJ. При выполнении аналогичного кода управляющего контура на той же частоте затрачивается всего лишь 20% от общей производительности dsPIC33EP. При загрузке dsPIC33EP на 30% от общей пр о из в од и т е л ьн о с т и м ож н о о с у ществлять регулирование с частотой дискретизации 350 кГц. Дальнейший анализ показывает, что уменьшение запаса устойчивости по фазе ослабляется на 29% при заданной частоте среза. Уравнение (1) показывает зависимость между уменьшением запаса по фазе, возникающим в процессе дискретизации, и частотой среза: . (1)

Требования к компенсатору и программные издержки

В большинстве модулей источников питания с цифровыми компенсаторами управление силовым каскадом, как правило, осуществляется алгоритмами, для реализации которых необходимо решать линейные дифференциальные уравнения. Хотя этот способ хорошо известен и широко применяется, цифровые решения реализуются также с помощью нелинейных управляющих алгоритмов. Однако мы не станем обсуждать нелинейные методы в этой статье. Порядок линейного дифференциального уравнения зависит от порядка компенсатора и метода преобразо-

вания непрерывной функции частоты в дискретную функцию частоты (прямое/обратное преобразование Эйлера, билинейное преобразование и т. д.). Проще говоря, в линейном дифференциальном уравнении используются линейные комбинации рассогласования управления по преды д у щи м вы ходны м р езультатам , чтобы актуализировать данные для формирования управляющего воздействия. Приведем в качестве примера линейное дифференциальное уравнение 3P3Z (три полюса, три нуля) (2):

u [n] = B0 · [n] + B1 · e [n–1] + B2 · e [n–2] + + B3 · e [n–3] + (A1 · u [n–1]) – A2 · u [n–2] – – A2 · u [n–3]. (2) Видно, что в уравнении для 3P3Zко м п е н с ато р а и м е ю тс я се м ь п ар сомножителей и семь слагаемых, определяющих требуемые данные для управления. Уравнения такого типа позволяют корректно решить задачу алгоритмизации с помощью устройств dsPIC33. Команды этого алгоритма обрабатываются в процессе выполнения семи инструкций, реализуемых за один цикл, с использованием умножения с накоплением (MAC). Однако при этом возникают дополнительные программные непроизводительные издержки, связанные с выполнением команд push/pop рабочими регистрами, загрузкой и выгрузкой данных из рабочих регистров, со сбросом массивов и фиксацией/масштабированием выходных данных для управления. Издержки могут повлиять на скорость исполнения кода управля-

ющим контуром, что уменьшает запас устойчивости по фазе. Дополнительные рабочие регистры

Control Ref

&ADCBUFx

&PDCx

ACCAL/misc.

ACCAH/misc.

ACCAU/misc.

postScaler

postShift

&Struct. Opt

&A/B Coeffs

W10

&Error/Control Hist.

W11

minClamp

W12

maxClamp

W13/14

open

Рис. 1. Пример использования дополнительного рабочего регистра

Рассмотрим влияние дополнительных рабочих регистров на потребности в производительности (MIPS) при использовании высокочастотных управляющих контуров. Если на контроллерах dsPIC33FJ алгоритм компенсатора вызывался в каждом втором коммутационном цикле, то в новых устройствах появилась возможность вызывать его в каждом цикле при той же производительности. Расчет уменьшения запаса по фазе, возникающего в процессе дискретизации, осуществляется с помощью формулы (1). Уменьшение запаса по фазе зависит от частоты среза и частоты дискретизации. Следовательно, если удвоить скорос ть дискретизации,

влияние этого эффек та сократится наполовину. Таким образом, при использовании запасных рабочих регистров запас по фазе увеличивается с 29 до 50%. Чтобы понять, как предотвратить нежелательное ухудшение фазочастотной характеристики (ФЧХ) с ростом частоты выборки, рассмотрим систему, у которой частота дискретизации составляет 175 кГц, а ширина полосы пропускания – 10 кГц. Расчет показывает, что в этом случае уменьшение запаса по фазе достигает 10°. У той же системы, работающей с частотой выборки 350 кГц, ухудшение составляет всего 5°. Дополнительный запас по фазе обеспечивается с помощью контроллера dsPIC33EP, функционирующего с той же производительностью, что и устройства dsPIC33FJ. Более высокая частота выборки достигается с помощью дополнительных рабочих регистров и больших рабочих скоростей контроллеров dsPIC33EP, позволяющих уменьшить ухудшение ФЧХ. Далее мы обсудим другие периферийные устройства и методы повышения КОС. Усовершенствованные АЦП

В сос тав микроконтроллеров dsPIC33EP серии GS входят 12‑разрядные АЦП последовательного приближения (SAR). Эти устройства выполняют одновременную оцифровку нескольких аналоговых сигналов менее чем за 300 нс. Поскольку специализированные SARядра непрерывно отслеживают входной сигнал, время выборки является нулевым.

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

Понятно, что с увеличением производительности время исполнения кода управляющего контура значительно уменьшается. Однако его можно уменьшить еще благодаря дополнительным рабочим регистрам. В новые устройства входят два дополнительных банка по 15 рабочих регистров. С их помощью такие данные как предельные значения, коэффициенты масштабирования, указатели на коэффициенты и т. д. можно предварительно загрузить в соответствующие рабочие регистры на этапе инициализации устройства. Эти банки регистров можно привязать к заданному уровню приоритета прерывания, к которому имеет доступ только программное обеспечение управляющего контура. В результате исключается необходимость в использовании рабочих регистров push/pop в стеке, и уменьшаются непроизводительные издержки, связанные с получением данных в рабочих регистрах при исполнении алгоритма компенсатора. На рис унке 1 приведен пример использования дополнительного набора рабочих регистров с помощью функций компенсатора с аппаратным ускорением. Следует исходить из того, что для исполнения определенных команд требуются определенные регистры, что накладывает ограничения на места размещения данных.

Рис. 2. Преждевременное прерывание от АЦП

электронные компоненты №4 2016

зованного аналогового сигнала выходит за установленный диапазон. Эта функция непосредственно влияет на частоту выборки. Контроллеры имеют меньшую загрузку, если программное обеспечение выгружено из центрального процессора и выполняется только по прерываниям. Это значит, что появляется возможность увеличить частоту выборки управляющего контура. Поскольку реализация этой цели в большой мере зависит от программного обеспечения, не все приложения мог у т воспользоваться преимуществами новой функции. Однако нагрузка на ЦП снижается, если, например, требуется контролировать уровень входного напряжения и температуры. Чтобы в еще большей мере сократить цикл преобразования АЦП, вместо обработчика прерываний преобразователя и его функции преждевременного прерывания используется обработчик прерываний ШИМ. В общем случае АЦП начинает преобразование по ШИМ-сигналу, но в то же время АЦП генерирует собственное прерывание. Программное обеспечение начинает исполнение алгоритма компенсатора, помещенного в обработчик прерываний, прежде чем получит управляющий сигнал по обратной связи от АЦП. Интервал времени между началом исполнения

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

При наступлении события в АЦП а в т о м а т ич е с к и з а п ус к а е т с я п р о цесс преобразования. Время выборки/преобразования представляет собой задержку для управляющего контура, которая минимизируется благодаря расширенным возможностям новых АЦП, что предотвращает ухудшение ФЧХ. Одной уникальной способностью этого АЦП является его возможность генерировать прерывания до того, как завершится преобразование. Благодаря этому уменьшается время на передачу сигнала о завершении преобразования в программное обеспечение, которое запускает управляющий контур. Максимально допустимое время прерывания составляет восемь периодов АЦП. Таким образом, при максимальной пропускной способности значение этого времени, необходимого для запуска алгоритма компенсатора, уменьшается до 114 нс. Это еще один способ уменьшить суммарную задержку при работе ПО управляющего контура. На рисунке 2 показано, как преждевременное прерывание от АЦП влияет на задержку управляющего контура. Другой отличительной способностью модуля АЦП новых устройств является использование нескольких цифровых компараторов, которые конфигурируются таким образом, чтобы обеспечить прерывание, когда величина преобра-

программы и завершением преобразования АЦП составляет около 143 нс. Таким образом, требуется выполнить как минимум 10 команд перед прочтением буфера результатов АЦП, если микроконтроллер работает на максимальной частоте. Если настроить алгоритм компенсатора под этот метод, время, необходимое на исполнение алгоритма, уменьшится на 45% (см. рис. 2). Заметим, что данный метод применим, только если известны временные соотношения специализированных SAR-ядер. Алгоритм компенсатора

Структура алгоритма компенсатора оказывает большое влияние на время, необходимое для обновления выходной управляющей переменной. Этот алгоритм можно записать с помощью дополнительных рабочих регистров таким образом, чтобы свести к минимуму вычисления, осуществляемые до обновления выходного управляющего сигнала. В этом случае весь объем вычислений сводится к умножению токовой ошибки с коэффициентом B 0 и сложению этого результата с суммарным выходным сигналом из предыдущего цикла. Разумеется, обратная нормализация и фиксация по-прежнему используются, но при этом значительно сокращается время на перезапись новых управляющих сигналов. Кроме того, не требуется специализированный сумматор. На рисунке 3 приведен пример структурирования алгоритма компенсатора, обеспечивающего самое быстрое время обновления. В этом случае время на перезапись управляющих сигналов становится меньше 300 нс до момента использования алгоритма компенсатора. Далее мы увидим, в чем польза такой экономии времени. Как минимизировать ухудшение ФЧХ

Рис. 3. Структурная схема 3P3Z-компенсатора с аппаратным ускорителем

www.elcomdesign.ru

Обсудим, как влияют все эти разные функции на запас устойчивости по фазе. В приложениях, работающих в режимах управления по напряжению и по среднему току, имеется возможность дискретизировать напряжение выходного конденсатора или ток индуктивности в 50-% интервале времени выключенного состояния. Наиболее распространенным методом является выборка в течение половины времени включенного состояния, что обеспечивает удовлетворительную обработку управляющего алгоритма перед запуском следующего ШИМ-цикла. Благодаря использованию всех упомянутых выше возможностей новых устройств легко дискретизируются управляющие сигналы обратной связи в выключенном

Рис. 4. Зависимость коэффициента заполнения от частоты коммутации в двух режимах

сти наблюдается при пиковом значении напряжения линии переменного тока при номинальном входном напряжении 220 В, коэффициент скважности должен составить 22%, что предоставляет большие возможности для мгновенных обновлений с большими вариациями значений выходного управляющего сигнала. По мере дальнейшего увеличения входного напряжения мгновенные обновления следует запретить; при этом запас по фазе немного уменьшается. Однако, такая ситуация наблюдается при работе не в номинальном режиме. Для проверки действенности описанных в этой статье методов использовался синхронный понижающий преобразователь. Было установлено, что скорость дискретизации увеличилась со 175 кГц (каждый второй коммутационный цикл) до 350 кГц (каждый цикл)

при той же производительности; программное обеспечение компенсатора позволяет быстро перезаписывать значения управляющей переменной. Кроме того, прерывание ШИМ генерировалось для обработки в контуре управления, и появилась возможность осуществлять мгновенные обновления при 50-% времени во включенном состоянии. Запас устойчивости по фазе вырос примерно на 16°. Нижний предел значений коэффициента обратной связи был достигнут при запасе по фазе 46°, а верхний – при 62°, что очень близко к значению аналогового эквивалента. И хотя методы, которые мы обсудили в этой публикации, не являются универсальными, они применимы в широком ряду приложений, обеспечивая более высокий коэффициент усиления цепи обратной связи.

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

состоянии, и реализуется перезапись управляющего сигнала перед началом следующего ШИМ-цикла. На рисунке 4 показаны расчетные диапазоны значений коэффициента скважности в зависимости от частоты коммутации, а на рисунке 5 – диаграмма временного режима при 50-% времени выключения. Увеличение запаса устойчивости по фазе зависит от коэффициента скважности. Если он в среднем равен 50%, ухудшение ФЧХ сокращается вдвое по сравнению с режимом, когда время включенного состояния равно 50%. Ко н т р о л л е р ы d s PI C 33EP се р и и GS работают в режиме мгновенного обновления, в котором актуализируются параметры ШИМ в токовом контуре при записи в регистр SFR. В этом режиме обновляются значения фазы, периода, мертвого времени и коэффициента заполнения с разрешением в 1 нс. Как уже упоминалось, в случае 50-% выключенного состояния перезапись управляющих данных осуществляется в обязательном порядке перед началом следующего ШИМ-цикла, что ограничивает максимальное время во включенном состоянии при заданной частоте коммутации. Если мгновенные обновления разрешены, эти ограничения устраняются, позволяя в большей мере увеличить диапазоны значений коэффициента скважности и коммутационной частоты и ослабить ухудшение ФЧХ. На рисунке 5 показаны временные соотношения для двух режимов в случае 50-% выключенного состояния. Наилучший способ предотвратить сокращение запаса по фазе состоит в дискретизации управляющего сигнала обратной связи при нахождении во включенном состоянии 50-% времени. При этом новый управляющий сигнал подается по заднему фронту ШИМ-цикла, как показано на рисунке 5. Активный фронт ШИМ-сигнала обновляется на основе выходного сигнала компенсатора, который вызывался в том же ШИМ-цикле. Такой подход наилучшим образом предотвращает ухудшение ФЧХ в цифровой системе. Заметим, что этот оптимальный способ нельзя реализовать во всех приложениях из-за ограничений, связанных с минимальным временем во включенном состоянии (см. на рисунке 4 зависимость минимального значения этого параметра от коммутационной частоты). Например, при использовании повышающего преобразования с коррекцией коэффициента мощности (ККМ) при частоте коммутации 100 кГц минимальное значение времени во включенном состоянии немного меньше 10% от величины периода (1 мкс). Поскольку минимальный коэффициент скважно-

Рис. 5. Временные соотношения при 50-% времени включения и выключения

электронные компоненты №4 2016

Эволюция цифровых систем управления питанием Хельмут Витте (Hellmuth Witte), Linear Technology

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

Хотя цифровое управление питанием – не новая технология, она не нашла широкого применения. Причина этого – или консервативность, или отсутствие преимуществ ее использования. В настоящее время цифровое управление питанием чаще всего применяется в смешанном виде: аналоговое управление силовым каскадом совмещается со стандартным цифровым протоколом PMBus через интерфейс I2C. Эта статья публикуется с незначительными сокращениями, касающимися, в основном, рисунков. Их можно найти в [1] или в документации изготовителя.

Микросхема контроллера LTC3886 работает при входном напряжении до 60 В и выдает на двух выходах напряжение в диапазоне 0,5–13,8 В, что позволяет использовать ее в качестве промежуточного элемента системы питания или как элемент системы распределенного питания, установленный в непосредственной близости к нагрузке POL (point-of-load), в промышленном оборудовании, серверах и в системах питания автомобилей. Имеющиеся в настоящее время контроллеры с аналогичным широким диапазоном входного/вы ходного напря жений не соответствуют в полной мере тем широким возможностям цифрового управления, которые обеспечивает контроллер LTC3886. Его последовательный интерфейс, основанный на шине I2C и совместимый с последовательным протоколом обмена данными д ля устройств питания PMBus, позволяет с помощью графического интерфейса

среды проектирования LTpowerPlay и персонального компьютера осуществлять конфигурирование, мониторинг и управление. Оптимальные параметры производственных настроек сохраняются в энергонезависимой памяти EEPROM, встроенной в микросхему LTC3886. При этом не требуется вносить изменения в печатную плату, т. к. все функциональные возможности и оптимизированные настройки (включая компенсацию петли регулирования) можно легко изменить с помощью программного обеспечения. Двухканальный синхронный контроллер PolyPhase понижающего импульсного DC/DC-стабилизатора с архитектурой токового управления на постоянной частоте преобразования имеет встроенную функцию измерения входного и выходного токов, а также программируемую компенсацию петли регулирования следящей обратной связи. Он выпускается в 52‑выводном (7×8 мм) корпусе типа QFN. Точное измерение

напряжения и тока, регулируемая компенсация и выход флага PGOOD делают микросхему контроллера LTC3886 идеальным выбором для промышленных приложений с универсальной системой питания, сочетающей в себе управление, контроль, программирование и точность. В сводной таблице для сравнения представлены контроллеры систем управления питанием и стабилизаторы напряжения типа μModule со встроенной системой управления питанием (PSM) от Linear Technology. Гибкий набор функций

На рисунке 1 показана упрощенная схема вк лючения LTC3886. Возможность выбора рабочей частоты перек лючения с ШИМ в диапазоне 100–750 кГц наряду со встроенными драйверами затворов N‑канальных MOSFET с малым R DS(ON) обеспечивают поддержку большого числа внешних

Таблица. Сводная таблица контроллеров систем управления питанием и стабилизаторов напряжения типа μModule со встроенной системой управления питанием (PSM) от Linear Technology Стабилизаторы напряжения μModule LTM4676A

LTM4677

LTC3880

LTC3882

LTC3883

LTC3884

LTC3886

LTC3887

Диапазон VOUT, В

0,5–5,5

0,5–4,0, ch0 0,5–5,4, ch1

0,5–5,3

0,5–5,4

0,5–13,2

0,5–5,5

Диапазон VIN, В

4,5–17

4,5–24

3,0–38

4,5–24

4,5–38

4,5–60

4,5–24

0,5

Погрешность VOUT, %

0,5

Датчик входного тока

Калибр

Предполагается

Два по 9 или один 18

Два по 13 или один 26

Два по l 18 или один 36

30/число фаз1

40/ число фаз1

30/ число фаз1

30/число фаз1

–

Низкий

Очень низкий

Низкий

Очень низкий

Низкий

IOUT (макс.), A Датчик тока на сопротивлении дросселя (DSR) Цифровая настойка компенсации петли регулирования 1

Контроллеры

LTM4675

Максимальный выходной ток контроллера зависит от внешних компонентов.

www.elcomdesign.ru

0,5 Предполагается

ся и допускаются следующие варианты реакции на аварийную ситуацию или неисправность: -- игнорирование (Ignore); -- н е м е д л е н н о е о т к л ю ч е н и е – защелка вык лючена (Shut Down Immediately – latchoff); -- немедленное отключение – повторить попытку через временной интервал, заданный в MFR_RETRY_ DELAY. Регистрация аварий и телеметрия

Рис. 1. Микросхема LTC3886 имеет широкие допустимые диапазоны входного и выходного напряжений, которые легко настраиваются с помощью PMBus. Точная телеметрия осуществляется по цифровой шине управления. Все функции конфигурируются и контролируются с помощью среды проектирования LTpowerPlay

ключей. Таким образом, возможности организации питания увеличиваются, что позволяет оптимизировать затраты приложения. Благодаря гибкому программированию необходимого набора функций, которое требует каждое конкретное решение, микросхему LTC3886 можно легко приспособить под самый широкий ряд промышленных и медицинских приложений, а также систем распределенного питания типа POL (point-of-load).

С помощью интерфейса I 2C/SMBus можно настраивать и сохранять во внут ренней EEPROM следующие конфигурируемые параметры LTC3886: -- величину выходного напряжения, уровень ограничения по максимально и минимально предельно допустимому значению выходного рабочего напряжения и предельному значению выходного тока; -- включение/выключение подачи входного напряжения, предупреждение о недопустимом уровне входного напряжения и перегрузке по входному току; -- цифровой мягкий старт/стоп, очередность вк лючения, задание допусков; -- компенсацию контура управления; -- рабочую частоту и фазирование ШИМ; -- ответную реакцию на аварийную ситуацию и задержку реагирования по выводам сигнализации об аварии; -- адрес устройства. Рабочая частота преобразователя, фазировка устройства и выходное напряжение также программируются с помощью внешних конфигурирующих резисторов. Кроме того, с помощью

Флаг Power Good, последовательность включения и реакция на отказы

Наличие отдельного вывода PGOOD для каж дого канала упрощает разделение последовательности реакции на события между несколькими контроллерами LTC3886 и другими микросхемами управления питанием. Контроллер LTC3886 также поддерживает временное разделение включения каналов. После того как выход RUN перейдет в высокое логическое состояние, шина PMBus даст команду на включение или уровень напряжения VIN превысит предварительно запрограммированную величину, проходит время ожидания TON_DELAY, спустя которое разрешается подача выходного напряжения. Последовательность по времени отключения питания обрабатывается тем же образом. Для обеспечения правильного времени на основе заданной последовательности рекомендуется соединить все выводы SHARE_CLK друг с другом и то же сделать с выводами RUN всех микросхем системы управления питанием. Выводы FAULT микросхемы LTC3886 настраиваются для индикации возможных отказов, включая перенапряжение (OV), недопустимое понижение напряжения (UV), перегрузку по току (OC), внутренний перегрев кристалла (OT), а также отказы из-за некорректной синхронизации и превышения пикового тока. Кроме того, выводы сигнализации об отказе подтягиваются до уровня напряжения внешних источников, что позволяет передавать информацию о неисправности другой части системы. В микросхеме LTC3886 конфигурируют-

Выход EXTVCC

Выход EX T V CC предназначен д ля того, чтобы минимизировать потери мощности приложения. Он обеспечивает напряжение в диапазоне 5–14 В, позволяя работать приложению с максимальным КПД и минимальной температурой кристалла. Кроме того, этот вывод позволяет контроллеру LTC3886 эффективно использовать выходное напряжение для собственных нужд. Погрешности и точность

Современные приложения требуют стабилизации напряжения питания и его контроль с жесткими допусками. Эти требования выполняются с помощью высокоскоростного аналогового контура управления, встроенных 16‑разрядных АЦП и 12‑разрядных ЦАП. Точность выходного напряжения LTC3886 во всем диапазоне рабочих температ ур – не хуже ±0,5%. Кроме того, компараторы, следящие за минимальным и максимальным уровнями напряжения, поддерживают выходное напряжение с погрешностью не более ±2% и тоже во всем диапазоне рабочих температур. Точность стабилизации напряжения и его контроль в LTC3886 снижает общие затраты системы при использовании меньшего количества выходных конденсаторов; при этом по-прежнему обеспечивается соответствие жестким требованиям к входному напряжению микросхем, питаемых контроллером. 60‑В усилитель по высокой стороне измеряет температуру по входному току с точностью не хуже ±1,2%. Измерение выходного тока во всем диапазоне рабочих температур гарантируется с точно-

электронные компоненты №4 2016

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

Программируемая адаптивность

внешнего резистивного делителя устанавливаются все 128 возможных адресов.

ИС LTC3886 позволяет вести журнал регистрации аварий, который сохраняет в постоянно обновляемой буферной оперативной памяти данные телеметрии и описания аварий и неисправностей. После аварийной ситуации состояние буфера копируется из ОЗУ в EEPROM и таким образом создается журнал аварий. Его данные можно прочесть позже и проанализировать причину конкретной неисправности.

Рис. 2. Программируемая компенсация регулирующего контура

Рис. 3. Настойка усиления усилителя ошибки

Рис. 4. Настройка RTH

стью до ±1,5%. Внутреннее измерение температуры кристалла LTC3886 гарантируется с точностью до 0,25°C, а измерение системой телеметрии наружной температуры дает ошибку не более ±1°C.

PolyPhase с использованием микросхем LTC3886/LTC3870 упрощает фрагментацию путем разделения компонентов питания и управления, что позволяет легко установить их на незанятые участки платы. Фрагментация также позволяет рассредоточить по печатной плате тепло, выделяемое цепями питания.

компенсации регулирующего контура представлено с помощью рисунков 2–4. Используя биты [7:5] команды MFR_PWM_COMP, параметр gm, описывающий КУ усилителя ошибки (см. рис. 5), программируется в диапазоне 1,0–5,73 мкСм. Собственный компенсационный резистор R TH контроллера LTC3886, используя биты [4:0] из команды MFR_PWM_COMP, программируется в пределах 0–62 кОм. Для завершения схемы компенсации необходимы всего лишь два внешних конденсатора – C TH и C THP. Типичное соотношение между номиналами этих конденсаторов выбирается равным 10. Для оптимизации петли регулирования в широком диапазоне номиналов выходных конденсаторов, а также возможных допусков элементов цепи компенсации необходимые параметры компенсирующей петли типа II контроллера LTC3886 достигаются только регулированием усиления gm и установкой значения RTH. Регулировка усиления gm усилителя ошибки пропорционально изменяет коэффициент усиления контура компенсации по всему диапазону частот без перемещения полюса и изменения установки нуля (см. рис. 3). Регулировка номинала RTH меняет установку полюса и нуля (см. рис. 4). После определения рабочих диапазонов напряжения и тока для контроллера LTC3886 их изменение в установленных пределах уже не влияет на коэффициент усиления контура. Если выходное напряжение стабилизатора изменяется в результате команды или изменения допусков, переходная характеристика контура регулирования остается постоянной.

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

Возможности расширения

Современные системы управления системным питанием требуют большей мощности и управляемости. При этом их необходимо уместить на меньшем пространстве печатной платы. В этих случаях наилучшим решением является реализация параллельного многофазного питания, которое обеспечивает и высокую плотность мощности, и эффективную расширяемость. Благодаря технологии PolyPhase контроллер LTC3886 поддерживает точное распределение тока между несколькими контроллерами LTC3886 с расширением до шести фаз. Эта технология позволяет добавлять каскады питания по мере необходимости. Кроме того, недорогую 6‑фазную шину питания позволяет легко реализовать микросхема двухфазного расширителя PolyPhase LTC3870 совместно с LTC3886. В таком решении контроллер LTC3870 не требует дополнительных адресов I 2 C – он поддерживает все программируемые функции, а также защиту от коротких замыканий. При конфигурировании в многофазном режиме с несколькими контроллерами LTC3886/LTC3870 пользователь объединяет контакты SYNC, ITH, SHARE_CLK, FAULTn, PGOODn и ALERT всех каналов, подключенных к выходной шине питания. Фазы всех каналов устанавливаются так, чтобы обеспечить между ними равномерность распределения тока. Режим питания с распределением фаз дает минимальный уровень пикового входного тока, уменьшает пульсации выходного напряжения, а также снижает требования к емкости входного и выходного конденсаторов. Чтобы удовлетворить требования к функциональным характеристикам и занимаемому пространству на печатной плате, разработчикам приходится фрагментировать систему питания. В этом случае многофазная технология

www.elcomdesign.ru

Дополнительные возможности для проектирования

Среда проектирования LTpowerPlay с графическим интерфейсом, которая представляет собой мощный программный инструмент на базе ОС Windows, полностью поддерживает все функциональные возможности контроллера LTC3886. Возможности использования инструмента LTpowerPlay повышаются при его подключении к отладочным демонстрационным платам и непосредственно к аппаратным средствам приложения. Инструмент LTpowerPlay обеспечивает высокое качество разработки, диагностики и отладки функций. Графический интерфейс этого программного инструмента предоставляет доступ к данным телеметрии, аварийных состояний и значениям команд PMBus. Контроллер LTC3886, как и другие микросхемы управления системным питанием, легко настраивается с помощью среды разработки LTpowerPlay. Настраиваемая компенсация петли регулирования

Чтобы обеспечить стабильность петли регулирования и оптимизацию переходных характеристик контроллера, не меняя внешние компоненты, в контроллере LTC3886 предусмотрена возможность программировать параметры компенсации. Несколько щелчков мыши – и с помощью программного инструмента LTpowerPlay контроллер LTC3886 получит оптимальную компенсацию. Контур управления можно настроить точно, быстро и легко, обеспечив максимальную производительность системы путем удаления лишних выходных конденсаторов, экономии места на печатной плате и уменьшив конечную стоимость решения. Схематично программирование

Точная телеметрия для оптимизации системного КПД

Контроллер LTC3886 отличается широким диапазоном входного напряжения 4,5–60 В, а его диапазон выходного напряжения находится в пределах 0,5–13,8 В, что обеспечивает эффективную стабилизацию высокого входного напряжения питания на уровне напряжения на промежуточной шине. Эта шина предоставляет питание POLпреобразователям.

Рис. 5. Контроллер LTC3886 используется в качестве формирователя напряжения промежуточной шины для управления питанием POL-преобразователей. Телеметрия от источника промежуточного питания LTC3886 и POL-преобразователей используется демонстрационной платой Linduino One для оптимизации эффективности системы путем регулирования напряжения на промежуточной шине во время изменения ее токовой нагрузки

представлена на рисунке 6. График, иллюстрирующий зависимость общей эффективности системы относительно напряжения на промеж у точной шине, показан на рисунке 7. На графиках представлены кривые токов POLпреобразователей для значений 10, 20, 40, 80 и 100 А. Пиковая эффективность зависит от соответствующего тока нагрузки. Для максимальной эффектив-

ности функционирования требуется, чтобы при более высоких токах нагрузки увеличивались значения напряжений на промежуточной шине. Установка фиксированного напряжения на промежуточной шине существенно уменьшает общую эффективность системы при малых нагрузочных токах. По сравнению с использованием стандартного значения фиксированного напряжения 12 В на промежуточной шине, оптимизированное с помощью контроллера LTC3886 напряжение повышает КПД при токе нагрузки 10 А на 6,2%, при 20 А – на 3,5% и на 1% – при 40 А. В результате оптимизируется эффективность системы питания во всем диапазоне ее рабочей нагрузки. Выводы

Рис. 6. Зависимость КПД контроллера LTC3886 от выходного напряжения при различных токах нагрузки ILOAD

Рис. 7. КПД системы

Микросхема контроллера LTC3886 расширяет ассортимент контроллеров управления системами энергопитания компании Linear Technology среди устройств с высоким входным напряжением. Широкий диапазон выходного напряжения 0,5–13,8 В, точное измерение напряжения и тока, регулируемая компенсация, а также выде ленные выводы PGO OD обе спечивают максимальную гибкость проектирования и высокую производительность конечных решений. Контроллер LTC3886 идеально подходит для промышленных приложений, требующих универсальной системы питания, управления, контроля, программирования и высокой точности. Литература 1 .  F e b r u a r y 2 0 1 6 : L T J o u r n a l o f Analog Innovation//www.linear.com.

электронные компоненты №4 2016

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

При использовании контроллера LTC3886 в качестве преобразователя промежуточной шины для питания POL-преобразователей имеется возможность оптимизировать уровень напряжения на этой шине, обеспечив максимальный КПД. Значения напряжения и тока, которые предоставляет контроллер LTC3886, а также микросхемы управления питанием, настолько точны, что позволяют осуществлять точные измерения системного КПД в реальном масштабе времени. Это, в свою очередь, предоставляет возможность создать программу оптимизации, согласно которой микроконтроллер определяет оптимальное напряжение промежуточной шины в самых разных условиях функционирования приложения. Чтобы продемонстрировать работу системы при использовании промежуточного напряжения питания в диапазоне 9–13 В, от контроллера LTC3886 была запитана в 8‑ фазная схема в виде POL-преобразователей, выполненных на микросхемах LTM4676 (см. рис. 5). Для измерения и расчетов общей эффективности системы путем считывания точного напряжения и тока через телеметрию от LTC3886 и LTM4676 по PMBus использовалась демонстрационная плата Linduino One от Linear Technology. Плата Linduino самостоятельно измеряла общий КПД системы при нескольких напряжениях на промежуточной шине, изменяла ее напряжение, чтобы обеспечить минимальную входную мощность и, следовательно, максимальную эффективность системы в целом. Зависимость КПД контролер а LTC 38 8 6 от н о си те льн о напр я жения на промеж у точной шине

Краткие сведения об интерфейсе JESD204B Андрей Колокольцев, Andrewchime@gmail.com

В статье описываются основные особенности интерфейса JESD204B, приведены временные диаграммы и схемы. Для справки даются основные параметры наиболее распространенных интерфейсов.

Первый из этой серии стандартов, который предусматривал скорость передачи данных до 3,125 Гбит/с, был принят в 2006 г. В дальнейшем стандарты изменялись и дополнялись. В настоящее время действует стандарт JESD204 версии «В», с максимальной скоростью передачи 12,5 Гбит/с и несколькими дифференциальными линиями передачи данных. В ныне действующем стандарте определена (детерминирована) задержка при передаче данных, что необходимо для

Сети и интерфейсы

Увеличение быстродействия АЦП и ЦАП влечет за собой и увеличение скорости передачи данных, а возрастание числа разрядов делает невозможным использование параллельного интерфейса. Последовательный дифференциальный интерфейс LVDS, в котором осуществлялось простое преобразование параллельного кода в последовательный, недостаточно надежен при больших скоростях передачи данных. В результате появились более сложные стандарты – JEDEC.

Рис. 1. Преобразователь данных с интерфейсом JESD204B

www.elcomdesign.ru

согласования фаз (фазовой когерентности), и, кроме того, предусмотрена синхронизация с преобразователем данных. Следует заметить, что задержка детерминирована только применительно ко входу и выходу цифровых данных и не определяет задержку аналоговых трактов обработки сигнала. В JESD20 4B предусмотрено несколько однонаправленных высокоскорос тных дифференциальных линий передачи сигналов. В качест ве драйверов линии используются

Рис. 2. Пример формирования 11-бит кадра и контрольного бита

использовать, чтобы повысить помехоустойчивость передачи данных); -- канальный уровень; -- физический уровень. Из перечисленных уровней наиболее сложный – транспортный. Он формирует данные группами по восемь бит, а затем формирует из этих групп к а д р ы , со с т о я щ и е из н е ско л ьк и х групп. Задача формирования одноб а й т н ы х г ру п п д о в о л ьн о п р о с т а , но е с ли тр е буе тс я сф ор м ир ов ать

группы из 11 бит, то она значительно усложняется. На этом уровне формируется контрольный бит для передачи информации о статусе приемника. На рисунке 2 показан пример формирования 11‑бит кадра и контрольного бита. 11‑бит фрагмент формируется из 8 битов первого октета и 3 бит второго октета. С лой скремблирования с лу жит для получения случайной последовательнос ти из ис ходного потока упорядоченных данных. В результате

Сети и интерфейсы

логические схемы на токовых переключателях (CML). Число линий передачи, в отличие от интерфейса LVDS, не связано с числом преобразователей. В этом смысле JESD204B схож с PCI Express. На рисунке 1 показан при м ер пр е о бр азов ате л я д анны х с интерфейсом JESD204B. Управление режимами JESD204B осуществляется посредством следующих трех управляющих сигналов: –– DEVCLK – тактирование, или тактирование кадра (frame clock); –– SYSREF – системный сигнал, который используется для синхронизации; –– /SYNC – сигна л синхронизации с активным низким уровнем. В зависимости от выбранного режима эти сигналы используются разными способами. DEVCLK использует данные для создания собственных тактовых сигналов преобразователя – частоту кадров, сигнал выборки для преобразования и тактовый сигнал внутреннего мультикадра (LMFC) для формирования детерминированной задержки. SYSREF – опорный фазовый сигнал, который используется для получения сигнала LMFC в подклассе 1 и не используется в подклассе 2. Синхросигнал передачи данных/SYNC, который используется во всех подклассах, служит опорным фазовым сигналом в подклассе 2, как и LMFC. В отличие от последовательного интерфейса LVDS, стандарт JESD204B в большей мере похож на интернет-протокол или на открытый сетевой интерфейс OSI – он состоит из слоев, каждый из которых выполняет определенную функцию. В стандарте JESD204B преду смотрены четыре уровня: -- транспортный уровень; -- скремблирование (этот уровень необязателен, но его желательно

Рис. 3. Тактовая последовательность SYSREF

Рис. 4. Структурная схема реализации подкласса 1

электронные компоненты №4 2016

Рис. 5. Выравнивание тактовых последовательностей кадров и мультикадров

Сети и интерфейсы

Рис. 6. Структурная схема реализации подкласса 1

54 Рис. 7. Пример передачи мультикадров

скремблирования удается умерить уровень шума и коррелированность сиг на л о в в си с те м е. Д л я пр о це сса скремблирования используется многочлен 1 + Х14 + Х15, который реализован с помощью регистров сдвига и элементов «исключающее ИЛИ». Такой простой метод позволяет приемнику декодировать сигнал уже после полу чени я первых дву х по сы лок . Уровень скремблирования не являет-

www.elcomdesign.ru

ся обязательным, но его желательно использовать для повышения помехозащищенности системы. Канальный уровень, осуществляющий кодирование 8b/10b, преобразует 8‑бит сигнал в 10‑бит. Несколько стандартных символов зарезервировано для проверки качества линии передачи. Кодирование происходит с избыточностью 20%. Предполагается, что в дальнейшем кодирование будет происходить

по схеме 64/66 b, что увеличит полосу передачи. Физический уровень представляет собой набор драйверов и приемников сигнала, а также схему восстановления тактовой последовательности. Физический уровень использует компоненты логики на токовых переключателях (CML). Кодирование 8b/10b также предо твращает смещение изолинии сигнала. Чтобы обеспечить обратную совместимость в стандарте JESD204B введены подклассы (Subclasses). Подкласс 0 обеспечивает совместимость JESD204B с прежней редакцией – стандартом JESD204 А, но при этом поддерживает скорость передачи данных до 12,5 Гбит/с, но в этом подк лассе не поддерживается детерминированная задержка и не используется сигнал SYSREF. Подкласс 1 обеспечивает детерминированную задержку и синхронизацию нескольких устройств. Последнее реализуется за счет использования тактовой частоты внутренних кадров преобразователей, локальной тактовой последовательности мультикадров и сигнала SYSREF. Сигналы тактовой последовательности кадров исполь-

Vrcm (~Vtt)

50 Ом

Вариант

0,1 мкФ DOUT– Передатчик JESD204B

100 Ом

Приемник JESD204B

DOUT+ 0,1 мкФ 100-Ом дифференциальная пара Глазковая диаграмма

100-Ом соединитель (опц.)

Рис. 8. Структура линии передачи

нает посылать символы с разделителем К28.5. Эти символы позволяют синхронизироваться схемам восстановления тактовой последовательности найти границы символов потока данных. Заметим, что при работе нескольких линий передачи в подклассе 0 сигналы/SYNC должны передаваться одновременно. При работе в подклассах 1 и 2 это условие может не выполняться. В подклассе 1 используется сигнал SYSREF вместо/SYNC. После установления синхронизации сигнал/SYNC устанавливается на верхний уровень, а приемник выравнивает

Таблица. Основные характеристики наиболее распространенных интерфейсов Наименование интерфейса CAN Промышленный Ethernet

Максимальная скорость передачи данных

Дальность, м

Среда передачи данных

1000 Мбит/с

40–5000 в зависимости от скорости передачи

Витая пара, оптоволокно

100/1000 Мбит/с

До 100

Экранированная витая пара

LIN

19,2 Кбит/с

Однопроводной

MOST

150 Мбит/с

Оптоволокно или витая пара

DsplayPort

4,32 Гбит/с

20-жильный кабель, четыре дифференциальные пары

HDMI

6 Гбит/с

19 кабель, четыре дифференциальные пары

USB

10 Гбит/с (USB3)

3 (USB3.1)

10 кабель, три дифференциальные пары

10 Гбит/с

3 (медь), 50 (оптоволокно)

Оптоволокно, медь

Field Bus

1 Гбит/с

До 1900 при низкой скорости

Витая пара

Profibus

1200

Витая пара

Thunderbolt

HART

3600 бит/с

До 4000

Экранированная витая пара

RS232

115,2 Кбит/с

До 100

Многожильный кабель

RS485

10 Мбит/с

До 1500

Витая пара

3,2 Гбит/с

До 0,25

Проводники печатной платы

PCI Express

16 Гбит/с на одну линию

До 0,25

Проводники печатной платы

RapidIO

10 Гбит/с на одну линию

До 1

Проводники печатной платы

100 Мбит/с

До 1

Проводники печатной платы

HyperTransport

SPI

электронные компоненты №4 2016

Сети и интерфейсы

зуются для передачи данных между преобразователями и устройством обработки данных. С помощью тактовых сигналы мультикадров (LMFC) формируется детерминированная задержка. Тактовая последовательность SYSREF используется как опорная для выравнивания внутренних тактовых сигналов преобразователей (см. рис. 3). Это обстоятельство накладывает ограничения на топологию платы, т. к. требуется согласование линий передачи тактовых последовательностей. Структурная схема реализации подкласса 1 показана на рисунке 4. Последовательность SYSREF должна генерироваться от того же источника частоты преобразователя, который генерирует последовательности Tx и R x этого преобразователя. Но линии передачи данных преобразователей не требуют согласования между собой. На рис унке 3 показана временная диаграмма тактовых сигналов преобразователей и сигналов. По передним фронтам тактовых импульсов преобразователей формируются тактовые импульсы кадров и мультикадров. Выравнивание тактовых последовательностей кадров и мультикадров п р о и с хо д и т п о фр о н т у и м п ул ь с а SYSREF, как показано на рисунке 5. В подклассе 2 тактовые последовательности кадров и мультикадров преобразователей формируются, как и в подклассе 1. Но для синхронизации и формирования детерминированной задержки используется сигнал/SYNC. Выравнивание внутренних тактовых последовательностей кадров и мультикадров преобразователей также производится по сигналу/SYNC, который должен быть синхронизирован с DEVCLK. Структурная схема реализации подкласса 1 показана на рисунке 6. Перед началом передачи необходимо установить связь меж ду преобразователем и обрабатывающим ус тройс твом, например ПЛИС или микроконтроллером. Для этого сигнал/SYNC на входе передатчика устанав лив аетс я на ак тивный низк ий уровень, после чего передатчик начи-

данные по границе кадра. Так начинается синхронизация линии, которая далее используется для синхронизации нескольких линий. Мультикадр начинаетс я символом К28.0 (с тарт последовательности данных) и заканчиваетс я символом выравнивания К28.3. На рисунке 7 приведен пример передачи мультикадров. После передачи всех четырех мультикадров можно использовать скремблирование, если оно предусмотрено. Структура линии передачи в общем виде показана на рисунке 8. Как правило, законченная система содержит не один интерфейс, а несколько: интерфейсы датчиков, связь узлов сис темы меж ду собой, интерфейс с другими системами и т. д. Скорости передачи данных по ним должны быть согласованы. В противном случае неверный выбор одного интерфейса может привести к нарушению в работе системы. Например, медленный интерфейс с невысокой скоростью может оказаться «узким местом» в тракте передачи данных. В заключение приведем основные параметры наиболее распространенных интерфейсов (см. табл.).

Разработка аналоговых входных каскадов для логометрических измерений РДТ Барри Джан (Barry Zhang), Алекс Буда (Alex Buda), Analog Devices

При использовании дельта-сигма АЦП вместе с резисторными датчиками для измерения температуры возникают трудности в обеспечении рабочих характеристик, заявленных в технических описаниях этих аналого-цифровых преобразователей. Например, в некоторых случаях удается получить от 16–18‑разрядного АЦП лишь 12–13 свободных от шума битов. Описанные в этой статье методы проектирования входного каскада позволяют получить более 16 свободных от шума битов.

А н а л о го в ы е ко м п о н е н т ы

Использование резисторных датчиков температуры (РДТ) в логометрических измерениях позволяет исключить такие причины возникновения ошибок как погрешность и дрейф источника тока возбуждения. На рисунке 1 показана четырехпроводная схема логометрического измерения РДТ. Преимущество четырехпроводной конфигурации заключается в устранении погрешности, обусловленной сопротивлением выводов. В схеме на рисунке 1 значения напряжения на датчике VРДТ и опорного напряжения VОП рассчитываются по формулам:

Для расчета сопротивления RРДТ в условиях, когда АЦП работает в двухполярном дифференциальном режиме, применяется следующая формула: ,

где КодРДТ – код АЦП, а КодАЦП_вся_шкала – значение, соответствующее полной шкале АЦП. Измеряемое сопротивление РДТ теоретически связано только с погрешностью и дрейфом опорного резистора. Как правило, RОП обеспечивает точность и небольшой дрейф в пределах 0,1%. При использовании схемы этого типа перед аналоговым входом устанавливается несколько резисторов и конденсаторов, используются внешние опорные выводы для НЧ-фильтрации и защита от перенапряжения (см. рис. 2). Из рисунка 2 видно, что в качестве элементов низкочастотного RC-фильтра первого порядка применяются R1, R2, C1, C2 и C3. Этот фильтр ослабляет сигналы напряжения в дифференциальном и синфазном режимах. Значения R1 и R2 должны быть одинаковыми. То же требование предъявляется к значениям C2 и C3. Элементы R3, R4, C4, C5 и C6 используются в НЧ-фильтре для опорного тракта.

Рис. 1. Четырехпроводная схема логометрического измерения с помощью РДТ

Синфазный НЧ RC-фильтр

На рисунке 3 представлена эквивалентная схема синфазного низкочастотного фильтра.

www.elcomdesign.ru

Рис. 2. Типовая четырехпроводная схема логометрического измерения с помощью РДТ

Рис. 4. Низкочастотный фильтр в дифференциальном режиме

Рис. 5. Эквивалентная схема НЧ-фильтра в дифференциальном режиме

Рис. 6. Конфигурация аналогового входа для измерения с использованием РДТ с помощью AD7124

Поскольку синфазное напряжение в точке а равно напряжению в точке b, через емкость С3 ток не течет. Следовательно, частота среза в синфазном режиме определяется формулой:

Во‑вторых, входные токи черед выводы AIN потекут через эти резисторы, что приведет к увеличению погрешностей. Разница между этими входными токами, не имеющими постоянной величины, приводит к появлению шума, который растет с увеличением значений этих сопротивлений. Выбор значений резисторов и конденсаторов играет важную роль в определении рабочих характеристик конечной схемы. Необходимо установить требования системы и рассчитать значения резисторов и конденсаторов в соответствии с приведенными выше формулами. При использовании дельта-сигма АЦП и прецизионных аналоговых микроконтроллеров с собственным источником тока возбуждения от компании ADI рекомендуется выбрать одинаковые значения резисторов и конденсаторов, установленных перед выводами AIN и опорными выводами. При таком подходе напряжение аналогового входа остается логометрическим по отношению к опорному напряжению, т. е. измеряется относительно опорного напряжения, и любые погрешности при измерении напряжения на этом входе, вызванные дрейфом температуры и шумом тока возбуждения, компенсируются вариациями опорного напряжения.

НЧ RC-фильтр в дифференциальном режиме

Чтобы лучше понять, какое значение играет частота среза НЧ RC-фильтра для дифференциальных сигналов, представим конденсатор на рисунке 4 в виде двух раздельных конденсаторов (см. рис. 5). Из рисунка 5 частоту среза в дифференциальном режиме определяется следующим образом:

Как правило, величина С3 в 10 раз превышает CCM, что позволяет уменьшить влияние эффекта, вызванного несоответствием между С1 и С2. Например, как видно из схемы рисунка 6, взятого из [1], частота среза для дифференциальных сигналов равна 800 Гц, а для синфазных сигналов – 16 кГц. Расчет значений резисторов и конденсаторов

Резисторы R1 и R2 не только являются частью низкочастотного фильтра, но и обеспечивают защиту от перенапряжения. 3‑кОм резисторы, установленные перед выводами AIN АЦП AD7124–4 (см. рис. 6), защищают схему от перенапряжения 30 В, которое может возникнуть при неправильном соединении. Не рекомендуется устанавливать резисторы большей величины перед выводами AIN по двум причинам. Во‑первых, в результате их использования повышается тепловой шум.

Логометрические измерения с помощью МК ADuCM360

ADuCM360 представляет собой полностью интегрированную систему сбора данных, работающую со скоростью 3,9 Квыб/с. В ее состав входят два 24‑бит многоканальных дельта-сигма АЦП, 32‑бит процессор ARM Cortex-M3 и память Flash/EE. Кроме того, в этом микроконтроллере находятся программируемые инструментальные усилители, прецизионные ИОН и программируемые источники тока возбуждения, входной аналоговый мультиплексор и многие другие устройства. Этот МК обеспечивает непосредственный интерфейс с резистивными датчиками температуры.

электронные компоненты №4 2016

А н а л о го в ы е ко м п о н е н т ы

Рис. 3. Синфазный НЧ-фильтр

Таблица. Результаты измерения шума

Усиление АЦП

Рис. 7. Схема входного каскада ADuCM360 для измерения температуры с помощью РДТ

Напряжение сигнала шума на 100-Ом резисторе, мкВ R1 = R2 = R3 = 1 кОм

R1 = R2 = 10 кОм R3 = 1 кОм

100

1,6084

1,8395

200

1,6311

1,7594

300

1,6117

1,9181

400

1,6279

1,9292

Вместо RРДТ для измерения напряжения шума на входных выводах АЦП применяется 100‑Ом прецизионный резистор. Величина RОП составляет 5,62 кОм. Из таблицы видно, что при использовании согласованной аналоговой входной схемы, в которой R1 = R2 = R3, шум снижается примерно до 0,1–0,3 мкВ по сравнению с несогласованной схемой. Это значит, что число свободных от шума битов АЦП увеличивается примерно на 0,25 до 16,2 бит при коэффициенте усиления встроенного блока усилителя АЦП равном 16. Выводы

Применение согласованных схем с RC-фильтрами, выбор значений резисторов и конденсаторов в соответствии с принципами, описанными на примерах этой статьи, обеспечивают оптимальные результаты логометрических измерений температуры с помощью РДТ. Литература 1. CN0381 Circuit Note. Completely Integrated 4‑Wire RTD Measurement System Using a Low Power, Precision, 24‑Bit, Sigma-Delta ADC (Hyperlink to CFTL). 2. CN0267 Circuit Note. Complete 4 mA to 20 mA Loop Powered Field Instrument with HART Interface (Hyperlink to CFTL).

А н а л о го в ы е ко м п о н е н т ы

Поскольку при использовании ADuCM360 в измерениях с использованием РДТ вывод REF-, как правило, соединен с землей, R4 и C5 из схемы на рисунке 2 можно удалить – через них не протекает ток. Конденсаторы C4 и C6 параллельны друг другу, и потому их можно объединить, но поскольку C4 намного меньше C6, им пренебрегают. На рисунке 7 показана упрощенная аналоговая схема входного каскада. В таблице представлены результаты измерения шума с согласованными и несогласованными фильтрами, установленными перед аналоговым и опорным входными трактами.

Ток источника, мкА

www.elcomdesign.ru

Акселераторы:

расширение возможностей микроконтроллеров семейства C2000 Кен Чахтер (Ken Schachter), старший член технического штата, TI

Микроконтроллеры и микропроцессоры

Системы управления в реальном времени требуют быстрой и эффективной обработки данных с минимальными задержками для поддержания стабильности и увеличения общей производительности. К тому же, в связи с повышением сложности современных систем управления электродвигателями, силовой электроники, интеллектуальных сетей электроснабжения, робототехники и других приложений необходимо, чтобы центральный процессор выполнял одновременно множество задач.

Семейство микроконтроллеров (МК) C2000 от Texas Instruments (TI) решает поставленные задачи с использованием интегрированных в кристалл аппаратных акселераторов, которые значительно повышают производительность МК во многих приложениях, работающих в реальном времени. Основными являются следующие четыре акселератора: –– FPU (Floating-Point Unit – модуль вычислений с плавающей запятой); –– CLA (Real-Time Control Co-Processor – сопроцессор управления в реальном времени); –– TMU ( Trigonometric Math Unit – модуль тригонометрических математических вычислений); –– VCU (Viterbi, Complex Math, and CRC Unit – модуль декодирования Витерби, вычислений с комплексными числами и с циклическим избыточным кодом). Основу МК семейства C2000 составляет высокоскоростной центральный процессор (ЦП) с фиксированной запя-

той, который способен самостоятельно с высокой производительностью выполнять обработку 32‑разрядных данных. В ЦП интегрирован аппаратный модуль вычислений с плавающей запятой. Кроме того, CLA предоставляет независимое процессорное ядро с плавающей запятой, работающее на полной частоте МК и предназначенное для выполнения алгоритмов управления с минимальными задержками. Это практически удваивает вычислительные возможности микроконтроллера. Модуль TMU аппаратно ускоряет вычисление тригонометрических функций, а VCU-модуль поддерживает функции, необходимые д ля коммуникационных приложе ний, работу с комплексными числами и вычисление CRC. FPU

Создание систем управления часто начинается в симуляторах, в которых создаются алгоритмы с использованием вычислений с плавающей запятой.

Рис. 1. Конвейер для выполнения команд ЦПУ совместно с блоком FPU

www.elcomdesign.ru

Эти алгоритмы можно легко перенести на МК, поддерживающий работу с числами с плавающей запятой. По сравнению с фиксированной запятой, применение плавающей запятой в вычислениях расширяет динамический диапазон, облегчая разработку программного кода. Программисту больше не требуется заниматься масштабированием и отслеживать переполнение. Кроме того, повышается ус тойчивос ть сис темы, поскольк у числа с плавающей запятой не подвержены «заворотам» значений при переполнениях. Это обеспечивает высокую производительность математических вычислений для современных систем управления. На рисунке 1 показан конвейер д ля выполнения команд ЦПУ совместно с FPU. К тому же, архитектура C2000 оптимизирована под языки программирования высокого уровня и полностью поддерживается комплектом средств разработки от TI. МК се м ейс т в а C 20 0 0 о снов аны на процессорном ядре C28x, имеющем 32‑разрядную аккумуляторную архитектуру с фиксированной запятой. В нем сочетаются преимущества цифровых сигнальных процессоров и микроконтроллеров. Микроконтроллеры C2000 аппаратно поддерживают работу с числами с плавающей запятой в формате IEEE‑754 с одинарной точностью. По сравнению со стандартной архитектурой C28x, в МК на основе C28x+FPU имеются дополнительные инс трукции и регис тры с плаваю щей запятой. В набор регистров входят восемь регистров для хранения результатов в формате с плавающей

Таблица 1. Эффект использования блока FPU Функция Комплексное быстрое преобразование Фурье (БПФ) Вещественное БПФ Квадратный корень Фильтр с КИХ (конечной импульсной характеристикой)

Тип

Количество тактов c FPU

Количество тактов без FPU

Увеличение производительности

512 точек

24249

59075

2,43× (FPU по сравнению с фиксированной запятой)

1024 точки

53219

132823

2,49× (FPU по сравнению с фиксированной запятой)

512 точек

13675

34615

2,53× (FPU по сравнению с фиксированной запятой)

1024 точки

30357

77004

2,53× (FPU по сравнению с фиксированной запятой)

Зависит от компилятора

2,90× (FPU по сравнению с фиксированной запятой)

64 точки

119

111

1,07× (фиксированная запятая по сравнению с FPU) – в обоих алгоритмах используется кольцевой режим адресации C28x

запятой, регистр статуса и регистр повтора блока. Операция повтора блока позволяет выполнять циклы без дополнительных накладных расходов, что повышает гибкость процессора. Все регистры кроме регистра повтора блока являютс я «затененными» (shadowed), что ускоряет сохранение и восстановление контекста регистров с плавающей запятой при возникновении высокоприоритетных прерываний.

И н с т ру м е н т ы к о м п и л я ц и и д л я ЦП поддерживают язык C, облегчая создание программного обеспечения и перенос существующего кода. Поскольку инструкции FPU являются расширением с тандартного набо ра команд C28x, большинство из них выполняется за один или два такта конвейера, а некоторые инструкции м ож но р аспар а л ле ли ть. Аппар атное ускорение блока FPU позволяет

за один такт преобразовывать данные (из целочисленных в формат с плавающей запятой), быстро инвертировать, в ычи с л я т ь о бр ат ный к в а д р ат ный корень и умножать с накоплением. Высокая производительнос ть при работе с числами с плавающей запятой значительно повышает скорость математических вычислений, которая необходима при обработке сигналов и реализации алгоритмов

Микроконтроллеры и микропроцессоры

Рис. 2. Структурная схема модуля CLA

электронные компоненты №4 2016

Таблица 2. Увеличение производительности с помощью CLA Количество тактов Приложение

ЦП мин/макс

CLA мин/макс

Увеличение производительности

888/952

639/694

1,39× (по сравнению с ЦП)

Управление 2p2z

1,23× (по сравнению с ЦП)

Управление 3p3z

1,31× (по сравнению с ЦП)

Асинхронный двигатель

управления. В целом, при использовании вычис лений с плавающей запятой обеспечивает рост производительности более чем в 2,5 раза по сравнению с вычислениями с фиксиров анной з апятой. В таблице 1 сравнивается время выполнения операций с FPU и без этого модуля.

Микроконтроллеры и микропроцессоры

CLA

В настоящее время при решении сложных задач управления в реальном времени необходимо обеспечить вычисления с очень высокой производительностью и эффективностью. В системах управления в реальном времени д ля получения заданных характеристик требуется минимальная задержка, при которой время, затрачиваемое на считывание сигнала, его обработку и выдачу сигнала на выход, не должно превышать заданного значения. Типовой цифровой контрол лер содержит ана л о го - ц и фр о в о й пр е о бр аз о в ате ль (АЦП), считывающий входные сигналы (например, напряжение или ток), блок математических вычис лений, который реализует алгоритмы управления (например, пропорциональноинтегрально -дифференцирующий, компенсацию с двумя полюсами и двумя нулями (2p2z), тремя полюсами и тремя нулями (3p3z)) и канал ш и р о т н о - и м п ул ь сн о й м о д ул я ц и и (ШИМ), формирующий выходной сигнал требуемой формы. Для многих со вр е м енны х си с те м у пр ав л е ни я очень полезной была бы архитектура, которая сочетала бы в себе все эти функции и при этом имела минимальную задержку, позволяющую сократить до абсолютного минимума время о т с ч и т ы в а н и я в хо д н о го си г н а л а до выдачи выходного. В идеале такая система должна выполнять критичные ко времени выполнения алгоритмы управления параллельно с основным ЦП, что освобождает его для выполнения других задач. К тому же, такая а рх и т е к т у р а д о л ж н а о с н а щ а т ь с я встроенными механизмами защиты, защищающими от превышения значений токов и напряжений. Для решения перечисленных задач в TI был создан модуль CLA. Структурная схема CLA приведена на рисунке 2.

www.elcomdesign.ru

Модуль CLA представляет собой независимый 32‑разрядный аппаратный акселератор с плавающей запятой, предназначенный для интенсивных математических вычислений. Он значительно увеличивает производительность при выполнении математических операций, типичных для алгоритмов управления. Модуль CLA позволяет выполнять алгоритмы по управлению в реальном времени параллельно с ЦП C28x, что фактически удваивает вычислительную мощность. Благодаря этому модуль CLA успешно обеспечивает реализацию низкоуровневых контуров управления, затрачивая меньшее количество тактов в сравнении с C28x. Еще одним преимуществом CLA является его способность прямого доступа к памяти, что устраняет накладные расходы при работе с указателем на страницу данных. К тому же, умножения в CLA производятся без дополнительных тактов задержки, обеспечивая выполнение этих задач за один такт. Устройства на основе CLA позволяют увеличить производительность в 1,3 раза по сравнению с C28x в таких приложениях как управление двигателями и преобразователями солнечной энергии (см. табл. 2). Более того, если модуль CLA берет на себя критические по времени функции, ядро C28x освобождается для выполнения других задач, таких как передача данных и диагностика. Уменьшение задержек в CLA обеспечивается благодаря прямому доступу к таким периферийным модулям управления как АЦП и ШИМ. Использование этой архитектуры, имеющей минимальные задержки и напрямую работающей с периферийными модулями, уменьшает время отклика системы. Модуль

CLA считывает содержимое регистра с результатом аналого-цифрового преобразования в том же цикле, в котором оно было завершено. Такое считывание «точно в срок» снижает задержку, начиная с момента опроса и заканчивая выдачей выходного сигнала, что ускоряет отклик системы в высокочастотных контурах управления. При программировании CLA-модуля создается код инициализации и задачи. Задача подобна обработчику прерывания. Будучи запущенной, она работает до завершения. Каждая задача запускается периферийными модулями без участия ЦП, что значительно увеличивает эффективность CLA, поскольку он не использует прерывания для синхронизации с аппаратными модулями и не выполняет переключений контекста. По сравнению с традиционными схемами, основанными на прерываниях, в архитектуре на основе модуля CLA значительно снижается джиттер и задержки, т. е. она становится детерминированной. Всего поддерживаются до восьми независимых задач, каждая из которых привязывается к триггеру события, например к событию таймера или готовности результата АЦП. Разные задачи могут одновременно работать с множеством контуров управления или фаз. К преимуществам CLA над аппаратными реализациями алгоритмов управления относится большая гибкость. Решение на основе CLA является полностью программируемым. Разработчики имеют возможность свободно вносить изменения в систему управления, избегая временных и материальных затрат, которые понадобились бы при переработке аппаратных решений. К тому же, CLA-модуль значительно энергоэффективнее в сравнении с ядром C28x, что важно для систем, требовательных к потребляемой мощности. Высокая производительнос ть и экономичность CLA позволяет создавать сложные системы управления реального времени лишь на одном МК семейства C2000. К ним относятся, например, системы управления

Таблица 3. Список команд TMU Операция

Эквивалентная операция на C

Умножение на 2*pi

a = b*2pi

Деление на 2*pi

a = b/2pi

Деление Квадратный корень

a = b/c a = sqrt(b)

Синус для аргумента, выраженного в радианах/единицу

a = sin(b*2pi)

Косинус для аргумента, выраженного в радианах/единицу

a = cos(b*2pi)

Арктангенс для аргумента, выраженного в радианах/единицу Арктангенс для двух аргументов с коррекцией квадрантов

a = atan(b)/2pi Выражение для вычисления ATANPU2

двигателями (векторное управление и управление с обратной связью без датчиков), силовые преобразователи, сис темы возобновляемой энергии и электротранспорт. TMU

Количество тактов Приложение

FPU мин/макс

TMU мин/макс

Увеличение производительности

Асинхронный двигатель

888/952

593/670

1,42× (по сравнению с FPU)

Двигатель с постоянными магнитами

738/786

547/592

1,32× (по сравнению с FPU)

1351/1358

985/983

1,38× (по сравнению с FPU)

Трехфазный преобразователь солнечной энергии

ми или двигателями с постоянными магнитами) и трехфазные преобразователи можно увеличить производительность в 1,4 раза. Примеры эффективности TMU представлены в таблице 4. В существующих проектах на основе C28x можно сразу воспользоваться преимуществами блока TMU, не переписывая имеющийся код. Это относится и к коду, сгенерированному при помощи инструментов симуляции. Переносимость кода обеспечивается за счет того, что одинаковый код используется микроконтроллерами от TI как с TMU, так и без этого блока. В качестве примера эффективности использования TMU можно привести преобразования Парка-Горева для приведения вращающейся трехмерной системы координат, связанной с двигателями переменного тока, к двумерной системе координат, неподвижной отно-

сительно наблюдателя. Суть приведения заключается в ряде тригонометрических преобразований. При использовании блока FPU такое преобразование занимает, как правило, 80–100 циклов, а TMU позволяет уменьшить это число до 13 циклов. VCU

Д ля совершенс твования совре менных сис тем управ ления, таких как системы управления двигателями и устройства электропитания, применяется интеллектуальное управление и ком муникационные сети. Решения на основе PLC (power line communication – передача данных по линиям электропередачи) идеально подходят для интеллектуального управления, поскольк у позволяют с минимальными затратами использовать имеющуюся инфраструктуру.

Микроконтроллеры и микропроцессоры

Модуль TMU дополняет FPU и расширяет набор команд инструкциями C28x+FPU, эффективно выполняющими тригонометрические и арифметические операции, которые широко применяются в системах управления. Как и FPU, модуль TMU представляет собой математический акселератор, тесно связанный с ЦП и работаю щий с числами с плавающей запятой в формате IEEE‑754. Но FPU-модуль поддерживает математические операции общего назначения с числами с плавающей запятой, а блок TMU предназначен для ускорения некоторых специальных математических операций, которым требуется большое количество тактов для выполнения. Это операции включают в себя синус, косинус, арктангенс, деление и квадратный корень. Команды TMU показаны в таблице 3. Блок TMU использует ту же архитектуру конвейера, шины памяти, а также регистры FPU, что и C28x+FPU, благодаря чему не выдвигаются особые требования по сохранению и восстановлению контекста при прерываниях. Компилятор C2000 поддерживает автоматическую генерацию инструкций TMU. Пользователь пишет код на языке C, используя функции из файла math.h, а компилятор, где это возможно, использует инструкции TMU вместо функций библиотеки RTS. Такой подход значительно сокращает количество процессорных тактов и увеличивает производительность при выполнении тригонометрических операций. TMU позволяет значительно улучшить работу многих алгоритмов управления реального времени, у которым относятся: -- прямое и обратное преобразования Парка; -- генерация пространственного вектора; -- прямое и обратное DQ 0 ‑преобра зования; -- вычисление амплитуд и фаз при БПФ. Например, преобразование Парка выполняется на блоке FPU приблизительно за 80 …100 тактов. При использовании TMU преобразование Парка займет лишь 13 тактов, обеспечив прирост производительности на 85%. При использовании блока TMU в дополнение к FPU в таких типовых приложениях как цифровое управление двигателями (асинхронными двигателя-

Таблица 4. Примеры эффективности блока TMU

Рис. 3. Структурная схема ЦПУ с блоками FPU и VCU

электронные компоненты №4 2016

Микроконтроллеры и микропроцессоры

Рис. 4. Конвейер для выполнения команд ЦПУ совместно с блоками FPU и VCU

При передаче данных по зашумленны м к ана ла м пр и ход и тс я р е шат ь множес тво проблем , и требуютс я повышенные вычислительные ресурсы. Типовой микроконтроллер, выполняющий управление на пределе своих возможностей, не сможет дополнительно ос ущес твлять вычис ления, связанные с поддержкой PLC. В этом с лучае требуется дополнительный процессор, например VCU. Он предс тав ляет соб ой си льно связ анный акселератор с фиксированной запятой, который увеличивает производительнос ть в коммуникационных приложениях практически в семь раз. При этом также снижается стоимость, поскольку отпадает необходимость в дополнительном процессоре. Структурная схема ЦПУ с блоками FPU и VCU показана на рисунке 3, а на рисунке 4 – конвейер для выполнения команд ЦПУ совместно с блоками FPU и VCU. Помимо коммуникационных приложений, модуль VCU хорошо справл я е т с я с р е ш е н и е м о б щ и х з а д ач по обработке сигналов, например с фильтрацией и спектральным анализом. Средс твами спек трального анализа оценивается влияние вибрационного шума двигателя на систему, прогнозируется его срок службы и калибруется контур управления для повышения его эффективности. VCU был разработан с учетом гибкой поддержки различных коммуникационных технологий. Для типичных МК существуют четыре основные операции, для выполнения которых необходимы наибольшие вычислительные ресурсы: декодирование Витерби, комплексное БПФ, комплексная фильтрация и вычисление CRC. Аппаратные возможности блока VCU позволяют значительно повысить производительность приложений по сравнению с программной реализа-

www.elcomdesign.ru

цией. Например, каждая из основных операций оптимизируется следующим образом: -- алгоритм декодирования Витерби, как правило, применяется при обработке немодулированных сигналов; он содержит три сос тавляющие: вычис ление метрики пути, сложение-сравнение–выбор («бабочка» Витерби) и операцию обратного прохода пути (traceback); с VCU вычисление метрики пути выполняется за один такт (при кодовой скорости 1/2 и за два такта – при скорости 1/3); для «бабочки» Витерби требуются два такта на каждый этап, тогда как без VCU потребовалось бы 15 тактов; обратный проход пути выполняется за три такта на этап, тогда как без VCU потребовались бы 22 такта; -- комплексное БПФ применяется в системах передачи данных с расширенным спектром, а также во многих других алгоритмах обработки сигналов; блок VCU выполняет комплексное БПФ для 16‑разрядных чисел с фиксированной запятой за пять тактов на этап; без VCU на это потребовалось бы около 20 тактов; -- комплексные фильтры широко применяются в приложениях, связанных с обработкой сигналов, позволяя повысить надежность, дальность передачи данных и энергоэффективность; VCU позволяет за один такт выполнять комплексное умножение с коэффициентами сигналов I и Q (четыре умножения), тогда как без VCU потребовались бы 10 тактов; VCU за один такт считывает и записывает в память действительную и мнимую части 16‑разрядных комплексных чисел;

-- а л г о р и т м ы C R C п р о в е р я ю т целостность больших массивов данных, коммуникационных пакетов или секций кода; VCU вычисляет 8-, 16-, 24‑и 32‑разрядные CRC полностью в фоновом режим е, разгру ж а я те м сам ы м ЦП C28x. Например, VCU вычисляет CRC для блока данных размером 10 байт за 10 тактов, тогда как без сопроцессора потребовалось бы 250 тактов. Регистр результата CRC содержит текущее значение контрольной суммы и обновляется каждый раз, когда вызывается инструкция CRC, что упрощает вычисление CRC и доступ к конечному результату. МК на основе C28x+VCU содер жат расширенный набор регистров и инструкций по сравнению со стандартной архитектурой C28x, которые предназначены для ускорения коммуникационных алгоритмов. К дополнительным регистрам относятся: девять регистров результата, два traceback р е г и с т р а , р е г и с т р ко н ф иг у р ац ии и статуса, а также регистр результата CRC. Блок VCU выполняет вычисления с фиксированной запятой, используя тот же формат набора команд, архитектуру конвейера и шины данных, что и C28x. Пр о г р а м м ир о в ани е б л ок а VCU облегчается благодаря комплекту программ controlSUITE от TI. Предоставляется библиотека, содержащая полный набор ассемблерных функций, которые вызываются в коде на языке C. Эти функции реализованы с помощью инструкций VCU для повышения эффективности и снижения накладных расходов. Компания TI также предоставляет высокоуровневые функции, поддерживающие передачу данных в соответствии со стандартами PLC PRIME и G3. Выводы и матрица наличия акселераторов в МК разных серий

Благодаря сочетанию высокопроизводительного процессорного ядра C28x и упомянутых усовершенствованных аппаратных акселераторов, семейство МК TI C2000 обладает расширенными вычислительными возможностями, которые необходимы в современных с ложных сис темах управ ления в реа льном врем ени. Объединение этих акселераторов с различными периферийными модулями, оптимизированными для таких задач управления как скоростные АЦП и модули ШИМ высокого разрешения, уменьшает задержки и увеличивает производительность системы. Компания TI предоставляет

Таблица 5. Микроконтроллеры серии TMS320C2000 Delfino FPU

CLA

TMU

VCU

TMS320F2837xD

TMS320F2837xS

TMS320C2834x

TMS320F2833x

VCU

Таблица 6. Микроконтроллеры серии TMS320C2000 Piccolo

TMS320F2807x

FPU

CLA

TMU

TMS320F2806x

TMS320F2805x

TMS320F2803x

TMS320F2802x

мени, требующих высокой производительности. Эти устройства оснащены высокоскорос тным процессорным ядром C28x , продвину тыми пери ферийными модулями управления и интегрированными аналоговыми модулями, что уменьшает стоимость системы и одновременно увеличивает ее надежность. К новейшим МК этой серии относятся двухъядерные МК с тактовой частотой каждого процессорного ядра до 200 МГц. На каждое ядро приходится собственный CLA, что обеспечивает эквивалентную производительность изделия на уровне

Микроконтроллеры и микропроцессоры

полный набор программного обеспечения и средств разработки, которые позволяют быстро проек тировать, тес тиров ать и соз дав ать сис темы управления с очень высокой надежностью. Большой выбор МК семейства C2000 позволяет решать самые сложные задачи, связанные с системами управления. Портфель микроконтроллеров C2000 д ля удобс тва разделяется на две группы: Delfino и Piccolo. МК серии TMS320 C20 0 0 Delf ino (с м . т а б л . 5) п р е д н а з н ач е н ы д л я систем управления в реальном вре-

800 MIPS. Серия Delfino предназначена для приложений с расширенными возможностями обработки сигналов. К этим приложениям относятся промышленные элек троприводы, цифровое управление электропитанием, сис темы возобновляемой энергии и умные датчики. МК серии TMS320 C 20 0 0 Piccolo (см. табл. 6) предназначены для создания недорогих решений, применяющихс я в сис темах управ ления в реальном времени. Высокая сте пень интеграции их управ ляющих и аналоговых периферийных модулей снижает сложность системы и позволяет с большей эффективностью создавать проекты, в которых необходимо минимизировать с то имость. Модельный ряд микроконтроллеров серии Piccolo начинается с изделий с фиксированной запятой и частотой 40–60 МГц и заканчивается изделиями с плавающей запятой и частотой до 120 МГц, в которых имеется независимо работающий модуль CLA, что фактически удваивает производительность до 240 MIPS. Серия Piccolo, в первую очередь, предназначена для таких приложений как бытовая техника, управление двигателями, гибридный электротранспорт и PLC.

электронные компоненты №4 2016

Микроконтроллеры STM32L4 с очень малым энергопотреблением компании STMicroelectronics Александр Пескин

Микроконтроллеры и микропроцессоры

Компания STMicroelectronics выпустила серию микроконтроллеров новой архитектуры STM32L4, предназначенных для промышленных, медицинских, потребительских и измерительных устройств. Компании удалось совместить высокую производительность ядра ARM Cortex-M4 с рекордно малым энергопотреблением микроконтроллера. По версии всемирно известной организации по тестированию процессоров и микроконтроллеров EEMBC, сравнивающей эффективность микроконтроллеров с очень малым энергопотреблением, микроконтроллеры STM32L4 имеют максимальные оценки (153 уровня) в тестах ULPBench.

Ср ав нив а я м ик р о ко н т р о л л ер ы STM32L4 [1] с устройствами из предыдущих линеек компании, наприм е р, S T M 32 L 0 и S T M 32 L1, м о ж н о сделать вывод, что ей удалось совершить огромный шаг вперед как в производительности малопотребляющих микроконтроллеров, так и в их возможностях. Серия состоит из дву х линеек – STM32L476хх и STM32L486хх, которые оснащены ядром ARM Cortex-M4 с тактовой частотой 80 МГц, цифровой обработкой сигналов DSP и блоком вычислений с плавающей запятой FPU (Floating Point Unit). В сочетании с ускорите лем ST ART Accelerator, сокращающим отклик кэш-памяти, эти микросхемы обеспечивают высокую производительность – 100 DMIPS, потребляя при этом не более 100 мкA/МГц. Микроконтроллеры используют технологии гибкого управления питанием FPC (Flex Power Control), оснащены динамическим масштабированием напряжения и имеют: -- диапазон напряжения питания: 1,71–3,6 В; -- потребление 300 нА в режиме VBAT с часами реа льного времени и 32×32‑бит резервными регистрами; -- потребление 30 нА в режиме прерывания Shutdown (очень малого потребления) (5 выводов выхода из спящего режима); -- потребление 120 нА в дежурном режиме Standby (очень малого

www.elcomdesign.ru

потребления) (5 выводов выхода из спящего режима); -- потребление 420 нА в дежурном режиме Standby c RTC; -- потребление 1,1 мкА в режиме Stop 2 без RTC и 1,4 мкА – c RTC; -- потребление 100 мкА/МГц в динамическом режиме RUN; -- режим захвата пакетов ВАМ (Batch Acquisition Mode); -- время выхода из спящего режима (режима готовности) 4 мкс в режиме Stop 1; -- блокировк у при пониженном входном напряжении и сброс BOR (Brown Out Reset) во всех режимах; -- кварцевый генератор с рабочей частотой 4–48 МГц; -- кварцевый генератор с рабочей частотой 32 кГц (для RTC); -- в н у т р е н н и е R C- г е н е р а т о р ы на 16 МГц и 32 кГц (для RTC); -- используемый при запуске внутренний многоскоростной генератор MSI с автоподстройкой (Multi Speed Internal) с рабочей частотой 100 кГц–48 МГц; -- генератор случайных чисел; -- три петли фазовой автоподстройки частоты со временем запуска менее 15 мкс для системных часов, USB, аудио, АЦП.  Помимо этого, микроконтроллеры оснащены: -- часами реального времени с календарем, аварийной сигнализацией и калибровкой;

-- драйвером ЖКД с повышающим преобразователем; -- 24 каналами емкостных датчиков для поддержки сенсорных клавиш, линейных и поворотных сенсорных датчиков; -- 15 таймерами: 2×16‑бит управления двигателями, 2×32‑ бит и 5×16‑бит общего назначения, 2×16 ‑ бит основных , 2×16 ‑ бит малой мощности для таймеров (доступны в режимах Stop), 2×сторожевых (SysTick-таймеры); -- скоростными портами ввода/вывода (до 114 шт.) с напряжением более 5 В и портами ввода/вывода (до 14 шт.) с независимым источником напряжения до 1,08 В; -- флэш-памятью до 1 Мбит с двумя банками чтения/записи/чтения с фирменной защитой считывания кода; -- оперативной памятью (ОЗУ) SRAM на 128 Кбайт в т. ч. 32 Кбайт с аппаратной проверкой четности; -- к о н т р о л л е р о м п а м я т и FS M C (Flexible Static Memory Controller) – в н е ш н и м и н т е р ф е й со м , п о д держивающим статические запоминающие устройства SRAM, PSRAM, NOR, NAND; -- четырьмя цифровыми фильтрами для Sigma-Delta модуляторов с восемью параллельными входами, разрешением 24 бит выходных данных и импульсной модуляцией плотности PDM (Pulse Density Modulation);

Микроконтроллеры и микропроцессоры

Рис. 1. Структурная схема микроконтроллеров STM32L486хх

электронные компоненты №4 2016

-- т р е м я 12‑ б и т А Ц П (с ко р о с т ь 5 Мвыб/с, с передискретизацией до 16 бит и потреблением 200 мкА/Мвыб/с); -- двумя 12‑бит ЦАП с малым энергопотреблением и удержанием; -- двумя операционными усилителями OPAMP со встроенными графическими контроллерами PGA (Professional Graphics Adapter); -- двумя очень маломощными аналоговыми компараторами; -- малопотребляющим универсальным асинхронным приемопередатчиком UART;

Таблица 1. Режимы управления питанием микроконтроллеров и подрежимы энергосбережения Режим

Время выхода из спящего режима (режима готовности), мкс

Без RTC

С RTC

–

4 нА

300 нА

VBAT (с возможностью зарядки)

Ток

Shutdown

250 мкс

30 нА

330 нА

Standby

14 мкс

130 нА

420 нА

Standby + 32 Кбайт RAM

14 мкс

360 нА

660 нА

Stop 2 с полным удержанием

5 мкс

1,1 мкА

1,4 мкА

4 мкс

7,3 мкА

Stop 1 с полным удержанием Sleep

7,6 мкА

6 циклов

35 мкА/МГц

–

100 мкА/МГц

RUN (динамический)

Таблица 2. Имеющиеся типы линеек микроконтроллеров STM32L476/486хх Объем флэш-памяти STM32L486RG

STM32L486JG

1 Мбит

STM32L476RG

512 Кбайт

STM32L476RE

256 Кбайт

STM32L476RC

–

LQFP64 (10×10×1,4)

WLCSP72 (4,4×3,8×0,585)

Микроконтроллеры и микропроцессоры

Тип корпуса (размеры, мм)

Тип

1 Мбит

-- малопотребляющим счетчиком времени (16‑бит таймер); -- коммуникационным так товым генератором, который не зависит от основного системного тактового генератора; -- блоком вычисления циклического избыточного кода CRC с уникальным 96‑бит идентификатором. Как и остальные микроконтроллеры компании STMicroelectronics, STM32L476/486хх обладают широким набором периферийных устройств, в час тнос ти, интерфейсами связи с внешними устройствами: -- внешним полноскоростным USBпортом OTG Full Speed 2.0 c системой загрузки программ LPM и BCD; -- двумя последовательными звуковыми интерфейсами SAI (Serial Audio Interface); -- тремя интерфейсами цифровой шины I2C для управления радиомодулями FM+ (1 Мбит/с) и последовательными протоколами обмена данными SMBus/PMBus для устройств питания; -- шестью модулями с интерфейсом универсального синхронно-асинхронного приемопередатчика USART (стандарты ISO 7816, LIN, IrDA); -- последовательными периферийными интерфейсами SPI (до 9 шт.), поддерживающими выполнение программного обеспечения (часть из них с интерфейсом формата Quad-SPI); -- и н т е р ф е й с а м и ш и н ы C A N (Controller Area Network) стандарта 2.0 В и карт памяти SD/MMC.

www.elcomdesign.ru

–

STM32L486VG

STM32L486QG

STM32L486ZG

STM32L476JG

STM32L476MG

STM32L476VG

STM32L476QG

STM32L476ZG

STM32L476JE

STM32L476ME

STM32L476VE

STM32L476QE

STM32L476ZE

–

STM32L476VC

–

WLCSP81 (4,4×3,8×0,585)

LQFP100 (14×14×1,4)

UFBGA132 (7×7×0,6)

Кроме того, микроконтроллеры обеспечивают использование цифровых микрофонов, microSD- и смарткарт с проводными протоколами SWP (Single Wire Protocol), SWPMI (Single Wire Protocol Master Interface) и др. Интеллек т уальная архитек т ура решений предполагает параллельную передачу данных между ядром, контроллером памяти прямого доступа, памятью и периферией. Диапазон памяти легко расширяется с помощью интерфейсов SDIO, Quad-SPI и FSMC. Микроконтроллеры STM32L486хх, в дополнение к STM32L476хх, оснащены аппаратным криптографическим сопроцессором AES (с 128/256‑бит шифрованием) для схем защиты информации, например, интеллектуальных счетчиков. Структурная схема микроконтроллеров STM32L486хх приведена на рисунке 1 (поскольку ее отличие от схемы микроконтроллеров STM32L476хх заключается лишь в наличии узла AES, схема МК STM32L476хх не приводится). Ре ж и м ы у п р ав л е н и я п и т ан и е м микроконтроллеров и подрежимы энергосбережения приведены в таблице 1. В таблице 2 представлены имеющиеся типы обеих линеек микроконтроллеров STM32L476/486хх с привязкой к объему флэш-памяти, типу и размеру корпуса. Основные характеристики микроконтроллеров STM32L476хх приведены в таблице 3, а микроконтроллеров STM32L486хх – в таблице 4. Для подключения микроконтроллера к отладочным средствам используется серийный двухпроводной встроенный отладчик SWD (Serial Wire Debug) или четырехпроходной JTAG-интерфейс.

– LQFP144 (20×20×1,4)

Выходы SWD-интерфейса мультиплексированы с выходами JTAG. Разработчику предоставляется возможность выбрать интерфейс отладки/программирования. Интегрированная макроячейка трассировки (Embedded Trace Macrocell) значительно расширяет функции отладки, позволяя наблюдать за потоком инструкций и данных внутри ядра в реальном времени. Для генерации и создания кода алгоритмов цифровой обработки сигналов для ядра ARM Cortex-M4 предлагается специальный пакет в MatLab. Компания STMicroelectronics предс тавляет новую отладочную плат у 32L476G-DISCOVERY (см. рис. 2) [2] на базе микроконтроллера STM32L476VGT6. Плата позволяет оценить возможности микроконтроллеров STM32L4 и осуществлять разработку и отладку приложений на их основе. Кроме того, ее можно использовать в качестве готового устройства. Перечислим основные возможности отладочной платы 32L476G-DISCOVERY:

Рис. 2. Общий вид отладочной платы 32L476G-DISCOVERY

Объем ОЗУ (SRAM), Кбайт Есть

Есть

Нет

8×30 или 4×32

8×28 или 4×32

2 (16 бит)

Общего назначения

5 (16 бит), 2 (32 бита)

Основной

2 (16 бит)

Малого энергопотребления

2 (16 бит)

SysTick

Независимые сторожевые

SPI

USART, UART, LPUART

3 2 1

SAI

CAN

USB OTG FS

Есть

SDMMC

Есть

SWPMI

Есть 4

Количество каналов

RTC

Есть 8×40 или 4×44

8×40 или 4×44

Количество интерфейсов ввода/вывода общего назначения Число выводов для выхода из спящего режима Количество портов ввода-вывода с источником до 1,08 В

114 5 14

109 5 14

82 5 0

65 4 6

57 4 6

51 4 0

Количество каналов емкостных датчиков

12-бит АЦП Количество каналов

3 24

3 19

3 16

Генератор случайных чисел

Есть

12-бит ЦАП

Буфер внутреннего опорного напряжения

Есть

Нет

Аналоговый компаратор

Операционный усилитель

Частота центрального процессора (макс.), МГц

Напряжение питания, В

1,71–3,6

-----

---

(красный) – сигнализация превышения допустимого тока; LD4 (красный) и LD5 (зеленый) – два пользовательских светодиода; LD6 (зеленый) и LD7 (красный) – сигнализация подключения к USB OTG FS; кнопка сброса; четырехпозиционный джойстик; USB OTG FS с разъемом микро-АВ; звуковой интерфейс SAI с ЦАП и выходной стереоразъем типа Jack; цифровой микрофон, акселерометр, гироскоп и магнетометр; флэш-память с интерфейсом формата Quad-SPI 128 Кбайт;

-- разъем для подключения внешней платы или RF-EEPROM; -- комплексное свободное программное обеспечение (ПО), в т. ч., например, STM32Cube; -- амперметр с автокалибровкой и с четырьмя диапазонами для измерения тока потребления микроконтроллера и т. д. Для работы с микроконтроллерами STM32L4 компания STMicroelectronics представила также ряд решений, включающих макетные платы и ПО. Одна из плат – STM32 Nucleo Board (NUCLEO-L476RG) [3] – бюджетное решение для инженеров, студентов и энтузиастов (см. рис. 3). На плате предусмотрены разъ-

электронные компоненты №4 2016

Микроконтроллеры и микропроцессоры

Цифровые фильтры для дельта-сигма модуляторов

-- питание от внешнего адаптера с напряжением 5 В, от компьютера через встроенный драйвер ST-LINK/V2–1 или от разъема USB FS; -- три интерфейса, поддерживаемых USB: виртуальный коммуникационный порт, запоминающее устройство и порт отладки; -- поддержка микроконтроллеров платформы MBED; -- 24‑сегментный ЖК Д в корпусе DIP‑28; -- семь светодиодов: LD1 (красный/зеленый) для сигнализации подк лючения к USB; LD2 (красн ы й) – с и г н а л и з а ц и я п о д ач и напряжения питания 3,3 В; LD3

1 Мбит

512 Кбайт

256 Кбайт

1 Мбит

STM32L476Rx

Есть

Расширенный контроль

LCD (COM×SEG)

1 Мбит

512 Кбайт

Есть

Интерфейс Quad SPI

Таймеры

STM32L476Jx

128

Контроллер внешней памяти

Коммуникационные интерфейсы

STM32L476Mx 512 Кбайт

1 Мбит

512 Кбайт

Объем флэш-памяти

STM32L476Vx 256 Кбайт

STM32L476Qx 1 Мбит

STM32L476Zx 1 Мбит

Характеристика

512 Кбайт

Таблица 3. Основные характеристики микроконтроллеров STM32L476хх

Таблица 4. Основные характеристики микроконтроллеров STM32L486хх Характеристика

STM32L486Zx

STM32L486Qx

STM32L486Vx

Объем флэш-памяти Есть

Есть

Таймеры

8×28 или 4×32

2 (16 бит)

Общего назначения

Коммуникационные интерфейсы

Нет

Есть

Расширенный контроль

5 (16 бит), 2 (32 бита)

Основной

2 (16 бит)

Малого энергопотребления

2 (16 бит)

SysTick

Независимые сторожевые

SPI

I2C

USART, UART, LPUART

3 2 1

SAI

CAN

USB OTG FS

Есть

SDMMC

Есть

SWPMI

Есть

Цифровые фильтры для дельта-сигма модуляторов

Количество каналов Микроконтроллеры и микропроцессоры

Нет

128

Интерфейс Quad SPI

RTC LCD (COM×SEG)

STM32L486Rx

1 Мбит

Объем ОЗУ (SRAM), Кбайт Контроллер внешней памяти для

STM32L486Jx

Есть 8×40 или 4×44

8×40 или 4×44

Генератор случайных чисел

Есть

AES

Есть

114 5 14

109 5 14

82 5 0

57 4 6

51 4 0

Количество каналов емкостных датчиков

12-бит АЦП Количество каналов

3 24

3 19

3 16

12-бит ЦАП

Буфер внутреннего опорного напряжения

Есть

Нет

Аналоговый компаратор

Операционный усилитель

Частота центрального процессора (макс.), МГц

Напряжение питания, В

1,71–3,6

70 емы под Arduino Uno д ля работы с платами расширения. Собственный о т л а дч и к /п р о г р а м м а т о р S T- L i n k позволяет исключить необходимость в отдельном средстве отладки. Представлена также макетная плата Evaluation Board (STM32L476G-EVAL) и комплект разработки Discovery Kit (STM32L476G-DISCO), в состав которого входит МЭМС-микрофон, датчики движения, ЦАП, 96‑сегментный ЖК-дисплей и 16‑Мбит флэш-память с интерфейсом буферизованного синхронного последовательного порта QSPI.  Комплект Discovery Kit и плата Nucleo Board поддерживают прямой доступ

www.elcomdesign.ru

к интерактивным инструментам разработки. Программная поддержка включает конфигуратор и генератор кода STM32CubeMX. Специализированное ПО для микроконтроллера предоставляет абстрактный уровень HAL, демонстрационные примеры и новый интерфейс API, который можно использовать параллельно с HAL, чтобы упростить миграцию проектов, разработанных на базе стандартных библиотек периферии STM32, в рабочую среду STM32Cube. О тладочная плата STM32L476G EVAL (см. рис. 4) [4] представляет собой платформу для полноценной демонстрации возможностей и разработки

устройств на основе микроконтроллера STM32L476ZGT6. Полный спектр аппаратных возможностей платы можно использовать для разработки приложений с помощью таких периферийных устройств как USB OTG FS, USART, цифровые микрофоны, АЦП и ЦАП, ЖКД, IrDA, LDR, SRAM, флэш-память NOR и Quad-SPI, microSDкарты, де льта - сигма мод уляторы, смарт-карты с SWP, CAN-трансивер, шина I 2 C, EEPROM, RF-EEPROM. Разъемы расширения обеспечивают простое соединение с дочерними платами. На плате установлен программатор/отладчик ST-Link/V2–1. В память

Рис. 3. Общий вид макетной платы STM32 Nucleo Board (NUCLEO-L476RG)

Микроконтроллеры и микропроцессоры

микроконтроллера при производстве загружено демонстрационное ПО. Отличительные особенности этой платы: -- питание через разъемы от внешнего адаптера, от компьютера через встроенный драйвер ST-LINK/V2–1, от разъемов USB или USB OTG FS, через дочернюю плату; -- два цифровых МЭМС-микрофона; -- два с терео аудиоразъема д ля головных телефонов (для независимого аудиоконтента); -- держатель карт microSD с поддержкой SD, SDHC, SDXC; -- microSD-карта на 4 Гбит в комплекте; -- 16‑Мбит (1M×16 бит) SRAM; -- 128‑Мбит (8M×16 бит) флэш-память NOR; -- 256‑Мбит флэш-память Quad-SPI с поддержкой удвоенной скорости передачи данных; -- RF-EEPROM с шиной I2C; -- EEPROM с поддержкой 1‑МГц коммуникационной скорости через шину I2C; -- конфигурируемый порт RS‑232; -- трансивер IrDA; -- порт USB OTG FS Micro-AB; -- порт CAN 2.0 A/B‑совместимый; -- четырехпозиционный джойстик; -- кнопка сброса/пробуждения; -- сенсорная кнопка; -- датчик света LDR (Light Dependent Resistor); -- батарея резервного питания; -- д о ч е р н я я п л а т а Ж К Д ( G l a s s Module MB979) с 40×8‑сегмент а м и с пря м ы м у пр ав ление м от STM32L476ZGT6; -- цветная матричная 2,8‑дюймовая TFT ЖКД-панель с разрешением 320×240 и резистивным сенсорным экраном; -- держатель смарт-карт с поддержкой SWP; -- разъем для NFC-трансивера; -- разъем д ля АЦП (вход) и ЦАП (выход); -- демонстрация замера мощности с использованием двухканального дельта-сигма модулятора; -- терморезистор PT100 с двухканальным дельта-сигма модулятором; -- цепь измерения тока потребления STM32L476ZGT6; -- доступ к компаратору и усилителю STM32L476ZGT6; -- внешний разъем модуля управления двигателем; -- поддержка JTAG/SWD, ETM трассировки; -- пользовательский интерфейс через виртуальный USB COM-порт, встроенный программатор/отладчик ST-LINK/V2–1.

71 Рис. 4. Общий вид отладочной платы STM32L476G-EVAL

Описанные в статье новые линейки микроконтроллеров в ближайшее время должны стать одними из самых востребованных для построения систем управления питанием, защиты и безопасности, а также на рынке систем автономного адаптивного управления (ААУ), например, систем автомобильной электроники, медицинского оборудования, промышленного мониторинга, интеллектуальных систем (интернет вещей, «умный» дом, интеллектуальные энергосети).

Литература 1. www.st.com/ web/en/catalog/mmc / FM141/ SC1169/SS1580. 2. www.st.com/st-web-ui/ static/active/ cn/ resource/technical/ document/ data_brief/ DM00163449.pdf. 3. http://www.st.com /web/ jp/ resource/ technical/ do cument / user_ manual/ DM00105823.pdf. 4. www.st.com/st-web-ui/ static /active/cn / resource/technical/ document/data_brief/ DM00155212.pdf.

электронные компоненты №4 2016

Многоканальная программная обработка сигналов ГНСС на многопроцессорных специализированных СБИС Сергей Ландышев, landysh@module.ru, Виктор Глазов, glazov@module.ru, ЗАО НТЦ «Модуль»

В статье рассматривается программный навигационный приемник, использующий гетерогенную вычислительную архитектуру с процессорными ядрами NeuroMatrix и ARM-процессором общего назначения.

Особенности ядра NeuroMatrix (NM), в частности наличие векторно-матричного узла, позволяют использовать его как сигнальный процессор для программной обработки навигационных сигналов. Для вторичной обработки, где могут быть задействованы внешние интерфейсы и требуются вычисл е н и я с п о в ы ш е н н о й т оч н о с т ью, применяется процессор ARM с аппаратной поддержкой вычислений с плавающей точкой.

ПЛИС и СБИС

Абсолютные измерения

На р и с у нке 1 пр ив е де на арх и тектура специализированной СБИС для обработки навигационных сигналов в режиме абсолютных измерений. СБИС тактируется от одного и с т оч н и к а , и в се е е ко м п о н е н т ы работают синхронно. Оцифрованные отсчеты поступают на обработ-

ку в каналы блока предварительной обработки (БПОС). В каналах БПОС происходит аппаратное гетеродинирование, передискретизация (каскад ФНЧ–дециматор) и форматирование сигнальных отсчетов. После предобработки отсчеты формируются в кадры и записываются во внутреннюю память СБИС. Далее обработка кадров происходит программно на вычислительных ядрах NeuroMatrix и ARM. Ядро NeuroMatrix входит в состав процессорной системы, в которую также включена дополнительная память и устройство форматирования отсчетов (упаковки–распаковки векторов) для эффективной работы с векторноматричным узлом. Корреляционная обработка реализуется программно на векторно-матричном узле процессора NeuroMatrix. В программных корреляторах обраба-

Рис. 1. Архитектура СБИС семейства NeuroMatrix для обработки сигналов ГНСС

www.elcomdesign.ru

тываются малоразрядные отсчеты, под которые конфигурируется векторная матрица узла. Корреляторы работают уже НЕ на проходе, как в БПОС, а вызываются поочередно для обработки кадров от разных аппаратных каналов. Для такой схемы работы важно, чтобы темп обработки данных в корреляторе был значительно выше темпа поступления данных (обработка быстрее реального времени). Количество программных каналов коррелятора (N), реализуемых на одном процессоре NeuroMatrix определяется из отношения: N = FNM/(FS ∙ S), (1) где FNM – тактовая частота процессора; Fs – частота отсчетов; S – количество тактов, затрачиваемое на обработку одного отсчета.

Таблица 1. Количество каналов для процессора E-P-L с тактовой частотой 327,68 МГц Частота отсчетов FS, МГц

Разрядность отсчетов, бит

2,048

4,096

8,192

N = FNM/(FS ∙ S1 ∙ R) ≈ FNM/(1,1 ∙ FS ∙ R), (2) где R – разрядность отсчетов.

Количество каналов E-P-L

160

Оценка скорости работы каналов производилась для трехкорреляторных версий (E‑P‑L). В программной же р еа лиз ац ии м ож н о и сп о льз о в ат ь любое количество каналов–реплик. Расстояние меж ду каналами так же может быть произвольным. К корреляционной обработке относитс я так же реализация про граммной машины поиска сигналов Г Н СС .  П р и п о и с к е п е р е б и р а ю т с я все возможные значения смещения частоты и задержки с заданной дискретнос тью. Поиск по задержке выполняетс я с использованием согласованного фильтра, который реализуетс я либо напрямую как дискретная свертка во временной области, либо с помощью перемножения сигнала и дальномерного кода в спектральной области согласно теореме о свертке. И тот, и другой способ хорошо векторизуется и эффективно выполняется на векторно-матричном у з ле NeuroMatrix . Каж дый из этих м етодов им е ет свои особеннос ти использования в машине поиска. Реализация поисковой машины на основе свертки во временной области предполагает предварительный частотный перенос сигнала на величину промежуточной частоты с учетом смещения Доплера. Такой перенос осуществляется на гетеродине в аппаратном канале БПОС. После переноса частоты производится передискретизация сигнала с понижением частоты отсчетов (сужение обрабатываемой полосы сигнала). Уменьшение длины с о г л а с о в а н н о г о ф и л ьт р а и з -з а

Таблица 2. Расчет приблизительного времени на поиск одного спутника Время накопления сигнала

4 мс

Время вычисления БПФ дальномерного кода

0,75 мс

Время вычисления БПФ сигнала при поиске ±5 кГц с шагом 250 Гц (10 кГц/250 Гц = 40 итераций)

40 ∙ 0,75 = 30 мс

Время вычисления произведений при поиске ±5 КГц с шагом 250 Гц

40 ∙ 0,31 = 12,4 мс

Время вычисления ОБПФ при поиске ±5 КГц с шагом 250 Гц

40 ∙ 0,75 = 30 мс

Итого:

77 мс

электронные компоненты №4 2016

ПЛИС и СБИС

Количество тактов для обработки одного отсчета (S) можно оценить исходя из следующего. Работа коррелятора в навигационном канале эквивалентна выполнению скалярного произведения двух комплексных векторов – сигнала и дальномерного кода, размерность которых соответствует размеру кадра в отсчетах. При корреляции дальномерного кода с сигналом, представленным только знаковым битом (одноразрядный отсчет), операцию умножения можно заменить операцией «сложение по модулю два», благодаря чему работа коррелятора сводится к поэлементному выполнению этой операции и вычислению суммы всех элементов полученного вектора. Практическая реализация алгоритма на векторно-матричном узле показала, что производительность S1 ≈ 1,1 такт, где S1 – количество тактов, затраченных на обработку одного одноразрядного отсчета в трехканальном корреляторе с текущей, опережающей и запаздывающей репликами дальномерного кода (коррелятор E‑P‑L). Точное значение производительности незначительно варьируется и зависит от размера кадра. В таблице 1 приводится количество каналов для процессора E‑P‑L с тактовой частотой 327,68 МГц. Возможность произвольного разбиения на элементы в векторном узле DSP позволяет масштабировать значение производительности работы коррелятора при повышении разрядности отсчетов. На скорость вычислений основное влияние оказывает количество обрабатываемых битов информации. Разбиение же векторов на элементы несущественно, и потому повышение разрядности в R раз эквивалентно увеличению частоты отсчетов в R раз. Исходя из этого, можно переписать соотношение (1) следующим образом:

понижения час тоты отсчетов дает существенное увеличение производительности, квадратично зависящей от длины импульсной характеристики фильтра. Машина поиск а сигна лов Г НСС на основе обработки в спек тральной области реализуется с помощью алгоритма быстрого преобразования Фурье (БПФ). В спектральной области перенос сигнала на нулевую частоту осуществляется сдвигом отсчетов, т. е. сигнал не требуется гетеродинировать в каналах БПОС. В то же время, чтобы обеспечить поиск по частоте с заданным шагом, необходимо обеспечить накопление сигнала в течение нескольких миллисек унд; при этом требуется обеспечить кратность отсчетов степени двойки. Несмотря на некоторые ограничения, алгоритмы обработки в спектральной области могут показать более высокую производительность по сравнению с гребенкой скалярных произведений, т. к. она зависит уже не квадратично от количества данных и может выполняться без обращений к БПОС. На процессорном ядре NeuroMatrix с реализованным согласованным фильтром на основе свертки во временной области обеспечивается поиск сигнала от одного спутника за 500 мс со следующими параметрами поиска: -- поиск по частоте: ±5 кГц от номинальной частоты; -- шаг поиска по частоте: 200 Гц; -- точность определения задержки: 0,25 чипа для ГЛОНАСС L1 OF, 0,5 чипа для GPS L1 C/A. Производительность поисковой машины на основе обработки в спектральной облас ти можно оценить следующим образом. Согласно теореме о свертке, необходимо выполнить прямое дискретное преобразование Фурье (ДПФ) для дальномерного кода и принятого сигнала, произвести поэлементное умножение спектральных отсчетов сигнала и кода и осуществить обратное ДПФ от полученных произведений. На DSP реализуется алгоритм Кули-Тьюки БПФ, для которого существует ограничение на размер входных данных – количество входных отсчетов должно быть степенью двойки. Наибо-

лее удобным размером входных отсчетов является 8192. Тогда: -- частоты отсчетов FS = 2048 достаточно для обработки сигналов ГЛОНАСС L1 OF, GPS L1 C/A; -- время накопления сигнала T = 4 мс (8192 = 2048 ∙ 4).

к какой-либо временной шкале: вторичная обработка, вычис ление координат, взаимодействие с пользователем, выдача результатов работы приемника и пр. Дифференциально-фазовые измерения

К п р и е м н и к а м ге о д е з ич е ско го к ласса предъявляются особые треб о в а н и я п о п р о и з в о д и т е л ьн о с т и и количеству обрабатываемых каналов. Для получения точных координат необходим приемник, работающий в режиме дифференциальных и фазовых измерений. Такие приемники в ып олн яю т из м ер е ни я , и ск люча я влияние неблагоприятных факторов (тропосферная и ионосферная помехи) и разрешают фазовые неоднозначнос ти. Приемники геодезического класса одновременно обрабатывают сигналы от нескольких ГНСС в разных частотных диапазонах в нескольких десятках или сотнях каналах в реальном времени. Поскольку выполнить такую работу с использованием программного коррелятора в настоящее время не представляется возможным, необходима аппаратная поддержка корреляционной обработки. На рисунке 2 приведена архитектура специализированной СБИС для обработки навигационных сигналов в режиме дифференциальных и фазовых измерений. СБИС имеет два сущес твенных отличия от предыдущей схемы – наличие аппаратного блока корреляторов (CORB) и раздельной схемы тактирования СБИС.

ПЛИС и СБИС

Точность определения задержки для FS = 2048 равна 0,25 чипа для ГЛОНАСС L1 OF и 0,5 чипа – для GPS L1 C/A. При периоде дальномерного кода 1 мс и времени накопления 4 мс шаг поиска по частоте равен 1000 Гц /4 = 250 Гц. БПФ 8192‑х комплексных отсчетов на процессоре NeuroMatrix выполняется приблизительно за 240000 тактов, или за 0,75 мс. Поэл е м е н т н о е п е р е м н ож е н и е 8192‑х комплексных отсчетов выполняется приблизительно за 100000 тактов, или за 0,31 мс. Учитывая, что БПФ дальномерного кода вычисляется однократно, приблизительное время для выполнения поиска одного спутника определяется из таблицы 2. В приведенной оценке не учитываются накладные расходы. На практике поиск сигнала от одного аппарата ГНСС составляет до 100 мс, что существенно быстрее поиска, реализованного на основе свертки во временной области. Для некоторых приемников точность определения допплеровского смещения с шагом 250 Гц оказывается недостаточной для перехода от поиска к слежению из-за алгоритмических особенностей и специфики использу-

емых петель слежения. В этом случае после грубого поиска производится процедура уточнения реальной частоты сигнала с помощью спектрального анализа отсчетов, взятых на выходе коррелятора. Для повышения точности определения до 30 Гц необходимо получить спектр из 32‑х точек. Увеличение производительн о с т и к о рр е л я ц и о н н о й о б р а б о тки и количес тва обрабатыв аемых кана лов дос тигаетс я вк лючением в состав приемника нескольких ядер NeuroMatrix. Вычислительная нагрузка на процессорные ядра гетерогенной системы распределяется с ледующим образом. На ядре NeuroMatrix работает сервисная программа, которая выполняет поиск сигналов от навигационного спутника и реализует блок программных корреляторов. На процессорной системе ARM работает программа, которая условно состоит из двух частей – синхронной и асинхронной. Синхронная час ть реа лизуетс я в обработчике прерываний от NeuroMatrix, кото рые инициируются каждый раз, когда готовы результаты обработки кадра. В ней также обеспечивается взаимодействие между ядрами в реальном времени, необходимое для замыкания петель слежения за фазой (PLL), час тотой (FLL) и за держкой (DLL), и формируютс я за дания д ля ядра NeuroMatrix – поиск или корреляция. В асинхронной части выполняется программа-диспетчер, которая запускает сервисные подпрограммы, работа которых не привязана

Рис. 2. Архитектура СБИС семейства NeuroMatrix для обработки сигналов ГНСС в режиме дифференциальных и фазовых измерений

www.elcomdesign.ru

Таблица 3. Количество виртуальных каналов EE_E-P-L_LL для процессора с тактовой частотой 327,68 МГц без учета накладных расходов Количество аппаратных каналов

Частота отсчетов, MГц

N = C ∙ K ∙ FNM/FS, (3) гд е C – к о л и ч е с т в о а п п а р а т н ы х корр е л я тор ов в б локе; K – коэ ф фициент, учитывающий накладные расходы на перенастройку аппаратуры (≈1); F NM – тактовая частота процессора; FS – частота отсчетов. В таблице 3 представлено количество виртуальных каналов EE_E-P‑L_LL для процессора с тактовой частотой 327,68 МГ без учета накладных расходов. Для когерентной обработки в режиме фазовых измерений необходима синхронная работа радиоприемной части, АЦП и БПОС – все эти части должны тактироваться от одного источника. Условие единой синхронизации не является необходимым для дальнейшей обработки кадров, выбранных из памяти. Вычис-

1048

524

262

131

лительные модули NM, ARM и блок CORB могут тактироваться от другого источника. Раздельная модель синхронизации позволяет «отвязать» вычислители от радиоприемной части, что важно для реализации принципа «обработка быстрее реального времени». Кроме того, раздельная синхронизация обеспечивает постоянство производительности алгоритмов, что важно для реализации универсального приемника, который работает с разными радиомодулями. Приемник с процессором приложений

В рассмотренном приемнике программа на системе ARM имеет синхронную часть, которая обеспечивает взаимодействие с ядрами NMC в реальном времени. Такая схема не позволяет использовать ARM-процессор как процессор приложений, работающий под управлением операционной системы нереального времени. Портирование операционной системы общего назначения (например, Linux) на ARM-процессор приемника предоставляет разработчику ряд преимуществ в виде файловой системы, сетевых сервисов, легко программируемой периферии, средств разработки и отладки. Существенно упрощается и ускоряется цикл разработки программ с раз личной функциональнос тью, микросхема легко перепрофилируется. Открывается перспектива использования СБИС в качестве центрального процессора в робототехнике, транспорте и прочих автономных системах. Возможны два варианта реализации приемника без синхронной части. Во‑первых, логика управления петлями слежения FLL/PLL и DLL переносится на процессоры NeuroMatrix. В этом случае ядра NM формируют в буфере поток измеренных навигационных параметров – псевдодальности и пр. Программа-демон, запущенная на ARM-е под управлением ОС, выбирает эти параметры из потока и выполняет вторичную обработку. Во‑вторых, реализация петель слежения остается на ARM-e, но при этом учитываются возможные задержки

Выводы

Рассматриваемые навигационные приемники реализованы в основном программно, а это значит, что в разные моменты времени на одну и ту же СБИС могут загружаться разные приемники, которые решают специфические задачи. Например, реализация приемника для быстролетящих объектов существенно отличается от приемника для наземного транспорта. В одном случае необходимо обеспечить стабильную работу в условиях высокой динамики, в другом требуется обеспечить прием сигналов в условиях городского каньона. В программно реализуемых приемниках возможна модификация практически всех параметров – частоты дискретизации, разрядности отсчетов, точности поиска и допоиска, количества корреляторов и расстояний между ними, количества петель слежения и т. д. Вариативность параметров зависит только от вычислительной мощности процессорных ядер. Такие приемники с гибким управлением и функциональностью могут быть востребованы и как автономно работающие приемники, и как составные части системы сигнальной обработки. Литература 1. ЗАО НТЦ «Модуль». Микросхема инте гральная 1879 ВЯ1 Я. Руководство по эксплу атации. 2 .   В . А .   К а ш к а р о в , С . В .   М у ш к а е в . Организация пара лле льных вычис ле ний в алгоритмах БПФ на процессоре NM6403//Цифровая обработка сигналов. 2001. № 1. 3. Э. Айфичер, Б. Джервис. Цифровая обработка сигналов. Практический под ход. 2‑е изд. Москва. Изд. дом «Вильямс». 2004. 4. Российский научно-исследовательский институт космического приборостроения: ГЛОНАСС. Интерфейсный контрольный документ//www.aggf.ru/gnss/glon/ikd51ru. pdf. 5. Elliott D. Kaplan, Christopher J. Hegarty. Understanding GPS Principles and Applications Second Edition//ARTECH HOUSE. 2006. 6. F. Principe, G. Bacci, F. Giannetti, M. Luise. Software-Defined Radio Technologies for GNSS Receivers: A Tutorial Approach to a Simple Design and Implementation. International Journal of Navigation and Observation//www. hindawi.com/journals/ijno/2011/979815.

электронные компоненты №4 2016

ПЛИС и СБИС

Аппаратный блок корреляторов обеспечивает одновременную обработку нескольких источников данных, реализуя, таким образом, многоканальную обработку. Блок управляется процессорными системами NeuroMatrix или ARM и действует по принципу «обработка быстрее реального времени». Оцифрованные и предварительно обработанные в БПОС данные записываются кадрами в память СБИС. Эти данные выбираются из памяти и обрабатываются поочередно в аппаратных каналах CORB с темпом, в несколько раз превышающим скорость поступления отсчетов. Такой подход позволяет существенно снизить объем аппаратных средств, особенно при необходимости реализовать десятки и сотни виртуальных каналов обработки, задействуя при этом минимум аппаратных средств. Блок корреляторов аппаратно поддерживает обработку существующих и перспективных навигационных сигналов с BOC модуляцией и уплотнением кода. В каждом аппаратном канале одновременно вычисляется корреляция для пяти реплик дальномерного кода (канал EE_E-P‑L_LL). Количество виртуальных каналов коррелятора (N), которые реализуются в одном блоке аппаратных корреляторов, определяется из соотношения:

Количество виртуальных каналов

и отложенные операции при работе под управлением ОС с использованием буферирования. В этом случае могут несколько ухудшиться характерис тик и прие м ник а, связ анные со скоростью реакции на изменения, т. к. приемник обладает некоторой инерционностью.

Оптимизация характеристик памяти LPDDR4 с многоканальной архитектурой Марк Гринберг (Marc Greenberg), директор отдела маркетинга DDR IP, Synopsys

память

Оперативная память LPDDR4, новейшее синхронное динамическое ОЗУ с удвоенной скоростью передачи данных, является разновидностью DRAM, устанавливаемой в смартфонах Samsung Galaxy S6, Apple iPhone 6S и других новейших устройствах. Ожидается, что LPDDR4, как и ее предшественница LPDDR3, найдет также широкое применение в планшетах и легких ноутбуках в конфигурации memory down (DRAM установлена на плату).

Ширина полосы пропускания памяти LPDDR4, состоящей из двух кристаллов в одном корпусе LPDDR4 размером 15×15 мм, достигает 25,6 Гбайт/с при скорости передачи данных 3200 Мбит/с. У LPDDR4, опирающейс я на успех устройств LPDDR2 и LPDDR3, появились новые функции и архитектурные изменения. В статье рассматриваются отличия памяти LPDDR4 от спецификаций всех предыдущих стандартов JEDEC DRAM, в т. ч. следующие вопросы: -- почему разработчики выбирают LPDDR4; -- особенности архитектуры LPDDR4; -- как лучше сконфигурировать каналы LPDDR4; -- как работать с ус тройс твами из двух и четырех кристаллов с многоканальными соединениями;

-- как оптимизировать каналы для наименьшего потребления мощности. Чем обусловлен выбор LPDDR4?

Память LPDDR4 оснащена функциями, которые позволяют разработчикам систем-на-кристалле (СнК) уменьшить потребление энергии дискретного динамического ОЗУ (ДОЗУ). В настольных устройствах вроде персональных компьютеров и серверов, как правило, используются микросхемы DDR, установленные на модулях DIMM, которые размещены на 64‑разрядных шинах. Такое решение на уровне платы позволяет расширять объем ОЗУ, но требует длинных и тяжело нагру женных межсоединений, которые потребляют больше энергии, чем короткие трассы. Системы с устройствами LPDDR2,

LPD D R 3 и LPD D R 4 и м е ю т м е ньш е микросхем памяти на каждой шине и более короткие межсоединения и потому потребляют меньше энергии, чем системы с микросхемами DDR2, DDR3 и DDR4. Разработчики могут воспользоваться такими возможностями энергосбережения внутри динамического ОЗУ типа LPDDR4 как пониженное напряже ни е и м е ньш а я е м ко с т ь линий ввода/вывода; мультиплексированная шина адреса и команд меньшей ширины; ждущие режимы с пониженной мощностью, ускоренными вводом и выводом; быстрое и менее сложное изменение частоты. Наконец, динамические ОЗУ типа LPDDR4 оснащены функцией обновления с отслеживанием температуры, которая позволяет согласовать ско-

Рис. 1. Необходимость в наиболее интенсивном использовании мобильных устройств побуждает пользователей осуществлять своевременные обновления

www.elcomdesign.ru

рости регенерации с требованиями самих битовых ячеек, особенно когда они находятся в самообновляемом ж дущем режиме при пониженном напряжении питания. Эта функция автоматически включается в ждущем режиме, а показания температ уры считываются в активном режиме, что позволяет контроллеру LPDDR4 подстраивать частоту регенерации для согласования с тепловым состоянием микросхемы LPDDR4. Использование LPDDR4 в мобильных устройствах

Архитектурные изменения в LPDDR4 Спецификация LPDDR4 определяет диапазон параметров и лучшие харак теристики по сравнению с ее предшественницами. Однако самое главное отличие заключается в том, что устройства LPDDR4 реализованы как два независимых канала на каждом кристалле. М и к р о с х е м ы D D R 2 , D D R 3 и DDR4 имеют один вход шины адреса

Рис. 2. Двухканальная архитектура LPDDR4

команды, одну шину данных на корпус и, чаще всего, один кристалл на корпус. Устройства LPDDR2 и LPDDR3 реализованы в виде одного –четырех кристаллов на корпус. В случае двухи ч е т ы р е х к р и с т а л ьн ы х ко р п усо в LPDDR4, LPDDR3 и LPDDR2, как правило, предоставляются два независимых входа СА (команды/адреса) и две шины данных (два канала). Другими с ловами, многоканальнос ть лишь частично обеспечена в микросхемах LPDDR 2 и LPDDR3, поскольк у они оснащены только двумя независимыми каналами на корпус. Большинство корпусов LPDDR4 оснащено двумя независимыми каналами на кристалл и четырьмя каналами.

Соединение нескольких каналов Архитектура LPDDR4 изначально является двухканальной (см. рис. 2) – у каждого кристалла имеются два входа СА (А и В) и две шины данных. В двухкристальном корпусе LPDDR4 имеются четыре независимых канала. Чтобы эффективно задействовать LPDDR4, разработчики должны понимать, как это изменение влияет на архитектуру системы. Е д и н ич н о е д и н а м ич е с к о е ОЗУ с одним каналом (например, корпус с одним кристаллом LPDDR3) может подключаться только одним способом – шиной СА на СнК к шине СА на динамическом ОЗУ и шиной данных СнК к шине данных ДОЗУ (см. рис. 3). Сигнал выбо-

память

На пр ак т ике, в ы со к а я р аб оча я частота LPDDR4 используется владельцами мобильных устройств только в короткие периоды эксплуатации – при отображении видео высокого (4 К) разрешения, работе игровых приложений с очень интенсивными требованиями графики, при обработке изображений, загрузке или установке нового программного обеспечения. Иногда частота памяти снижается до уровня быстродействия LPDDR3, который является достаточным для поддержания работы с текстами, при звонках, навигации по интернету, просмотре фотографий и работе простых игровых приложений, т. е. функций, которые не требуют много ресурсов от ЦП или ГП. Основное время, когда мобильное устройство не используется и находится в кармане или на прикроватной тумбочке, динамическое ОЗУ (ДОЗУ) выключается либо работает в режиме низкой частоты, сохраняя активным один канал памяти только для постоянно исполняемых задач. В этом режиме устройство находится в состоянии фоновой активности, поддерживая сотовую связь, принимая сообщения, отображая уведомления о критических состояниях, выполняя синхронизацию почты и отображение текущего времени. Высокое быстродействие памяти задействуется при самой ресурсоемкой нагрузке, что побуждает пользователей обновлять свои мобильные устройства, чтобы обеспечить их безупречное функционирование в этом режиме (см. рис. 1).

Рис. 3. Стандартный способ соединения одного устройства динамического ОЗУ с СнК

Рис. 4. Параллельное (жестко регламентированное) соединение

электронные компоненты №4 2016

ра кристалла (chip select, CS) включает ДОЗУ при необходимости. Наличие дву х ДОЗУ или одного с двумя независимыми интерфейсами, как у LPDDR4, обеспечивает четыре возможных конфигурации: параллельную (жесткую); последовательную (многоранговую); многоканальную; с общей шиной команды/адреса.

память

Параллельное (жесткое) соединение Самым известным вариантом для разработчиков, имеющих опыт с DDR2/DDR3/DDR4, является параллельная, или жесткая конфигурация (см. рис. 4). Она подходит для двух или более кристаллов ДОЗУ или двух каналов LPDDR4, подсоединенных к одной шине СА. Устройства используют один сигнал выбора кристалла, но каждый имеет независимые каналы данных. В этом параллельном соединении все ДОЗУ принимают одинаковую команду и адрес, но передают свои данные по разным байтовым линиям. Поскольк у все устройства дост упны одновременно, оба ДОЗУ всегда находятся в одинаковом состоянии: у них открыта одна и та же страница памяти и доступ к тому же столбцу, хотя данные, сохраненные в каждом динамическом ОЗУ, разные.

Последовательное (многоранговое) соединение Вторым вариантом является последовательное соединение микросхем, или многоранговая конфиг урация (см. рис. 5). Она эквивалентна установке нескольких DIMM в один и тот же канал персонального компьютера. Шины команды/адреса и данных микросхем ДОЗУ объединены, но доступ к двум устройствам осуществляется независимо при помощи двух сигналов выбора кристалла или любого специального командного цикла. Эти два устройства могут находиться в изменяющихся состояниях с разными активными страницами памяти. Как

Рис. 5. Последовательное (многоранговое) соединение

Рис. 6. Многоканальное соединение

Рис. 7. Разделяемое СА-соединение

правило, СнК осуществляет арбитраж общей шины данных, обеспечивая неодновременную передачу данных микросхемами. Многоканальное соединение Многоканальное соединение (см. рис. 6) обеспечивает каждый канал ДОЗУ или каждую микросхему ДОЗУ

Рис. 8. Сравнение вариантов подсоединения двух каналов LPDDR4 (один кристалл)

www.elcomdesign.ru

независимым подключением к СнК, где каждое устройство или канал имеет собственную шину СА, шину данных и сигнал выбора кристалла. Эта гибкая конфигурация позволяет каждой микросхеме ДОЗУ (или группе микросхем) работать полностью независимо. Приборы могут находиться в разных состояниях, принимая различные команды

и адреса, и одна микросхема имеет возможность считывать данные, пока другая записывает. Многоканальное соединение также позволяет микросхемам ДОЗУ работать в различных состояниях питания. Например, одна из них может находитьс я в ж дущем режиме самооб новления, а другая – быть полностью активной. Соединение с общей шиной команды/адреса (CA) Последним вариантом, который чаще используется в оборудовании DDR с непониженным питанием, является многоканальная конфигурация с совместно используемыми командой/адресом (см. рис. 7). В этой конфигурации обе микросхемы ДОЗУ принимают одинаковую команду и адрес, но, подобно последовательной конфигурации, сигнал выбора кристалла определяет, какому устройству адресован конкретный тактовый цикл, чтобы микросхемы находились в разных состояниях. Командами ДОЗУ осуществляется арбитраж между двумя каналами на СнК, но каждое ДОЗУ может передавать данные независимо.

Двух- и четырехкристальные устройства с многоканальными соединениями Распространенным способом реализации LPDDR4 является использование двух кристаллов LPDDR4 в одном корпусе, что обеспечивает четыре 16 ‑разрядных канала и позволяет использовать восемь разных топо-

Рис. 10. Двухканальная и параллельная реализации

Рис. 11. Двухкристальные и четырехкристальные реализации. Четырехкристальная LPDDR4 в многоканальной и последовательной реализациях увеличивает объем ДОЗУ. Это решение совместимо с двухкристальными корпусами

логий. Из этих восьми возможных спо со б ов со е динени я м ик р о с хе м LPDDR4 с СнК имеются три особенно эффективных реализации: четырехканальная; двухканальная параллельная; полностью параллельная. При необходимости реализовать наибольшую полосу пропускания LPDDR4, особенно если передаются малые объемы данных, применяется четырехканальная схема (см. рис. 9). По сравнению с другими схемами, она имеет наибольшее число банков и наименьший размер выборки, требует 24 вывода СА на СнК и реализуется с помощью четырех отдельных контроллеров памяти и физических устройств на СнК. Дву хканальная и параллельная реализации обеспечивают хороший

компромисс между полностью параллельной и четырехканальной схемами. Она особенно пригодна для комбинаций LPDDR3–LPDDR4 (см. рис. 10). В самых первых образцах коммерческих СнК c LPDDR4 использовалась эта конфигурация. Полностью параллельная реализация использует только шесть выводов СА и имеет максимальное число выводов DQ (64). Однако в этой схеме имеются только восемь доступных банков. Минимальным размером выборки является 128 байт, что ограничивает пригодность такой схемы в некоторых случаях. Возможно, придется сдваивать выводы шины СА для загрузки шины или по причинам перекрытия синхронизации на уровне кристалла.

электронные компоненты №4 2016

память

Сравнение вариантов подключения двух каналов Каждый из этих вариантов конфигурации имеет свои преимущества и недостатки (см. рис. 8). Например, параллельная с хема имеет только восемь доступных банков, а минимальный объем данных, выбираемых с помощью 32‑разрядной шины за один раз, составляет 64 байт. Кроме того, параллельная конфигурация меньше подходит для вертикальной сборки «корпус-на-корпусе» (PoP). Последовательная конфигурация также меньше подходит для реализации PoP. В ней имеется несколько выводов DQ, но поскольку микросхемы ДОЗУ совместно используют шину данных, она обеспечивает лишь половину полосы пропускания по сравнению с другими решениями, что делает этот подход менее привлекательным. Хотя схема с общей шиной СА лучше подходит для систем DDR, многоканальное соединение позволяет реализовать лучшие параметры LPDDR4.

Рис. 9. Четырехканальная реализация

Н а р и с у н к е 11 п р е д с т а в л е н пример дву хкристальной четырехканальной LPDDR4 (слева) и четырехкристальной реализации (справа). Устройство LPDDR4 состоит из четырех соединенных кристаллов. К каждому физическому каналу подсоединены два ряда памяти. В этой конфигурации требуется продлить соединения в последовательном направлении для каждого из четырех каналов. К сожалению, четырехкристальный корпус не обеспечивает восьмиканальное соединение, поскольку имеет только четыре канала шариковых выводов. В итоге, рекомендуемыми двухкристальными реализациями LPDDR4 являются: -- двухканальная и параллельная, которая является самой известной реализацией для пользователей LPDDR3 и тех, кто совмещает LPDDR3 с LPDDR4; -- четырехканальная, которая является самой гибкой и потенциально самой быстродействующей.

Рекомендации по проектированию совместно используемых каналов

Улучшение характеристик LPDDR4 с помощью банков Пам ять LPDDR4 имеет с хожие со многими поколениями динамических ОЗУ черты в том, что она состоит из банков. Каж дый из них имеет множество строк, а каждая из строк и м е е т м н о ж е с т в о с т о л б ц о в , гд е хранятся данные. Дост уп к данным в столбцах одной строки осуществляется быстро, как и к разным строкам в разных банках, но доступ к разным строкам в одном банке выполняется очень медленно. Доступ к каждому каналу независимо от других означает, что каждый банк в каждом канале может иметь разную активированную строку. Для небольших передач вроде видео и сетевых пакетов, которые распределены случайным образом по всей памяти, наличие боль-

шего числа доступных банков позволяет избежать некоторых присущих памяти особенностей синхронизации, которые ограничивают быстродействие. Распределение транзакций по максимально возможному числу банков повышает производительность, поскольку уменьшается вероятность задержек, обусловленных несколькими временными параметрами памяти. Наличие большего числа банков в системе и увеличение промежутка времени, которое требуется для завершения команд в каждом банке, повышает быстродействие, уменьшая вероятность задержек, обусловленных параметрами синхронизации памяти tRRD, tFAW и tRC, где: -- t RC – минимальное время между м о м е н т а м и ак т и в ац и и с т р о к в одном банке; -- tRRD – минимальное время между командами активации строк в разных банках;

Рис. 12. Временные соотношения параметров tFAW и tRRD

Рис. 13. Параллельная реализация, использующая непрерывные считывания по 64 байта по циклическим адресам BL 16 и на частоте 800 МГц/DDR1600

www.elcomdesign.ru

Рис. 14. Двухканальная схема, реализованная с помощью независимых каналов СА с непрерывными считываниями по 64 байта по циклическим адресам BL 16 и на частоте 800 МГц/DDR1600

- - t FAW – окно четырех активаций. Этот параметр синхронизации опр е де л я е т в ы д ач у не б ол е е четырех команд ак тивации в пределах прокру тки окна t FAW . Поскольк у этот параметр устанавливается с учетом четырех задержек t R R D в с тандарте LPDDR4, д ля LPDDR4 они фактически являются теми же временными ограничениями; при этом другие типы памяти могут использовать иную взаимосвязь между t RRD и t FAW.

Синхронизация t RC может вызвать осложнения, особенно в более скоростных устройствах. На самой высокой скорости LPDDR4 длительность t RC превышает 100 периодов так товой частоты. После активации строки в банке параметр t RC предотвращает доступ к любой другой строке в этом банке в течение, по меньшей мере, ста периодов так товой частоты, чтобы надолго заблокировать его от повторного использования. Наличие большего числа доступных банков уменьшит вероятность доступа к новой строке

в банке, которая в текущий момент заблокирована с помощью tRC . Параметры t RRD и t FAW ограничивают способность часто менять банки во избежание блокировки, налагаемой tRC. На рисунке 12 показан пример устройства с окном четырех активаций t FAW длительностью в четыре построковых задержки tRRD. Время tRRD может достигать 16 периодов тактовой частоты памяти LPDDR4–3200. На рисунке 13 показана непрерывная последовательность транзакций, выполняющихся в параллельной реа-

Рис. 15. Удвоение частоты до 1600 МГц/DDR3200

электронные компоненты №4 2016

Рис. 16. Параллельная реализация

лизации. Обозначение AC/BA0 являетс я ус ловным обозначением д ля команды активации банка 0. RD/BA4, следующая за ней команда, показывает команду чтения банка 4 (предположим, что банк 4 был активирован несколько ранее). Каж дый шес тиугольник команды представляет четыре периода тактовой частоты, что обусловлено четырехфазной адресацией устройс тва LPDDR4. В дейс твительнос ти, последовательность имеет большую длину, т. к. за активацией следует чтение, ак тивация, чтение, активация, чтение, ак тивация, чтение. Данные возвращаются, полностью занимая шину DQ. Диаграмма параллельного доступа использует всю полосу пропускания памяти, но только когда доступ осуществляется на частоте 800 МГц (DDR1600). На рисунке 14 показана двухканальная реализация, выполняющая одну и ту же последовательность с независимым использованием каждого из каналов СА. В этом случае каждая шина СА работает с несколько другой последовательностью: активация, чтение, холостая команда, чтение, активация, чтение, холостая команда, чтение. Паузу в канале команды можно использовать для форсированного предзаряда, обновления каждого банка или для простоя тактовой частоты. Шина данных полностью занята. При удвоении частоты до 1600 МГц (работа в режиме DDR 3200) (см. рис. 15) промежуток времени t RRD ограничит способность СнК передавать команды активации устройству LPDDR4 в рассмотренном выше примере параллельной реализации. Используется последовательность: активация, чтение, холостая команда, холос та я команд а, ак тив ация, чтение, холостая команда, холостая команда. Цик лы холос тых команд можно использовать для предзаряда или обновлений, но память не может быть ак тивирована достаточно быстро, чтобы выдавать последовательные 64‑байт транзакции новому банку с каждой транзакцией. Без другой 6 4 ‑ байт транзакции в ту же страницу памяти СнК должна

www.elcomdesign.ru

ждать, пока закончится промежуток tRRD, после чего она еще раз активирует новую страницу в памяти. Этот режим работы ограничивает максимальное быстродействие устройства половиной полосы пропускания, если транзакции не являются достаточно длинными, чтобы обеспечить два чтения каждому банку до перехода к новому банку. Напротив, двухканальная реализация, схема которой показана в нижней части рисунка 15, согласует каждый канал с временем t RRD путем реализации последовательности «активация, чтение, холостая команда, чтение» даже с укороченными доступами. Производительность шины может быть полной даже на скорости передачи данных DDR 3200. Минимальный размер выборки

Размер выборки является минимальным числом байтов, которое передается в одной транзакции DRAM (в одной пачке). Поскольку LPDDR4 имеет минимальную длину пачки 16, параллельное соединение LPDDR4 может иметь неподходящий размер выборки. Наилучшим под ходом яв ляетс я согласование размера выборки с СнК как с точки зрения размера передач по шине, так и общей производительности, запланированной для устройства. Предпочтительным размером для строк кэша многих СнК и ЦПУ является 32 байта. Иногда более крупные 64‑разрядные ЦПУ используют 64‑байт строки кэша. Видео и сетевой трафик часто требуют коротких транзакций в 32 байта или меньше. В идеальном случае многоканальная архитек т ура должна соответствовать разме ру выборки, чтобы оптимизировать систему по размеру используемой выборки. Параллельная реализация, показанная на рисунке 16, с миним а л ь н о й д л и н о й п ач к и 16 д л я LPDDR4 и 64 выводами DQ обеспечивает 128‑байт выборку, которая подходит только для длинных передач данных по смежным адресам. Параллельная реализация может работать

на дос т упа х в блока х по 128 байт за один раз, но если доступы меньше 128 байт и реализуются по случайным адресам, параллельная схема малоэффективна. Еще одной проблемой при соз дании 64‑разрядной параллельной р еа лиз ации яв ляе тс я физиче ско е соединение между СнК и кристаллами DRAM. Шариковые выводы корпуса PoP LPDDR4, реализованные в виде каналов в каждой вершине, используются для размещения двух или четырех кристаллов. В идеальном случае контроллер пам яти СнК и физиче ское размещение должны совпадать с выводом LPDDR4. Эта организация п оз в о л и т к а н а л у А о т о б р а з и т ь с я на канал А, каналу В – на В, С на С и D на D, обеспечив минимально короткие соединения в пределах корпуса PoP без пересечений. Кроме того, такая цоколевка корпуса позволяет физически реализовать параллельный четырехканальный интерфейс LPDDR4. Следует учесть, что если транзакции осуществляются в разные страницы в памяти, то промежуток времени tRRD может ограничить эффективную производительность на более высоких частотах. По этим причинам многоканальные реализации LPDDR4 часто предпочтительнее, чем четырехканальная параллельная схема. Шина команды/адреса Поскольку память LPDDR4 имеет о ч е н ь у з к у ю ш и н у С А (ш и р и н о й в шесть разрядов на канал по сравнению с 20 и более разрядами для DDR4), непроизводительные издержки использования нескольких каналов CA меньше, чем в случае применения других технологий. Независимое использование всех четырех шин на корпусе LPDDR4 обеспечивает наибольшую гибкость и самую высокую производительность системы в целом. Выводы

Многоканальная спецификация динамического ОЗУ типа LPDDR4 предоставляет новые возможности для р еа лиз ац ии н о в атор ск и х си с те м , особенно при использовании многоканальных архитектур, которые повышают производительность системы. Однако прим енение архитек т уры LPDDR4 требует оптимизировать производительность, питание и сложность конструкции. Литература. 1 .  M a r c G r e e n b e r g . O p t i m i z i n g LPDDR4 Per formance and Power. White Paper. Synopsys. January. 2016.

Разъемы RJ45 для высокоскоростных линий передачи данных Бретт Робинсон (Brett Robinson), главный технический директор, Sentinel Jack connector Systems, Майкл Рессо (Michael Resso), научный сотрудник, Keysight Technologies

Пассивные компоненты

Разъемы RJ45 играют важную роль в передаче данных – эти устройства обеспечивают связь по всему тракту между интегральными схемами и приемниками. В тех промышленных и военных применениях, где требуются высокоскоростные линии, эти разъемы служат для передачи сигналов с меньшей длительностью передних фронтов и тактовых сигналов более высокой частоты. В статье рассматриваются усовершенствованные характеристики новых разъемов RJ45 для современных приложений.

Многие десятилетия разъемы RJ45 применялись в недорогих крупносерийных промышленных, ком мерческих, военных и медицинских приложениях. RJ (registered jack) представляет собой стандартизованный физический сетевой интерфейс для соединения телекоммуникационного оборудования. Стандарт Registered Jack при поддержке Федеральной комиссии по связи США был разработан и запатентован компанией Bell Labs в 1976 г. для унификации разъемов и упрощения работ при подключении оконечного оборудования. Модульный разъем был выбран основным устройством для оборудования цифровых сетей интегрального обслуживания (ISDN). Наиболее трудной задачей проектирования с использованием разъемов RJ45 было устранить перекрестные помехи от соседних линий. Эта проблема (по крайней мере, на низких частотах) решалась методами изоляции элементов внутри разъема или разделения пар проводов с разными частотами. В полосковой линии, которая проходит внутри нового гибкого материала с очень малыми диэлектрическими потерями, тракты передачи данных образуют дифференциальные пары. При этом пакеты данных легко передаются по медной линии в диапазоне 125 МГц…20 ГГц.

www.elcomdesign.ru

Тр е б ов ани я элек т р о м агни т ной совместимости к излучаемым и кондук тивным помехам к настоящему времени предусматривают измерения в более широких полосах пропускания в диапазоне 10 кГц…26,5 ГГц в зависимости от того, где применяется устройство – в военной технике (стандарт MIL-STD‑461), авионике (RTCA-DO‑160), медицинских приборах (IEEE802.11/IEC 60601) или в бытовой электронике (FCC part 15 и EMC Directive 2004/108/EC Евросоюза). Поскольку скорости передачи данных через разъемы RJ45 уже соизмеримы с частотой электромагнитных волн (при их эффективной длине λ/4), эти характеристики необходимо учитывать в первую очередь при решении вопросов электромагнитной совместимости (ЭМС) и подавления электромагнитных помех (ЭМП). Перекрестные помехи

Перекрестные помехи, как правило, описываются в контексте «источник–жертва». В сильноточных цепях с м а лы м и м п е д ан со м эт и п о м е х и возникают в результате взаимной индукции между токовыми контурами разъема и кабельной проводкой/экраном. Перекрестные помехи от взаимной емкости в высоковольтных цепях с большим импедансом, как правило, невелики.

Однако при использовании стандартных разъемов R J45, особенно в соединениях с высокой плотностью, влияние источника помехи и жертвы взаимообразно, что повышает взаимную индук тивнос ть и, таким образом, чувствительность к перекрестным помехам. Сигнальные и монтажные элементы возвратного тракта стандартного разъема создают две перекрывающиеся токовые петли. В результате некоторая часть перекрестных помех попадает во все линии, что увеличивает взаимную индуктивность и перекрестные помехи между линиями. Чтобы минимизировать РЧ-отражения и обеспечить требуемую амплитуду сигнала для подачи максимальной мощности на нагрузку, необходимо согласовать импеданс линии передачи. При этом передается наибольшая часть сигнала при минимальных потерях на отражение. Внутренняя часть современных разъемов RJ45 состоит из гибкой полосковой линии с очень малым импедансом, благодаря чему вносимые потери и потери в изоляции превышают 52,78 дБм. Такая конструкция фактически исключает возможность возникновения перекрестной помехи внутри разъема и позволяет реализовать дифференциальную полосковую линию, окруженную заземляющими плоскостями, что уменьшает паразитное

напряжение и проектные расходы. Рабочее напряжение разъема: 5 В (СКЗ); импеданс: 0,13180747 Ом; уровень мощности: 52,78 дБм. Э то преимущес тво дос тигаетс я не только благодаря тому, что сигнальные линии реализованы в виде дифференциальной пары, но и за счет минимизации перекрестных и электромагнитных помех. В результате характеристический импеданс имеет постоянное и хорошо известное значение. Как правило, несимметричные сигналы в других типах разъемов RJ45 обладают устойчивостью к помехам только в тех случаях, когда линии сбалансированы и согласованы с помощью дифференциального усилителя, моточных магнитных компонентов или согласующего трансформатора. Анализ перекрестных помех с помощью S‑параметров

Для определения физических характеристик разъема RJ45, являющегося линейным пассивным устройством, мы проанализируем результаты многоканальных измерений. На рисунке 1 показано устройство, в котором по двум соседним проводникам печатной платы передается несимметричный сигнал. Предположим, что два проводника разъема находятся достаточно близко друг к другу на объединительной панели и между ними имеется слабая связь. Поскольку в данном примере рассма-

триваются две раздельные несимметричные линии, в результате этой связи возникает нежелательная перекрестная помеха. Матрица в левой части рисунка 1 состоит из 16‑ти S‑параметров двух рассматриваемых линий. Матрица в правой части рисунка описывает эти линии с помощью 16‑ти параметров во временной области. Каждый параметр левой матрицы точно преобразуется в соответствующий параметр матрицы справа с помощью обратного преобразования Фурье (ОБПФ), а параметры правой матрицы преобразуются в параметры левой матрицы с помощью БПФ. Если бы эти два проводника располагались нас только близко друг к другу, чтобы составить дифференциальную пару, связь меж ду ними играла бы положительную роль, обеспечивая хорошее подавление синфазного сигна ла. Изм еренные S‑параметры несимметричной линии следует преобразовать в симметричные, чтобы определить харак теристики дифференциальных устройств. Это математическое преобразование возможно благодаря тому, что испы т уе м о е ус т р ойс т во яв л яе тс я линейным и имеет пассивную структ у ру. Такой с т ру к т у р ой о бла д ают печатные платы, объединительные панели, кабели, разъемы, корпуса микросхем и другие соединительные конструкции. Все элементы матрицы

с S ‑параметрами несимметричной линии обрабатываются и преоб разуются в дифференциальные S‑параметры матрицы, показанной в правой час ти рис унка. Изучение этой матрицы позволяет проанализировать рабочие характеристики дифференциального устройства, включая восприимчивость к электромагнитным помехам и ЭМП. Поскольку анализировать 16‑элементную матрицу с дифференциальными S‑параметрами достаточно сложно, разобьем ее на квадранты. Рассмотрим сначала правый верхний квадрант, показанный на рисунке 2. Его четыре параметра описывают дифференциальный входной сигнал (воздействие) и дифференциальную характеристику (отклик) испытуемого устройства – фактический рабочий режим большинства высокоскоростных соединительных устройств. Элементами этого квадранта являются SDD11 (дифференциальный коэффициент отражения), SDD21 (прямая вносимая потеря дифференциальной линии), SDD22 (дифференциальный коэффициент отражения на выходе) и SDD12 (обратная вносимая потеря дифференциальной линии). Параметры обозначаются в виде SXYab, где S – параметр рассеяния (или S‑параметр), X – режим отклика на входной сигнал (дифференциальный или синфазный), Y – режим входного сигнала (дифференциальный или Пассивные компоненты

Рис. 1. Пассивное устройство с четырьмя портами

электронные компоненты №4 2016

Пассивные компоненты

Рис. 2. Анализ правого верхнего квадранта матрицы S-параметров

Рис. 3. Каждый из четырех квадрантов определяет конкретный режим преобразования

синфазный), a – выходной порт, b – входной порт. Это условное обозначение является типовым для параметров рассеяния в частотной области. Матрица из 16‑ти параметров во временной области имеет схожее обозначение, но вместо S используется буква T. Например: TDD11.

www.elcomdesign.ru

Четвертый квадрант этой матрицы, который находится в правом нижнем углу, описывает рабочие характеристики синфазного сигнала, проходящего через испытуемое устройство. Если оно рассчитано правильно, параметры изменяются незначительно в результате пре-

образования, и данным этого квадранта большое внимание не уделяется. В случае же неправильного расчета схемы параметры этого квадранта описывают характеристику синфазного сигнала. Второй и третий квадранты, расположенные, соответственно, в левом

Использование RJ45 для высокоскоростной передачи данных

Высокоскоростной разъем R J45 и соответствующая система межсоединений являются той платформой, с которой начинается проектирование. Проводники этого разъема должны иметь хорошее медное покрытие, обеспечивающее тракт с минимальным сопротивлением, благодаря чему уменьшаются индуцированные токи. Использование гибкого материала и полосковых компонентов дифференциальной пары позволяет повысить скорость передачи данных, а также установить на плату стандартные керамические конденсаторы, индукторы или резисторы. Многие совр е м енные раз ъ е м ы RJ45 позволяют создавать магнитно сбалансированные несимметричные линии в комбинации с емкостными синфазными цепями. Однако при намного

Рис. 4. Поперечное сечение полосковой линии

более высоких частотах скорости передачи данных могут уменьшиться. Чтобы обеспечить соответствие требованиям к вносимым потерям и потерям в изоляции, гибкие полосковые линии создаются как дифференциальные пары на платах из материалов с малыми диэлектрическими потерями. Преимущества гибких полосковых линий

Вообще говоря, полосковые линии передачи находятся внутри подложки в окружении двух заземленных на шасси плоскостей. Поперечное сечение полосковой линии показано на рисунке 4. Наиболее трудной задачей при проектировании с использованием разъемов R J45 яв ляетс я ос лабле ние перекрестных помех от соседних линий и в компонентах самих кабелей. Перекрестная помеха увеличивается с ростом скорости передачи данных. Для нейтрализации этого эффекта зазор между линиями увеличивают или устанавливают ферриты, которые обеспечивают изоляцию требуемого сигнала. Однако только этих способов недостаточно для защиты от проникновения нежелательных помех в другие линии передачи внутри разъема. Гибкие конструкции полосковых линий имеют преимущества в передаче данных и сигналов над традиционными решениями. В гибких конструкциях проводник находится в диэлектрическом материале между парой заземляющих плоскостей. Традиционно полосковая линия изготавливалась путем травления схемы на керамической или медной подложке с заземлениями на противоположных сторонах. В настоящее время для изготовления полосковых линий применяются гибкие печатные платы. В полосковых линиях основной распространяющейся волной является

поперечная электромагнитная недисперсионная волна (ТЕМ). Полосковые фильтры и ответвители всегда обеспечивают лучшую полосу пропускания за счет конструкций разных форм и зазоров, чем аналоги, построенные на микрополосковых линиях или с использованием магнитодиэлектриков. У полосковой линии, в отличие от других линий передачи, спад АЧХ симметричен. Еще одним преимуществом использования полосковой линии над другими методами является превосходная изоляция между соседними проводниками, обеспечиваемая заземляющими плоскостями вокруг линий передатчика и приемника, зазор между которыми не превышает 1/4 длины волны. Энергосберегающие функции высокоскоростного разъема RJ45 с гибкой полосковой линией были протестированы в реальном времени с помощью амперметра постоянного тока и прибора BERT. При этом для сравнения измерялся ток потребления стандартного разъема RJ45 с ферритами. Результаты испытаний показали, что суммарное энергопотребление печатной платы с первым разъемом выросло на 0,031 мА, а со вторым – на 0,212 мА. Таким образом, при использовании высокоскоростного разъема потребление тока сокращается на 0,181 мА. Измерение S‑параметров

Измерение S‑параметров осуществляется по амплитуде и фазе при подаче входного сигнала на испытуемое устройство. Каждый из четырех параметров, рассмотренных в этой статье, имеет действительную и мнимую части (абсолютное значение и фазовый угол). Как правило, информация об усилении (потерях) важнее информации о величине фазового сдвига.

Рис. 5. Схема измерения S-параметров

электронные компоненты №4 2016

Пассивные компоненты

верхнем и левом нижних углах матрицы (см. рис. 3), описывают смешанный режим, т. е. полностью определяют любой режим преобразования для испытуемого устройства, будь то преобразование из синфазного режима в дифференциальный (восприимчивость к ЭМП) или дифференциального режима в синфазный (излучение ЭМП). Понимание того, что означают величины параметров и какой квадрант соответствует конкретному преобразованию режима, помогает оптимизировать схему межсоединений при гигабитных скоростях передачи данных. К рассматриваемым в данной статье дифференциальным парам относятся: кабели с витыми парами, кабели с экранированными витыми парами и коаксиальные кабели; полосковые дифференциальные пары на специализированных гибких печатных платах. Приемное устройство, находящееся на конце любого кабеля, считывает разность между двумя сигналами. Поскольк у приемник игнорирует значения напряжений проводов по отношению к земле, небольшие изменения земляного потенциала между передатчиком и приемником не влияют на способность последнего обнаруживать сигнал. Электромагнитные и радиочастотные помехи оказывают все большее влияние на провода передатчика и приемника. Передача пакетов данных в виде битовых потоков по разным парам проводов повышает устойчивость к электромагнитному шуму по сравнению с несимметричной линией передачи и одинарным заземляющим выводом. Для передачи аналоговых и цифровых данных можно выбрать высокоскоростной разъем RJ45.

а)

б)

г)

д)

е)

Пассивные компоненты

в)

Рис. 6. Результаты измерения S-параметров разъема RJ45 и двухосевых кабелей: а) измерение параметров SDD11 и SDD12 на частоте 10 МГц…6 ГГц (разъем RJ45 отсоединен от испытуемого устройства); б) измерение параметров SDD11, SDD12 и SDD21 на частоте 10 МГц…11 ГГц (разъем RJ45 отсоединен от испытуемого устройства); в) измерение индуктивности (L11) кабеля; г) измерение индуктивности (L12) 30-м двухосевого кабеля в диапазоне частот 10 МГц…20 ГГц; д) измерение емкости (С11) 30-м двухосевого кабеля в диапазоне частот 10 МГц…20 ГГц; е) измерение емкости (С12) 30-м двухосевого кабеля в диапазоне частот 10 МГц…20 ГГц

S ‑ парам етры з авис ят от исс ле дуемой схемы, характеристических и м п е д а н со в и с т о ч н и к а с и г н а л о в и нагрузки, с помощью которой проводятся измерения, а также от частоты. Амплитуда и фаза передаваемого и отраженного сигналов (см. рис. 5) отличаютс я от соответс твующих характеристик подаваемого сигнала. Как правило, частота передаваемого и отраженного сигналов та же, что и у подаваемого.

www.elcomdesign.ru

На рисунке 6 представлены результаты измерения S‑параметров разъемов RJ45, а также двухосевых кабелей. Выводы

Поскольку разъемы RJ45 с интегр ир о в анн о й п ол о ско в о й ги б ко й линией обратно совместимы с унаследованными системами соединителей, обновление или модернизация этих систем намного проще. Кроме того, гибкая полосковая конструкция обе-

спечивает меньшее энергопотребление по сравнению с использованием стандартных соединителей и печатных плат. У новых разъемов тот же размер и вид, что и у традиционных соединителей, но более высокая пропускная способность; при этом в новых высокоскоростных разъемах не используются магнитодиэлектрики. Благодаря этому обстоятельству на печатных платах остается больше места для размещения дополнительных компонентов.

Влияние потерь мощности MOSFET на эффективность источников питания Александр Мишин, инженер

Эффективность источника питания – важный показатель, учитывающийся при проектировании оборудования для облачной инфраструктуры. Эффективность выбираемых источников для питания системы зависит от потерь мощности и тепловых характеристик ИС, печатных плат и других компонентов, которые определяют эффективность использования энергии центра обработки данных. В этой статье, являющейся переводом [1], рассматривается несколько базовых принципов построения источников питания и то, как влияют на эффективность MOSFET-ключи в силовых каскадах импульсных регуляторов напряжения.

Потери мощности и эффективность линейного регулятора, показанного на рисунке 1, определяются с помощью уравнений (1–2): Потери мощности = (VIN –VOUT)∙IL (1)

Т е о р и я и п ра к т и к а

Эффективность =

(2)

У идеального импульсного регулятора (см. рис. 2) ток равен нулю, если ключ разомкнут, потери мощности не происходит, а напряжение VIN не подается в схему. Если же ключ замкнут напряжение на нем и потеря мощности равны нулю. Таким образом, у идеального ключа КПД равен 100%. В действительности, однако, идеальных компонентов не существует. Эффективные импульсные регуляторы рассеивают меньше тепла, благодаря чему уменьшается стоимость системы и размеры таких элементов как теплоотводы и вентиляторы. В системах с батарейным питанием и меньшим потерям мощности срок службы батарей увеличивается. Для анализа факторов, влияющих на эффективность системы, рассмотрим DC/DC-преобразователь с понижающей топологией, которая чаще других применяется в импульсных регуляторах в системах облачной инфраструктуры. На рисунке 3 показаны ключевые факторы, определяющие потери мощности в понижающем преобразователе: потери на проводимость, коммутационные потери и потери в режиме покоя. Заметим, что мы рассматриваем только процессы в первом приближе-

www.elcomdesign.ru

Рис. 1. Схема типового линейного регулятора напряжения

Рис. 2. Идеальный импульсный регулятор с разомкнутым ключом

Рис. 3. Основные факторы, влияющие на потери мощности понижающего импульсного регулятора

Рис. 4. Потери в MOSFET на проводимость

Рис. 5. Коммутационные потери MOSFET

ционные потери ключа в верхнем плече (Q1) (см. рис. 5), поскольку эти вычисления сложнее. Представим расчетные отношения потери мощности и обозначения для рисунка 5:

затвора QG; QG(tot)actual – фактический суммарный заряд затвора QG. Коммутационные потери PSW MOSFET зависят от нагрузочного тока и частоты переключения источника питания в соответствии с уравнением (4):

Et1 = (VDS ∙ ID/2) ∙ t1 , (3) где RDS(on) – сопротивление в открытом состоянии конкретного ключа; I – среднеквадратичное значение (СКЗ) тока через этот MOSFET. Ни один из этих параметров не зависит от частоты переключения. Вообще говоря, чем выше коммутационная частота и входное напряжение, тем меньше должен быть заряд затвора QG , что позволяет сократить потери в коммутируемом MOSFET (Q1). Значение RDS(on) MOSFET выпрямителя должно быть малым, но мощностью потерь затвора пренебрегать нельзя. Кроме того, при изменении значения RDS(on) MOSFET изменяется коэффициент заполнения (D), что влияет на величину СКЗ токов и потери. Ток дросселя также влияет на потери проводимости MOSFET. Сначала определим коммута-

Et2 = (VDS/2 ∙ ID) ∙ t2 PSW = 2 ∙ (Et1 + Et2) ∙ fSW t1 = QGS2/IG t2 = QGD/IG IG = C ∙ dv/dt Q=C∙V dt = t1 или t2, где V GS(actual) – фактическое управляю ще е напр я же ни е з ат в ор – и с то к ; VGS(spec) – номинальное управляющее напряжение затвор–исток; VPLAT – участок заряда емкости Миллера; V TH – пороговое напряжение затвор–исток; Q GS1, QGS2 – заряд затвор–исток; QGD – заряд затвор–сток; QG(tot) – суммарный заряд

, (4) где VIN = VDS (напряжение сток–исток); IOUT = ID (ток стока); fSW – коммутационная частота; величины зарядов Q GS2 и Q GD зависят от времени, в течение которого драйвер заряжает ключ; IG – ток затвора. Потери на затворе коммутируемого MOSFET возникают при его зарядке до величины Q G(TOT). Большая часть энергии находится в драйвере затвора MOSFET. Потери мощности в нем зависят от частоты и являются функцией емкости затвора. Чем выше коммутационная частота MOSFET, тем больше потери в драйвере затвора. Это еще одна причина, по которой снижается эффективность приложения с увеличением коммутационной частоты. У MOSFET с меньшими значениями R DS(on) потери проводимости меньше за счет большей емкости затвора, что,

электронные компоненты №4 2016

Т е о р и я и п ра к т и к а

нии, из-за которых происходят потери в силовых ключах. За рамками этого материала остались многие другие аспекты. Среди них – потери в снабберных цепях, вызванные переходными процессами при работе на индуктивную нагрузку, потери в диоде MOSFET, которые зависят от топологии силового каскада, потери, вызванные разрядом выходного конденсатора MOSFET и т. д. Кроме того, мы не станем рассматривать потери в диэлектриках и изоляционных материалах, например в диэлектрической теплопроводящей пасте, которая наносится на MOSFET при его установке на охладитель. Поскольк у у MOSFET – конечное время переключения, коммутационные потери возникают при включении и выключении этих устройств в условиях динамически изменяющегося напряжения и тока. Коммутационные потери дросселя обусловлены потерями в сердечнике. Потери в драйвере затвора также связаны с коммутацией. В управляющей схеме источником потерь мощности является собственный потребляемый ток; чем с более высокой скоростью работает компаратор, тем выше ток смещения. В схеме обратной связи источниками потерь мощности выступают делитель напряжения, усилитель ошибок и компаратор, которым требуется питание. Нельзя использовать мегаомные резисторы, чтобы уменьшить потери мощности из-за тока смещения в контуре обратной связи. На рисунке 4 представлена базовая схема переключения. Уравнение (3) используется для расчета потерь проводимости ключей Q1 или Q2:

Как видно из уравнения (6), не все потери драйвера затвора происходят в MOSFET.

, (6) Рис. 6. Коммутационные потери в затворе MOSFET

где PDRV – суммарная потеря в драйвере затвора; RGHI – сопротивление драйвера во включенном состоянии; RGLO – сопротивление драйвера в выключенном состоянии. Замена RGHI величиной RG приводит к потере на резисторе затвора, а замена RGHI величиной RGI – к коммутационной потере в ключе. Из-за большего заряда затвора QG увеличивается рассеиваемая драйвером мощность; добавление внешнего сопротивления RG уменьшает рассеяние собственной мощности за счет сокращения резистивного тракта, ведущего к затвору MOSFET. На рисунке 8 показаны частотные характеристики каждого из слагаемых общей потери мощности коммутируемого MOSFET. Проанализируем теперь суммарные потери мощности в MOSFET синхронного выпрямителя. Они состоят из потерь проводимости (PCON), потерь проводимости на собственном диоде (PBD) и потерь на затворе (PGATE). Комму тационные потери в этом случае отсутствуют из-за собственного диода. Суммарные потери мощности (PQSR) в MOSFET синхронного выпрямителя определяются соотношением (7):

Т е о р и я и п ра к т и к а

Рис. 7. Общие потери на затворе

PQSR = PCON + PBD+ PGATE . (7) Напряжение на ключе является нулевым, т. к. равно напряжению на проводящем диоде. Этот диод обеспечивает переключение при нулевом напряжении. Потеря проводимости PCON определяется как омическая потеря I2R в проводящем состоянии канала MOSFET (8):

Рис. 8. Факторы, определяющие потери мощности

в свою очередь, повышает потери драйвера затвора. Они могут оказаться значительными для контроллеров ис точников питания (с внешними ключами) при очень высоких частотах переключения в полосе частот величиной в несколько МГц. В этом случае до сих пор отсутствует метод расчета наилучших значений Q G и R DS(on), хотя в технических описаниях, как правило, приводятся эталонные значения RDS(on) ∙ QG . В случае с коммутируемым MOSFET на рисунке 6 меньший заряд затвора QG в уравнении 5 позволяет уменьшить

www.elcomdesign.ru

потери мощности и время переключения. Однако при этом возникают паразитные эффекты при включении MOSFET в выпрямителе. В этом случае компромиссное решение достигается с помощью уравнения (5): PGATE = QG(TOT) ∙ VG ∙ fSW(5) На рисунке 7 иллюстрируются причины возникновения потерь на затворе. MOSFET влияет на ИС драйвера затвора, или ШИМ-контроллер с интегрированным драйвером затвора, увеличивая потери мощности.

, (8) где R DS(on) – сопротивление MOSFET в открытом состоянии; I – СКЗ тока через MOSFET; tDLYUpLo – задержка между выключением MOSFET верхнего плеча и включением MOSFET нижнего плеча; tDLYLoUp – задержка между выключением MOSFET нижнего плеча и включением MOSFET верхнего плеча.

У MOSFET выпрямителя также имеются потери на внутреннем диоде. Среднее значение тока через этот диод рассчитывается за интервал мертвого времени. Сигнал синего цвета на рисунке 9 наблюдается в течение мертвого времени, т. е. в интервале между отключением транзистора верхнего плеча и включением транзистора нижнего плеча. Необходимо рассчитать средний ток в коммутационном цикле. Индуктивность выходного дросселя (L) определяет угол наклона пунктирной линии, а также токи IBD1, IBD2, IBD3 через внутренний диод. Угол наклона определяет средний ток, протекающий через внутренний диод. Уравнения (9) позволяют установить его величину:

Рис. 9. Ток через внутренний диод MOSFET выпрямителя

(9а)

, (9б)

(9в)

, (9г)

Рис. 10. Потери мощности в драйвере затвора MOSFET в выпрямителе

(9д)

Т е о р и я и п ра к т и к а

Уравнение (10) позволяет приблизительно оценить потери мощности во внутреннем диоде: PBD ≈ VF ∙ IOUT ∙ (tDLYUpLo+tDLYLoUp) ∙ fSW . (10) На рисунке 10 показаны потери мощности в затворе MOSFET (Q2) выпрямителя. Потери на затворе вычисляются так же, как и в рассмотренном выше случае. Их величина может оказаться достаточно большой из-за более высокого заряда затвора. На рисунке 11 показаны частотные характеристики каждого из слагаемых, обусловливающих общую потерю мощности в MOSFET выпрямителя. Выводы

Эффективность синхронного понижающего преобразователя мощности с интегрированными или внешними MOSFET можно оптимизировать, проанализировав те параметры, которые на нее влияют. В отсутствие идеального преобразователя мощности приходится искать компромиссное решение и оптимизировать параметры, определяющие эффективность источника питания. Компания Texas Instruments предлагает широкий

93 Рис. 11. Суммарные потери MOSFET в выпрямителе

ряд дискретных MOSFET, в т. ч. силовые модули (сдвоенные MOSFET в одном корпусе) и каскады (драйвер затвора и сдвоенные MOSFET в одном корпусе). К числу ИС управления питанием с использованием MOSFET относятся понижающие ШИМ-контроллеры и понижающие преобразователи серии SWIFT со встроенными MOSFET (аналоговые и с управлением по PMBus). В качестве примере ШИМконтроллера можно привести двухфазную ИС TPS40428 без драйвера с управлением

по PMBus и с двумя выходами. Этот контроллер работает в паре с интеллектуальным усилителем мощности CSD95378B NexFET. Примером понижающего преобразователя с управлением по PMBus является 30‑А TPS544C25 со встроенным MOSFET и частотной синхронизацией. Литература 1. George Lakkas. MOSFET power losses and how they affect power-supply efficiency. Texas Instruments//www.ti.com.

электронные компоненты №4 2016

НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ

| НОВОСТИ КОМПАНИИ «ГАММА» |

Комплект для построения беспроводного зарядного устройства мощностью 15 Вт от компании Silvertel

Компания Silvertel представила серию низкопрофильных компактных модулей Ag320 для простой и быстрой реализации системы беспроводной зарядки, предназначенной для приложений высокой мощности. Устройства обеспечивают все преимущества беспроводной зарядки для портативных и герметически изолированных приборов, включая повышенную безопасность, отсутствие соединительных кабелей и проблем окисления контактов. Все необходимые функции безопасности и управления встроены в передатчик Ag320T с входным напряжением 12 В и приемник Ag320R с выходным напряжением 12 В. При этом формируемое приемником стабилизированное постоянное напряжение характеризуется малым уровнем шумов и пульсаций. Набор модулей идеально подходит для медицинских, промышленных, научных и коммерческих приложений, которым необходима надежная система беспроводной зарядки или питания. Одной из инновационных функций устройств является низкоскоростная беспроводная передача пользовательских данных из приемника обратно в передатчик. Модуль приемника также содержит узел защиты от перегрузок и коротких замыканий. Его пиковый выходной ток составляет 1,3 А, что отвечает требованиям большинства переносных устройств с аккумуляторным питанием. Конструкция модулей максимально упрощает создание беспроводной зарядной системы. Для ее полноценной работы лишь требуется подключение передающей и приемной катушек-антенн. Для ознакомления с возможностями представленной зарядной системы производитель выпускает оценочные наборы.

НОВОС ТИ ТЕХНОЛОГИЙ

Двухканальный преобразователь напряжения в исполнении μModule от Linear Technology

Компания Linear Technology представляет двухканальный понижающий преобразователь напряжения LTM4650 в микромодульном исполнении с выходным током 25 А (50 А в одноканальном режиме). Устройство включает в себя экранированные катушки индуктивности, силовые MOSFET-ключи и две схемы управления. Модуль выпускается в корпусе BGA размером 16×16×5,01 мм со встроенным радиатором. Этот радиатор имеет непосредственный контакт с силовыми ключами и индуктивностями, позволяет быстро и эффективно отводить тепло от внутренних компонентов микромодуля. Для увеличения производительности системы охлаждения допускается использование обдува или внешнего теплоотвода. Без применения внешних теплоотводящих элементов LTM4650 обеспечивает ток нагрузки 50 А при напряжении вход/выход 12 В/0,9 В, температуре окружающей среды до 71°C и скорости воздушного потока 200 линейных фут/мин, а также до +77°C при скорости потока 400 линейных фут/мин. Прецизионная архитектура с управлением по току, используемая в LTM4650, позволяет объединять до четырех приборов в одну многофазную систему с суммарным током нагрузки до 300 А. Такую систему можно использовать для питания специализированных микросхем, ПЛИС и микроконтроллеров. Высокий КПД преобразования в модуле достигается за счет специальной схемы управления силовым каскадом с усиленными драйверами затворов, а также использования MOSFET с малыми потерями. При токе нагрузки 50 А, входном напряжении 5 В и выходном 1,8 В КПД составляет 92%, а при напряжении вход/выход 12 В/1,0 В – 86%. Благодаря применению дифференциального усилителя, обрабатывающего сигнал с удаленного датчика выходного напряжения, осуществляется компенсация падения напряжения в соединительной линии питания нагрузки, и обеспечивается нестабильность выходного напряжения не более ±1,5% во всем рабочем диапазоне входных напряжений, нагрузки и температуры окружающей среды. Отличительные особенности: • два канала с выходным током 25 А или один канал с током 50 А; • диапазон входного напряжения: 4,5–15 В; • диапазон выходного напряжения: 0,6–1,8 В; • максимальная нестабильность выходного напряжения при изменении входного напряжения, величины нагрузки и температуры: ±1,5%; • встроенный дифференциальный усилитель для обработки сигнала с удаленного датчика выходного напряжения; • многофазное распределение тока при параллельном подключении нескольких LTM4650 с суммарной величиной выходного тока до 300 А; • прибор совместим по выводам с двухканальными модулями LTM4620 с током нагрузки 13 А (26 А в одноканальном режиме) и LTM4630 с током нагрузки 18 А (36 А в одноканальном режиме); • диапазон рабочих температур: –40…125°C; • корпус BGA размером 16×16×5,01 мм.

www.elcomdesign.ru

НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ Изолированный DC/DC-преобразователь от Linear Technology с напряжением изоляции 2 кВ и входным напряжением 2,8–40 В

Компания Linear Technology анонсировала два микромодульных преобразователя постоянного напряжения LTM8067 и LTM8068 с гальванической развязкой, способной выдерживать переменное напряжение пробоя величиной до 2 кВ. Приборы включают в себя изолирующий трансформатор, схему управления, силовые ключи и другие необходимые компоненты, размещенные в корпусе BGA размером 9×11,25×4,92 мм. Для полноценной работы устройства требуется подключение одного внешнего резистора, входного и выходного конденсаторов. Расстояние между выводами модуля и величина изолирующего промежутка обеспечивают соответствие преобразователя стандарту безопасности UL60950, применяемого для телекоммуникационного и сетевого оборудования. Модуль LTM8068 дополнительно включает малошумящий линейный стабилизатор. Областью применения устройств являются системы с изолированными общими шинами, включающие датчики или чувствительные к шумам нагрузки, которые входят в состав схем промышленной автоматики, тестового и контрольно-измерительного оборудования. Диапазон входного напряжения LTM8067 и LTM8068 составляет 2,8–40 В. За счет обратноходовой топологии каждый прибор может работать в режиме повышающего или понижающего преобразования, а также в режиме повторителя напряжения. На выходе LTM8067 имеется возможность установить напряжения в диапазоне 2,5–24 В при токе нагрузки до 450 мА, а на выходе LTM8068, благодаря встроенному линейному стабилизатору, в пределах 1,2–18 В. Кроме того, линейный стабилизатор снижает уровень выходных пульсаций до 20 мкВ (СКЗ) при токе нагрузки 300 мА, обеспечивая отличные шумовые характеристики при питании высокоточных схем формирования сигналов и микросхем обработки аналого-цифровых сигналов. Диапазон рабочих температур LTM8067 и LTM8068: –40…125°C.

Универсальный четырехканальный тактовый генератор от Exar с максимальной выходной частотой 800 МГц для реализации сложных схем тактирования

Дополнительную информацию и опытные образцы можно получить в ООО «Гамма Плюс».

Выборг: +7 (81378) 546-53; Москва: +7 (495) 788-1292; Санкт-Петербург: +7 (812) 321-6160; Екатеринбург: +7 (343) 286-7512; Ульяновск: +7 (8422) 256-939; info@icgamma.ru, www.icgamma.ru

электронные компоненты №4 2016

НОВОС ТИ ТЕХНОЛОГИЙ

Компания Exar представляет четырехканальный высокочастотный синтезатор частот XR81411, выходы которого могут конфигурироваться для совместимости с логическими уровнями LVCMOS/LVDS/LVPECL. Устройство формирует частоты в диапазоне 10–800 МГц с независимой фазовой автоподстройкой в каждом канале и использованием очень гибкого дельта-сигма модулятора и широкодиапазонного генератора, управляемого напряжением. Выходные сигналы синтезатора имеют очень низкое значение фазового джиттера – не более 0,2 пс, а его энергопотребление очень мало. XR81411 может использоваться как со стандартным кварцевым резонатором, так и подключаться к внешнему тактовому сигналу. При этом для каждого независимого выхода прибора доступны четыре различные частоты настройки умножителя, благодаря чему синтезатор подойдет для широкого спектра приложений. Кроме того, устройство содержит целочисленный/дробный делитель частоты, позволяющий установить значение выходной частоты с шагом менее 2 Гц. Синтезатор XR81411 расширяет линейку Exar универсальных схем тактирования и синхронизации для многоканальных приложений. Возможность независимой конфигурации каждого выхода в соответствии с логическими уровнями LVCMOS, LVDS или LVPECL во всем диапазоне частот позволяет применять устройство в коммутаторах, маршрутизаторах, тактовых генераторах аудио- и видеотехники, а также для тактирования ПЛИС. XR81411 выпускается в экологичном корпусе LGA размером 5×5 мм, не содержащем галоидных соединений и соответствующем требованиям директивы RoHS.

Новинки месяца.

Редакционный обзор

Предлагаем нашим читателям обзор новинок за прошедший месяц с момента выхода в свет журнала «Электронные компоненты» № 3. В него вошли наиболее интересные, по нашему мнению, изделия. На этот раз наибольшее число новинок пришлось на рубрику «Источники и модули питания». Сразу оговоримся, что мы рассматриваем только компании, широко представленные на российском рынке.

Exar. Четыре DC/DC-модуля с синхронным выпрямлением. В их состав входят контроллер, силовые ключи, дроссель и пассивные компоненты. Квалифицирующие параметры преобразователей приведены в таблице 1. Приведем основные параметры XR79206: -- программируемое время минимального открытия силового ключа: 100–1000 нс; -- рабочая частота: 400–800 кГц; -- выбор режимов продолжительного (CCM), прерывистого/непрерывного (DCM/CCM) тока;

Максимальный выходной ток, А

XR79103

3–22

0,6–5,5

XR79106

3–22

0,6–5,5

XR79203

5–40

0,6–13,2

XR79206

5–40

0,6–13,2

96 SW

Рис. 1. Внешний вид преобразователя PKB4313D VOUT AC coupled 20 MHz

25 mVp-p

IOUT

Ch3

Рис. 2. Зависимость КПД от нагрузки

www.elcomdesign.ru

50 mV

Ch2 Ch4

20 V 5A

Ω BW

M 2 µs 1,25 GS/s IT 400 ps/pt A Ch2 16,4 V

Рис. 3. Осциллограмма работы XR79206 в статическом режиме

КПД (макс.), %

Диапазон выходных напряжений, В

Таблица 1. Основные квалифицирующие параметры DC/DC-модулей в наихудшем случае. Во всех случаях подаются ступенчатые импульсы тока величиной 1 А Диапазон входных напряжений, В

С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы

Источники и модули питания

Ericsson. Изолированный DC/DC-преобразователь PKB4313D шины с топологией Hybrid Regulated Ratio (HRR). Внешний вид преобразователя показан на рисунке 1, а зависимость КПД от нагрузки – на рисунке 2. Основные параметры преобразователя: -- диапазон входного напряжения: 36–75 В; -- выходное напряжение: 12 В; -- выходной ток (макс.): 25 А; -- электрическая прочность изоляции: 2250 В; -- погрешность поддержания выходного напряжения: не более 1,0%;

-- рабочая частота: 415 кГц; -- время установления переходного процесса при изменении нагрузки 25%–75%–25% (тип.): 25 мкс; -- КПД: до 96%; -- наработка на отказ: 8900×103 ч; -- диапазон рабочих температур: –40…85°C; -- размер: 1/8 Brick – 58,4×22,7×9,6 мм;

Наименование

Дискретные силовые компоненты

Renesas. Шесть IGBT 8‑го поколения G8H. Три из них с напряжением коллектор эмиттер VCES = 650 В и с максимальными токами 40, 50 и 75 А, а другие три с VCES = 1250 В и максимальными токами 25, 40 и 75 А. Компании удалось повысить быстродействие и уменьшить напряжение насыщения VCESAT в этих транзисторах нового поколения. Кроме того, уменьшилось сопротивление затвора, что позволило уменьшить шум. Транзисторы выпускаются в корпусе ТО247 с улучшенными тепловыми свойствами. Максимальная температура перехода составляет 175°C.

-- программируемый мягкий старт; -- температура перехода (макс.): 150°C; -- сопротивление открытого канала верхнего MOSFET: 41 мОм; -- сопротивление открытого канала нижнего MOSFET: 17,6 мОм; -- корпус: QFN (10×10×4 мм). На рисунке 3 показана осциллограмма работы в статическом режиме. Murata. Сразу три новых изделия. В изолированных цифровых DC/DC-преобразователях семейства DBE/DVE реализовано полностью цифровое управление преобразованием, в отличие от многих других преобразователей, в которых встроен цифровой интерфейс шины PMBus, а процессом преобразования управляют аналоговые регуляторы. В преобразователи DBE/DVE встроено 32‑разрядное ядро ARM. На рисунке 4 показан общий вид преобразователя, а на рисунке 5 – зависимость КПД от тока нагрузки. Основные параметры: -- диапазон входного напряжения: 36–75 В; -- выходные напряжения: 3; 5; 12 В;

Еще одно семейство цифровых DC/DC-преобразователей OKDL-T/18‑W12‑xxx-C предназначено для использования в качестве неизолированных POL-преобразователей. Время протекания переходных процессов у этих преобразователей должно быть минимальным. Осциллограмма переходного процесса при изменении тока нагрузки 4,5–13,5–4,5 А показана на рисунке 6. Основные параметры преобразователя:

Рис. 6. Осциллограмма переходного процесса при изменении тока нагрузки 4,5–13,5–4,5 А

-----

Рис. 4. Внешний вид преобразователя семейства DBE/DVE

С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы

диапазон входного напряжения: 14,5–14 В; выходные напряжения: 0,6–1,8 В; выходной ток (макс.): 18 А; погрешность поддержания выходного напряжения: не более 1,0%; -- пульсации и шум выходного напряжения в полосе 20 МГц: 10 мВ (пик–пик); -- рабочая частота: 180 кГц; -- наработка на отказ: 2400×103 ч. -- КПД: до 91,6%; -- размер: 12,2×12,2×8,0 мм. Обратноходовой изолированный DC/DC-преобразователь семейства BPM15 предназначен для жестких условий эксплуатации. График КПД преобразователя в функции тока нагрузки показан на рисунке 7. Основные параметры преобразователя:

97 Рис. 5. Зависимость КПД от нагрузки Рис. 7. Зависимость КПД от нагрузки

-- выходные токи (макс.): 40 А (выходное напряжение 3 В, 5 В) и 25 А (выходное напряжение 12 В); -- электрическая прочность изоляции: 2250 В; -- погрешность поддержания выходного напряжения: не более 1,0%; -- рабочая частота: 180 кГц; -- время установления переходного процесса при изменении нагрузки 25%–75%–25% (тип.): 100 мкс; -- наработка на отказ: 2250×103 ч; -- КПД: до 95%; -- типоразмер: 1/8 Brick.

-- диапазон входного напряжения: 9–36 и 18–75 В; -- выходные напряжения: ±5 В; ±12 В; ±15 В; -- выходные токи (макс.): ±1500 мА (выходное напряжение ±5 В); ±625 мА (выходное напряжение ±12 В); ±500 мА (выходное напряжение ±15 В); -- электрическая прочность изоляции: 1600 В; -- погрешность поддержания выходного напряжения: не более 1,0%; -- рабочая частота: 180 кГц; -- КПД: до 85%;

электронные компоненты №4 2016

Выходной ток (макс.), А

Шум, мкВ (СКЗ)

Необходимое падение напряжения (макс.), мВ

1,1–6,5

4,4

250

1,1–6,5

4,4

180

TPSA88

1,1–6,5

1+1 (двухканальный вариант)

3,8

200

TPSA83

1,1–6,5

125

TPSA47

3–36

450

LP338798

3–20

0,8

420

Наименование

Диапазон выходных напряжений, В

Таблица 2. Основные квалифицирующие параметры LDO-регуляторов

TPSA85 TPSA84

Рис. 9. Зависимость PSRR от частоты при разных выходных напряжениях

-- диапазон рабочих температур: –40…85°C; -- размер: 25,4×25,4×10,2 мм.

С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы

Рис. 8. Зависимость PSRR от частоты при разных выходных токах

Рис. 10. Сравнительные характеристики нового семейства RX24T

www.elcomdesign.ru

XP Power. Три семейства DC/DC-преобразователей для медицинской электроники, отвечающие требованиям 3‑й редакции международного стандарта по электробезопасности EN60601–1:2006 и ANSI/AAMI ES60601–1:2005; ток утечки на пациента не превышает 2 мкА, защита 2×MOPP. Электрическая прочность изоляции составляет 4 кВ АС. Выходная мощность преобразователей JHL03 составляет 3 Вт, JHL06– 6 Вт и JHM15–15 Вт. Выходные напряжения: 5; 12; 15; ±5; ±12; ±15 В. Основные параметры семейства JHM15. TI. Пять новых микросхем LDO-регуляторов. Их квалифицирующие параметры приведены в таблице 2. Для примера приведем основные параметры LDO-регулятора TPSA85: -- погрешность изменения выходного напряжения при изменении температуры, входного напряжения и нагрузки во всем рабочем диапазоне (макс.): 1%;

---------

встроенное ОЗУ: 16 Кбайт; 3‑фазный комплементарный ШИМ; интерфейсы: SCI 3; I2C; SMBus; RSPI; 22‑канальный 12‑разрядный АЦП; усилитель с программируемым усилением; компаратор; диапазон рабочих температур: –40…85°C; корпуса: 80‑и 100‑выводные PLQP0.

Пассивные компоненты

C o i l c r a f t . Э к р а н и р о в а н н ы е д р о с с е л и X E L 4 012 , 4014. Основные параметры дросселей предс тавлены в таблице 3, а зависимость индуктивности от температуры показана на рисунке 11. Диапазон рабочих температур: –40…125°C. Дискретные силовые компоненты Рис. 11. Зависимость индуктивности от температуры

-- выходной ток (макс.): 4 А; -- выходное напряжение: регулируемое в диапазоне 0,8–5,0 В; -- ослабление шумов входного напряжения питания PSRR: 40 дБ при 500 кГц; -- мягкий старт и ограничение пускового тока; -- сигнал Power Good; -- диапазон рабочих температур: –40…125°C; -- корпус: 20‑выводной VQFN. Поскольк у LDO -рег уляторы час то вк лючают пос ле выхода DC /DC-преобразователя д ля питания прецизионных с хем , одним из в а ж нейших их парам етр ов является величина PSRR. На рисунке 8 показана зависимость PSRR от частоты при различных выходных токах, а на рисунке 9 – та же зависимость при разных выходных напряжениях. Микроконтроллеры и микропроцессоры

Ток насыщения, А

Ток, вызывающий нагрев на 20°С при начальных 25°С

279

11,5

XEL4012-921

220±30%

9,7–10,6

146

6,5

XEL4014-221

330±20%

7,5–9,5

150

18,2

9,0

XEL4014-331

560±20%

9,9–12,0

110

14,6

6,5

XEL4014-561

560±20%

16,5–18,4

11,6

5,5

XEL4014-781

780±20%

20,3–22,8

9,8

5,0

Размер, мм

Собственная резонансная частота, МГц

5,2–5,7

4,0×4,0×1,2

DCR, Ом

92±30%

4,0×4,0×1,4

Индуктивность, нГн

XEL4012-920

Наименование

Таблица 3. Основные параметры дросселей

электронные компоненты №4 2016

С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы

Renesas. Новое семейство микроконтроллеров RX24T состоит из шести микросхем и предназначено для управления электроприводом и инверторами. Сравнительные характеристики нового семейства приведены на рисунке 10. Основные параметры микроконтроллеров RX24T: -- напряжение питания: 2,7–5,5 В; -- ядро 32‑bit RXv2; -- тактовая частота: 80 МГц; -- производительность: 154,6 DMIPS при частоте 80 МГц; -- гарвардская архитектура CISC, 5‑ступенчатый конвейер; -- модуль операций с плавающей запятой FPU;

«Ангстрем». На этом предприятии созданы первые полностью отечес твенные IGBTмодули. Основными потребителями силовых модулей на основе IGBTтранзисторов и быстровосстанавливающихся диодов (FRD) являются производители общественного транспорта на элек трической тяге, а так же эксплуатирующие его компании. Огромное колич е с т в о I G B T- м о д у л е й и с п о л ь з у е т с я в с ф е р е Ж К Х (лифтовое оборудование, системы водо- и теплоснабжения) и энергетике. В ОАО «Ангстрем» начата программа замены импортных крис таллов д ля производс тва силовых модулей. О тличи те льн о й о со б енн о с т ью м од ул ей « Ангс т р е м » от зарубежных аналогов является повышенная устойчивость к короткому замыканию (до 50 мкс), а также наличие «мягких» характеристик, что нехарактерно для модулей этого поколения. Для заказа доступна широкая линейка модулей в диапазоне напряжений 600 –1700 В и максимальных токов 75– 600 А в разных конфиг урациях: полумост, чоппер (нижний или верхний), одиночный к люч, трехфазный п о л у м о с т. П о т р е б и т е л и м о г у т в ы б р а т ь и з ч е т ы р е х видов корпусов: SEMITRANS2, SEMITRANS3, SEMITRANS4 и ECONOPACK3. В планах компании – расширение спектра выпускаемых типов исполнения.

Микросхемы 5861ПР1Т и 5861ТЛ2Т как пример эффективного импортозамещения ИС серии HCC4000 Леонид Авгуль, к.т.н., директор, НТЦ «ДЭЛС», Андрей Акимов, с.н.с., АО «Микро-ВИС», Виктор Кряжев, главный конструктор, НТЦ «ДЭЛС», Сергей Курносенко, к.т.н., заместитель директора по научной работе, НТЦ «ДЭЛС», Владимир Шадский, профессор, к.т.н., АО «Микро-ВИС» В статье представлено техническое описание микросхем 5861ПР1Т и 5861ТЛ2Т. Указанные микросхемы являются функциональными аналогами ИС HCC4094 и HCC40106. Отличительными особенностями микросхем являются рабочий диапазон температур (–60…125°C) и напряжение питания 4,5…5,5 В.

С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы

Микросхема 5861ПР1Т

100

Микросхема представляет собой восьмиразрядный сдвиговый регистр с последовательным синхронным выходом и параллельным выходом с тремя состояниями и может быть использована в качестве преобразователя последовательного кода в параллельный. Микросхема изготавливается по КМОП-технологии, имеет ТТЛ совместимые входы/выходы и конструктивно выполнена в планарном металлокерамическом корпусе типа 402.16–32 с двухсторонним расположением выводов. Назначение выводов микросхемы приведено в таблице 1, а ее основные параметры – в таблице 2. Структурная схема ИС приведена на рисунке 1, временные диаграммы – на рисунке 2. Функционирование микросхемы описывается таблицей 3.

Таблица 1. Назначение выводов микросхемы 5861ПР1Т Обозначение

Назначение

STR

Вход строба записи данных

Вход данных в последовательном коде

CLK

Вход сигнала синхронизации

Вход сигнала управления «третьим» состоянием шины Q

Выход данных в последовательном коде

Q’S

Выход данных в последовательном коде

Выходная шина данных

Vсс

Вывод питания от источника напряжения

GND

Общий вывод

Таблица 2. Основные параметры микросхемы 5861ПР1Т Наименование параметра, ед. изм. Напряжение питания, В Выходное напряжение низкого (высокого) уровня, В Ток потребления, мкА

Норма параметра

Обозначение параметра

не менее

UCC

4,5

5,5

UOL (UOH)

– (UCC–0,5)

0,5 (–)

не более

ICC

–

Выходной ток низкого (высокого) уровня, мкА

IOL (IOH)

360 ‌|) (|–360

–

Выходной ток низкого (высокого) уровня в состоянии «выкл.», мкА

IOZL (IOZH)

–

10 (|–10|)

Время задержки распространения при выключении (включении), нс

tPLH (tPHL)

–

600 (600)

Время задержки распространения при переходе из состояния «выкл.» в состояние низкого (высокого) уровня, нс

tPZL (tPZH)

–

180 (180)

Время задержки распространения при переходе из состояния низкого (высокого) уровня в состояние «выкл.», нс

tPLZ (tPHZ)

–

280 (280)

Время перехода при включении (выключении), нс

tTLH (tTHL)

–

150 (150)

Частота следования импульсов тактовых сигналов, МГц

1,25

–

Температурный диапазон, °С

–60

125

www.elcomdesign.ru

Рис. 1. Структурная схема 5861ПР1Т Таблица 3. Таблица истинности микросхемы 5861ПР1Т Выходы

Входы

Рис. 2. Временная диаграмма функционирования микросхемы 5861ПР1Т Микросхема 5861ТЛ2Т

Последовательные

CLK

STR

Q’S

↑

Qn–1

↑

Qn–1

↑

↓

Примечание: L – низкий уровень напряжения; H – высокий уровень напряжения; X – любой уровень напряжения (низкий или высокий); Z – выход в состоянии «выкл.» (состояние высокого импеданса); ↑ – переход сигнала из низкого уровня в высокий (положительный фронт сигнала); ↓ – переход сигнала из высокого уровня в низкий (отрицательный фронт сигнала); NC – сигнал не изменяется.

Таблица 4. Назначение выводов микросхемы 5861ТЛ2Т Обозначение

Назначение

Вход n-го триггера Шмитта

Выход n-го триггера Шмитта

Vсс

Вывод питания от источника напряжения

GND

Общий вывод

Таблица 5. Основные параметры микросхемы 5861ТЛ2Т Наименование параметра, ед. изм.

Норма параметра

Обозначение параметра

не менее

не более

UCC

4,5

5,5

UOL (UOH)

– (UCC–0,5)

0,5 (–)

ICC

–

Выходной ток низкого (высокого) уровня, мкА

IOL (IOH)

360 (|–360|)

–

Напряжение срабатывания, В

UITР

2,2

3,6

Напряжение отпускания, В

UITN

0,9

2,8

Напряжение гистерезиса, В

0,3

1,6

Время задержки распространения при выключении (включении), нс

tPLH (tPHL)

–

230 (230)

Время перехода при включении (выключении), нс

tTLH (tTHL)

–

150 (150)

–60

125

Напряжение питания, В Выходное напряжение низкого (высокого) уровня, В Ток потребления, мкА

Температурный диапазон, °С

Таблица 6. Таблица истинности микросхемы 5861ТЛ2Т

Рис. 3. Структурная схема микросхемы 5861ТЛ2Т

Вход

Выход

Примечание: L – низкий уровень напряжения; H – высокий уровень напряжения.

электронные компоненты №4 2016

С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы

Микросхема содержит шесть триггеров Шмитта – инверторов и может быть использована в системах автоматического регулирования (в качестве двухпозиционного регулятора), фильтрах дребезга, двухпозиционных стабилизаторах–регуляторах напряжения, а также для восстановления искаженного цифрового сигнала. Микросхема изготавливается по КМОП-технологии, имеет ТТЛ совместимые входы/выходы и конструктивно выполнена в планарном металлокерамическом корпусе типа 401.14–5 с двухсторонним расположением выводов. Назначение выводов ИС приведено в таблице 4, а ее основные параметры – в таблице 5. Структурная схема этой ИС приведена на рисунке 3. Функционирование микросхемы описывается таблицей 6.

Параллельные

101

С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы

Мост UART–Wi-Fi TIDA-00375 от TI

102

В отличие от наших прежних публикаций в этой рубрике, на сей раз мы рассмотрим не отдельный компонент, а решение, исходный проект – мост TIDA‑00375 UART–Wi-Fi. Структурная схема моста приведена на рисунке 1. Ус тройс тво питаетс я переменным напряжением 18–30 В или постоянным 12–45 В. В состав решения, конструктивно выполненного на печатной плате, входят: -- выпрямитель и фильтр; -- DC/DC-преобразователь LMR16006; -- м о д у л ь б е с п р о в о д н о г о М К CC3200MOD; -- преобразователь логических уровней SN74LV1T34; -- д ву н ап р ав л е н н ы й д и о д E SD защиты TPD1E10B06 в корпусе 0402; -- разъем FCI плата–плата. Основным «действующим лицом» является модуль. В его состав входят «беспроводной» микроконтроллер CC3200R1M2RGC и необходимая обвязка: кристалл 32 кГц; кристалл 40 МГц; последовательная флэш-память емкостью 8 Мбит (пакет обновления для Wi-Fi); RF-фильтр; индук тор в цепи питания и подтягивающие резисторы. Структурная схема МК CC3200 приведена на рисунке 2. Тактовая частота ядра ARM Cortex-M4 составляет 80 МГц. В состав МК входит широкий набор периферийных блоков, в т. ч. 4‑канальный АЦП. Кроме того, в МК интегрированы аппаратные модули криптозащиты. В состав сетевого процессора входит ядро ARM, 802.11 b/g/n radio и аппаратные модули криптозащиты. В состав сетевого процессора входят стеки TCP/IP и TLS/SSL, сервер HTTP и интернет-протоколы. Процессор под держивает режим Wi-Fi Direct. DC /DC- преобразователь LMR16006 имеет широкий диапазон входных напряжений 4–60 В, что позволяет использовать TIDA‑00375 в широком диапазоне приложений, начиная с промышленной и заканчивая автомобильной электроникой. Рабочая частота преобразователя в зависимости от модификации изменяется в пределах 0,7–2,1 МГц. В режиме останова преобразователь потребляет 28 мкА, а в режиме очень малого потребления – 1 мкА. На рисунке 3 представлена плата и указано расположение основных элементов. В руководстве пользователя приведены примеры конфигурирования и программирования устройства, а также даны электрические принципиальные схемы.

www.elcomdesign.ru

Рис. 1. Структурная схема моста TIDA-00375 UART–Wi-Fi

Рис. 2. Структурная схема МК CC3200 Выпрямление и сглаживание входного напряжения

DC/DC-преобразователь

Разъемы и кнопка сброса

CC3200MOD

UART, буфер напряжения, разъем Антенна Рис. 3. Плата исходного проекта

НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ НА РОССИЙСКОМ РЫНКЕ Д АТА КОМ

Двухканальные цифровые изоляторы ADuM120N и ADuM121N

И С П Ы ТА Н И Е И Т Е С Т И Р О В А Н И Е

Keysight Technologies дополнила возможности многоформатного тестирования UXM

Д АТ Ч И К И

Два многоканальных датчика низких температур от Microchip

НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ

ADuM120N/ADuM121N – двухканальные цифровые изоляторы, разработанные на базе технологии iCoupler от Analog Devices. Комбинация высокой пропускной способности, применение технологии КМОП и монолитного воздушного микротрансформатора обеспечивают изоляционные характеристики, которые позволяют превзойти решения на базе оптопар и другие интегральные изоляторы. Максимальная задержка распространения сигнала составляет 13 нс; при этом искажение длительности импульса меньше 3 нс, напряжение питания равно 5 В. Рассогласование между каналами (макс.) – 3 нс. Электрическая прочность изоляции составляет 3 кВ (СКЗ). ADuM120N/ADuM121N работают с напряжениями питания на каждой из сторон устройства в диапазоне 1,8–5 В, обеспечивая совместимость с низковольтными системами и преобразование уровней напряжения при передаче сигналов через изоляционный барьер. В отличие от решений на основе оптопар, изоляторы гарантируют корректную работу по постоянному току при изменении входных логических уровней. ADuM120N и ADuM121N могут найти широкое применение в многоканальных промышленных системах сбора данных с датчиками разных типов, в контрольно-измерительном оборудовании, изоляции промышленных полевых шин. • ADuM120N0 – прямая замена ADuM1285; • ADuM120N1 – прямая замена ADuM1280 и ADuM1200; • ADuM121N0 – прямая замена ADuM1286; • ADuM121N0 прямая замена ADuM1281 и ADuM1201. Analog Devices www.analog.com Дополнительная информация: см. Аргуссофт Компани

точность измерения температуры на внутреннем и внешнем диодах в диапазоне температур –40 …60°C – не хуже ±1°C. Датчики позволяют создать экономичное гибкое решение для точного измерения малых температур. Расширенные возможности датчиков MCP990X позволяют проводить дистанционное, на расстоянии до 20 дюймов, измерение температуры на внешнем диоде с коррекций ошибок, вызванных резистивным сопротивлением разъемов и провод ников. Благодаря использованию фильтра с псевдослучайным изменением параметров со скачкообразным перескоком частоты удается уменьшить шумы в системе, вызванные работой DC/DC-преобразователей, драйверов подсветки и т. д., что упрощает топологию платы. Сочетание этих параметров с возможностью измерения температуры по двум, трем и четырем каналам позволяет измерять температуру во всех узлах системы с помощью одной микросхемы. Компактный корпус сокращает место, занимаемое на плате, и размеры всего решения, улучшая качество измерения. Размер двухканального датчика MCP9902 составляет 2×2 мм. Это самый миниатюрный датчик в ассортименте изделий Microchip – он на 33% меньше двухканального датчика предыдущего поколения компании Трех- и четырехканальные датчики MCP9903 и MCP9904 имеют размер 3×3 мм. Компания Microchip также анонсирует макетную плату MCP9902 (ADM00615) для разработки с использованием низкотемпературного датчика MCP9902. Микросхема MCP9902 выпускается в 8‑выводном корпусе WDFN размером 2×2 мм. Микросхемы MCP9903 и MCP9904 выпускаются в 10‑выводных корпусах DFN размером 3×3 мм. Microchip Technology www.microchip.com Дополнительная информация: см. ЭЛТЕХ, ООО

103

Компания Microchip анонсирует семейство микросхем датчиков температуры MCP990X с шиной SMBus. Они предназначены для измерения низких температур в промышленных приложениях и низких наружных температур, начиная с морозильных камер и заканчивая базовыми станциями и удаленными радиомодулями. Датчики могут иметь до четырех каналов,

Решение для тестирования средств беспроводной связи UXM позволяет тестировать устройства LTE/LTE-A, W‑CDMA/HSPA+, GSM/GPRS/EGPRS и TD-SCDMA/HSPA. Ключевые усовершенствования: • многоформатное ВЧ-тестирование 2G/3G/4G в одном комплекте UXM; • упрощенный тест мобильности, включая CSFB и SRVCC. Компания Keysight Technologies добавила функции тестирования GSM, GPRS, EGPRS и TD-SCDMA, HSPA в решение для тестирования средств беспроводной связи UXM E7515A. Благодаря этим дополнениям разработчики абонентского оборудования могут проверять современные многоформатные устройства для сетей LTE с помощью одного комплекта UXM. Новые приложения для тестирования GSM и TD-SCDMA позволяют быстро переключаться между форматами W‑CDMA, GSM и TD-SCDMA в одном комплекте UXM с помощью всего одной

электронные компоненты №4 2016

аппаратной настройки трансивера. Кроме того, новое програм мное обеспечение включает мощные измерительные приложения серии X для GSM и TD-SCDMA, предназначенные для комплексного ВЧ-тестирования с согласованными и воспроизводимыми результатами. Измерительные приложения серии X позволяют инженерам быстро настраивать параметры тестирования в соответствии с требованиями стандартов 3GPP или использовать весь диапазон возможностей приложений серии X для измерения параметров за пределами спецификаций. В совок упнос ти с расширенными возможнос тями ВЧ-тестирования добавление функций измерения GSM и TD-SCDMA позволяет выполнять тесты LTE и 2G/3G с помощью одного прибора, включая измерение CSFB и SRVCC, с синхронным анализом многоформатных сообщений протокола с помощью приложения регистрации и анализа протоколов на основе Wireshark. Keysight Technologies www.keysight.ru Дополнительная информация: см. Keysight Technologies

ванием собственного технологического процесса на основе InP. Keysight по -прежнему является единственной компанией, производящей осциллографы на основе InP. Инвестиции в технологии следующего поколения на основе InP позволили Keysight увеличить частоты переключения транзисторов до 300 ГГц и выше, что обеспечило еще большую полосу пропускания микросхем и конечных изделий. В настоящее время компания Keysight предлагает высокопроизводительные осциллографы серии Infiniium Z с полосой пропускания до 63 ГГц и многоканальные стробоскопические осциллографы с полосой пропускания более 70 ГГц. Keysight Technologies www.keysight.ru Дополнительная информация: см. Keysight Technologies Keysight расширила многоканальным решением серию M8000 тестеров коэффициента битовых ошибок

И З М Е Р И Т Е Л Ь Н Ы Е С Р Е ДС Т В А И П Р И БО Р Ы

НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ

Революционная технология Keysight для выпуска самых широкополосных в мире осциллографов

104

Новые микросхемы позволяют создавать осциллографы реального времени и стробоскопические осциллографы с полосой пропускания более 100 ГГц. Отличительные особенности: • существенно более равномерная АЧХ на высоких частотах; • большая точность измерений благодаря малошумящим компонентам и диэлектрическим подложкам; • повышенная надежность благодаря меньшему энергопотреблению. Keysight Technologies заявила о технологическом прорыве в области построения самых широкополосных в мире осциллографов и успешном применении микросхем на основе фосфида индия (InP), использующих все преимущества передовой полупроводниковой технологии компании Keysight. Новые микросхемы позволят создать к 2017 г. осциллографы реального времени и стробоскопические осциллографы с полосой пропускания более 100 ГГц и значительно меньшим уровнем шумов по сравнению с теми приборами, что предлагаются на современном рынке. Полоса пропускания – не единственное достоинство новых осциллографов. Осциллографы реального времени будут отличаться и другими инновациями, включая новый 10‑разрядный АЦП, обеспечивающий большее разрешение по вертикали для захваченных в очень широкой полосе сигналов, и несколько широкополосных входных каналов, позволяющих выполнять точно синхронизованные многоканальные измерения. Компания Keysight достигла таких результатов благодаря уникальному опыту разработки и изготовления полупроводниковых СВЧприборов, проектирования осциллографов и собственным технологиям производства. Шесть лет назад компания Keysight выпустила первый осциллограф с набором микросхем, созданным с использо-

www.elcomdesign.ru

Новый многоканальный тестер коэффициента битовых ошибок M8030A ускоряет разработку и тестирование высокоскоростных цифровых устройств. Ключевые нововведения: • 10‑канальный тестер коэффициента битовых ошибок поддерживает скорости до 16 Гбит/с, любые комбинации генератора кодовых последовательностей и анализатора каналов, что обеспечивает максимальную гибкость; • в каждом канале генератора можно индивидуально настраивать задержку, джиттер, предыскажения, межсимвольные помехи и структуру кодовой последовательности; • программное обеспечение M8070A позволяет легко измерять параметры до 10 каналов тестера коэффициента битовых ошибок одновременно, включая эмуляцию потерь в канале. Компания Keysight Technologies представила многоканальный тестер коэффициента битовых ошибок серии M8030A на основе 14‑слотового шасси AXIe, предназначенный для многоканального тестирования. Тестер использует последнюю версию системного ПО M8070A версии 3.0. Решения серии M8000 позволяют быстрее и глубже анализировать многоканальные системы. Например, шина PCIe3 может содержать до 16 дифференциальных каналов, работающих со скоростью 8 Гбит/с; пассивные оптические сети могут работать на скорости 8 Гбит/с, а сети Ethernet работают на скоростях 40 и 100 Гбит/с, требуя 4–10 каналов со скоростью 10 Гбит/с каждый. Широко применяемые в схемах тестирования высокоскоростные коммутаторы создают дополнительные потери и отражения сигналов. С появлением нового многоканального тестера M8030A инженеры могут обойтись без этих коммутаторов. 14‑слотовое шасси AXIe расширяет возможности тестера J‑BERTM8020A с четырех до десяти каналов. Это значит, что шасси может эффективно поддерживать до восьми каналов

PCIe одновременно, что необходимо для тестирования специализированных ИС. К другим применениям относятся системное тестирование многоканальных пассивных оптических сетей (PON), которые могут содержать несколько оптических сетевых модулей (ONU). Новая версия 3.0 ПО M8070A объединяет все модули в одном хорошо известном интерфейсе пользователя M8070A, гарантируя быстрое обучение. В дополнение к хорошо известному старому решению ParBERT 81250, новый многоканальный тестер M8030A обеспечивает встроенную функцию добавления джиттера, восьмиступенчатую схему внесения предыскажений и встроенную настраиваемую функцию генерации межсимвольных помех (ISI) отдельно для каждого канала. В части анализатора каждый канал имеет схему восстановления тактовой частоты и непрерывной линейной коррекции (CTLE). Такая степень интеграции экономит место и повышает воспроизводимость результатов. Многоканальный тестер коэффициента битовых ошибок M8030A выпускается в двух исполнениях: M8030A-BU1 со встроенным контроллером AXIe и M8030A-BU2 для дистанционного управления с внешнего ПК по шине PCI Express. Keysight Technologies www.keysight.ru Дополнительная информация: см. Keysight Technologies М И К Р О КО Н Т Р ОЛ Л Е Р Ы И М И К Р О П Р О Ц Е ССО Р Ы

Бюджетный контроллер от Pentair для управления материнской платой с расширенными возможностями

туры, видео и мыши сотрудники ИТ-службы получают полный удаленный доступ к серверу, как если бы они работали непосредственно на нем. Благодаря этой технологии сотрудники небольшой ИТ-службы смогут обеспечивать работу огромного количества серверов. Перенаправление медиаданных также позволяет использовать загрузочные и установочные образы на подобных удаленных консолях для диагностики и сравнительно эффективной повторной инициализации любого из этих серверов без обращения к нему на физическом уровне. Контроллер материнской платы совместим с версией 2.0 интерфейса интеллектуального управления платформой (IPMI). В нем также реализованы ключевые возможности последней версии 1.5 интерфейса DCMI, который является вариантом IPMI, оптимизированным для серверов крупных центров обработки данных. Как и другие устройства широко используемой и хорошо зарекомендовавшей себя линейки BMR-контроллеров управления материнской платой Pigeon Point, его версия BMR-ASTBMC включает принципиальную схему печатной платы для подсистемы контроллера управления, готовую к интеграции в проект конкретной серверной материнской платы. Эта версия оснащена микропрограммным обеспечением и уровнем операционной системы Linux, работающим на процессоре ARM11 внутри AST2500, а также полным исходным кодом приложения для управления BMR, функционирующего на базе указанного уровня Linux. Приложение BMR имеет простой и удобный конфигурационный механизм, упрощающий адаптацию контроллера материнской платы к особенностям материнских плат заказчиков. Эту платформу также можно использовать для сравнения материнских плат индивидуального дизайна на базе контроллера материнской платы с эталонной реализацией. Pentair www.pentairprotect.ru Дополнительная информация: см. NTI Energy OOO С В Е ТОТ Е Х Н И К А

Согласно архитектуре интерфейса интеллектуального управления платформой (IPMI), у контроллера материнской платы имеется отдельное питание. Он расположен на материнской плате и управляет процессорами сервера, даже когда они выключены. В этом случае управление включает контроль над такими важными параметрами как температура, напряжение, доступ к учетным данным (например, серийным номерам или наименованиям изделий), подача энергии на основные процессоры, а также передача информации о неисправностях материнской платы на более высокие уровни управления. Новый контроллер материнской платы разработан на основе технологии встроенного удаленного управления, предоставляемой процессорами ASPEED Technology AST2500 и их подверсией AST2520, которые сочетают в себе расширенные возможности центрального процессора ARM11 и дополнительных периферийных устройств для управления. Контроллер управления материнской платой Schroff Pigeon Point BMRAST-BMC в полной мере использует все преимущества передового встроенного аппаратного обеспечения AST2500 для перенаправления сигналов клавиатуры, видео и мыши с материнской платы сервера на подключенную к сети удаленную консоль управления, где, в свою очередь, с помощью клавиа-

НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ

Два новых усовершенствованных цифровых контроллера Microchip с аналоговым управлением для следующего поколения LED-освещения

105

Компания Microchip анонсировала два новых усовершенствованных контроллера с цифровым интерфейсом и аналоговым управлением светодиодным освещением. MCP19116 и MCP19117 позволяют улучшить управление выходными уровнями освещенности, не ухудшая качество света и цветовые характеристики. Эффективность и долговечность были основными драйверами внедрения светодиодного освещения. Однако качество света остается наиболее важным аспектом освещения этого типа. Цвет, яркость и управляемость являются ключевыми параметрами успешного внедрения изделий. В контролле-

электронные компоненты №4 2016

рах MCP19116/7 объединены преимущества аналогового управления с гибкостью цифрового интерфейса. Интеллектуальный ШИМ-контроллер и процессорное ядро PIC обеспечивают экономичность, но при этом соответствуют стандартам надежности, эффективности и качества света. Через цифровой интерфейс осуществляется коммутация и конфигурирование, передается отчет о состоянии, и реализуется дистанционное управление. Этот функционал необходим при использовании освещения во многих приложениях, особенно для высоконадежного автомобильного освещения и для удаленного доступа в интернете вещей (IoT). Microchip также анонсирует макетную плату MCP19117 Flyback (ADM00663). На макетной плате расположен обратноходовой преобразователь, поддерживающий постоянный ток на нагрузке вплоть до выходного напряжения 50 В, что соответствует цепочке светодиодов, рассчитанной на среднее напряжение. Кроме того, для контроллеров MCP19116 и MCP19117 предлагаются все средства разработки, включая MPLAB X Integrated Development Environment (IDE) и плагин MPLAB X. MCP19116 и MCP19117 выпускаются в корпусе QFN (4×4 мм), а MCP19117 – в корпусе QFN (5×5 мм). Microchip Technology www.microchip.com Дополнительная информация: см. ЭЛТЕХ, ООО С Р Е ДС Т В А РА З РА БОТ К И

Новые опции программного управления для прецизионных источников/измерителей компании Keysight

сальный прибор для широкого круга специалистов, в т. ч. преподавателей вузов, которым необходимы недорогие решения для учебных лабораторий, схемотехники, которым требуется состыковать источник/измеритель с другими измерительными приборами, исследователи, которым необходимо точное и недорогое решение для измерения вольтамперных характеристик полупроводниковых приборов и материалов, и т. д. Новые опции программного управления компании Keysight для источников/измерителей B2900A включают: –– EasyEXPERT group+ – предоставляет мощные функции измерения вольтамперных характеристик полупроводниковых приборов и материалов. В настоящее время это програм мное обеспечение используется в прецизионных анализаторах и характериографах компании Keysight (например, B1500A, B1505A и E5270B/E526xA). –– BenchVue – позволяет интегрировать B2900A в широкий диапазон других приборов Keysight, таких как осциллографы и измерители. –– ПО для быстрого измерения ВАХ B2900A – использует простые измерительные схемы, имеет дружественный графический интерфейс и исполняется на ПК с операционной системой Windows. Эта опция управления поддерживает все семейство прецизионных приборов B2900, включая малошумящие источники и электрометры, и работает с несколькими интерфейсами. –– Графический Web-интерфейс – осуществляет управление B2900A по сети через любой браузер с поддержкой Java (например, Internet Explorer). Поскольку специального ПО не требуется, эта опция управления позволяет выполнять быстрые измерения на лету. Keysight Technologies www.keysight.ru Дополнительная информация: см. Keysight Technologies

НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ

Keysight Technologies

106

115054, Москва, Космодамианская наб., 52, стр. 3 тел.: +7 (495) 797–3928 tmo_russia@keysight.com www.keysight.ru

Microchip Technology Тел.: +7 (812) 325–5115 sale@gamma.spb.ru www.microchip.com

Программные опции поддерживают базовые функции подачи напряжения, а также полные измерения параметров полупроводниковых приборов и материалов. Ключевые нововведения: -- пользователи источников питания/измерителей могут выбрать необходимое программное обеспечение в соответствии со своими потребностями; -- предлагается по доступной цене или бесплатно; -- сокращается время разработки и измерения. Компания Keysight Technologies представила целый ряд недорогих и бесплатных опций программного управления для прецизионных источников/измерителей серии B2900A.  Эти опции открывают широкий ряд возможностей, начиная с простой подачи тока и напряжения и заканчивая полным измерением параметров полупроводниковых приборов и материалов с помощью интуитивно понятного графического интерфейса пользователя. Используя опции программного управления для B2900A, пользователи могут обойтись без собственного измерительного ПО, что сокращает время разработки и испытаний. Такая гибкость превращает источник/измеритель B2900A в универ-

www.elcomdesign.ru

NTI Energy OOO

150500, Москва, наб. Академика Туполева, 15, корп. 2 тел.: +7 (495) 269–4770 факс: +7 (495) 269–4770 sales@nti-group.de

Аргуссофт Компани

107061, Москва, 3‑я Черкизовская ул., д. 14 тел.: (495) 660–2855 факс: (495) 660–2855 cmp@argussoft.ru www.argussoft.ru

ЭЛТЕХ, ООО

196247, С.-Петербург, пл. Конституции, д. 3 А (бизнес-центр «Пирамида», 5 эт.) тел.: +7 (812) 635–5060 факс: +7 (812) 635–5070 info@eltech.spb.ru www.eltech.spb.ru

Осциллографы Keysight

Серия 2000X

Серия 3000X

Серия 4000X

Серия 6000X

Полоса пропускания

70 МГц – 200 МГц

100 МГц – 1 ГГц

200 МГц – 1,5 ГГц

1 ГГц – 6 ГГц

Встроенные функции

Генератор сигналов произвольной формы, цифровой вольтметр, анализатор протоколов, БПФ, частотомер, осциллограф смешанных сигналов