Мікроелектронні підсилювачі вимірювальних пристроїв by Oleksii Voronkin

УДК 621.375:621.382:681.322/.327 ББК 3842-56я73-1 В75 Рекомендовано Вченою радою Східноукраїнського національного університету імені Володимира Даля Р е ц е н з е н т и: Ульшин В.О., доктор техн. наук, професор, зав. кафедрою “Системна інженерія” Східноукраїнського національного університету імені Володимира Даля, академік МАІ, Віце-президент Луганського відділення Міжнародної академії інформатизації Гальченко В.Я., доктор техн. наук, професор, зав. кафедрою “Медична і біологічна фізика, медична інформатика, біостатистика” Луганського Державного медичного університету

В75

Воронкін О.С. Мікроелектронні підсилювачі вимірювальних пристроїв: Навчальний посібник. – Луганськ: Вид-во СНУ ім. В. Даля, 2008. – 113 с.: іл. 89, табл. 4, бібліогр. 37 назв. ISBN 978-966-590-710-7

Розглянуто схемотехнічні принципи побудови сучасних мікроелектронних підсилювачів для розробки й проектування електронних систем від найпростіших вимірювальних підсилювачів до складних вимірювально-інтелектуальних комплексів, наведено формули і приклади розрахунку схем. Посібник написано у відповідності до навчального плану спеціальності “Обслуговування комп’ютерних систем і мереж” на основі розробленого і апробованого автором курсу лекцій з дисципліни “Мікросхемотехніка” Коледжу СНУ ім. В. Даля. Буде корисним для студентів бакалавратів, програмою яких передбачено вивчення теорії електричних підсилювачів з дисциплін “Електроніка”, “Мікросхемотехніка”, “Схемотехніка аналогових пристроїв”. Посібник розрахований на студентів, аспірантів, викладачів та спеціалістів, які працюють у галузі мікроелектроніки.

УДК 621.375:621.382:681.322/.327 ББК 3842-56я73-1 ISBN 978-966-590-710-7

Автор висловлює вдячність директору Коледжу СНУ ім. В. Даля Н.І. Лисенко за допомогу і підтримку при підготовці та виданні навчального посібника

ВСТУП Сучасні вимірювальні прилади використовуються не тільки в промисловості, але й у медицині, сільському господарстві, охороні навколишнього середовища. Без вимірювань неможливі дослідження науки й техніки, неможливий технічний прогрес. У процесі обробки електричні сигнали підлягають різним перетворенням: підсиленню, фільтруванню, кодуванню та ін. Підсилювачі є складовим елементом різноманітних пристроїв автоматики, вимірювальної та обчислювальної техніки. Існує велика різноманітність підсилювачів, які відрізняються не тільки схемними рішеннями, але й принципом дії. Вимірювальні підсилювачі – це засоби вимірювальної техніки, призначені для підсилення електричних сигналів, а отже, для підвищення чутливості засобів вимірювань, з одночасним послабленням впливу неінформативних параметрів. Їхнє застосування дає змогу в цей же час зменшити споживання енергії від досліджуваного об’єкта. Вони застосовуються також для узгодження опорів перетворювачів при їхньому спряженні, можуть бути масштабними перетворювачами напруги, перетворювачами напруги у струм або струму в напругу. Застосування інтегральних підсилювачів замість транзисторів дозволяє значно підвищити надійність і термін служби апаратури, зменшити їхні габарити і вагу, скоротити споживання електроенергії. Навчальний посібник, написаний стисло, послідовно й доступно на основі частини лекцій з дисципліни “Мікросхемотехніка”, які викладалися автором у Коледжі СНУ ім. В. Даля. Посібник є першим циклом лекцій з дисципліни “Мікросхемотехніка”. Усі лекції крім даного циклу включають такі розділи: “Лінійні та нелінійні елементи імпульсних і цифрових пристроїв”, “Селектори імпульсних сигналів”, “Генератори імпульсних і гармонійних коливань”, “Спеціалізовані пристрої та методика їх розробки”.

У посібнику знайшли відображення розробок в галузі схемотехнічної побудови підсилювачів низки наукових і навчальних шкіл України та СНД. Матеріал посібника відповідає програмам ряду спеціальностей, тому його зміст може виходити за межі кожної з них. Викладаються базові відомості з принципів роботи, розробки й застосування типових електронних підсилювачів. Розглянуто найважливіші показники підсилювачів, викладено питання побудови підсилювально-перетворювальних пристроїв, викладено теоретичні основи і питання практичної реалізації, описані різноманітні спотворення внесені підсилювальними каскадами. Розглядаються питання впливу зворотного зв’язку та питання стійкості підсилювачів, наведено розрахунки параметрів підсилювачів. Викладаються відомості з принципів роботи, розробки і застосування електричних підсилювачів, виконаних як на транзисторах (біполярні, польові, одноперехідні), так і підсилювачів в інтегральному виконанні, підсилювачів Нортону та ін. Розглянуто питання застосування сучасних операційних підсилювачів при підсиленні біопотенціалів. Матеріал ілюструється достатньою для розуміння кількістю рисунків та графіків. Посібник буде корисним для аспірантів, викладачів, фахівців електронної техніки, які спеціалізуються в галузі розробки, виготовлення та експлуатації електронних систем і приладів, а також використовуватись при проектуванні та розрахунку електронних підсилювачів для застосування в різноманітних автоматизованих системах. Всі зауваження і побажання стосовно змісту посібника прохання надсилати на адресу: 91034, м. Луганськ, кв. Молодіжний, 20а, Східноукраїнський національний університет імені Володимира Даля, кафедра фізики або на електронну адресу автора: alex.voronkin@gmail.com.

Підсилювач містить у собі нелінійний елемент, керований вхідним електричним сигналом U ВХ , джерело живлення та навантажувальний пристрій з опором Z H . Вхідний сигнал U ВХ управляє параметрами нелінійного елемента. В якості нелінійного елемента використовують електровакуумні та напівпровідникові прилади (транзистори та інші елементи). Звичайно вхідний сигнал являє собою суму різних гармонійних складових, що перебувають між собою в певних амплітудних і фазових співвідношеннях. Вихідний сигнал підсилювача може відрізнятися за формою від вихідного через наявність у підсилювачі спотворень.

1.2. Класифікація підсилювачів Класифікують підсилювачі за багатьма ознаками: 1) з врахування виду підсилювального сигналу – підсилювачі гармонійних та імпульсних сигналів; 2) з врахуванням типу підсилювального сигналу підсилювачі підрозділяють на підсилювачі напруги, струму й потужності; 3) з врахуванням діапазону підсилювальних частот розрізняють підсилювачі постійного струму й підсилювачі змінного струму. Підсилювачі змінного струму призначені для підсилення електричних коливань у певному діапазоні частот, нижча з яких не дорівнює нулю. У свою чергу підсилювачі змінного струму за шириною смуги пропускання частот поділяють на підсилювачі низької частоти (ПНЧ), високої частоти (ПВЧ), широкосмугові та вибіркові підсилювачі. Останні забезпечують підсилення у вузькому діапазоні частот; 4) з врахуванням виду навантаження розрізняють підсилювачі з активним, з активно-індуктивним та ємнісним навантаженням; 5) за структурою підсилювачі можуть бути однокаскадними та багатокаскадними; 6) за способом зв'язку каскадів – з гальванічним, ємнісним та індуктивним (трансформаторним) зв'язком. Звичайно зв'язок підсилювача змінного струму із джерелом сигналу й навантаженням, а також зв'язок між його каскадами виконується із застосуванням реактивних елементів, що розділяють постійні та змінні складові напруг і струмів. Наявність реактивних елементів разом з активними приводить до того, що коефіцієнт підсилення підсилювача стає комплексною величиною, тобто характеризується модулем і фазою, що залежать від частоти. Для багатьох пристроїв фазовий кут зсуву між напругами так само важливий, як і величина напруг, тому ланцюги зв'язку повинні бути розраховані й виконані цілком певним чином. Наявність реактивних елементів у підсилювачі ускладнює його розрахунок, утруднює забезпечення стійкості підсилювача при охопленні його негативним зворотним зв'язком і вимагає ускладнення структури ланцюга зворотного зв'язку. Залежно від режиму роботи можна виділити два класи підсилювачів: з лінійним й з нелінійним режимом роботи. У вимірювальних пристроях крім підсилення застосовуються різні види перетворень сигналів. Класифікація підсилювальноперетворювальних пристроїв наведена у табл. 1.

1. ЗАГАЛЬНІ ПИТАННЯ ПОБУДОВИ ПІДСИЛЮВАЛЬНОПЕРЕТВОРЮВАЛЬНИХ ПРИСТРОЇВ 1.1. Основні відомості Підсилювачем називається пристрій, призначений для підсилення (збільшення амплітуди) вхідних електричних сигналів за напругою, струмом або потужністю завдяки перетворенню енергії джерела живлення в енергію вихідного сигналу (див. структурну схему на рис. 1).

Рис. 1. Структурна схема підсилювача з джерелом живлення

Таблиця 1 Класифікація каскадів підсилювально-перетворювальних пристроїв за функціональним призначенням ~і─ Вхідний сигнал

Вихідний сигнал

~ f1

Операції, виконувані каскадом

Найменування каскаду

Підсилювач змінного струму

Підсилення

~і─ ─

─

Підсилення

Підсилювач постійного струму

Підсилення

Імпульсний підсилювач

Перетворення

Модулятор

─і~

Підсумовування + перетворення

Функціональний перетворювач

Підсумовування + підсилення + перетворення

Функціональний підсилювачперетворювач

Підсумовування + перетворення

Функціональний перетворювач

Підсумовування + підсилення + перетворення

Функціональний підсилювачперетворювач

Підсилення перетворення

Імпульсний перетворювач

Перетворювач частоти

Перетворення Підсилення перетворення

Підсилювачмодулятор

Перетворення

Фазонечутливий випрямляч

Підсилення перетворення

Фазочутливий підсилювачвипрямляч

~ f1

~ f2 Підсилення перетворення

Генерування

Підсилювачперетворювач частоти Генератор коливань спеціальної форми

─ Фазочутливий перетворювач (модулятор)

Перетворення

Підсилення перетворення

Підсилювачдемодулятор

2. ОСНОВНІ РЕЖИМИ КАСКАДІВ ПІДСИЛЕННЯ Всі підсилювачі є підсилювачами потужності, однак у ряді випадків основним показником служить не величина потужності, а величина струму або напруги. Залежно від співвідношення вхідного опору каскаду Z ВХ й внутрішнього опору джерела сигналу Z Д розрізняють три режими роботи.

При Z ВХ >> Z Д джерело сигналу практично працює в режимі холостого ходу, і заданою вхідною величиною є напруга. Підсилювач з досить великим вхідним опором можна назвати підсилювачем напруги ( Z Н >> Z ВИХ ). Очевидно, якщо виконується умова Z ВХ << Z Д , то джерело сигналу буде працювати в режимі, близькому до режиму короткого замикання, і заданою вхідною величиною буде струм короткого замикання генератора (джерела сигналу). Такий підсилювач можна назвати підсилювачем струму. Слід зазначити, що той самий каскад з незмінною величиною вхідного опору Z ВХ може бути як підсилювачем напруги, так і підсилювачем струму, залежно від величини внутрішнього опору джерела сигналу – датчика ( Z Н << Z ВИХ ). Також можуть мати місце випадки, коли в підсилювачах співвідношення між вхідним опором Z ВХ і внутрішнім опором джерела сигналу Z Д близьке до умови передачі максимальної активної

підсилювачів це пряма, що проходить через початок координат), а кут її нахилу визначається величиною коефіцієнта підсилення підсилювача на даній частоті. Якщо вхідна напруга не перевищує значення UBXmin, то напруга на виході підсилювача UВИХmin визначається напругою його власних шумів, що глушать корисний вихідний сигнал. Шуми підсилювача обумовлені в основному шумами його активних та пасивних елементів, причиною яких є пульсації напруги джерела живлення, а також неоднорідність структури матеріалу елементів та мінливість електричних процесів у часі. За більших вхідних напруг (UBX >UBX max) пропорційність між UВИX і UBX порушується через порушення пропорційної залежності між вхідним й вихідним струмами активного елемента підсилювача — транзистора.

потужності. При цьому підсилювач можна назвати підсилювачем потужності. Умовою узгодження опору навантаження (входу підсилювача) і внутрішнього опору генератора (джерела сигналу) є рівність: Z ВХ ≈ Z Д ( Z Н ≈ Z ВИХ ). Навантаженням може бути й інший підсилювач. Тоді він розглядається як каскад, що забезпечує один ступінь підсилення, а весь пристрій – як багатокаскадний підсилювач. Датчики, що є джерелами вхідних сигналів, можна розділити на два типи: 1) датчики з постійним внутрішнім опором Z =const; 2) датчики зі змінним внутрішнім опором Z=var (наприклад, потенціометричні та індуктивні датчики). У датчиків першої групи величина Z не залежить від величини (амплітуди) вхідного сигналу, а у датчиків другої групи є деякою функцією вхідної величини, наприклад, переміщення.

Рис. 2. Амплітудна характеристика підсилювача

3.1. Основні характеристики електронних підсилювачів Основними характеристиками підсилювачів є: 1. Амплітудна характеристика, що являє собою залежність Uвих=f(Uвх) на деякій постійній частоті. У робочому діапазоні амплітуд вхідного сигналу амплітудна характеристика прямолінійна (для лінійних

2. Амплітудно-частотна характеристика (АЧХ). Залежність модуля коефіцієнта підсилення від частоти являє собою частотну характеристику підсилювача, графічне зображення якої для підсилювачів змінної напруги наведене на рис. 3,а. Оскільки модуль коефіцієнта підсилення на різних частотах має різні значення, гармонійні складові складного вхідного сигналу підсилюються неоднаково, тому форма вихідного сигналу відмінна від форми вхідного. Такі спотворення підсилювального сигналу називаються частотними спотвореннями. Мірою частотних спотворень, які вносить підсилювач на частоті f, служить коефіцієнт частотних спотворень М, що дорівнює відношенню модулів коефіцієнтів підсилення (Кп) на середній і робочій частотах: M=Kп0/Kпf.

3. НАЙВАЖЛИВІШІ ПОКАЗНИКИ ПІДСИЛЮВАЧІВ

У радіотехніці часто застосовують нормовані АЧХ. 3. Фазочастотна характеристика являє собою залежність кута зсуву фази між вхідною й вихідною напругами, тобто аргументу коефіцієнта підсилення КП від частоти (рис. 3, б). Позитивні значення кута ϕ відповідають випередженню, а негативні — відставанню вихідної напруги від вхідної. Помічу, що під фазовим зсувом ϕ розуміють такий зсув, який обумовлений реактивними елементами підсилювача (індуктивностями, ємностями), а внесений активними елементами (транзисторами, мікросхемами) поворот фази на 180° не приймається в увагу. З фазочастотної характеристики оцінюють внесені підсилювачем фазові спотворення, які полягають у порушенні фазових співвідношень між окремими гармонійними складовими складного сигналу й зміні його форми на виході підсилювача.

нормувати. Фазові спотворення, внесені підсилювачем, оцінюються по його фазово-частотній характеристиці.

Рис. 4. Фазові спотворення сигналу

Ідеальною фазовою характеристикою підсилювача, за якої він не вносить фазових спотворень, є пряма, що проходить під кутом через початок координат. Тому фазові спотворення підсилювача оцінюють не за значенням кута зсуву фази ϕ , а за різницею ординат ∆Ф у фазовій характеристиці й дотичній до неї, проведеній через початок координат. Для верхніх частот ФВ менше кута ϕ В , для нижніх – ФН ≈ ϕН (див. рис. 5).

а б Рис. 5. До оцінки фазових спотворень на нижніх (а) й верхніх (б) частотах

Рис. 3. Амплітудно-частотна (а) і фазочастотна (б) характеристики підсилювача

Слух не реагує на зміну фазових співвідношень між гармонійними складовими складного сигналу в широкому діапазоні інтенсивності звуку, незважаючи на те, що змінюється форма сигналу. Тому в підсилювачах звукових частот фазові спотворення не нормують. У відеопідсилювачах електронних осцилографів фазові спотворення проявляються на якості або формі зображення, тому їх необхідно

4. Перехідна характеристика – це реакція підсилювача на одиничний стрибок вхідної напруги. Процес зміни вихідного сигналу може бути коливальним або аперіодичним. У підсилювачах імпульсних сигналів може також відбуватися зміна форми вихідного сигналу-імпульсу за рахунок лінійних спотворень, які обумовлені перехідними процесами встановлення струмів і напруг у ланцюгах, що містять реактивні опори (наприклад, ємність або індуктивність).

Рис. 7. Перехідна характеристика в області малих часів Рис. 6. Перехідні спотворення сигналів

Лінійні спотворення, обумовлені перехідними процесами, називаються перехідними. Для їхньої оцінки використовують перехідну характеристику. Перехідна характеристика являє собою залежність миттєвого значення вихідної напруги або струму від часу при миттєвій стрибкоподібній зміні напруги або струму у вхідному ланцюзі (h(t) =1(t)), що зображено на рис. 6. При побудові перехідної характеристики користуються нормованими величинами. Нормована величина Y (вертикальна вісь) являє собою відношення: У =

U ВИХ U ВИХ .ВСТ

Час встановлення визначається часом наростання сигналу від рівня 0,1 до рівня 0,9 свого сталого значення. Викид визначається найбільшим перевищенням ординати Ymax над сталим значенням, що приймається рівним одиниці (наступні позитивні й негативні викиди звичайно в розрахунках не враховуються). Спотворення вершини імпульсів визначають за допомогою перехідної характеристики в області більших часів (перехідна характеристика зі стислим масштабом по горизонтальній осі) (рис. 8) і оцінюють відносною величиною ∆ зміни ординати протягом тривалості імпульсу tі.

(3.1)

де ивих — миттєве значення вихідної напруги; Uвих.вст — значення вихідної напруги, що встановилася (стаціонарне значення вихідної напруги). Нормована величина X (горизонтальна вісь) являє собою відношення: t Х = , (3.2)

де t – поточний час, τ – постійна часу каскаду, вузла, ланцюга. Перехідні спотворення розділяють на спотворення фронтів та спотворення амплітуди імпульсів. Час встановлення фронтів звичайно менше тривалості імпульсу. Тому для оцінки спотворень фронтів використовують початкову ділянку перехідної характеристики з розтягнутим масштабом горизонтальної ділянки. Цю характеристику називають перехідною характеристикою в області малих часів. Спотворення фронтів характеризують часом встановлення tвст та викидом δ (рис. 7).

Рис. 8. Перехідна характеристика в області більших часів

При імпульсах малої амплітуди, коли підсилювач можна вважати лінійним, час встановлення й викид для переднього та заднього фронтів імпульсу однакові. При імпульсах великої амплітуди, коли виявляються нелінійності підсилювача, час встановлення й викид переднього та заднього фронтів різні. Час встановлення заднього фронту називається часом зрізу tзрізу і визначається аналогічно часу встановлення переднього фронту tв. Крім зазначених величин, для оцінки властивостей імпульсних підсилювачів використовують час затримки tз, що визначається

звичайно інтервалом часу від моменту прикладання імпульсу, тривалістю tі до входу підсилювача до моменту, коли напруга на його виході досягне половини сталого значення (рис. 9).

де IВХ, IВИХ, UBX, UBИX, PBX, РВИХ – значення струмів, напруг і потужностей на входах та виходах підсилювача. Якщо підсилювач містить n каскадів, тоді коефіцієнт підсилення становитиме:

Рис. 9. Час затримки

Якщо підсилювач при вхідному високочастотному сигналі повинен забезпечувати неспотворений вихідний сигнал максимальної амплітуди, то необхідно знати максимальну швидкість зміни вихідної напруги (швидкість наростання), що характеризує зміну вихідної напруги за одиницю часу. Недостатня швидкість наростання вихідного сигналу підсилювача приводить до спотворень як при передачі гармонійного сигналу (рис. 10), так і при передачі імпульсних сигналів.

Рис. 10. Спотворення, викликані недостатністю швидкості наростання підсилювача

K П = K П1⋅ K П 2 ⋅ K П 3 ... K Пn = П K Пi . i =1

Тут

K Пi

коефіцієнт підсилення, обчислений з урахуванням дії попереднього й наступного каскадів багатокаскадного підсилювача. При великій кількості каскадів коефіцієнт підсилення виходить занадто громіздким і незручним для практичного використання. Зручніше застосовувати в практиці розрахунку вираження коефіцієнтів підсилення в логарифмічних одиницях – децибелах. Зв'язок лінійних і логарифмічних одиниць досить простий: (3.4) КР(дб)=10lgКР; Кu,I(дб)=20lgКU,I. При цьому коефіцієнт підсилення багатокаскадного підсилювача (дБ): n

К П = К П1 + К П 2 + ...К Пn = ∑ К Пi . i =1

(3.5)

2. Динамічний діапазон. Здатність підсилювача підсилювати найбільш максимальну та найбільш мінімальну напругу за умови, що кожному миттєвому значенню вхідної напруги відповідає пропорційне значення вихідної напруги, відображає один з найважливіших показників підсилювача, що називається динамічним діапазоном. Кількісно динамічний діапазон оцінюється як D=Uвх_max/Uвх_min, де Uвх_max й Uвх_min – вхідні напруги, при яких спотворення підсилювального сигналу і його розрізнення на фоні шумів лежать у припустимих межах. 3. Смуга пропускання підсилювача характеризує частотні властивості підсилювача та виміряється на рівні 0,707 від Kmax (див. рис. 11).

3.2. Найважливіші параметри підсилювальних каскадів До найважливіших параметрів підсилювача належать: *

1. Коефіцієнти підсилення за струмом K I , напругою KU й потужністю K P : *

KI =

I ВИХ *

I ВХ

; KU =

Рис. 11. Смуга пропускання підсилювального каскаду

U ВИХ *

; KP =

U ВХ

PВИХ , PВХ

(3.3)

4. Вхідний та вихідний опори необхідно враховувати при узгодженні із джерелом вхідного сигналу та із навантаженням. У загальному випадку значення вхідного та вихідного опорів носять комплексний характер (тобто є функцією від частоти).

5. Вихідна потужність підсилювача – це потужність, що виділяється на навантаженні. 6. Коефіцієнт корисної дії (ККД) підсилювача. Під ККД підсилювача розуміють відношення потужності вихідного сигналу підсилювача на навантаженні до сумарної потужності, споживаної підсилювачем від джерела живлення: P η = ВИХ . (3.6) Рn ККД (особливо для потужних вихідних каскадів) є одним з найважливіших показників, тому що він визначає економічність та тепловий режим нелінійних керованих елементів, використовуваних у підсилювачі. 7. Спотворення сигналів у підсилювачі – це відхилення форми вихідного сигналу від форми вхідного сигналу. Розрізняють два види спотворень: статичні (нелінійні) та динамічні (лінійні). Нелінійними, або амплітудними спотвореннями називають спотворення форми вихідного сигналу, обумовлені нелінійністю елементів, що входять до схеми підсилювача. Основні причини нелінійних спотворень – нелінійність вхідних і вихідних характеристик транзисторів, феромагнітних елементів та ін. Якщо схема вносить нелінійні спотворення, то при синусоїдальному вхідному сигналі крива напруги або току на виході несинусоїдальна. За наявності нелінійних спотворень підсилений сигнал містить струм (напругу) першої гармоніки та струми (напруги) вищих гармонік, починаючи із другої. Рівень нелінійних спотворень чисельно оцінюється коефіцієнтом гармонік КГ. КГ пропорційний потужності, що розвивають вищі гармонійні складові. З врахуванням того, що потужність, у свою чергу, пропорційна квадрату струму або напруги, тоді:

інерційними елементами тракту підсилення, носять назву лінійних спотворень. Лінійні спотворення визначаються амплітудно-частотною характеристикою підсилювача й кількісно оцінюються коефіцієнтами частотних спотворень на низьких та високих частотах. Для одержання високих коефіцієнтів підсилення до складу підсилювача входить звичайно кілька каскадів. В технічній літературі амплітудно-частотну характеристику називають іноді частотною, фазово-частотну – просто фазовою, а амплітудно-фазову – частотно-фазовою. При побудові підсилювальних пристроїв значного поширення набули каскади на біполярних і польових транзисторах, включених із загальним емітером – ЗЕ (загальним витоком – ЗВ), загальною базою – ЗБ (загальним затвором – ЗЗ) та із загальним колектором – ЗК (загальним стоком – ЗC). 4. РЕЖИМИ РОБОТИ ЕЛЕКТРОННИХ ПІДСИЛЮВАЧІВ Режими роботи електронних підсилювачів, побудованих на транзисторах, діляться на класи А, В, С і D. Режими відрізняються один від одного енергетичними та економічними показниками, а тому мають різні сфери застосування.

де P1, I1, U1 – потужність, струм і напруга першої гармоніки, n – номер гармоніки. Для багатокаскадного підсилювача коефіцієнт нелінійних спотворень становитиме К ГΣ = К Г 1 + К Г 2 + К Гi + ... + К Гn , де n – число каскадів. Амплітудна й фазова частотні характеристики визначають спотворення, які перетерплює вхідний сигнал, що змінюється з певною швидкістю, у процесі його підсилення. Ці спотворення, внесені

4.1. Режим роботи класу А У режимі роботи класу А робоча точка Р установлюється на лінійній ділянці прохідної динамічної характеристики. Для цього між базою і емітером транзистора за допомогою однієї зі схем живлення ланцюга бази необхідно створити постійну складову напруги, що називається величиною напруги зміщення. За відсутності змінної складової підсилювального сигналу робоча точка називається робочою точкою спокою. Розглянемо рис. 12, а. До моменту часу t1 змінна складова вхідного сигналу відсутня, і під впливом величини ЕЗМ (UБЕр) у колекторному ланцюгу транзистора протікатиме постійна складова колекторного струму, який називається струмом спокою IКр. Режим роботи класу А характеризується мінімальними нелінійними спотвореннями, тому що підсилювальний елемент працює на лінійній ділянці характеристики. Недоліком режиму класу А є низький ККД – 25-30 %. Це пояснюється тим, що енергія від джерела живлення витрачається не тільки на підсилення змінної складової, але й на

∞

∑ Pn

КГ =

n=2

∞

∑ In

n=2 I 21

∑U n

n=2 U 21

(3.7)

створення постійної складової, що надалі відсівається роздільним конденсатором. Режим класу А застосовується, як правило, у попередніх каскадах підсилення. 4.2. Режим роботи класу В У режимі класу В робоча точка Р вибирається таким чином, щоб струм спокою дорівнював нулю (див. рис. 12, б). Режим роботи класу В характеризується кутом відсічки θ . Кутом відсічки називається половина тієї частини періоду, за якої у вихідному ланцюжку буде протікати струм. Для режиму класу В кут відсічки θ =90°. У цьому режимі напруга зміщення майже дорівнює напрузі відсічки, і вихідний струм — напівперіодний. Середнє значення вихідного струму Iср майже пропорційне амплітуді вхідного сигналу, а струм спокою (струм за відсутності вхідного сигналу) близький до нуля. Амплітудні спотворення великі, але через малий струм спокою й більшу амплітуду вихідного сигналу ККД при цьому режимі вище, ніж у режимі класу А. Для зменшення амплітудних спотворень у режимі класу В застосовують двотактну схему, звичайно в сполученні із трансформаторним виходом. На прямолінійній ділянці кривої намагнічування трансформатора вихідна напруга двотактної схеми пропорційна різниці струмів двох однотактних схем (включених назустріч один одному). При цьому постійна складова й всі парні гармоніки взаємно компенсуються, а непарні – підсумовуються. Режим класу В застосовується в потужних вихідних каскадах, а також каскадах малої потужності при живленні їх від джерел постійного струму.

однак навіть застосування двотактної схеми не дозволяє відтворити вхідний сигнал без істотних спотворень.

Рис. 12. Графіки, що ілюструють роботу підсилювального каскаду в режимах: а – класу А, б – класу В; в – класу АВ

4.3. Режим роботи класу АВ Положення точки спокою в режимі класу АВ вибирається на нижньому вигині прохідної динамічної характеристики (див. рис. 12, в). У цьому випадку матиме місце струм спокою, але величина його буде значно менша, ніж у режимі класу А. Кут відсічки θ в режимі класу АВ буде менше 90°. Режим класу АВ має трохи менший ККД, ніж режим класу В й трохи менші нелінійні спотворення. Застосовується так само, як і режим класу В, у двотактних підсилювачах потужності. 4.4. Режим роботи класу С Це режим, за якого величина Езм має негативне значення (див. рис. 13). Напруга зміщення по абсолютній величині більше напруги відсічки, тому вихідний струм протікає протягом частини напівперіоду вхідного сигналу. Коефіцієнт корисної дії вище, ніж у режимі класу В, Рис. 13. Графік, що ілюструє роботу підсилювача у режимі класу С

4.5. Режим роботи класу D Використання транзисторів у схемах із широтно-імпульсною модуляцією (сигнал являє собою прямокутні імпульси постійної амплітуди і ширини, що змінюється) дозволяє говорити про застосування режиму класу D, або ключового режиму, характерного тим, що активний елемент (наприклад, транзистор, тріод) перебуває тільки у двох станах: або закритий або повністю відкритий. ККД при цьому вище, ніж у класі С, тому що втрати потужності на транзисторі дуже малі. 5. ЗВОРОТНИЙ ЗВ'ЯЗОК В ПІДСИЛЮВАЧАХ За природою утворення зворотний зв'язок (ЗЗ) може бути: внутрішнім (фізична природа застосованих елементів, наприклад транзисторів); - паразитним (невдала конструкція пристрою, наприклад акустичний ЗЗ, індукція з’єднувальних проводів (див. розділ 7.1)); - спеціально створеним. Щоб стабілізувати роботу й одержати бажані характеристики та параметри, підсилювачі охоплюють різними видами зворотного зв’язку (стабілізація коефіцієнта підсилення, збільшення лінійності характеристик, температурна стабілізація, зміна вхідних і вихідних опорів та ін.). Під зворотним зв'язком розуміють введення сигналу з виходу підсилювача на його вхід, де він додається до вхідного сигналу або віднімається від нього. На рис. 14 через К позначений коефіцієнт прямої передачі напруги чотириполюсником (коефіцієнт підсилення прямого ланцюга підсилювача), а через β – коефіцієнт підсилення ланцюга зворотного зв'язку. Коефіцієнти підсилення прямого та зворотного ланцюгів є комплексними. -

а б Рис. 14. Введення ЗЗ: а – ланка зі зворотним зв'язком; б – негативний зворотний зв'язок

Зворотний зв'язок називають позитивним – ПЗЗ, якщо сигнал зворотного зв'язку хзз додається до вхідного сигналу хвх, та негативним – НЗЗ, якщо сигнали хзз і хвх віднімаються. У напівпровідникових підсилювачах найчастіше використовують негативні зворотні зв'язки, при яких фаза напруги ЗЗ протилежна фазі напруги вхідного сигналу. НЗЗ зменшує коефіцієнт підсилення, зменшує частотні та нелінійні спотворення сигналу, стабілізує характеристики. При позитивному ЗЗ фази напруг ЗЗ та сигналу на вході підсилювача збігаються. Це зумовлює зростання коефіцієнта передачі, але знижує стабільність роботи схеми. Такі підсилювачі називають регенеративними, їх іноді використовують для підсилення радіосигналів. Ланцюг зворотного зв'язку може охоплювати окремі каскади підсилювача або підсилювач у цілому; можуть застосовуватися комбіновані зворотні зв'язки. Замкнений контур, утворений основним ланцюгом і ланцюгом зворотного зв'язку, називається петлею зворотного зв'язку. Залежно від того, як відбувається охоплення каскадів підсилювача ланцюгами зворотного зв'язку, розрізняють внутрікаскадні (місцеві) й міжкаскадні (загальні та місцеві) зворотні зв'язки (див. рис. 15).

а б Рис. 15. Зворотний зв'язок: а – місцевий (однопетльовий), б – загальний й місцевий (багатопетльовий)

За способом передачі енергії через ланцюг зворотного зв'язку на вхід підсилювача розрізняють послідовний й паралельний зворотні зв'язки. У першому випадку напруга зворотного зв'язку Uзз підключається послідовно з напругою сигналу Uс, у другому – паралельно (рис.16). Якщо напруга зворотного зв'язку пропорційна напрузі на навантаженні підсилювача, то такий зв'язок називається зворотним зв'язком за напругою, а у випадку пропорційності за струмом в навантаженні – зворотним зв'язком за струмом.

Рис. 16. Зворотний зв'язок: a – послідовний, б – паралельний, в – за напругою, г – за струмом

Ланцюг

зворотного

зв'язку

характеризується

коефіцієнтом

передачі β (при збільшенні чисельного значення β зворотний зв'язок стає більш глибоким). Коефіцієнт підсилення підсилювача, охопленого зворотним зв'язком дорівнює: *

К ЗЗ = *

К * *

(5.1)

1 − (± β К ) * *

j ⋅ϕ β

, де ϕ К , ϕ β

– фазові зрушення, внесені

підсилювачем і ланкою зворотного зв'язку відповідно. *

Тоді вираження (5.1) можна записати як К ЗЗ =

К ⋅ е j ⋅ϕ К

. j (ϕ + ϕ ) 1 − βК ⋅ е К β К При НЗЗ – ϕ К + ϕ β = π , тоді К П .ЗЗ = , тобто коефіцієнт 1 + βК підсилення підсилювача зменшується в ( 1 + βК ) раз. Якщо за відсутності сигналу (або напруги іншого походження) на вході, на виході підсилювача виникає напруга, то це пояснюється існуванням фону, шуму або дрейфу.

−23 Дж/К), Т – E Ш = 4 ⋅ k ⋅ T ⋅ R ⋅ ∆f , де k – постійна Больцмана ( 1,38 ⋅10

абсолютна температура. Тобто флуктуаційна ЕРС залежить від термодинамічної температури й активної складової опору провідника (ділянки ланцюга) R. Вона не є періодичною функцією часу. Коефіцієнт шуму показує, у скільки разів відношення потужності сигналу (Рс) до потужності шуму (Рш) на вході більше, ніж на виході: FШ =

де β К - петльовий коефіцієнт передачі кола ЗЗ, а 1 + β К - фактор зворотного зв'язку. Знак мінус відповідає НЗЗ, а знак плюс – ПЗЗ. Оскільки коефіцієнти є комплексними величинами, тоді

К = К ⋅ е j⋅ϕ , β = β ⋅ е

Дослідження цього процесу показало, що струми й напруги в будь-яких електричних ланцюгах завжди здійснюють невеликі хаотичні коливання – електричні флуктуації. З підвищенням температури флуктуації збільшуються. Фон виникає внаслідок живлення підсилювачів від випрямляча з недостатньо згладженою напругою. Іншою причиною появи фону є наведення змінної ЕРС (особливо в ланцюгах перших каскадів) електричними й магнітними полями, що існують поблизу проводів трансформаторів. Постійний струм не є строго постійним, а крім постійної складової має ще і шумову складову. «Шумом» прийнято називати флуктуації, що виникають через хаотичний тепловий рух вільних електронів, дробового ефекту та ін. У будь-якому резисторі за рахунок електричних флуктуацій, що відбуваються в ньому, створюється деяка шумова ЕРС. Діюче значення шумової ЕРС визначається формулою Найквіста

Pc.вх / Pш.вх . Pc.вих / Pш.вих

Шуми транзистора залежать від його параметрів і режиму роботи, а також від внутрішнього опору джерела сигналу. Чим менше у транзистора α , тим більше шуми. Це пояснюється тим, що зменшення α супроводжується зростанням струму бази, і він буде створювати на опорі гб більшу шумову напругу, яка підсилюється транзистором. Крім того, чим менше α , тим інтенсивніше рекомбінація в базі, а вона також є причиною шумів. Матеріал напівпровідників також впливає на рівень шумів (кремнієві транзистори “шумлять” сильніше германієвих). За частотою шуми розподілені нерівномірно (див. рис. 17). Як правило, f1 складає одиниці кілогерц, а f2 може сягати сотень кілогерц і більше. Причинами виникнення дрейфу є коливання температури й напруг джерел живлення, а також старіння підсилювальних елементів (особливо електронних ламп). До дрейфу найбільш чутливі підсилювачі постійного струму.

6.1. Підсилювач з послідовним зворотним зв'язком за напругою Частина структурної схеми, яка поміщена у прямокутник, представляє еквівалентну схему підсилювача, в якого відомі RВХ, RВИХ і КUxx. Коло зворотного зв'язку виконане у вигляді резистивного подільника напруги R1 і R2, увімкненого паралельно навантаженню. Із R2 ⋅U ВИХ . рис. 18 видно: U ЗЗ = γ ⋅ U ВИХ = R1 + R2

Рис. 17. Залежність коефіцієнта шуму транзистора від частоти

Оскільки ЗЗ послаблює рівною мірою як сигнал, так і перешкоди, то відношення сигналу до перешкоди (сигнал/перешкода) при діючому ЗЗ залишається колишнім. Якщо при введенні ЗЗ із глибиною, що дорівнює F, одночасно підвищити амплітуду сигналу на вході, то відношення сигнал-перешкода при цьому збільшиться в F раз. Ця властивість широко використовується для зниження фону. Завдяки зменшенню чутливості до пульсацій напруги їхній припустимий рівень підвищується, а це дозволяє спростити фільтр випрямляча (наприклад, виключивши дросель, застосувавши конденсатори з меншою ємністю й т.д.). Якщо виникає дрейф у вихідному або передвихідному каскадах підсилювача, то він, подібно фону, знижується у F разів. Щоб уникнути зниження коефіцієнта підсилення, у попередній підсилювач додають один-два каскади. Однак відношення сигналу до перешкоди при тепловому шумі джерела, шумі підсилювального елемента у вхідному колі підсилювача не вдається підвищити, застосовуючи ЗЗ. 6. СТРУКТУРНІ СХЕМИ ПІДСИЛЮВАЧІВ ІЗ ЗВОРОТНИМ ЗВ’ЯЗКОМ ТА РОЗРАХУНОК ЇХНІХ ОСНОВНИХ ПАРАМЕТРІВ Структурна схема визначає основні функціональні частини пристрою та їхні взаємозв’язки. Функціонально самостійні частини схеми зображують прямокутниками, в яких пишуть їхні назви, типи або умовні позначення. На них показують пояснювальні написи, діаграми, параметри сигналів та ін.

Рис. 18. Структурна схема підсилювача з послідовним зворотним зв'язком за напругою

Коефіцієнт підсилення без зворотного зв'язку [9]: K ⋅ R/ KU = / Uxx H , RH + RВИХ

(6.1)

де RH/ = RН ( R1 + R2 ) . Сумарну вихідну напругу можна розрахувати за формулою: U / = U ВХ − γ ⋅ U ВИХ = U ВХ − γ ⋅ КU U / або U / = U ВХ /(1 + γ ⋅ K U ) , KU ⋅ U ВХ . 1 + γ ⋅ KU Тоді коефіцієнт підсилення зі зворотним зв'язком становитиме: KU K U KUзз = ВИХ = = U , U ВХ 1 + γ ⋅ KU F

але U ВИХ = КU U / =

(6.2)

де F = 1 + γ ⋅ KU – коефіцієнт зменшення підсилення, раз ( KU – коефіцієнт підсилення без зворотного зв’язку). Отже, можна сказати, що коефіцієнт зворотного зв'язку зменшує підсилення сигналу. Також наявність послідовного зворотного зв'язку зменшує вихідний опір за рахунок стабілізації вихідної напруги.

Вхідний і вихідний опори підсилювача можна розрахувати за формулами (6.3):  RВХ .ЗЗ = RВХ ⋅ (1 + γ ⋅ KU ) (6.3)   RВИХ .ЗЗ = RВИХ /(1 + γ ⋅ KU ) 6.2. Підсилювач з послідовним зворотним зв'язком за струмом Структурна схема підсилювача з послідовним зворотним зв'язком за струмом наведена на рис. 19.

6.3. Підсилювач з паралельним зворотним зв'язком за струмом Структурна схема підсилювача з паралельним 33 за струмом наведена на рис. 22. На вході схеми проходить алгебраїчне додавання струмів I ВХ і I ЗЗ . Сигнал зворотного зв'язку I ЗЗ вводиться паралельно із сигналом I ВХ і пропорційний вихідному струму I ВИХ . Частина структурної схеми, поміщена у прямокутник, є еквівалентною схемою підсилювача, в якій: g ВХ – вхідна провідність, g ВИХ – вихідна провідність, К I – коефіцієнт підсилення за струмом у режимі КЗ

короткого замикання на виході підсилювача. Ланка зворотного зв'язку утворена двома опорами з провідністю g1 і g2.

Рис. 19. Структурна схема підсилювача з послідовним зворотним зв'язком за струмом

Для R33 << Rвх одержимо: γ ⋅U ВИХ I ВИХ ⋅ RЗЗ = , U ВИХ RН

(6.4)

RЗЗ . RH Коефіцієнт підсилення запишеться як KUxx ⋅ RH KU = . (6.5) RH + RЗЗ + RВИХ Коефіцієнт підсилення і вхідний опір зі зворотним зв'язком визначають відповідно за формулами (6.2) і (6.3) з врахуванням рівнянь (6.4) і (6.5) для γ і Ки:

де γ =

KU  R  KUзз = γ ⋅ KU 1 + , γ = ЗЗ .  RH R  ВХ .ЗЗ = RВХ ⋅ (1 + γ ⋅ KU )

(6.6)

Наявність залишкового зворотного зв'язку за струмом забезпечує стабілізацію вихідного струму, що еквівалентно збільшенню вихідного опору підсилювача. Вихідний опір можна розрахувати як: RВИХ .ЗЗ ≈ RВИХ + RЗЗ ⋅ KUxx . (6.7)

Рис. 20. Структурна схема підсилювача з паралельним зворотним зв'язком за струмом

Зі схеми, що зображена на рис. 20, видно: g2 I ЗЗ = γ ⋅ I ВИХ = ⋅ I ВИХ , g1 + g 2

(6.8)

де γ = g 2 /( g1 + g 2 ) . Коефіцієнт підсилення без зворотного зв'язку становитиме: (6.9) K I = K IKЗ ⋅ g H/ /( g ВИХ + g H/ ) , де g H/ = g H ⋅ ( g1 + g 2 ) /( g H + g1 + g 2 ) . Додаючи вхідні струми, одержимо: I / = I ВХ − γ ⋅ I ВИХ = I ВХ − γ ⋅ К I ⋅ I / , звідки I / = I ВХ /(1 + γ ⋅ K I ) , I ВИХ = К I ⋅ I / = K I ⋅ I ВХ /(1 + γ ⋅ K I ) . Тоді коефіцієнт підсилення зі зворотним зв'язком розрахується як: I КI К K IЗЗ = ВИХ = = I . (6.10) I ВХ 1+ γ ⋅ КI F

Звідси випливає, що коефіцієнт підсилення зменшиться у F разів. Дія струму 33 паралельного типу призведе до збільшення вхідного струму, що еквівалентно збільшенню вхідної провідності підсилювача зі зворотним зв'язком у F разів: g ВХ .ЗЗ = g ВХ ⋅ (1 + γ ⋅ K I ) . (6.11) Вихідна провідність при введенні паралельного 33 за струмом зменшиться: g ВИХ .ЗЗ = g ВИХ /(1 + γ ⋅ K I ) . КЗ

6.4. Підсилювач з паралельним зворотним зв'язком за напругою Структурна схема підсилювача з паралельним зворотним зв'язком за напругою наведена на рис. 21. Сигнал 33 у даній схемі пропорційний вихідній напрузі, а на вході схеми проходить алгебраїчне додавання струмів I ВХ і I ЗЗ .

КI   K IЗЗ = 1 + γ ⋅ КI ,  g  ВХ .ЗЗ = g ВХ ⋅ (1 + γ ⋅ K I )

(6.14)

де γ = g ЗЗ / g Н . Вхідна провідність для заданого типу ЗЗ збільшується. Таким чином, застосування НЗЗ приводить до зміни вхідних і вихідних параметрів підсилювача (див. табл. 2). НЗЗ зменшує нелінійні спотворення й підвищує стабільність коефіцієнта підсилення (стабільність коефіцієнта підсилення зростає в 1 + βК разів). Таблиця 2 Вплив від'ємного (негативного) зворотного зв'язку на вхідний та вихідний опори підсилювача Вид НЗЗ

НЗЗ за напругою Rвх Rвих

НЗЗ за струмом Rвх Rвих

Паралельний

зменшується

зменшується збільшується

Послідовний

збільшується

зменшується

збільшується збільшується

7. СТІЙКІСТЬ ПІДСИЛЮВАЧА ЗІ ЗВОРОТНИМ ЗВ'ЯЗКОМ Рис. 21. Структурна схема підсилювача з паралельним зворотним зв'язком за напругою

Для випадку, коли Uвх<<Uвих, I ЗЗ = γ ⋅ I ВИХ = U ВИХ ⋅ g ЗЗ , але U ВИХ = I ВИХ / g Н , звідси:

γ = g ЗЗ / g Н .

одержимо: (6.12)

Коефіцієнт підсилення за струмом запишеться таким чином: KI ⋅ gН KI = . (6.13) g ВИХ + g Н Коефіцієнт підсилення і вхідна провідність підсилювача із ЗЗ визначається відповідно за формулами (6.10) і (6.11) з врахуванням формул (6.12) і (6.13): КЗ

7.1. Паразитні зворотні зв'язки У підсилювачі часто виникають зворотні зв'язки, не створювані спеціально, а викликані особливостями конструкції підсилювача в цілому або окремих його елементів. Слід нагадати, що такі зворотні зв'язки називаються паразитними. Паразитний зворотний зв'язок може бути негативним й позитивним. Негативний зворотний зв'язок може викликати непередбачуване розрахунком значне зменшення коефіцієнта підсилення підсилювача й тому є небажаним. При позитивному зворотному зв'язку, навпаки, коефіцієнт підсилення збільшується, але разом із тим зростають нелінійні та частотні спотворення сигналу, також можливе самозбудження підсилювача. Основними видами паразитного зворотного зв'язку в підсилювачах є: 1. Зв'язок через міжелектродні ємності. Цей вид найнебезпечніший для підсилювачів високої частоти.

2. Зв'язок, що виникає в результаті індуктивної та ємнісної взаємодії між деталями й проводами підсилювача. Усунення подібного виду небажаних зворотних зв'язків досягається раціональним розташуванням елементів схеми, правильним монтажем, екрануванням котушок, трансформаторів та окремих проводів. 3. Зв'язок через загальні джерела живлення. У багатокаскадних підсилювачах джерело живлення, як правило, є загальним для всіх каскадів. Тому можливе виникнення через це джерело паразитного зворотного зв'язку між окремими каскадами підсилювача.

Для практичної побудови діаграм Найквіста можна скористатися такими міркуваннями. Фактор зворотного зв'язку βК , як усяка комплексна величина, може бути розділений на дійсну - а та мниму - b *

частини, що є функціями частоти β ⋅ K = а( f ) + jb( f ) . Задаючись різними частотами в межах f=0...∞, можна визначити для кожної заданої частоти значення а (f) і b (f) та відкласти їх відповідно на осі абсцис та ординат (див. рис. 22).

7.2. Поняття про стійкість підсилювача Одним з недоліків підсилювачів зі зворотним зв'язком є можливість виникнення паразитної генерації, тобто появи в підсилювачі власних коливань за відсутності зовнішніх сигналів на вході. Умови самозбудження підсилювача можна записати так: ϕ = ϕ К + ϕ β = 0 , βК = 1 . Найбільш повне судження про стійкість підсилювача зі зворотним зв'язком можна одержати, якщо розглядати його як своєрідну систему автоматичного регулювання. Стійкість подібних систем звичайно досліджується методом, вперше запропонованим Найквістом. Сутність цього методу полягає в наступному. Якщо ввести в замкнений тракт підсилювач-ланцюг зворотного зв'язку малий імпульсний сигнал і досліджувати характер його зміни, то можливі два варіанти: 1) згодом при багаторазовому проходженні сигналу через усі ланки тракту він загасає; 2) згодом сигнал зростає. У першому випадку система вважається стійкою, у другому – нестійкою. Аналіз стійкості підсилювача зі зворотним зв'язком проводиться за допомогою побудови частотно-фазової характеристики фактора *

зворотного зв'язку β ⋅ K = ϕ ( f ) у полярній системі координат в діапазоні частот від 0 до ∞ . Точкою, що характеризує стійкість підсилювача, є точка з координатами βК = 1 ; ϕ = 0 . Відповідно до критерію Найквіста, якщо точка з координатами β К = 1 ; ϕ = 0 не охоплена *

діаграмою β ⋅ K = ϕ ( f ) , то система стійка, а якщо ця точка з цими

а б Рис. 22. Приклади діаграм стійкості підсилювача: а – підсилювач працює нестійко; б – підсилювач працює стійко

При збільшенні числа каскадів, охоплених зворотним зв'язком, небезпека самозбудження підсилювача зростає. Не рекомендується охоплювати загальним негативним зворотним зв'язком більше трьох каскадів. У багатокаскадних підсилювачах, що містять більше трьох каскадів, рекомендується застосовувати багатопетльовий зворотний зв'язок, за якого підсилювач розбивається на окремі каскади або групи каскадів, охоплених місцевим (однопетльовим) зворотним зв'язком. При побудові підсилювачів з негативним зворотним зв'язком найкращою схемою міжкаскадного зв'язку є ємнісний зв'язок. Застосування трансформаторів недоцільне, тому що вони приводять до фазових зрушень, у результаті чого зворотний зв'язок може стати позитивним й викликати самозбудження підсилювача. 8. БІПОЛЯРНІ ТРАНЗИСТОРИ

координатами лежить у межах діаграмі або на самій кривій β ⋅ K = ϕ ( f ) , то система є нестійкою.

8.1. Біполярні транзистори. Загальні відомості Біполярним транзистором називають напівпровідниковий прилад, що має два p-n переходи і три виводи та здатний підсилювати потужність сигналу.

Назва приладу походить як словосполучення від двох англійських слів transfer та resistor, що в перекладі означає перетворювач опору. Область на межі двох напівпровідників з різними типами електропровідності називається електронно-дірковим переходом, або pn-переходом. Залежно від способу виготовлення p-n переходи бувають сплавленими, дифузійними тощо. Уперше явища в p-n-переходах досліджував Б.І. Давидов (1938 р.). Сучасна теорія й методи створення електронно-діркових переходів були розроблені В. Шоклі і його співробітниками в 1949 р. До напівпровідникових матеріалів належать ті, які мають питомий опір ρ = 10 −4...1010 Ом·см2. Це Gе – германій; Sі – кремній; Sе – селен; GаАs – арсенід галію; GаР – фосфід галію; SіС – карбід кремнію та ін. Для порівняння питомий опір провідників ρ = 10 −6...10 −4 Ом·см2, а діелектриків ρ = 10 −4...1010 Ом·см2. Характерна властивість напівпровідників – велика зміна питомого опору під впливом електричного поля, опромінення світлом або іонізованими частинками, а також при введенні в напівпровідник домішок (домішка – донор, тобто віддає свої електрони, акцептор захоплює електрони) чи при його нагріванні. Створення напівпровідникового транзистора мало величезне значення для розвитку напівпровідникової електроніки. Транзистори можуть працювати при значно менших напругах, ніж лампові тріоди, і не є простими замінниками останніх: їх можна використовувати не тільки для підсилення й генерації змінного струму, але і як ключові елементи. У кремнієвих транзисторах переходи мають більш високий опір за постійним струмом, ніж германієві. Кремнієві транзистори завжди мають опір, близький до нескінченного, за винятком прямого зміщення переходів база-емітер і база-колектор. Напруга прямого зміщення транзисторів у всіх каскадах, за винятком генераторних і деяких імпульсних схем, повинна становити 0,2 - 0,3 В для германієвих та ~ 0,7 В – для кремнієвих транзисторів. Тому біполярним транзистором називається електронний прилад із двома взаємодіючими p-n переходами, придатний для підсилення потужності, що має три або більше виводів. Основою приладу служить пластина напівпровідника, названа базою. Із двох сторін у неї вплавлена домішка, що створює області із провідністю, відмінною від провідності бази. Крайні зони, що мають провідність, протилежну провідності бази, називаються емітером та колектором.

Транзистори називають біполярними, тому що їхня робота заснована на використанні носіїв заряду, як електронів, так і дірок. На рис. 23 дано позначення n-p-n й p-n-p транзисторів. Область транзистора, основним призначенням якої є інжекція носіїв у базу (звідки основні носії заряду виходять у базу), називають емітером. Область, основним призначенням якої є екстракція носіїв з бази, називають колектором. Перехід, утворений поблизу емітера, називають емітерним (тобто перехід між емітером та базою), поблизу колектора – колекторним (між базою та колектором). При використанні транзистора в схемах на його переходи подають зовнішні напруги.

Рис. 23. Позначення n-p-n й p-n-p транзисторів

Для аналізу роботи транзистора в електричних схемах Дж. Еберс і Дж. Молл запропонували прості й зручні моделі транзистора, різні варіанти якої широко використовуються на практиці. Ці моделі справедливі для всіх режимів роботи транзистора. Модель ЕберсаМолла використовують багато комп’ютерних програм моделювання електронних схем, таких як Micro-Cap, Design Center та ін. Залежно від докладених напруг до електродів транзистора (p-nпереходів) розрізняють такі режими його роботи: 1) активний режим (активне підсилення) – емітерний перехід зміщено в прямому напрямку, а колекторний – у зворотному; 2) режим відсікання (відсічки) струму – на обидва переходи подані зворотні напруги, обидва переходи закрито, через них проходять незначні зворотні струми. У першому наближенні можна вважати, що всі струми дорівнюють нулю, а між виводами транзистора має місце розрив; 3) режим насичення – на обидва переходи подані прямі напруги, тобто обидва переходи зміщено в прямому напрямку (транзистор повністю відкритий). У цьому режимі і емітер, і колектор інжектують електрони в базу, у результаті чого в структурі протікають два зустрічних наскрізних потоки електронів (нормальний та інверсний). Від

співвідношення цих потоків залежить напрямок струмів, що протікають у колі емітера та колектора. Внаслідок подвійної інжекції база транзистора дуже сильно насичується надлишковими електронами, через що підсилюється їхня рекомбінація з дірками, і рекомбінаційний струм бази виявляється значно вище, ніж в активному або інверсному режимах. Слід також зазначити, що у зв'язку з насиченням бази транзистора і його переходів надлишковими носіями заряду їхні опори стають дуже маленькими. Тому при великому струмі колектора в транзисторі розсіюється мала потужність внаслідок малого опору відкритого колекторного переходу. Цей режим є основним при побудові перемикальних схем; 4) інверсний активний режим характеризується тим, що до емітерного переходу підводиться зворотна напруга, а до колекторного – пряма, тобто емітер і колектор міняються місцями. У зв'язку з тим, що підсилювальні властивості транзистора в інверсному режимі виявляються значно гірше, ніж в активному, транзистор в інверсному режимі практично не використовується. Конструктивно біполярні транзистори оформляються в металевих, пластмасових або керамічних корпусах. 8.2. Фізичні процеси Розглянемо на рис. 24 роботу транзистора n-p-n у режимі без навантаження, коли включені тільки джерела живлення Е1 й Е2 (емітерний перехід зміщений у прямому напрямку, а колекторний – у зворотному). Принцип роботи транзистора полягає в тім, що пряма напруга емітерного переходу, тобто ділянки база-емітер, істотно впливає на струми емітера й колектора: чим більше ця напруга, тим більше струми емітера й колектора. Таким чином, вхідна напруга керує струмом колектора. Підсилення електричних коливань за допомогою транзистора засновано саме на цьому явищі. Фізичні процеси в транзисторі відбуваються в такий спосіб. При збільшенні прямої вхідної напруги UБЕ (ЕЕБ) знижується потенційний бар’єр в емітерному переході й відповідно зростає струм через цей перехід — струм емітера iЕ. Електрони цього струму інжектуються з емітера в базу і завдяки дифузії проникають крізь базу в колекторний перехід, збільшуючи струм колектора. Колекторний перехід працює при зворотній напрузі, тому в цьому переході виникають об'ємні заряди, показані на рисунку кружками зі знаками «+» й «-». Між ними виникає електричне поле. Воно сприяє просуванню (тобто екстракції) через

колекторний перехід електронів, що прийшли сюди з емітера, тобто втягує електрони в область колекторного переходу.

Рис. 24. Рух електронів і дірок у транзисторі типу п-р-п

Якщо товщина бази досить мала й концентрація дірок у ній невелика, то більшість електронів, пройшовши через базу, не встигає рекомбінувати з дірками бази й досягає колекторного переходу. Лише невелика частина електронів рекомбінує у базі з дірками. У результаті рекомбінації виникає струм бази. Дійсно, у сталому режимі число дірок у базі повинне бути незмінним. Внаслідок рекомбінації щосекунди частина дірок зникає, але стільки ж нових виникає завдяки тому, що з бази йде таке ж число електронів в напрямку до плюса джерела Е1. Оскільки струм колектора менше струму емітера, то відповідно до першого правила Кірхгофа завжди існує таке співвідношення між струмами: iЕ = iК + iБ .

Струм бази є марним і навіть шкідливим. Бажано, щоб він був якнайменшим. Звичайно він становить малу частку від струму емітера, тобто iБ << iЕ, а отже, струм колектора лише трохи менше струму емітера й можна вважати iК ≈ iЕ. Саме для того, щоб струм iБ, був якнайменшим, базу роблять дуже тонкою й зменшують у ній концентрацію домішок (тому значно менше електронів буде рекомбінувати у базі з дірками). Якби база мала значну товщину й концентрація дірок у ній була велика, то більша частина електронів емітерного струму, дифундуючи через базу, рекомбінувала б з дірками і не дійшла б до колекторного переходу. Струм колектора майже не збільшувався б за рахунок електронів емітера, а спостерігалося б лише збільшення струму бази. Коли до емітерного переходу напруга не прикладена, то практично можна вважати, що в цьому переході немає струму. У цьому випадку область колекторного переходу має великий опір постійному струму, тому що основні носії зарядів віддаляються від цього переходу й по обох сторонах від границі створюються області, збіднені цими носіями. Через колекторний перехід протікає лише дуже невеликий зворотний струм, викликаний переміщенням назустріч один одному неосновних носіїв, тобто електронів з р-області й дірок з n-області. Але якщо під дією вхідної напруги виник значний струм емітера, то в область бази з боку емітера інжектуються електрони, які для даної області є неосновними носіями. Не встигаючи рекомбінувати із дірками при дифузії через базу, вони доходять до колекторного переходу. Чим більше струм емітера, тим більше електронів приходить до колекторного переходу й тим менше стає його опір. Відповідно збільшується струм колектора. Інакше кажучи, зі збільшенням струму емітера в базі зростає концентрація неосновних носіїв, інжектованих з емітера, а чим більше цих носіїв, тим більше струм колекторного переходу, тобто струм колектора. Слід зазначити, що емітер і колектор можна поміняти місцями (інверсний режим). Але в транзисторах, як правило, колекторний перехід робиться зі значно більшою площею, ніж емітерний, тому що потужність, що розсіюється в колекторному переході, набагато більша, ніж та, що розсіюється в емітерному. Тому якщо використовувати емітер як колектор, то транзистор буде працювати, але його можна застосовувати тільки при значно меншій потужності, що недоцільно. Якщо площі переходів зроблені однаковими (транзистор в цьому випадку називають симетричним), то кожна із крайніх областей може з однаковим успіхом працювати в якості емітера або колектора.

Розглянуті фізичні явища для транзистора типу п-р-п аналогічні й процесам, що відбуваються в транзисторі типу р-п-р, але в ньому міняються ролями електрони й дірки, а також змінюються полярності напруг і напрямок струмів. У транзисторі типу р-п-р з емітера в базу інжектуються не електрони, а дірки, які є для бази неосновними носіями. Із збільшенням струму емітера все більше таких дірок проникає через базу до колекторного переходу. Це викликає зменшення його опору й зростання струму колектора. При підвищенні напруги на колекторному переході в ньому відбувається лавинне розмноження носіїв заряду (головним чином результат ударної іонізації). Це явище й тунельний ефект здатні викликати електричний пробій (первинний – лавинний пробій), що при зростанні струму може перейти в тепловий пробій переходу. Електричний і тепловий пробій колекторного переходу в транзисторі відбувається в основному так само, як й у діоді. Але в транзисторі при надмірному колекторному струмі може виникати тепловий пробій без попереднього електричного пробою, тобто без підвищення напруги на колекторному переході до пробивного. Це явище пов'язане з перегрівом колекторного переходу в якійсь його частині та одержало назву вторинного пробою. Зміна напруг на колекторному та емітерному переходах супроводжується зміною товщини цих переходів. У результаті змінюється товщина бази. Таке явище називають модуляцією товщини бази. Його особливо треба враховувати при підвищенні напруги колектор-база, тому що тоді товщина колекторного переходу зростає, а товщина бази зменшується. При дуже тонкій базі може відбутися ефект змикання (“прокол” бази), тобто з’єднання колекторного переходу з емітерним. У цьому випадку область бази зникає, і транзистор перестає нормально працювати. При збільшенні інжекції носіїв з емітера в базу відбувається нагромадження неосновних носіїв заряду в базі, тобто збільшення концентрації й сумарного заряду цих носіїв. Навпаки, при зменшенні інжекції відбувається зменшення концентрації й сумарного заряду неосновних носіїв у ній. Цей процес називають розсмоктуванням неосновних носіїв заряду в базі.

8.3. Малосигнальні параметри. Система h-параметрів Малосигнальні параметри характеризують роботу транзистора при впливі малого сигналу, тобто сигналу, зростання амплітуди якого на 50% приводить до збільшення вимірюваного параметра на малу величину (звичайно не більше ніж на 10%).

Таблиця 3

При впливі малого сигналу транзистор розглядають як лінійний активний несиметричний чотириполюсник (див. рис. 25), у якого один із виводів завжди є загальним для входу й виходу.

Система h-параметрів

h11 =

Рис. 25. Схема чотириполюсника, еквівалентного транзистору

Існує три схеми ввімкнення (із загальною базою – ЗБ, загальним емітером – ЗЕ та загальним колектором – ЗК) транзистора, що наведені на рис. 26.

h12 =

h21 =

h22 =

U1 I1 U

U1 I2

I2 I1

I2 U2

вхідний опір транзистора при короткозамкнутому виході 2 =0

I1 =0

U 2 =0

I1 =0

коефіцієнт зворотного зв'язку за напругою розімкнутому вході для змінної складової струму

при

коефіцієнт передачі струму при короткому замиканні на виході (для змінної складової)

вихідна провідність транзистора при розімкнутому вході для змінної складової струму

Звичайно h-параметри вимірюють при увімкненні транзисторів із ЗБ, ЗК або ЗЕ. Зв'язок між параметрами для різних схем увімкнення визначається формулами, наведеними в табл. 4. Таблиця 4 Формули для перерахування гібридних параметрів

Рис. 26. Схеми ввімкнення біполярного транзистора

Відповідно до теорії чотириполюсників вхідні і вихідні напруги й струми (U1, I1; U2, I2) однозначно зв'язані між собою системою рівнянь, що містить чотири параметри чотириполюсника. Система h-параметрів набула поширення, тому що при вимірі цих параметрів потрібне відтворення холостого ходу на вході (I1=0) або короткого замикання на виході (U2=0) легко виконати. У цій системі параметрів рівняння чотириполюсника записують у вигляді: U1 = h11I1 + h12U2 , (8.1) I2 = h21I1 + h22U. Усі h-параметри мають певний фізичний зміст (див. табл. 3). Оскільки ці параметри вимірюють на низькій частоті (від сотень Гц до 1 кГц), їх можна вважати дійсними величинами.

Розрахунок hmn для схеми з загальним емітером або колектором із hmn схеми з загальною базою

h11Е ≈

h11Б 1 + h21Б

Розрахунок hmn для схеми з загальною базою або загальним колектором із hmn схеми з загальним емітером

h11Б ≈

h11Е 1 + h21Е

Розрахунок hmn для схеми з загальною базою або загальним колектором із hmn схеми з загальним колектором

h11Б ≈

h11К ∆hК

h12 Е ≈

∆hБ − h12 Б 1 + h21Б

h12 Б ≈

∆hЕ − h12 Е 1 + h21Е

h21Э ≈

− h21Б 1 + h21Б

h21Б ≈

−h21Е 1+ h21Е

h22 Е ≈

h22 Б 1+ h21Б

h22 Б ≈

h22 Е 1+ h21Е

h11К ≈

h11Б 1+ h21Б

h12 К ≈ 1

h11К = h11Е

h + ∆hК h12 Б ≈ 21К ∆hК

h21Б ≈

Число, що показує, в скільки разів колекторний струм більше базового, позначається буквою β й називається коефіцієнтом підсилення за струмом в схемі із загальним емітером.

h21К − ∆hК ∆hК

h22 Б ≈

h22 К ∆hК

h11К = h11Е

h12 К = 1 − h12 Е ≈ 1

h12 Е = 1− h12 К

h21К ≈

−1 1 + h21Б

h21К = −1(1 + h21Е )

h21Е = −1(1 + h21К )

h22 К ≈

h22 Б 1+ h21Б

h22 К = h22 Е

Рис. 27. Порівняння коефіцієнтів альфа й бета для біполярного транзистора

Як видно з рис. 27, частота відсічки значно відрізняється для цих двох коефіцієнтів. Виробник, що вимірює частотну характеристику за схемою із загальною базою, може цілком обґрунтовано вказувати в технічній документації ширину смуги, що значно перевищує ширину смуги для схеми із загальним емітером. Відзначу, що на високих частотах між змінними складовими струмів і напруг виникають фазові зрушення й параметри стають комплексними. При цьому рівняння чотириполюсника записують у вигляді: *

U 1 = H11 I1 + H12 U 2

(8.2)

I 2 = H12 I1 + H 22 U 2 . ∆hБ = h11Б h22 Б −

∆hЕ = h11Е h22 Е −

∆hК = h11К h22 К −

h12 Б h21Б

h12 Е h21Е

h12 К h21К

Для параметрів h21Б і h21Е , які найчастіше застосовують при розрахунках, у літературі застосовують особливі позначення α і β: h21Б = −α , h21Е = β . Число, що показує, в скільки разів колекторний струм більше емітерного, позначається буквою α й називається коефіцієнтом підсилення за струмом в схемі із загальною базою.

8.4. Вольт-амперні характеристики. Вольт-амперні характеристики містять інформацію про властивості транзистора у всіх режимах роботи при великих і малих сигналах, у тому числі про зв'язки між параметрами. З вольт-амперних характеристик можна визначити ряд параметрів, що не наводяться в довідковій літературі, а також розрахувати ланцюги зміщення, стабілізації режиму, оцінити роботу транзистора в широкому діапазоні імпульсних і постійних струмів, потужностей і напруг. В основному використовуються два сімейства статичних вольт-амперних характеристик: вхідні та вихідні. Вхідні характеристики встановлюють залежність вхідного струму (струм бази або емітера) від напруги між базою й емітером за певної

напруги на колекторі. Вхідні характеристики транзистора (рис. 28) аналогічні характеристикам діода в прямому напрямку з експонентним зростанням струму при збільшенні напруги. При Uk > 0 вхідні характеристики мало залежать від напруги на колекторі. При зниженні або підвищенні температури переходів транзистора вхідні характеристики зміщаються в область більших або менших вхідних напруг відповідно.

а б Рис. 28. Вхідні характеристики транзистора при увімкненні: а — із ЗБ; б — із ЗЕ

Вихідні характеристики встановлюють залежність струму колектора від напруги на ньому при певному струмі бази або емітера (залежно від способу увімкнення транзистора). Відмінною рисою вихідних характеристик транзистора за схемою із загальною базою (рис. 29) є слабка залежність струму колектора від напруги UКБ. При напрузі UКБ вище певного значення відбувається пробій колекторного переходу. Струм колектора транзистора за схемою із ЗЕ в основному залежить від напруги на колекторі.

а б Рис. 29. Вихідні характеристики транзистора при увімкненні транзистора: а — із ЗБ; б – із ЗЕ

При підвищенні температури переходів вихідні характеристики зміщаються убік більших струмів через збільшення зворотного струму колекторного переходу. 8.5. Одноперехідний транзистор Одноперехідний транзистор, інакше названий двобазовим діодом, показаний на рис. 30. Одноперехідний транзистор — це прилад з негативним опором (у певних умовах зменшення напруги супроводжується збільшенням струму). Він має тільки один n-р- перехід і за структурою нагадує польовий транзистор з керувальним n-рпереходом, але принцип його роботи зовсім інший. Область n (база), що має на кінцях виводи Б1 і Б2, не є каналом, що змінює свій опір за рахунок зміни площі поперечного перерізу. Емітер типу р+ утворює із базою р+-n-перехід, на який на відміну від польового транзистора подається не зворотна, а пряма зовнішня напруга. Вихідний струм, що протікає через базу, створює усередині її на ділянці від емітера до виводу Б1 падіння напруги Uвн, що є зворотним для емітерного переходу й запирає його. Якщо зовнішня пряма напруга, яка дорівнює Е1+Uвх, більше Uвн, то результуюча напруга на переході стає прямою, перехід відмикається й у ньому починається інжекція дірок з емітера в базу. За рахунок цього опір бази зменшується. При зміні вхідної напруги змінюється рівень інжекції й опір бази, а отже, і вихідний струм, і на навантаженні буде підсилена вихідна напруга. Схема увімкнення одноперехідного транзистора наведена на рис. 30, д. До виводів баз Б1 і Б2 підводять напругу живлення UБ1Б2, причому база Б2 має позитивний потенціал відносно бази Б1, яку, як правило, заземляють. Ділянка між Б1 і Б2 являє собою омічний опір в декілька кілоом з лінійною ВАХ. З ростом емітерного струму, пов'язаного із збільшенням інжекції носіїв з емітера в пластинку, опір емітерного переходу знижується, а напруга Uе зменшується. Це відповідає появі ділянки негативного опору на вольт-амперній характеристиці (ділянка АВ на рис. 30, д.). Подальше збільшення емітерного струму (ділянка ВС) пов'язане з підвищенням зовнішньої емітерної напруги. Таким чином, вольт-амперна характеристика одноперехідного транзистора нагадує вольт-амперні характеристики тунельних діодів і тиристорів (в 1958 р. японський вчений Лео Есакі відкрив явище тунельного ефекту в напівпровідниках, при якому електрони проходять потенційний бар'єр p-n-переходу, не змінюючи своєї енергії). Одноперехідний транзистор може застосовуватися для підсилення, генерації й перемикання. Але за своїми частотними

властивостями він значно поступає звичайним біполярним транзисторам, тобто є низькочастотним приладом, що головним чином і обмежує його застосування.

Рис. 31. Увімкнення транзистора за схемою із ЗЕ: а – електрична схема; б – вихідна; в – вхідна динамічні характеристики транзистора Рис. 30. Одноперехідний транзистор: а – структура; б – умовне графічне позначення одноперехідного транзистора p-типу; в – вольт-амперна характеристика; г – двотранзисторний аналог; д – типова схема увімкнення

9.1. Ланцюги зміщення в підсилювальних каскадах Режим роботи підсилювального каскаду визначається початковим положенням робочої точки – точки спокою, що задається на динамічній характеристиці транзистора сукупністю постійних складових струмів і напруг у вихідному (IОК, UОК) і вхідному (IОБ, UОБ) ланцюгах. За відсутності вхідного підсилювального сигналу такий режим називається режимом за постійним струмом. Слід зазначити, що якісна робота електронного підсилювача багато в чому залежить від правильно обраного режиму роботи підсилювального каскаду за постійним струмом (див. розділ 4).

Побудувавши динамічну характеристику транзистора й задавши відповідне значення постійного струму у вхідному ланцюзі, визначають значення струму спокою й напруги спокою вихідного ланцюга. За вхідною динамічною характеристикою знаходять напругу зміщення вхідного ланцюга, що відповідає заданому струму IОБ (рис. 31). Таким чином, визначення положення точки спокою, що відповідає поставленим вимогам, залежить від величини напруги зміщення у вхідному ланцюзі. Задану величину напруги зміщення забезпечують за допомогою джерела зміщення ЕБ. На рис. 32, а ця ж схема зображена для режиму за постійним струмом. Будемо вважати джерело вхідного сигналу умовно закороченим. Для розглянутої схеми зв'язок між струмом і напругою у вхідному ланцюзі в режимі спокою виражається формулою: E Б = U ОБ + I ОБ RБ , (9.1) звідки одержимо необхідну величину опору RБ, що забезпечує задані параметри зміщення IОБ і UОБ:

9. ЗАСТОСУВАННЯ ТРАНЗИСТОРІВ ДЛЯ ПІДСИЛЕННЯ ЕЛЕКТРИЧНИХ СИГНАЛІВ

RБ = ( E Б − U ОБ ) / I ОБ .

(9.2)

R1 = ( E К − U ОБ ) /( I ПОД + I ОБ ) R2 = U ОБ / I ПОД ,

(9.4)

де IПОД = IОБ·(2...5) — струм подільника.

а б в Рис. 32. Схеми підсилювальних каскадів з установкою робочої точки: а – за допомогою двох джерел живлення; б – з фіксованим струмом бази; в – з фіксованою напругою бази

9.2. Термостабілізація режимів роботи підсилювальних каскадів При підвищенні температури збільшується провідність напівпровідників і струми в них зростають. З підвищенням температури особливо сильно росте зворотний струм n-p-переходу (для германія зворотний струм переходу зростає приблизно в 2 рази при нагріванні на кожні 100 С ). Правильний вибір положення точки спокою транзисторного каскаду підсилення є досить важливим моментом при проектуванні підсилювальних пристроїв. Однак не менш важливою є температурна стабілізація положення точки спокою, оскільки характеристики й параметри транзистора сильно залежать від температури. Схема із ЗЕ має низьку температурну стабільність і досить сильно змінює свої властивості при підвищенні температури, що є її істотним недоліком у порівнянні зі схемою із ЗБ. Коефіцієнт температурної нестабільності колекторного струму S визначається виразом: ∆I К S= , (9.5) ∆I КБО

У практичних схемах джерело зміщення ЕБ використовується рідко, а струм зміщення і напруга зміщення задаються від джерела живлення ЕК. При цьому в схему вводять додаткові елементи зміщення (звичайні опори, або подільники напруги на резисторах), які деякою мірою впливають на режим роботи підсилювального каскаду. При такому зміщенні емітерний перехід увімкнений в прямому напрямку, а колекторний – у зворотному. У схемі на рис. 32, б зміщення на базу транзистора подається від джерела ЕК через резистор RБ, опір якого значно більше опору ділянки база-емітер. Очевидно, що необхідна величина RБ (ЕК>UОБ) визначається з формули (9.3): RБ = ( E К − U ОБ ) / I ОБ ≈ E К / I ОБ , (9.3) з якої видно, що початковий струм бази не залежить від параметрів транзистора і визначається тільки зовнішніми параметрами. Тому такий метод забезпечення режиму роботи транзистора за постійним струмом називають зміщенням фіксованим струмом бази. Однак схема чутлива до коливань температури. Більш термостабільною є схема з фіксованою напругою базаемітер (рис. 32, в), у якій напруга зміщення подається на базу від загального джерела Ек з резистивного подільника R1 й R2. Номінали опорів подільника при заданому початковому струмі бази IОБ визначаються з очевидних співвідношень:

де I КБО – зміна зворотного струму колекторного переходу. Чим менше величина S, тим менше збільшення колекторного струму на одиницю збільшення зворотного струму колекторного переходу в схемі й тим вище її температурна стабільність. В ідеальному випадку S=1. Звичайно прийнятне значення S = 2...7. Для термостабілізації положення точки спокою, тобто для поліпшення температурної стабільності транзисторних підсилювальних каскадів, використовують негативні зворотні зв'язки за напругою, струмом або комбіновані, які знижують вплив дестабілізуючих факторів. На рис. 33, а наведена схема з негативним зворотним зв'язком за постійною напругою (схема з колекторною температурною стабілізацією). Її відмінність від схеми на рис. 33, б полягає в тому, що резистор RБ підключений до колектора транзистора, а не до джерела живлення Ек. Для схеми рис. 33, а справедливо:

1 . 1 − h21б RБ /( RK + RБ )

(9.6)

Коефіцієнт температурної нестабільності колекторного струму виражається в цьому випадку формулою: 1 , S= (9.7) 1 − h21б R ( R + R Е ) де R = R1 R2 . Таким чином, видно, що температурна стабільність тим вище, чим менше опір подільника R1 , R2 й чим більше опір RЕ. Однак значне збільшення RЕ небажане, тому що при цьому знижується робоча напруга на транзисторі UКЕ при заданій напрузі джерела живлення Ек, що приводить до зниження підсилення.

а б Рис. 33. Схеми температурної стабілізації точки спокою: а – із колекторною стабілізацією, б – з емітерною стабілізацією

З вираження (9.6) видно, що величина S тим ближче до одиниці, чим більше значення RK і чим менше RБ . Фізичний зміст колекторної температурної стабілізації полягає ось в чому. При збільшенні струму IК падіння напруги на RK зростає. При цьому збільшення негативного потенціалу на колекторі через резистор RБ надходить на базу транзистора, зміщаючи емітерний перехід у зворотному напрямку. В результаті зменшується струм бази IБ, а отже, струм колектора IК, який прагне зменшитися до свого первісного значення (струму спокою) I0К. Більш ефективною є схема підсилювального каскаду з негативним зворотним зв'язком за постійним струмом через резистор RЕ (схема з емітерною температурною стабілізацією, рис. 33, 6), що зберігає працездатність при зміні температури на 70...100 °С. Збільшення з ростом температури струму IК приводить до збільшення струму IЕ= IК/h21Б та падіння напруги на опорі RЕ, зазначеної на рис. 33, б полярності. При цьому емітер відносно бази стає більш позитивним емітерний перехід зміщується у зворотному напрямку. Це викликає зменшення базового струму IБ, у результаті чого струм колектора IК також зменшується, прагнучи повернутися до свого первісного значення Iок. Для усунення негативного зворотного зв'язку за змінним струмом (у випадку наявності вхідного змінного сигналу) резистор RЕ шунтують конденсатором СЕ, опір якого на частоті сигналу повинен бути незначним.

9.3. Схеми однокаскадних підсилювачів на біполярних транзисторах. З однокаскадних підсилювачів найбільшого поширення набули повторювачі напруги (підсилювачі із загальним колектором), підсилювачі із загальним емітером та підсилювачі із загальною базою. 9.3. 1. Повторювач напруги із загальним колектором (емітерний повторювач - ЕП). Повторювачем напруги називають підсилювач з коефіцієнтом підсилення за напругою К=1. Очевидно, що такі підсилювачі не забезпечують підсилення за напругою, однак вони мають досить високий коефіцієнт підсилення за струмом й, отже, за потужністю. Повторювачі напруги можуть бути виконані на транзисторах різних типів, електронних лампах і на операційних підсилювачах. Найпростіший повторювач напруги наведений на рис. 34, а. Він називається емітерним повторювачем (ЕП). Вихідний сигнал у цій схемі знімається з емітера транзистора VT, що й визначило його назву.

а б Рис. 34. Однокаскадний підсилювач на біполярному транзисторі як емітерний повторювач: а – електрична схема; б – еквівалентна схема

Скористаємося формулами розрахунку підсилювача, які наведені у [9]. Якщо rK >> rE + RE , то вхідний опір ЕП без врахування подільника в колі бази R1, R2 можна розрахувати за формулою (9.8): RВХ = rБ + (rЕ + RЕН ) ⋅ (1 + h21e ) , (9.8) де RЕн – еквівалентний опір навантаження підсилювача змінного струму. RE RH . R EH = (9.9) RE + RH

R2:

Повний вхідний опір ЕП з урахуванням подільника зміщення R1, RВХ . П =

[rБ + (rЕ + RЕН ) ⋅ (1 + h21e )] ⋅ R , rБ + (rЕ + RЕН ) ⋅ (1 + h21e ) + R

внутрішній опір емітера має значення 25 Ом. Якщо при цьому опір навантаження RЕ=225Ом, то коефіцієнт передачі повторювача буде дорівнювати 0,9. 9.3. 2 Однокаскадний підсилювач на біполярному транзисторі із загальним емітером Типова схема підсилювача на транзисторі, який ввімкнений загальним емітером (ЗЕ), наведена на рис. 35.

(9.10)

де R = R1 R2 . За еквівалентною схемою можна визначити вихідний опір при RН=∞. Без врахування RЕ одержимо: R +r RВИХ = rЕ + вн Б . (9.11) 1+ h21e Повний вихідний опір з врахуванням паралельно увімкненого опору RЕ: [r + ( Rвн + rБ ) /(1 + h21Е )] ⋅ RE RВИХ . П = E . (9.12) rE + ( Rвн + rБ ) /(1 + h21Е ) + RE Коефіцієнт підсилення за напругою розрахуємо за формулою (9.13): I R (1 + h21Е ) ⋅ REH KU = Е ЕН = . (9.13) I Б RВХ rБ + (1 + h21Е ) ⋅ ( REH + rЕ ) Коефіцієнт підсилення за струмом з урахуванням RH RH ≠ ∞ ):

(тобто

RЕ . (9.14) RЕ + R Н Реальна схема емітерного повторювача має коефіцієнт передачі за напругою менше одиниці, тому що частина вхідної напруги падає на власному опорі емітера rЕ. Внутрішній опір емітера відповідно до рівняння Еберса-Молла можна визначити з формули: rЕ = ϕ Т / I E , (9.15) де ϕТ — тепловий потенціал, що при температурі 25°С дорівнює 25 мв, IЕ — струм емітера. Так, наприклад, при струмі емітера IЕ=1 мА власний K IН = (1 + h21Е ) ⋅

а б в Рис. 35. Однокаскадний підсилювач на біполярному транзисторі із загальним емітером: а – електрична схема; б – вихідна ВАХ; в – вхідна ВАХ

Вхідна змінна напруга Uвх підводиться до входу підсилювача через роздільний конденсатор С1. Конденсатор С1 перешкоджає передачі постійної складової напруги вхідного сигналу на вхід підсилювача, яка може викликати порушення режиму роботи за постійним струмом транзистора VТ. Підсилена змінна напруга, яка виділяється на колекторі транзистора VТ, підводиться до зовнішнього навантаження з опором Rн через роздільний конденсатор С2. Цей же конденсатор служить для розділення вихідної колекторної ланки від зовнішнього навантаження за постійною складовою колекторного струму ІКР. Робочою точкою транзистора називають точку перетину динамічної характеристики (навантажувальної прямої) з однією зі статичних ВАХ. Режим роботи транзистора визначається початковим положенням робочої точки за відсутності вхідного змінного сигналу (див. рис. 35, б, в). При роботі транзистора в активному (підсилювальному) режимі робоча точка має знаходитись посередині навантажувальної прямої (відрізка АВ). Граничні зміни вхідного струму бази не повинні зумовлювати вихід робочої точки за межі відрізка АВ.

Початкове положення робочої точки забезпечується подільником напруги, який складається з опорів R1 і R2, значення яких визначається зі співвідношень: R1 =

E K − U БЕр − U RE I под + I Бр

;

R2 =

U БЕр + U RE

I под

(9.16)

де I под = (2...5) I Бр – струм в колі подільника напруги. Для визначення основних динамічних параметрів підсилювального каскаду в режимі підсилення змінного струму в області середніх частот використовують еквівалентну схему (рис. 36) для змінних складових напруги і струму. Опори ємностей С1, С2 і Се в області середніх частот дуже малі і ними можна знехтувати [9].

Повний вхідний опір підсилювача з врахуванням паралельно під`єднаного еквівалентного опору подільника визначається за формулою: R ⋅R RВХ . П = ВХ , (9.19) RВХ + R де RВХ – вхідний опір підсилювача за відсутності подільника у базовій ланці транзистора ( RВХ = U ВХ / I ВХ = U БЕ / I Б ). Через h-параметри можна розрахувати такі значення еквівалентної схеми: h 1+ h21E h rE = 2 11E , rБ = h11E − 12 E (1 + h21E ) , rK = , h21E = β . h22 E h22 E h22 E Тоді: RВХ = h11E , RВХ . П = K I = h21E

Рис. 36. Т-подібна схема заміщення транзистора із загальним емітером

Емітерний перехід транзистора, зміщений у прямому напрямку, відображений диференціальним опором переходу rе, який при зміні емітерного струму в межах десятка міліампер становить десятки Ом. Ланка бази транзистора показана об'ємним активним опором бази rБ і становить сотні Ом. Диференціальний колекторний опір транзистора за схемою із загальним емітером (ЗЕ) становить сотні кілоомів. Еквівалентний генератор струму β·IБ характеризує передачу струму з базової ланки у колекторну з коефіцієнтом передачі β. Опір R відображає паралельне з’єднання опорів подільника R1 і R2 за змінним струмом, тобто: R ⋅R R= 1 2 . (9.17) R1 + R2 Еквівалентний опір навантаження змінного струму визначається за формулою (9.18): R ⋅R RКН = К Н . (9.18) RК + RН

h11E R h R , KU = − 21E KH , h11Е h11E + R

RK (при rK/ >> RKH , RKH >> rE RK + RH

, RН ≠ ∞ ).

9.4. Частотні властивості З підвищенням частоти коефіцієнт підсилення знижується. У цього явища є дві головні причини. По-перше, на більш високих частотах позначається шкідливий вплив ємності колекторного переходу СК. Найпростіше розглянути цей вплив на еквівалентній схемі з генератором струму, яка наведена для схеми із ЗБ на рис. 37, де Um1 – вхідна напруга з амплітудою Um1, Um2 – вихідна амплітудна напруга, RН – опір навантаження, rЕ, rК, rБ – опір емітера, колектора й бази за змінним струмом.

Рис. 37. Еквівалентна схема транзистора з урахуванням ємностей переходів

На еквівалентній схемі транзистор підсилює за рахунок еквівалентного генератора із внутрішнім опором rК. ЕРС цього

генератора пропорційна току емітера ImЕ. На низьких частотах опір ємності СК достатньо великий, опір rк також дуже великий (звичайно rК>RН ), і можна вважати, що весь струм αI me іде в навантажувальний резистор, тобто ki ≈ α . На деякій високій частоті опір ємності стає порівняно малим, створюючи коротке замикання для генератора, а в навантаженні струму взагалі не буде. Опір ємності емітерного переходу СЕ також зменшується, чим менше опір цієї ємності, тим сильніше вона шунтує опір rЕ. Отже, зменшується змінна напруга на емітерному переході, але ж саме вона керує струмом колектора. Відповідно зменшується підсилення.

Рис. 38. Ємності p-n-переходів транзистора

Розглянемо еквівалентну схему транзистора з врахуванням ємності колекторного переходу, зображену на рис. 39.

Рис. 39. Еквівалентна схема каскаду із загальним емітером для високих частот

Нагадаю, що параметри rБ, rЕ й rК називають внутрішніми малосигнальними параметрами транзистора (або параметрами Тобразної еквівалентної схеми). У розглянутій еквівалентній схемі опір бази розбитий на дві складові: rБ/ – омічний опір, що не залежить від

частоти та rБ// – омічний опір, що залежить від частоти. Ємність колектора Ск паралельна колекторному переходу, який має великий опір, тому із збільшенням частоти вона значно впливає на величину динамічного коефіцієнта підсилення. Ємністю емітера СЕ зневажимо, тому що вона, маючи величину того ж порядку, що й СК, шунтує малий опір емітера. Відзначу, що значення ємності колектора СК змінюється 1 приблизно ~ . 3U К Для поліпшення частотних властивостей транзистора необхідно вибирати підвищені напруги колекторного переходу й малі величини опору навантаження. Це особливо необхідно при підвищеній температурі навколишнього середовища, тому що нагрівання р-nпереходу збільшує значення його ємності, і гранична частота транзистора знижується. Друга причина зниження підсилення – відставання по фазі змінного струму колектора від змінного струму емітера. Це викликано інерційністю процесу переміщення носіїв через базу (від емітерного переходу до колекторного), а також інерційністю процесів нагромадження та розсмоктування заряду в базі. При підвищенні частоти коефіцієнт β зменшується значно сильніше, ніж α (див. рис. 27). Схема із ЗЕ в порівнянні зі схемою ЗБ має значно гірші частотні властивості. Поліпшення частотних властивостей транзисторів, тобто підвищення їхніх граничних частот підсилення, досягається зменшенням ємності колекторного переходу СК і часу пробігу носіїв через базу. На жаль, зниження ємності шляхом зменшення площі колекторного переходу приводить до зменшення граничного струму, а це призводить до зниження граничної потужності. Електрони при дифузії мають більшу рухливість, ніж дірки. Тому транзистори типу п-р-п за інших рівних умов є більш високочастотними, ніж транзистори типу р-п-р. Більш високі граничні частоти можуть бути отримані при використанні напівпровідників, у яких рухливість носіїв вище. Збільшення швидкості пробігу носіїв через базу досягається також й у тих транзисторах, у яких в базі створене електричне поле, що прискорює рух носіїв. 9.5. Однокаскадний підсилювач на польовому транзисторі Польові транзистори – це активні напівпровідникові прилади, керовані полем. Польовим транзистором (ПТ) називають триелектродний напівпровідниковий прилад, в якому електричний

струм створюють основні носії заряду під впливом поздовжнього електричного поля, а керування струмом здійснюється поперечним електричним полем, яке створюється напругою на керувальному електроді. Тобто в основу їхньої роботи покладено використання напівпровідникового струмонесучого каналу, опір якого керується електричним полем. Польові транзистори називають також уніполярними транзисторами, оскільки перенос заряду в них здійснюється тільки основними носіями. Струм цих носіїв протікає в напівпровіднику тільки одного типу: n- або р-типу. У польового транзистора є також три електроди: витік s (source), затвор g (gate) і стік d (drain). Ці електроди відповідають емітеру, базі й колектору біполярного транзистора. Польові транзистори мають дуже високий вхідний опір. Вони менш чутливі до змін температури в порівнянні з біполярними транзисторами й тому менш схильні до теплового пробою. Існують два типи польових транзисторів: транзистори з керувальним p-n-переходом та з ізольованим затвором зі структурою метал-оксид (діелектрик)-напівпровідник (МОН-транзистор або МДНтранзистор). У МДН-транзисторі роль затвора виконує металевий електрод, електрично-ізольований від напівпровідника тонкою плівкою діелектрика, у цьому випадку оксиду. Існує два типи МОН-транзисторів: транзистори, що працюють у режимі збагачення, і транзистори, що працюють у режимі збідніння.

а б Рис. 40. Умовне позначення транзисторів з керувальним р–п-переходом: а – n-канальний; б– p-канальний

Основною схемою вмикання польового транзистора є схема із загальним витоком (ЗВ). Ця схема аналогічна ввімкненню електронної лампи із загальним катодом або біполярного транзистора із загальним емітером.

а б в Рис. 41. Схема ввімкнення польового транзистора n-типу (а), стоково-затворна (б), і стокова (в) характеристики

Розглянемо схему підсилювача на польовому транзисторі, увімкненого загальним витоком.

Рис. 42. Електрична схема підсилювача на польовому транзисторі з каналом nтипу, увімкненого загальним витоком

Початковий режим роботи польового транзистора забезпечується постійним струмом ІСр і відповідно постійною напругою на стоці. Струм ІСр у вхідній (стоковій) ланці встановлюється за допомогою джерела живлення Ес і початкової напруги зміщення на затворі UзР від'ємної полярності (для польового транзистора з р-каналом - додатної полярності). Напруга UЗр забезпечується за рахунок того ж самого струму Іср, який проходить через опір в ланці витоку RВ. Ця напруга через опір RЗ прикладається до затвора. Змінюючи RВ можна змінювати напругу UЗр і струм стоку ІСр, встановлюючи необхідне його значення. Опір RВ, крім функції автоматичного зміщення на затвор, виконує функцію термостабілізації режиму роботи підсилювача за постійним струмом, стабілізуючи ІСр. Щоб на опорі RВ не виділялась напруга за рахунок змінної складової струму стоку Іс (це привело б до від'ємного зворотного зв'язку за змінним струмом), його шунтують конденсатором

СВ, ємність якого визначають з умови: C B >>

ωRB

, де ω – частота

вхідного (підсилювального) сигналу. Динамічний режим роботи польового транзистора забезпечується опором в колі стоку RС, з якого знімається змінний вихідний сигнал за наявності вхідного підсилювального сигналу. Переважно RС << R3 , R3 ≈ RВХ . Підсилювачі на польових транзисторах, маючи великий вхідний опір (декілька МОм), використовують як вхідні каскади.

а б Рис. 45. Електричні схеми підсилювачів на МОН-транзисторі з каналом р-типу в режимі збідніння

10. ОПЕРАЦІЙНІ ПІДСИЛЮВАЧІ

Рис. 43. Схема повторювача на польовому транзисторі

На відміну від польового транзистора з p-n-переходами транзистор з ізольованим затвором може працювати з нульовою, негативною або позитивною напругою на затворі. Безперервна лінія використовується для позначення МОН-транзисторів, що працюють в режимі збідніння (див. рис. 44). Вивід підкладки позначається буквою «b», звичайно він з'єднується з виводом витоку.

а б Рис. 44. Умовна позначка МОН-транзисторів з каналом n-типу: а – з індукованим каналом; б – з вбудованим каналом

10.1. Загальні відомості Операційний підсилювач (ОП) є найпоширенішою універсальною інтегральною мікросхемою, на основі якої можуть бути побудовані найрізноманітніші пристрої електронної техніки. Спочатку ОП були сконструйовані для виконання математичних операцій в аналогових комп'ютерах, що й визначило їхню назву. Перші ОП реалізовані на основі вакуумних ламп і були далекі від ідеальної математичної моделі. Пізніше з'явилися транзисторні ОП й, нарешті, ОП на інтегральних схемах (ІС). Отже, операційний підсилювач – це модульний, багатокаскадний підсилювач постійного струму з диференціальним входом, призначений для виконання різних операцій над аналоговими сигналами при роботі в схемі з негативним зворотним зв'язком. Різницю напруг на входах ОП називають диференціальним вхідним сигналом ОП, половину доданку цих напруг – синфазним вхідним сигналом. Основною функцією ОП є підсилення різниці вхідних синфазних напруг з деяким коефіцієнтом підсилення. Перш ніж поглибитися в електричні схеми ОП, створимо теоретичну основу для аналізу, обговоривши ідеальний ОП, у якого: 1) безмежно великий коефіцієнт підсилення при розімкнутому зворотному зв'язку. Ця властивість означає, що ідеальний ОП при розімкнутому зворотному зв'язку має нескінченне підсилення за напругою. Звичайно коефіцієнт підсилення реальних ОП в

інтегральному виконанні при розімкнутому зворотному зв'язку становить до 10 : U вих → ∞ ; U вх 6

2) безмежно великий повний вхідний опір: Z вх → ∞ . Це значить, що на вході не споживається електричний струм (вхідний імпеданс визначається як відношення вхідної напруги до вхідного струму, й при нескінченному імпедансі вхідний струм повинен дорівнювати нулю). Вхідні струми зміщення в реальних ОП можуть становити від 1 мА до декількох пА (нА). У реальних ОП на ІС вхідний опір

4) 5) 6)

становить 103 − 107 Ом для вхідного каскаду на біполярних транзисторах й 10 7 − 109 Ом у випадку застосування у вхідному каскаді польових транзисторів; безмежно малий повний вихідний опір (тобто нульовий імпеданс): Z вих → 0 . Реальні ОП мають вихідний імпеданс від декількох десятків до сотень Ом; нульовий шум; безмежна ширина смуги пропускання; нульова вихідна напруга U вих = 0 при рівних напругах на входах U1 = U 2 .

10.2. Основні параметри й класифікація ОП 1. Коефіцієнт підсилення. 2. Вхідна напруга зміщення (UЗM) – напруга, яку необхідно прикласти між входами ОП для одержання нуля на виході ОП (тобто це диференціальна постійна напруга, прикладання якої до входів ОП викличе встановлення на його виході напруги, яка дорівнює нулю). 3. Різниця вхідних струмів – абсолютне значення різниці струмів двох входів підсилювача, обмірюваних тоді, коли напруга на виході ОП дорівнює нулю ( iВХ + − iВХ − ). 4.

Середній вхідний струм – середньоарифметичне значення струмів неінвертувального та інвертувального входів підсилювача, обмірюваних при такій вхідній напрузі Uвх, за якої вихідна напруга i +i Uвих дорівнює нулю: iВХ = ВХ + ВХ − . 2 Температурний дрейф вхідного струму – це коефіцієнт, який дорівнює відношенню максимальної зміни вхідного струму ОП до його зміни, що викликана навколишньою температурою.

Температурний коефіцієнт коефіцієнта підсилення може бути як позитивним, так і негативним залежно від температури й типу ОП. У повному діапазоні припустимих температур навколишнього середовища коефіцієнт підсилення ОП змінюється звичайно не більш ніж в 3-5 разів. 7. Вхідний опір (rвх) – опір одного із входів ОП, у той час як інший вхід замкнений. Цей опір також називають вхідним опором для диференціального сигналу. 8. Вхідний опір для синфазного сигналу (rСФ) – величина, яка дорівнює відношенню збільшення синфазної вхідної напруги до збільшення середнього вхідного струму ОП. 9. Коефіцієнт послаблення синфазного сигналу (КПСС) – відношення коефіцієнта підсилення диференціального сигналу КП до коефіцієнта підсилення синфазного сигналу КСФ. КПСС звичайно виражається в децибелах. 10. Коефіцієнт впливу нестабільності джерела живлення (КЖ). Звичайно становить 20-200 мкВ/В. 11. Вихідний опір (rвих). 12. Частота одиничного підсилення (f1) – частота, на якій модуль коефіцієнта підсилення ОП дорівнює одиниці. Частота одиничного підсилення при 100 % НЗЗ із ланцюгами корекції частотної характеристики ОП називається частотою зрізу (fзр). При наближених розрахунках часто моделюють ОП інерційною ланкою першого порядку, вважаючи, що K ( f ) = K П / 1 + (2πfτ П ) 2 , де f – частота вхідного гармонійного сигналу, τ П – еквівалентна постійна часу підсилювача. Співвідношення між τ П й f K визначається в цьому випадку рівністю τ П ≈ П . Однак потрібно 2πf1 мати на увазі, що при f=f1 ОП поводиться звичайно як ланка другого або третього порядку. Відповідно в області середніх частот, де ОП за динамічними властивостями дійсно близький до інерційної ланки першого порядку, вона характеризується еквівалентною постійною K часу, трохи меншою, ніж П . 2πf1 13. Максимальна швидкість наростання вихідної напруги – найбільша швидкість зміни вихідної напруги ОП при подачі на його вхід імпульсу прямокутної форми максимально припустимої амплітуди

 ∆U вих  VU =   . Швидкість наростання U вих – це міра здатності  ∆t  max ОП відпрацьовувати без спотворень великі сигнали. Вона залежить і від частоти й від величини вихідної напруги. Швидкість зміни U вих обмежена через наявність внутрішніх ємностей, швидкість заряду яких обмежена. В наслідок обмеженого значення VU при швидких змінах вхідного сигналу виникають динамічні спотворення, які не можуть бути усунуті введенням НЗЗ. 14. Шумові властивості ОП характеризують звичайно наведеними до входу шумовими напругами й струмами. Розглянемо, як пов'язані частота, швидкість наростання й амплітуда вихідної напруги. Для синусоїдального сигналу миттєве значення

U вих = U m sin 2πft . продиференціюємо dU вих = 2πfU m cos 2πft . dt

Для визначення швидкості наростання миттєве значення U вих за часом: Максимальне

значення

одержимо

при

cos 2πft = 1 , тобто при переході миттєвого значення через нуль:  dU вих  = υ max = 2πfU m .    dt  max Найбільша частота, на якій може бути отриманий максимальний розмах вихідної напруги номінальної амплітуди Um без спотворення форми, називають частотою при повній потужності:

fp =

υ 2πU max .ВИХ

υ 2,5 ⋅ 106 = ≈ 50 кГц; 2πU m 2 ⋅ 3,14 ⋅ 8

Знаючи швидкість наростання VU й максимальний вихідний струм ОП I вих. max .ОП , можна визначити максимальну величину ємності навантаження: I Cmax = вих. max .ОП . (10.3) VU 15. Час встановлення вихідної напруги – час, протягом якого вихідна напруга ОП змінюється від рівня 0,1 до рівня 0,9 від постійного значення при аперіодичному процесі (при впливі на вхід імпульсу напруги прямокутної форми). Позначаються ОП на схемах прямокутником, який містить основне й одне або два додаткові поля, розташовані по обидва боки від основного. Інвертувальний (інверсний) вхід позначають кружечком.

(10.1)

Приклад. Визначити найбільшу частоту напруги, а також смугу пропускання (Umах_вих=11 В), якщо значення υ для обраної мікросхеми ОП становить υ =2,5 В/мкс, якщо на виході треба мати неспотворені напруги: а) Um_вих = 2 В; б) Um_вих = 8 В. Відповідно до формули (10.1), виражаючи υ в основних одиницях (тобто В/с), маємо: υ 2,5 ⋅ 106 = ≈ 200 кГц; а) f max = 2πU m 2 ⋅ 3,14 ⋅ 2 б) f max =

в) смуга пропускання максимальної потужності υ 2,5 ⋅ 106 fр = = ≈ 36 кГц. 2πU max.ВЫХ 2 ⋅ 3,14 ⋅ 11 Крім того, швидкість зміни вихідної напруги характеризує неспотворену роботу ОП на ємнісне навантаження: I  dU вих  VU =  = вих. max .ОП .  (10.2) dt Сн   max

а б в Рис. 46. Позначення ОП: а – повне позначення; б – спрощене позначення у вітчизняній літературі; в – спрощене позначення у зарубіжній літературі

Часто для кращого розуміння принципу роботи того або іншого вузла або пристрою, у спрощених принципових, функціональних і структурних схемах використовується спрощене позначення ОП, у якому відсутні другорядні виводи, що не впливають на принцип дії ОП (ланки частотної корекції, ланки встановлення нуля та ін.). Звичайно зберігаються лише основне поле й сигнальні виводи. Причому найбільш популярним і зручним є прийняте до 80-х років зображення ОП у вигляді трикутника, у якому інверсний та неінверсний входи можуть

показуватися за допомогою знаків «—» й «+» відповідно. Входи ОП зображуються завжди ліворуч, виходи – праворуч. ОП має два входи: неінвертувальний вхід – фаза вихідного сигналу збігається з фазою сигналу, поданого на цей вхід, та інвертувальний вхід – фаза вихідного сигналу зрушена на 1800 відносно вхідного. З виходу ОП знімається вихідна підсилена напруга: U вих = KU (U 2 − U1 ) . ОП має такі додаткові виводи: 1) виводи частотної корекції (FC) – використовуються для запобігання генерації ОП (самозбудження); 2) виводи балансування (NC) – використовуються для установки нуля на виході; 3) загальний вивід (вивід корпуса) (OV) – застосовується для з’єднання із загальною шиною пристрою. Класифікація ОП: 1. За технологією виробництва ІМС ОП діляться на напівпровідникову (монолітну), гібридну й плівкову. Більшість ОП виготовляється за напівпровідниковою технологією, за якої всі активні й пасивні компоненти схеми декількох сотень підсилювачів виконуються на одній кремнієвій пластині за допомогою літографічної техніки. При гібридній технології всі резистори й з’єднання виготовляються на керамічній підкладці, потім на ній же монтуються безкорпусні біполярні або польові транзистори. Тут можуть розміщатися конденсатори та інші компоненти. Ця технологія використовується для виробництва схем спеціального призначення, які не вдається реалізувати в монолітній формі. Плівкова технологія передбачає виконання всіх компонентів схеми на поверхні діелектрика (звичайно керамічного) шляхом нанесення тонких плівок відповідних матеріалів. 2. За схемотехнічним виконанням ОП підрозділяють на пристрої прямого підсилення й з перетворенням спектра частот підсилювального сигналу. 3. За використанням. Сучасні вимірювальні операційні підсилювачі можна поділити на дві групи: універсальні та спеціальні. До універсальних належать підсилювачі середньої точності, із середньою швидкодією та смугою пропускання сигналів. Такі підсилювачі оптимізовані за статичними і динамічними параметрами, а саме – вхідними струмами в десятки-сотні нА, коефіцієнтом послаблення синфазної складової вхідної напруги не більше ніж 80 -90 дБ, частотою одиничного підсилення до 5 МГц, швидкістю наростання

вихідної напруги до 5 - 10 В/мкс, вхідною напругою зміщення в межах кількох мілівольт і її температурною зміною до десятків мікровольт на градус, вхідною напругою шумів в одиниці мікровольт в смузі 10 Гц - 10 кГц. Завдяки названим параметрам ОП середньої точності знаходять надзвичайно широке застосування як у вирішенні вимірювальних, так і контрольних функціональних завдань. До цієї численної групи можна також віднести мікропотужні і програмовані ОП. Перші що робить їх незамінними у портативній і мініатюрній апаратурі. В програмованих підсилювачах за допомогою спеціального відводу можна регулювати режим роботи вхідних каскадів і таким чином змінювати ширину частотної смуги та потужність споживання самих ОП. До другої групи спеціальних операційних підсилювачів належать швидкодіючі та прецизійні підсилювачі. Швидкодіючі – це підсилювачі з великою шириною частотної смуги (частота одиничного підсилення до 500 МГц) та найкращими динамічними параметрами (швидкість наростання вихідної напруги – сотні вольт за мікросекунду і час встановлення її – одиниці мікросекунд з точністю десяті частки відсотка). Прецизійні операційні підсилювачі – це спеціальні підсилювачі, для яких вжито схемних, структурно-алгоритмічних та конструкторських заходів з метою мінімізації певного масиву їхніх параметрів. Результатом цього є забезпечення в них вхідних струмів в десятки - сотні пікоампер; коефіцієнта послаблення синфазної складової вхідної напруги до 120 дБ; вхідної напруги зміщення в десятки - сотні мікровольт при її температурній зміні в одиниці мікровольт на градус; вхідної напруги шумів меншої за 1 мкВ. Однак здебільшого такі операційні підсилювачі мають обмежену частотну смугу сигналів, тобто частоту одиничного підсилення не вище ніж 0,5 МГц та низьку швидкість наростання вихідної напруги – в частки вольт за мікросекунду. 4. За видом перетвореної величини ОП підрозділяють на підсилювачі напруги й підсилювачі струму. Більшість ІМС ОП – це саме підсилювачі напруги. До підсилювачів струму належать так звані підсилювачі Нортону, наприклад, К1401УД1 и К1401УД2. 10.3. Неінвертувальний підсилювач напруги (НП) Вхідний сигнал подається на прямий (неінверсний) вхід. З виходу ОП напругу зворотного зв'язку подають на інверсний вхід.

Рис. 48. Повторювач напруги на ОП

Рис. 47. Схема неінвертувального підсилювача напруги

Вихідні напруги ОП визначаються різницею U вх − U зз , у схемі здійснюється послідовний ЗЗ за напругою. Припустимо, що U + , U − – напруги на неінверсному та інверсному входах підсилювача. R1 Тоді U + = U вх ; U − = U зз = U вих = βU вих . R1 + R2 Оскільки U вих = KU (U + − U − ) , то при KU → ∞ , U + − U − =

U вих =0 і KU

U+ = U− .

Таким чином, маємо: U вих =

R1 + R2 R U вх = (1 + 2 )U вх , тоді: R1 R1

U вих R =1+ 2 , (10.4) U вх R1 тобто коефіцієнт підсилення K неінвертувального підсилювача визначається лише відношенням опорів і не залежить від ОП. Вхідний опір НП: Rвх.нп = Rвх.оп (1 + KU β ) , (10.5) R1 де β = . R1 + R2 K=

Вихідний опір НУ: Rвих.оп . (10.6) 1 + KU β Важливим випадком неінвертувального підсилювача є повторювач напруги – підсилювач із коефіцієнтом підсилення К=1 ( U вих = U вх ), який одержимо з (10.4) при R 2 = 0, R 1 = ∞ (див. рис. 48). Rвих.нп =

Повторювач напруги на ОП (також як й емітерний повторювач) має дуже великий вхідний і малий вихідний опори:  Rвх = Rвх.оп (1 + KU )  Rвих.оп (10.7)   Rвих = 1 + K . U  Застосовується для узгодження навантажень – коли необхідно передати сигнал від джерела з більшим внутрішнім опором до низькоомного навантаження; використовується для розв'язки – за необхідності подачі сигналу в кілька різних точок схеми. 10.4. Інвертувальний підсилювач напруги (ІП) У інвертувальному підсилювачі здійснюється паралельний зворотний зв'язок за напругою. За рис. 49 вхідний сигнал подається на інверсний вхід. Оскільки вхідний струм ідеального ОП iвх = 0 ( Z вх = ∞ ), то i1 = i2 (за 1-им законом Кірхгофа), напруга між входами ОП ∆U = U + − U − = 0 , U вх U R = − вих , звідки U вих = − 2 U вх . R1 R2 R1 Тоді коефіцієнт підсилення: R k ІП = − 2 . (10.8) R1 Знак мінус вказує на те, що ІП інвертує вхідний сигнал: при поданні вхідної постійної напруги вихідна напруга буде протилежної полярності, а при поданні вхідної змінної напруги буде до неї у протифазі.

тоді:

Рис. 49. Схема інвертувального підсилювача напруги

Rвх.іп

Вхідний опір ІП менше, ніж у НП й визначається виразом R2 R2 = R1 + Rвх.оп , тому що Rвх.оп << R1 . KU + 1 KU + 1

Тоді вхідний опір: Rвх.іп ≈ R1 . (10.9) Вихідний опір ІП визначається так само, як і для неінвертувального підсилювача, оскільки зворотний зв'язок знімається за напругою: R Rвих.іп = вих.оп , (10.10) 1 + KU β

де β =

R1 - коефіцієнт зворотного зв'язку. R1 + R2

10.5. Погрішності інвертувального підсилювача. Погрішності визначаються неточністю використовуваних резисторів і неідеальністю ОП, їх поділяють на мультиплікативні й адитивні. Сумарну мультиплікативну погрішність підсилювача можна визначити з виразу (10.11), враховуючи всі складові незалежними одна від одної:

Тобто для зменшення даної складової погрішності необхідно прагнути до того, щоб відносні погрішності резисторів були однаковими. Друга складова погрішності γ К обумовлена кінцевим значенням коефіцієнта підсилення КU ОП, використовуваного в схемі. При цьому реальний коефіцієнт передачі підсилювача, що інвертує, виявиться R 2 βKU таким, що дорівнює k P = − . Складова погрішності, R1 1 + βKU викликана кінцевим значенням коефіцієнта підсилення ОП, становитиме: 1 . γК =− (10.13) 1 + βКU Третя складова погрішності γ ∆К обумовлена зміною коефіцієнта підсилення: ∆K U 1 , γ ∆К = (10.14) КU 1 + βКU тобто погрішність підсилювача зі зворотним зв'язком, що викликана нестабільністю коефіцієнта підсилення ОП, тим менше, чим більше петльове підсилення β КU . Ще одна додаткова складова мультиплікативної погрішності інвертувального підсилювача виникає через нестабільність його вхідного опору. Однак звичайно вона не аналізується, оскільки в порівнянні з іншими складовими виявляється такою, якою можна знехтувати. Сумарна наведена адитивна погрішність інвертувального підсилювача, враховуючи те, що всі складові незалежні, може бути визначена за формулою (10.15):

γ A = γ З 2 + γ ВХ 2 + γ ∆ВХ 2 + γ ∆З 2 .

(10.15)

Перша наведена складова адитивної погрішності γ З обумовлена напругою зміщення Uзм ОП. Для інверсного підсилювача γ З

Перша складова погрішності γ R обумовлена погрішностями використовуваних резисторів і визначається за формулою (10.12): ∆R 2 ∆R1 γR = − . (10.12) R2 R1

U ЗМ R1 (1 + ) . Тут UВХН – U ВХН R2 номінальне (найбільше) значення вхідної напруги підсилювача. При чому при R2>>R1: U γ З ≈ ЗМ . (10.16) U ВХН

γ M = γ R 2 + γ К 2 + γ ∆К 2 .

(10.11)

розраховується в такий спосіб

γЗ =

Для зменшення даної складової варто вибирати прецизійні ОП з малими значеннями напруги зміщення Uзм. Друга наведена складова адитивної погрішності γ ВХ обумовлена струмами інверсного (iвх-) і неінверсного (iвх+) входів ОП. Резистор R3 застосовують з метою зменшити дану складову погрішності (див. рис. 50), тому що у випадку рівності вхідних струмів iвх+=iвх повна корекція R1R 2 ( γ ВХ = 0 ) досягається при R3 = : R1 + R 2 R1R 2 ∆U ВИХ ( ∆i ) R3 ⋅ i ВХ + − R1 + R 2 ⋅ i ВХ − . γ ВХ = = R2 U ВИХН β ⋅ (− ) ⋅ U ВХН R1

γ ∆ВХ , γ ∆З – 3-я й 4-а наведені складові адитивної погрішності внаслідок дрейфів напруги зміщення Uзм і різницевого вхідного струму ∆i ВХ , викликаних зміною температури навколишнього середовища:

де TKU ЗМ

TKU ЗМ R1 0  (1 + )∆t γ ∆З = U R2  ВХН (10.18)  TK∆iВХ 0 γ = R 1 ∆ t ,  ∆ВХ U ВХН – температурний коефіцієнт напруги зміщення ОП, TK∆iВХ –

температурний коефіцієнт різницевого вхідного струму ОП, ∆t 0 – зміна температури навколишнього середовища стосовно температури, за якої здійснювалося регулювання нуля підсилювача. 10.6. Погрішності неінвертувального підсилювача. Погрішності неінвертувального підсилювача можна визначити аналогічно міркуванням, наведеним у п. 10.5 для інвертувального підсилювача.

Рис. 50. Застосування резистора R3 у схемі інвертувального підсилювача

Однак у загальному випадку струми не рівні один одному, і є деякий ненульовий різницевий вхідний струм ОП ∆i ВХ = i ВХ + − i ВХ − , тоді R1∆i ВХ . (10.17) U ВХН У загальному випадку доцільно вибирати ОП з малими вхідними струмами, наприклад, з польовими транзисторами у вхідних каскадах. Причому погрішність, обумовлена вхідними струмами інвертувального підсилювача, не залежить від значення опору R2 й, отже, від значення коефіцієнта підсилення Ки. Якщо початкове регулювання проводиться за допомогою зовнішніх ланцюгів балансування нуля, то адитивна погрішність підсилювача створюється внаслідок дрейфів напруги зміщення й різницевого вхідного струму.

γ ВХ =

Рис. 51. До визначення погрішностей неінвертувального підсилювача

Сумарна мультиплікативна погрішність підсилювача визначається вираженням, аналогічним (10.11):

γ M = γ R 2 + γ К 2 + γ ∆К 2 + γ ∆КСФ 2 . Складова мультиплікативної погрішності, погрішностями використовуваних резисторів: ∆R 2 ∆R1 R2 γR =( − ) . R2 R1 R1 + R 2

10.19 обумовлена (10.20)

Складова погрішності, обумовлена кінцевим значенням коефіцієнта підсилення КU ОП: 1 − ( β К U / K СФ ) γК =− , 1 + βКU

(10.21)

де K СФ – коефіцієнт послаблення синфазного сигналу. Зменшити додаткову погрішність, викликану кінцевим значенням коефіцієнта послаблення синфазного сигналу можна, вибравши ОП з більшим значенням КСФ. Складова погрішності, що обумовлена зміною коефіцієнта підсилення, визначається за формулою (10.22): ∆K U 1 . γ ∆К = (10.22) КU 1 + βКU Для схеми неінвертувального підсилювача є ще одна складова мультиплікативної погрішності, обумовлена зміною коефіцієнта послаблення синфазного сигналу, значення якого можна знайти з формули (10.23): ∆К СФ δ γ ∆КСФ = M = , (10.23) К СФ К СФ 2

За інших рівних умов складова адитивної погрішності, обумовлена вхідними струмами ОП у неінвертувального підсилювача, виявляється менше, ніж у інвертувального підсилювача (див. формулу (10.17)). Якщо початкове регулювання проводиться за допомогою зовнішніх ланцюгів балансування нуля, то адитивна погрішність підсилювача створюється внаслідок дрейфів напруги зміщення й різницевого вхідного струму: TKU ЗМ 0  ∆t γ ∆З = U  ВХН (10.18)  TK∆iВХ R2 0 γ = R1 ⋅ ∆t .  ∆ВХ U ВХН R1 + R 2 10.7. Паралельне з’єднання ОП Паралельне з’єднання підсилювачів (див. рис. 52) збільшує амплітуду сигналу в N разів, у той час як шумова складова, що є випадковою величиною, зростає тільки в N . Тією самою мірою зменшуються дрейф нуля й вплив температурних коефіцієнтів окремих підсилювачів.

∆К СФ – відносна погрішність коефіцієнта ослаблення К СФ синфазного сигналу. Чим більше коефіцієнт КСФ обраного ОП, тим менше дана погрішність. Як видно з (10.19), за інших рівних умов мультиплікативна погрішність неінвертуючого підсилювача виявляється більшою ніж у інвертувального підсилювача через наявність синфазного сигналу на входах ОП. Сумарна наведена адитивна погрішність визначається виразом (10.15). Наведена складова адитивної погрішності γ З обумовлена напругою зміщення: U γ З = ЗМ (10.24) U ВХН

де

δM =

Наведена складова адитивної погрішності γ ВХ , що обумовлена струмами інверсного (iвх-) і неінверсного (iвх+) входів ОП: R1∆iВХ R2 γ ВХ = ( ). (10.25) U ВХН R1 + R 2

Рис. 52. Паралельне з’єднання ОП

10.8. Регулювання нуля. Для компенсації зміщення звичайно вводять у пристрій ланцюг регулювання-балансування нуля ОП. Установка нуля в ОП можлива двома способами. По-перше, можна подавати на вхід ОП невелику регульовану напругу, що підбирається з умови компенсації напруги зміщення підсилювача й зміщення, викликаного вхідними струмами. Для одержання такого регульованої напруги використовують резистивні дільники постійної напруги (звичайно напруги живлення ОП). Приклади подібних ланцюгів регулювання нуля наведені на рис. 53. Рис. 54. Підсумовуючий підсилювач на базі ІП

Можна здійснити підсумовування й з різними масштабними коефіцієнтами. Вихідна напруга розраховується за формулою (11.2): R R R U вих = −(U 1 ЗЗ + U 2 ЗЗ + ... + U n ЗЗ ) , (11.2) R1 R1 Rn RЗЗ — масштабний коефіцієнт. Ri Схема вважається налагодженою, якщо при U1=U2=U3=0 вихідна напруга дорівнює нулю. Для цього вводять додатковий резистор на неінверсний вхід (див. рис. 55).

де

Рис. 53. Типові схеми регулювання нуля ОП

Однак переважно регулювати нуль не шляхом подачі додаткової напруги на вхід ОП, а робити регулювання симетрії усередині самого ОП. Можливість такого регулювання передбачена майже у всіх типах ОП, за винятком ОП першого покоління. 11. ОПЕРАЦІЙНІ СХЕМИ НА ОП На ОП можна створити схеми, призначені для виконання математичних операцій над вхідними сигналами. Розглянемо ці схеми більш детально. 11.1. Підсумовуючий підсилювач на базі інвертувального підсилювача Розглянемо підсилювач, що наведений на рис. 54. Припустимо, та iвх = 0 , то: що R1 = R2 = R3 = RЗЗ = R . Оскільки Rвх = ∞ i1 + i2 + i3 = i зз (1-ий закон Кірхгофа). З огляду на те, що потенціал U U1 U 2 U 3 + + = − вих , звідки: R R R R = −(U1 + U 2 + U 3 ) . (11.1)

інверсного входу дорівнює нулю, тоді: U вих

а б Рис. 55. Підсумовуючі підсилювачі: а – на базі інвертувального ОП, б – на базі неінвертувального ОП

Для схеми на рис. 55, а цей режим роботи ОП встановлюється за 1 умови: R5 = . 1 + 1 + 1 + 1 R1 R2 R3 R4 Для схеми на рис. 55, б: 1

+ 1

= 1

+ 1

11.2. Диференціальний підсилювач (ДП) ДП призначений для підсилення різниці двох вхідних напруг.

Основні характеристики ФНЧ: 1. Смуга пропускання фільтра – діапазон частот від f = 0 до f = f ЗР . 2. Смуга придушення (загородження) – діапазон частот f > f в . 3. Перехідна ділянка – інтервал частот між f ЗР й f В . 4. Частота f ЗР – це та частота, за якої напруга на виході фільтра падає до рівня 0,707 напруги в смузі пропускання (на 3 дБ). 5. Частота f в – це та частота, за якої вихідна напруга на 3 дБ вище, ніж вихідна напруга в смузі придушення. Схема найпростішого фільтра нижніх частот наведена на рис. 58.

Рис. 56. Схема диференціального підсилювача

U вих = U 2 (

R4 R + R2 R ) 1 −U 2 2 . R4 + R3 R1 R1

(11.3)

При R 1= R3 і R2 = R4 : U вих =

R2 (U 2 − U 1) . R1

(11.4) Рис. 58. Найпростіший фільтр низьких частот

11.3. Фільтр нижніх частот (ФНЧ) ФНЧ – це частотний електричний фільтр, що має смугу пропускання, розташовану нижче деякої заданої частоти зрізу, яка називається верхньою граничною частотою fв . Частотна характеристика фільтра нижніх частот наведена на рис. 57, де UП – вихідна напруга в смузі пропускання.

11.3.1. Опис ФНЧ у частотній області Коефіцієнт передачі фільтра у комплексній формі: 1 U вих 1 jωc K ( jω ) = = = , 1 U вх 1 + jωRC R+ jωc переходячи до показової форми запису, одержимо к=кеjϕ, 1 де к = ; ϕ = −arctgωRC . 1 + ω 2 R 2C 2 1 1 Поклавши к = , одержимо значення частоти зрізу ω зр = : RС 2 1 f зр = . (11.5) 2πRC

Рис. 57. Частотна характеристика ФНЧ

Амплітудно-частотна характеристика фільтра: 1 к= . 2

(11.6)  f   1+   f зр    Розглянемо співвідношення частоти вхідного сигналу й частоти зрізу фільтра (див. рис. 59): 1) при f << f ЗР , коефіцієнт передачі дорівнює одиниці ( k = 1 або 0 дБ); 2) при f = f ЗР ; k = 0,707 (-3 дБ); 3) при f >> f ЗР к =

Якщо до входу прикладений сигнал прямокутної форми з частотою fвх, то форма вихідної напруги істотно залежить від співвідношення fвх й fЗР (див. рис. 60).

дб f 1 ). = ЗР ( − 20 f f дек f ЗР Рис. 60. До оцінки співвідношення fвх й fЗР для ФНЧ

ФНЧ застосовується для розтягування імпульсу - збільшення тривалості, використовується також як детектор середнього значення, тобто для виділення постійної складової вхідного сигналу. Активні фільтри можуть будувати на мікросхемах ОП і пасивних елементах. Використання ОП забезпечує розв'язку входу від виходу, що дозволяє робити активні фільтри багатокаскадними й поліпшувати тим самим їхні характеристики. 11.4. Активний інтегратор на ОП (інтегруючий підсилювач) Найпростіший інтегратор (інтегратор Міллера) реалізується на базі інвертувального операційного підсилювача: у зворотний зв'язок включають конденсатор С. Рис. 59. АЧХ і ФЧХ ФНЧ

Аргумент коефіцієнта передачі фільтра: f ϕ = −arctg . f зр

(11.7)

11.3.2. Опис ФНЧ у часовий області RC-ланку з постійною часу ( τ = RC ) набагато більшої тривалості вхідного імпульсу називають інтегруючою. Вихідна напруга такого ланцюга пропорційна інтегралу від вхідного.

Рис. 61. Схема інтегруючого підсилювача на ОП

U вх dU вих = −C , звідки R dt 1 U вих = − (11.8) ∫ U вх dt + U (0) . RC Постійний член U (0) визначає початкові умови інтегрування. Для обчислення інтеграла треба спочатку виразити вхідну напругу як функцію часу. Комплексний коефіцієнт передачі: U ( jω ) Z 1 K ( jω ) = вих =− C =− . Звідси знайдемо АЧХ - K (ω ) : U вх ( jω ) R jωRC

Якщо iвх.ОП = 0 , то i1 = iЗЗ :

ω зр f зр U 1 1 K (ω ) = вих = = = = , U вх ωRC ω f f / f зp 1 1 де f зр = ( ω зp = ). Тому при збільшенні частоти, наприклад, 2πRC RC в 10 разів коефіцієнт передачі зменшується теж у 10 разів (АЧХ у логарифмічному масштабі має вигляд прямої з нахилом f дБ − 20 [ K (дБ ) = −20 lg ] ). дек f зp

Рис. 62. Підсумовуючий інтегратор на базі ОП

Інтегруючи, знайдемо: U вих = −

1 ∫ (U1 + U 2 + ... + U n )dt . RC

(11.9)

11.6. Активний ФНЧ першого порядку

Для реального інтегратора на ОП необхідно враховувати I вх.оп і ∆U ЗM + I вх.оп . R Внаслідок цього буде зменшуватися вихідна напруга. Звичайно ∆U ЗM ∆U ЗM ⋅ C вибирають: I вх < ; I вх < . Слід нагадати, що для R τ компенсації погрішності від I вх до неінверсного входу підключають опір (див. рис. 62). ∆U зм . При ∆U вх = 0 через Іс буде іти струм: I c =

11.5. Підсумовуючий інтегратор на базі ОП Кількість входів інтегратора може бути й більше одного. Схема підсумовуючого інтегратора з багатьма входами має вигляд, що зображений на рис. 62. Для ідеального ОП при I вх = 0 маємо: dU вих U1 U 2 U = + + ... + n . При R1=R2=…=Rn=R: dt R1 R2 Rn 1 = −(U1 + U 2 + ... + U n ) . RC

ic = i1 +i 2 +... + in , − C U вих /

Рис. 63. Схема активного ФНЧ першого порядку на ОП

Розрахунок інтегратора зводиться до визначення значень ємності С1 та резисторів R1 , R2 (слід зазначити, що стабільність фільтра визначається в основному стабільністю цих елементів): 1   R2 = 2πf C зp 1  (11.10)  R R = 2 ,  1 K 0

де K 0 – коефіцієнт підсилення в смузі пропускання. Приклад. Розрахувати ФНЧ, що має fзp=150 Гц і коефіцієнт підсилення в смузі пропускання К0=10. 1. Вибираємо значення ємності С1=0,l мкФ. 2. Розраховуємо значення резистора R2 з формули (11.10): R2 =

1 2πf зp C1

1 2 ⋅ 3,141 ⋅15,9 ⋅10 −7

3. Значення резистора R1: R1 =

≈ 100 кОм.

R2 100 = = 10 кОм. K 0 10

Рис. 65. Електрична схема різницевого інтегратора

11.7. Інтегратор-підсилювач (пропорційно-інтегральний регулятор) Якщо послідовно з конденсатором ОП включити опір, то вихідна напруга виявиться лінійною функцією вхідної напруги й інтегралом від вхідної напруги. Така схема об'єднує інтегратор і підсилювач (див. рис. 64).

Вихідна напруга наведеного інтегратора: 1 U вих (t ) = − ∫ (U 2 − U1 )dt . RC

(11.12)

11.9. Подвійне інтегрування на ОП

Рис. 64. Пропорційно-інтегральний регулятор

Напруга на його виході має вигляд: R 1 U вих = − зз U1 − ∫ U1dt . R RC 11.8. Різницевий інтегратор Різницевий інтегратор сигналів (див. рис. 65).

(11.11)

формує інтеграл від різниці вхідних

Рис. 66. Можлива схемотехнічна реалізація подвійного інтегрування на ОП

Вихідна напруга інтегратора при зазначених співвідношеннях R і C на рис. 66 буде мати вигляд: 4 U вих (t ) = − 2 2 ∫ ∫ U 1dt . (11.13) R C Якщо вихід подвійного інтегратора з'єднати з його входом, то отримаємо генератор з частотою самозбудження: 1 . f = (11.14) πRC

11.10. Неінвертувальний інтегратор Схема неінвертувального інтегратора на ОП наведена на рис. 67. У даній схемі, крім рівності зазначених опорів, необхідно, щоб джерело вхідного сигналу мало низький вихідний опір.

RC-ланцюг з постійною часу набагато меншої тривалості вхідного імпульсу називають диференціюючим ланцюгом. Диференціатор створює вихідну напругу, пропорційну швидкості зміни вхідної напруги. При диференціюванні підсилювач повинен пропускати тільки змінну dU вх складову вхідної напруги, тому що = 0 при U вх = const . dt

Рис. 67. Схема неінвертувального інтегратора

Рис. 69. Найпростіша схема ФВЧ

Вихідна напруга: U вих =

2 ∫ U вх dt + U вх (0) . RC

(11.15)

11.11. Фільтр верхніх частот. Активний фільтр верхніх частот першого порядку Фільтр верхніх частот (ФВЧ) послабляє всі частоти, починаючи з нульової й до частоти f ЗР (що розташована вище деякої заданої частоти зрізу, яка називається нижньою граничною частотою fН) та пропускає всі частоти, починаючи з f ЗР і до верхньої частотної межі схеми (див. АЧХ фільтра на рис. 68).

Для схеми, що наведена на рис. 69, знайдемо коефіцієнт передачі в комплексній формі: U R 1 , звідки K = K e jϕ , K ( jω ) = вих = = 1 1 U вх R+ 1+ jωc jωRC де 1  K = 1  1+ 2 2 2 (11.16)  ω R C  ϕ = arctg 1 .  ωRC 1 Частота зрізу ω зр = : RC 1 . f зр = (11.17) 2πRC

Рис. 68. АЧХ ФВЧ

U вих = − RC

Рис. 70. До оцінки співвідношення fвх й fЗР для ФВЧ

Передатна функція ФВЧ першого порядку: K ( jω ) =

R2 / R1 . 1 1+ jω 2πf зp R1C1

dU вх . dt

(11.18)

Рис. 72. Інвертувальний диференціатор на ОП

11.13. Підсумовуючий диференціатор на ОП

Принципова схема ФВЧ першого порядку наведена на рис. 71.

Рис. 71. Схема активного фільтра верхніх частот першого порядку Рис. 73. Підсумовуючий диференціатор на ОП

Для розрахунку ФВЧ необхідно задати частоту зрізу fзp, необхідний коефіцієнт підсилення в смузі пропускання К0 й ємність конденсатора С1, тоді R1 = 1 / 2πf зp C1 і R2 = R1 ⋅ K 0 . 11.12. Інвертувальний диференціатор на ОП Схема інвертувального диференціатора на операційному підсилювачі зображена на рис. 72. Враховуючи, що iC = iЗЗ , тоді C

dU вх U = − вих . dt R

Для

ідеального

ОП

можна

записати

при

Iвх=0;

dU n U dU1 dU 2 +C + ... + C n = − вих , dt dt dt R де п – число входів диференціатора. Отже: dU n  dU 2  dU1 U вих = − R C1 + C2 + ... + C n . dt dt dt  

∆U вх = 0 ,

ic1 + ic 2 + ... + icn = iR . C

(11.19)

11.14. Інвертувальний підсилювач змінної напруги Якщо підсилювач призначений для підсилення тільки змінної складової вхідного сигналу, у його вхідний ланцюг включають роздільний конденсатор, який і перешкоджає передачі постійної складової напруги вхідного сигналу на вхід підсилювача (див. рис. 74).

R ⋅R  R2 + R3 + 2 3  R4  K і .п = − ; R1   R ⋅R  R2 + R3 + 2 3  R R4 + 3 + 1.  K н.п = R R 1 4 

(11.20)

а б Рис. 74. Підсилювачі змінної напруги: а – інвертувальний підсилювач, б – найпростіший диференціальний підсилювач

Нижня гранична частота такого підсилювача визначається 1 R частотою зрізу f зр = , де коефіцієнт підсилення − k = 2 R1 2πR1C1 зменшується в

2 раз.

Приклад. На рис. 74, б наведено схему найпростішого диференціального підсилювача змінної напруги. При R4 = R2 ;R3 = R1 ; C2 = C1 нижня гранична частота (частота зрізу) 1 як для сигналу U1, так і для такого підсилювача дорівнює: f зр = 2πR1С1 сигналу U2. Верхня гранична частота залежить від інерційності ОП та від параметрів ланцюгів частотної корекції. 11.15. Підсилювачі з Т-подібним ланцюгом НЗЗ Розглянемо схеми інвертувального і неінвертувального підсилювачів, у яких в ланцюг зворотного зв'язку входить Т-подібний триполюсник, що утворюється резисторами R2 , R3, R4. Така схема дає можливість зменшити діапазон опорів, необхідних для одержання заданих коефіцієнтів підсилення. Для схеми інвертувального підсилювача (рис. 75, а) і схеми неінвертувального підсилювача (рис. 75, б) справедливі такі співвідношення:

а б Рис. 75. Підсилювачі з Т-подібним ланцюгом НЗЗ: а) схема інвертувального підсилювача; б) схема неінвертувального підсилювача

11.16. Підсилювачі струму (ПС) ПС призначені для перетворення малих струмів у напругу. Найпростіший спосіб перетворити струм у напругу – пропустити цей струм через резистор з відомим опором. У найпростішому випадку ПС на основі ОП являє собою інвертувальний підсилювач без вхідного резистора (рис. 76). Джерело вхідного струму показане у вигляді ланцюга, що складається з ідеального джерела струму Iвх і внутрішнього опору Ri: R R U вих = − 2 U вх = − 2 I вх Ri = − R2 I вх (11.21) Ri Ri Прикладом джерела струму можуть служити фотоелементи: фотодіоди, фототранзистори. Їхній вихідний опір великий, тому чим менше опір навантаження, тим більшою мірою вони працюють як джерело струму.

Рис. 76. Схема інвертувального підсилювача струму

11.17. Вимірювання електричних зарядів Особливість вимірювань зарядів полягає в тому, що об'єкти досліджень, заряди яких вимірюють, є дуже малопотужними з високим внутрішнім опором. Тому вимірювальні кола засобів вимірювань зарядів можуть будуватись з використанням вимірювальних підсилювачів із дуже високим вхідним опором. Приклад такого вимірювального кола наведений на рис. 77.

Вихідна напруга підсилювача: q jωRC R2 U вих = (1 + ). (11.23) C 1 + jωRC R1 Основним недоліком такої схеми є залежність вихідної напруги від ємності, основною складовою якої є ємність кабелю, яка суттєво змінюється залежно від положення кабелю, температури та вологості. Розглянемо перетворювач заряду в напругу, що наведений на рис. 78. Якщо конденсатор попередньо розряджений, то при надходженні на вхід підсилювача (рис. 78, а) електричного заряду q ВХ на його виході за умови k>>1 одержимо: q (11.24) U вих = − ВХ . C Для періодичного розряду конденсатора перед кожним наступним вимірюванням передбачений ключ S.

а б Рис. 78. Схеми підсилювачів заряду (інтегрувальних підсилювачів струму) Рис. 77. Вимірювальне коло перетворювача заряду

В цьому колі використовується неінвертувальний підсилювач на основі операційного підсилювача з вхідним каскадом на польовому транзисторі. Напруга, що надходить на вхід підсилювача: q jωRC U вх = , (11.22) C 1 + jωRC де С – еквівалентна ємність паралельно з'єднаних ємності досліджуваного об'єкта, кабелю та вхідної ємності вимірювального кола; R – еквівалентний опір паралельно з'єднаних опору досліджуваного об'єкта, опору ізоляції кабелю та вхідного опору вимірювального кола.

Підсилювач за схемою на рис. 78, б дозволяє отримати потрібний коефіцієнт підсилення: q R2 (11.25) ). U вих = − ВХ (1 + C R3 У якості джерела вхідного заряду звичайно виступають різноманітні п'єзоелектричні датчики. 11.18. Підсилювач Нортону У той час як звичайний операційний підсилювач оперує різницею вхідних напруг, струморізницевий підсилювач працює з різницею вхідних струмів. Для позначення такого режиму роботи використовують

назву «підсилювач Нортону». Основна схема такого підсилювача наведена на рис. 79.

Рис. 79. Схема підсилювача Нортону

Транзистор VT1 – активний елемент підсилювача, ввімкнений загальним емітером, а VT2 служить опором навантаження. Сигнал з колектора VT1 збуджує базу VT3, що працює як емітерний повторювач із навантаженням у вигляді VT4. Дана схема без ЗЗ здатна давати підсилення понад 60 дБ. На транзистори VT2 і VT4 подається таке зміщення, що вони працюють як джерела незмінного струму й тому мають дуже великі динамічні опори. На рис. 80, б показана принципова схема підсилювального каскаду LM3900 National Semiconductor, а на рис. 80, а наведене позначення підсилювачів Нортону на функціональних схемах. Позначення відрізняється від стандартного позначення операційних підсилювачів. Це зроблено для того, щоб уникнути помилки й не переплутати підсилювач Нортону зі звичайним ОП, оскільки принципи їхньої роботи різні. Введений між входами підсилювача Нортону генератор струму показує струмовий принцип входу. При вмиканні на входах високоомних резисторів (для перетворення вхідних напруг у вхідні струми) підсилювач Нортону може заміняти звичайний ОП в більшості схем. Вихідний каскад підсилювача при малих вхідних сигналах працює в класі А, а при більших вхідних сигналах переходить у клас В, що дозволяє збільшити максимальний вихідний струм підсилювача. Дуже малий вхідний струм зміщення дозволяє використовувати в ланцюзі зворотного зв'язку підсилювача високоомні резистори.

а б Рис. 80. Підсилювачі Нортону: а – позначення на функціональних схемах; б – схема підсилювального каскаду мікросхеми LM3900 National Semiconductor

Для роботи в лінійних схемах, а також у тих випадках, коли потрібно одержати відносно більшу шкалу вихідних напруг, цьому підсилювачу варто задавати деяке зміщення, щоб у режимі спокою вихідна напруга становила приблизно половину ЕК (див. рис. 79). Для регулювання коефіцієнта підсилення схеми підсилювача Нортону можна використовувати той же підхід, що й у схемах класичних ОП (мова іде про можливість застосування резистора зворотного зв'язку). Однак використання резистора зворотного зв'язку Rзз створює ряд труднощів. Оскільки струморізницевий підсилювач, призначений для роботи в лінійному режимі, одержує таке зміщення, що потенціал на його виході вище потенціалу землі і через Rзз, як показано на рис. 81, потече деякий постійний струм Iзз. Це значить, що напруга на правому виводі Rзз за рахунок вихідної напруги спокою UBИIХ буде істотно вище потенціалу землі, тоді як потенціал на лівому виводі цього резистора вище потенціалу землі тільки на напругу база-емітер (UБЕ) транзистора VT1, величина якого звичайно дорівнює всього декільком десятим вольта. У результаті на Rзз створюється постійна різниця потенціалів, і через цей резистор тече постійний струм. Якщо вихідна напруга спокою дорівнює половині напруги Ек, то: E /2 E I ЗЗ ≈ K = K . (11.26) RЗЗ 2 RЗЗ

Такий струм Iзз занадто великий для правильного зміщення бази VT1. На практиці, якщо не відвести від бази VT1 більшу частину Iзз, підсилювач увійде в режим насичення.

Рис. 82. Практична схема підсилювача Нортону з резистором зворотного зв'язку Рис. 81. Застосування резистора зворотного зв'язку в підсилювачах Нортону

Показана на рис. 82 додаткова частина схеми забезпечує відвід необхідної частини струму Iзз від бази транзистора VT1 за рахунок транзистора VT5. Значна (більша) частина Iзз повинна бути відведена у вигляді IК5, тобто для роботи підсилювача в лінійній області I ЗЗ ≈ I К 5 . Величина IК5 задається прямим зміщенням база-емітерного переходу VT5, що у свою чергу визначається прямим падінням напруги на діоді VD1. Величина струму через діод IVD1 визначається значеннями зовнішнього опору зміщення R2 і напруги живлення Ек. Струм через R2 за законом Ома дорівнює: E − U БЕ E K (11.27) I2 = K ≈ . R2 R2 Струм I2 через неінверсний вхід називається дзеркальним струмом, тому що він відбиває постійний струм зворотного зв'язку Iзз, тобто дорівнює йому.

Підбор елементів, що задають дзеркальний струм і лінійний режим роботи при добрій шкалі вихідних сигналів, здійснюється дуже просто. Оскільки I2 приблизно повинен дорівнювати Iзз, можна дорівняти праві частини рівнянь (11.26) і (11.27), тоді отримаємо: R 2 ≈ 2 RЗЗ . (11.28) Приклад. Визначити значення опорів Rзз, R1 й R2 для схеми підсилювача Нортону, яка зображена на рис. 83, так, щоб одержати коефіцієнт підсилення за напругою, який би дорівнював 100. Значення дзеркального струму (рекомендоване виготовлювачем) дорівнює 10 мкА, а напруга живлення Ек=20 В.

Рис. 83. Неінвертувальний підсилювач Нортону

Оскільки відповідно до (11.26) I ЗЗ ≈ RЗЗ =

EK , то 2 RЗЗ

EK = 1 (МОм). 2 I ЗЗ

RЗЗ ), що R1 дорівнює 100, вхідний опір R1 повинен бути менше Rзз в 100 R разів: R1 = ЗЗ = 10 (кОм). K 3. Для одержання необхідного значення дзеркального струму I2 варто вибрати R 2 ≈ 2 RЗЗ = 2 (МОм).

2. Для одержання коефіцієнта підсилення ( K = −

11.19. Застосування сучасних підсилювачів при підсиленні біопотенціалів Із всіх біологічних дисциплін першою електроніку почала використовувати електрофізіологія, що вивчає електричні явища в організмі. Електрофізіологічні дослідження дуже важливі, тому що є компонентами збудження одного з фізіологічних процесів у нервовій і м'язовій тканинах. Збудження супроводжуються електричними коливаннями. Для їхнього дослідження необхідні безінерційні й високочутливі прилади: підсилювачі постійного струму і змінного струму (напруги). Технічні вимоги до підсилювачів постійного струму настільки складні, що вони почали задовольнятися відносно недавно, коли розпочався серійний випуск підсилювачів в інтегральному виконанні. Можна відводити сигнали (біоелектричні потенціали), що виникають при збудженні нервової системи, кістякових м'язів або серця, прикладаючи електроди до певних точок поверхні тіла цілісного неушкодженого організму. Підсилювачі біопотенціалів повинні забезпечити без істотних спотворень підсилення сигналів (біопотенціалів) з електродів для їхньої наступної реєстрації. Залежно від призначення приладу застосовується один або кілька каналів підсилення, що являють собою, як правило, ідентичні підсилювачі. Залежно від призначення приладу коефіцієнт підсилення становить від 10 000 (наприклад, в електрокардіографах) до 200 000 (для електроенцефалографів). Таке підсилення досягається застосуванням декількох каскадів підсилення. Для зручності реєстрації біопотенціалів з

різною амплітудою в приладах передбачається ступінчасте або плавне регулювання підсилення. У більшості приладів застосовуються підсилювачі змінного струму, які не підсилюють постійні напруги. У ряді випадків, наприклад, в електрогастрографах застосовуються й підсилювачі постійного струму. Верхня гранична частота амплітудно-частотної характеристики становить від сотень (електрокардіографи) до тисяч герців (електроенцефалографи). Щоб виключити біопотенціали інших органів, що заважають, наприклад, біоструми кісткових м'язів при електроенцефалографії, або виділити певну частину спектра біопотенціалів при реєструванні (у підсилювачі може бути регулювання як нижньої, так і верхньої граничної частоти смуги пропускання). Якщо біопотенціали мають виражену основну частоту коливань, як це, наприклад, має місце при реєстрації біоелектричної активності шлунка, то застосовуються виборчі (вибіркові) підсилювачі, що підсилюють напруги у вузькій смузі частот. Для найбільш чутливих приладів – електроенцефалографів, мінімальний сигнал становить десятки мікровольт й еквівалентна величина шумів на вході підсилювача, відповідно, не повинна перевищувати декількох мікровольт. Найбільші біопотенціали (до 10 мВ) мають місце при реєстрації електроміограм за допомогою голчастих електродів. Розроблювальний підсилювач повинен мати досить великий вхідний опір, щоб у мінімальному ступені шунтувати міжелектродний опір. Міжелектродний опір при нашкірних електродах звичайно становить десятки тисяч Ом. Тому вхідний опір підсилювача повинен становити сотні тисяч Ом, а при використанні голчастих електродів, що мають малу контактну поверхню, декілька МОм. Однією з найважливіших характеристик приладу для реєстрації біопотенціалів є його завадостійкість. Оскільки завадостійкість усього приладу визначається, в основному, його підсилювачем, розглянемо основні джерела перешкод. Перешкоди при реєстрації біопотенціалів залежно від місця їхньої появи можуть бути розділені на дві групи – внутрішні й зовнішні. До зовнішніх перешкод відносять перешкоди від біопотенціалів тканин й органів, що не належать до досліджуваного процесу, перешкоди, викликані електрохімічними процесами на електродах, і, нарешті, перешкоди, створювані зовнішніми електричними, магнітними й електромагнітними полями. Перші два види зовнішніх перешкод іноді називають «артефактами» – випадковими непередбачуваними ефектами

в об'єкті вимірів і пов'язаній з ним частині вимірювального кола. Значні перешкоди може викликати біоелектрична активність м'язових тканин при їхньому мимовільному скороченні, тремтінні. У цьому випадку піки на записі нерегулярні, у відмінність, наприклад, від електричної мережної перешкоди. Основний захід щодо зменшення м'язових біопотенціалів - повне розслаблення кісткових м'язів. Підсилювачі електроенцефалографів, що мають найбільш високий коефіцієнт підсилення, звичайно містять ще й фільтр, налагоджений на частоту електричної мережі. Фільтр забезпечує вирізання з діапазону підсилювальних частот вузької смуги 45-55 Гц. Напруги, наведені на вимірювальний провід, викликають струми перешкод, які протікають через електродно-шкірні опори та створюють на них напруги, прикладені до входу підсилювача. При рівності струмів перешкод й електродно-кожних опорів ці напруги взаємно компенсуються. Однак завжди існує деяка несиметрія, яка призводить до появи протифазних перешкод. Заходи боротьби із цими перешкодами полягають, насамперед, в екрануванні сполучних проводів. Необхідно також знижувати величини електродно-шкірних опорів. Із цієї причини дуже важливо при проведенні реєстрації біопотенціалів забезпечити гарний контакт між електродом і тілом, та стежити, щоб електроди й пристрої для їхнього кріплення не забруднювалися. Крім електричного поля змінного струму, джерелом перешкод може бути й магнітне поле, що виникає при проходженні значних струмів по проводах і кабелях, або створюване трансформаторами, ферорезонансними стабілізаторами за рахунок поля розсіювання. З’єднувальні проводи електродів утворюють виток, у якому змінне магнітне поле може навести напругу, достатню для створення на вході підсилювача інтенсивної протифазної перешкоди. Щоб зменшити площу витка, яка і визначає величину наведеної перешкоди, треба зближати разом проводи, що йдуть до електродів. Для реалізації підсилювачів біопотенціалів (ПБП) звичайно використовують інструментальні підсилювачі, структура яких на прикладі інтегральної схеми 1N118 показана на рис. 84, а схема ПБП на його основі – на рис. 85. У якості кардіопідсилювачів можуть застосовуватися прецизійні інструментальні підсилювачі 1N118, що мають диференціальні входи з опором порядку 10 ГОм, які дозволяють придушити синфазну перешкоду, наприклад, наведення від електричної мережі, на 120 дБ при коефіцієнті підсилення 100. Незамінним в переносних біологічних, хімічних (рН-метри) пробниках й електрометричних підсилювачах може стати ОП LMC6001, нещодавно розроблений фірмою National Semiconductor. Він

відрізняється дуже малим вхідним струмом - 25 фА, дуже малою спектральною щільністю струмових шумів, наведених до входу - не більше 0,13 фА / Гц , вхідним опором ~ 1 ТОм і струмом споживання 550 мкА.

100

Рис. 84. Принципова схема інструментального підсилювача INA118

Рис. 85. Схема підсилювача ЕКГ-сигналів

12. КОНТРОЛЬНІ ЗАПИТАННЯ Й ПИТАННЯ ДЛЯ САМОПІДГОТОВКИ 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7.

9. 10. 11.

12.

13.

14.

15.

Приведіть позначення біполярних і польових транзисторів різних типів з назвою електродів. Дайте пояснення напівпровідника p-типу, n-типу. Поясніть терміни "донор" і "акцептор". Накресліть ВАХ р-п переходу. Поясніть поняття лавинного та тунельного пробоїв. За рахунок чого утворюються потенційні бар'єри на переходах і як вони впливають на роботу транзистора? Чому емітерний перехід для нормальної роботи транзистора для основних носіїв повинен бути зміщений у прямому напрямку, а колекторний у зворотному? За рахунок яких носіїв струму в транзисторі утворюються струми емітера, колектора й бази (Iе, Iк, Iб, Iкр)? Покажіть шляхи протікання зазначених струмів у транзисторах різного типу провідності. Наведіть аналітичні вирази, що зв'язують між собою струми бази, емітера й колектора. Поясніть зміст коефіцієнтів α і β. Який зв'язок між ними? Які схеми включення транзисторів у каскадах підсилення ви знаєте? Укажіть достоїнства й недоліки кожної зі схем увімкнення. Поясніть, чому при збільшенні колекторної напруги вхідний струм зростає в схемі ввімкнення з ЗБ та зменшується при ввімкненні транзистора із ЗЕ. На основі еквівалентної схеми одержите аналітичні вирази для h-параметрів транзистора, представленого у вигляді чотириполюсника. Скориставшись вихідними й вхідними характеристиками транзистора, покажіть методику визначення h-параметрів транзистора. Дайте фізичне тлумачення дифузійної і бар'єрної ємностей.

101

16. Покажіть на сімействах характеристик активну область роботи транзистора, а також області насичення й відсічки. 17. З якою метою в схемах, де використовується транзистор, у коло його колектора включають резистор RK? 18. Поясніть, як забезпечується та стабілізується режим спокою каскаду. 19. Запишіть рівняння динамічного режиму роботи біполярного транзистора. 20. Чому біполярний транзистор підсилює сигнали? 21. У яких схемах включення біполярний транзистор може підсилювати? 22. Що таке схема із загальним емітером й які її властивості? 23. Що таке схема із загальним колектором і які її властивості? 24. Що таке навантажувальна пряма транзистора? 25. Чим керуються при виборі робочої точки транзисторів? 26. Як впливає температура на властивості транзистора й на положення робочої точки? 27. Що таке підсилювачі класів А, В, АВ та С? 28. Які існують області роботи транзистора? 29. Що таке одноперехідний транзистор? 30. Як класифікують підсилювачі? 31. Що таке частотна характеристика підсилювача? 32. Що таке ширина смуги пропускання підсилювача? 33. Які спотворення, внесені підсилювачем, Ви знаєте? 34. Що таке динамічна характеристика? 35. Нелінійні спотворення в підсилювачах. 36. Що таке резистивний підсилювач із ємнісним зв'язком? 37. На чому оснований зворотний зв'язок в електричних схемах? 38. Як впливає НЗЗ на підсилення підсилювача? 39. Чи викликає НЗЗ розширення смуги пропускання? 40. Як впливає НЗЗ на вхідний й вихідний опори підсилювача? 41. Чи можна зворотним зв'язком охопити більше одного каскаду? 42. Як розраховується коефіцієнт підсилення підсилювача за наявності зворотного зв'язку?

102

43. Накресліть електричні схеми підсилювачів з різними видами зворотного зв'язку. 44. Чи є емітерний повторювач схемою з НЗЗ за напругою послідовного типу? Поясніть відповідь. 45. Як оцінюється коефіцієнт підсилення багатокаскадного підсилювача? 46. Як забезпечується початкове положення робочої точки транзистора в підсилювальному каскаді на біполярному транзисторі із ЗЕ. 47. Який підсилювач називається операційним? 48. Як графічно зображують операційний підсилювач? 49. Як класифікують операційні підсилювачі? 50. Від чого залежить коефіцієнт підсилення інвертувального і неінвертувального підсилювачів на ОП? 51. Які погрішності властиві підсилювачам, побудованим на ОП? 52. Коли використовується операційний підсилювач в інверсному і неінверсному режимах? 53. Яке призначення еквівалентних схем? 54. Як розраховується вихідний опір підсилювачів? 55. Які ви знаєте способи температурної стабілізації режиму роботи підсилювального каскаду? 56. Якими властивостями володіє ідеальний ОП? 57. Чи може ОП виконувати математичні операції? 58. Для чого застосовують зворотний зв'язок в операційному підсилювачі? 59. Коли застосовують диференціальний підсилювач? Наведіть схему ДП на ОП. 60. Яке призначення вибіркових підсилювачів? 61. Визначити коефіцієнт підсилення інверсного підсилювача на базі ОП, якщо опір резистора в ланці зворотного зв'язку дорівнює 100 кОм, а опір резистора на інверсному вході ОП має значення 9,1 кОм. 62. На вхід інверсного підсилювача на базі ОП подано вхідну напругу Uвх=120 мВ. Обчислити напругу на виході

103

підсилювача, якщо опір резистора у ланці зворотного зв'язку ОП становить 100 кОм, а опір резистора на інверсному вході ОП R= 20 кОм. 63. Визначити коефіцієнт підсилення неінверсного підсилювача на базі ОП, якщо опір резистора в ланці зворотного зв'язку Rзз=22 кОм, а опір резистора на інверсному вході ОП R=1,2 кОм. 64. Необхідно визначити величину й полярність вихідної напруги схеми, що зображена на рис. 86.

Рис. 86. Схема підсумовуючого інвертувального підсилювача

65. Для схеми на рис. 87, а обчислити значення її коефіцієнта підсилення за напругою, коли перемикач П перебуває: а) у положенні 1; б) у положенні 2; в) у положенні 3. Необхідно зобразити форму вихідного сигналу, якщо перемикач П перебуває в положенні 2, а вхідна напруга має форму, показану на рис. 87, б. Передбачається, що при Vr=0, вихідна напруга Uвих також дорівнює нулю, тобто схема збалансована. Який вхідний опір має схема для генератора?

а б Рис. 87. Підсилювач: а – схема підсилювача з перемикачем; б – напруга на вході підсилювача

104

66. У диференціаторі на ОП R=10 кОм; С=0,1 мкФ. На вхід подається трикутна хвиля з f1=1 кГц, амплітудою Um=3 В. Яким буде вихідний сигнал? ВИСНОВКИ

Рис. 89. Вхідний сигнал, що надходить до диференціатора

67. Типи електричних фільтрів. Дайте визначення і назвіть основні характеристики фільтрів нижніх частот. 68. Накресліть схему активного інвертуючого інтегратора Міллера на базі ОП. 69. Дайте визначення і назвіть основні характеристики фільтрів верхніх частот. 70. Як будують підсилювачі на ОП із Т-подібним ланцюгом НЗЗ? Які переваги мають такі підсилювачі? 71. За якої умови RC-ланцюг буде диференціювати прямокутний імпульс? 72. Для прямокутного імпульсу тривалістю 1 мкс чи буде ланцюг інтегруючим з: а) R=10 кОм, С=10000 пФ; б) R=1 МОм, С=1 мкФ? 73. За якої умови RC-ланцюг буде інтегруючим для прямокутного імпульсу? 74. Як побудувати різницевий інтегратор на ОП? 75. Як будують інструментальні підсилювачі? Які їхні переваги перед звичайним ОП?

105

В кожній галузі сучасної техніки електроніка дає потужний поштовх для якісно нового рівня розвитку. Сучасний технічний прогрес висуває вимоги до зменшення всіх конструктивних параметрів і витрат, мікромініатюризацію приладів з підвищенням надійності їхньої роботи в різноманітних умовах. Розуміння основних фізичних процесів, уміння грамотно експлуатувати ці пристрої є не менш невід’ємним елементом фахової підготовки, а і мірилом загальнокультурного рівня освіченості. В посібнику викладаються необхідні базові відомості з принципів роботи, розробки і застосування електричних підсилювачів, виконаних на транзисторах і в інтегральному виконанні. Відображені розробки в галузі схемотехнічної побудови низки наукових і навчальних шкіл України та СНД. Вивчивши посібник, студент знатиме основні параметри та характеристики транзисторів, параметри інтегральних мікросхем операційних підсилювачів, електричних схем підсилювальних пристроїв, вмітиме використовувати функціональні та принципові схеми пристроїв аналогової схемотехніки при налагодженні, ремонті та розробці підсилювачів, а також виконувати вибір необхідної елементної бази пристроїв, розраховувати основні елементі електронних підсилювальних схем. Осмислення принципів побудови підсилювальних пристроїв і принципів їх роботи, відповіді на запитання, поставленні у кінці книги, й вирішення запропонованих задач і прикладів, будуть сприяти придбанню студентами ряду професійних навичок: вмінню кваліфіковано експлуатувати, налагоджувати й приймати участь у розробці широкого класу підсилювальних пристроїв. Крім того, матеріал посібника стане належною базою для вивчення ряду розділів спеціальних профілюючих курсів, курсу “Мікросхемотехніка” та ін. Слід зазначити, що всі розрахункові формули наведені у вигляді зручному для практичного застосування, а тому посібник може також бути використаний при проектуванні та розрахунку підсилювачів фахівцями електронної техніки, які спеціалізуються в галузі розробки, виготовлення та експлуатації електронних систем і приладів та спеціалістами, що працюють у галузі мікроелектроніки.

106

Успіхи фізики та технології напівпровідників привели до створення транзисторів і мікросхем надвисокочастотного (НВЧ) діапазону. Прогрес у цій області відбувається досить швидко. Розробка ВЧ підсилювачів вимагає вирішення чисельних проблем, що мало впливають на розробку НЧ підсилювачів. До них відносяться проблеми, пов'язані з комп’ютерним моделюванням каскадів підсилення, із зовсім новими принципами побудови транзисторних підсилювачів, а також із забезпеченням стійкості таких підсилювачів. Такі підсилювачі використовуються в системах радіозв'язку, радіолокації, радіонавігації, а також у вимірювальній та радіоастрономічній апаратурах і від їхніх характеристик багато в чому залежить якість системи в цілому. НВЧ підсилювачі складаються з типових пристроїв різноманітних НВЧ схем: ланцюгів узгодження, амплітудних коректорів, фільтрів, атенюаторів й обмежників. Використання друкованих схем приводить до проблеми розподілу параметрів, що потребує узгодження ланцюгів як з напівпроводниковими структурами, так і між собою. Фізичні розміри елементів зменшуються із підвищенням частоти й на частотах вище декількох сотень мегагерц стають настільки малими, що їхнє виготовлення й застосування викликають серйозні труднощі. Крім того, з підвищенням частоти на параметри зосереджених елементів все більший вплив починають робити випромінювання й теплові втрати в них. Все більше поширення одержали мікросмужкові лінії. Проблемам теорії й техніки підсилювачів на біполярних НВЧ транзисторах присвячено безліч журнальних публікацій, розкиданих по численних виданнях, деякі з них є важкодоступними. Тим часом існує потреба в книзі, що відбиває сучасний рівень теорії й техніки підсилювачів НВЧ діапазону. Ця потреба обумовлена інтересом, що проявляється у зв'язку з розвитком нанотехнологій. Ті, хто зацікавилися даним напрямком можуть звернутися до моїх праць. В роботі “Програмний синтез й проектування ліній передач смужкових плат та монолітних інтегральних схем у НВЧ діапазоні”, яка опублікована у науковому журналі “Вісник Кременчуцького державного політехнічного університету імені Михайла Остроградського” (С. 32-35, №5, частина 1, 2008 р.) описано програмну модель розрахунку ланцюгів узгодження в вузькосмугових ВЧ підсилювачах. Як приклад розглянуте проектування вхідного ланцюга 500 МГц підсилювача за допомогою розроблених програм Amplifier© й VNUMICROSTRIP©. У роботі “Автоматизированное моделирование параметров пассивных сосредоточенных элементов и цепей согласования в ВЧ/СВЧ приборах”, яка розміщена на офіційному сайті Національної бібліотеки України

імені В. І. Вернадського (www.nbuv.gov.ua, Вісник Східноукраїнського національного університету імені Володимира Даля, № 1Е) представлено математичну модель для розрахунку й синтезу оптимальних параметрів ліній передач – смужкових ліній і ланцюгів узгодження у приладах надвисокочастотного діапазону. Останнім часом, коли відчутні границі потенційних можливостей напівпровідникової технології, особливо актуальним стало питання можливості застосування молекулярної електроніки. У цей час ведеться інтенсивний пошук концепцій розвитку молекулярної електроніки й фізичних принципів функціонування, розробляються основи побудови базових елементів. Молекулярна електроніка стає новою міждисциплінарною галуззю науки, яка поєднує фізику твердого тіла, молекулярну фізику, органічну й неорганічну хімію, її розвиток призведе до переходу електронних пристроїв на якісно нову елементну базу. Найближчим часом планується видання ще двох моїх книг, в які війдуть спеціальні методики розрахунків і аналізу різноманітних підсилювальних пристроїв: підсилювальних каскадів з динамічним навантаженням, імпульсних і вибіркових підсилювачів, підсилювачів постійного струму, підсилювачів для застосування у фізичному експерименті й підсилювачів мікрохвильових коливань і швидкоплинних процесів.

107

108

Бажаю успіхів. З повагою, автор.

ЛІТЕРАТУРА 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12. 13. 14. 15. 16. 17. 18.

Алексенко А.Г. Основы микросхемотехники. Элементы морфологии микроэлектронной аппаратуры, изд. второе. - М.: Сов. Радио, 1977. – 352 с. Алексенко А.Г., Шагурин И.И. Микросхемотехника. - М.: Радио и связь, 1990. – 496 с. Ашанин В.Н., Исаев С.Г., Ермаков В.В. Схемотехника. Часть 1: Аналоговая схемотехника. - Пенза: Информационно-издательский центр ПГУ, 2007. – 268 с. Балашов М.А., Елагин Е.Б., Конев Ю.И., Решетников Е.М. и др. Электронные и полупроводниковые устройства систем автоматического управления. - М.: Машиностроение, 1966. – 444 с. Браммер Ю.А., Пащук И.Н. Импульсные и цифровые устройства. - М.: Высшая школа, 2003. – 351 с. Гершунский Б. С. Основы электроники и микроэлектроники. - К.: Вища школа, 1989. – 423 с. Готра З.Ю., Матвиив В.И., Паскур П.П. Справочник регулировщика радиоэлектронной аппаратуры. - Львов: Каменяр, 1987 – 184 с. Гутников В.С. Интегральная электроника в измерительных устройствах. Л.: ЭНЕРГОАТОМИЗДАТ, 1988. – 304 с. Дмитрів В.Т., Шиманський В.М. Електроніка і мікросхемотехніка. - Львів: Афіша, 2004. – 175 с. Драгунов В.П., Неизвестный И.П., Гридчин В.А. Основы наноэлектроники: Учебное пособие. - Новосибирск: Изд-во НГТУ, 2000. – 332 с. Дж. Рутковски. Интегральные операционные усилители. Справочное руководство / Перевод с англ. Бронина Б.Н. - М.: Мир, 1978. – 325 с. Ефимов И., Козырь И.Я., Горбунов Ю.И. Микроэлектроника. - М.: Высшая школа, 1986. – 464 с. Жеребцов И.П. Основы электроники. - Л.: ЭНЕРГОАТОМИЗДАТ, 1990. – 352 с. Забродин Ю. С. Промышленная электроника. - М: Вища школа, 1982. – 496 с. Иванов-Есипович Н.К. Физико-химические основы производства радиоэлектронной аппаратуры. - М.: Высшая школа, 1979. – 205 с. И. Достал. Операционные усилители / Пер. с англ. - М.: Мир, 1982.– 512 с. Карлащук В.И. Электронная лаборатория на IBM PC. Программа Electronics Workbench и ее применение, издание 2-е. - М.: СОЛОН-Р, 2001. – 726 с. Колонтаєвський Ю.П., Сосков А. Г. Промислова електроніка та мікросхемотехніка: теорія і практикум. 2-ге вид., випр. - К.: Каравелла, 2004. – 428 c.

109

19. Корневский Н.А., Попечителев Е.П., Филист С.А. Проектирование электронной медицинской аппаратуры для диагностических и лечебных воздействий: Монография. - Курск-Санкт-Петербург: Курская городская типография, 1999. – 537 с. 20. Лаврентьев Б.Ф. Аналоговая и цифровая электроника: Учебное пособие. Йошкар-Ола: издат-во Марийского государственного технического университета, 2000. – 155 c. 21. Ливенсон А.Р. Электромедицинская аппаратура. 5-е изд-е, перераб. и доп. М.: Медицина, 1981. – 344 с. 22. Лопухин В.А., Шелест Д.К. Системы технологий компьютерного производства. Технология интегральных микросхем. - Санкт-Петербург: Издательство Санкт-Петербургского государственного университета аэрокосмического приборостроения, 2000. – 124 с. 23. Л. Фолкенберри. Применение операционных усилителей и линейных ИС. М.: Мир, 1985. – 572 с. 24. Москатов Е. А. Электронная техника. Специальная редакция для журнала “Радио” [Электронный ресурс доступа: http://www.moskatov.narod.ru/index.html]. - Таганрог, 2004. – 121 с. 25. Нефедов А.В., Савченко А.М., Феннков Д.А. Зарубежные интегральные микросхемы: справочник по полупроводниковым приборам. - М.: КубК-а, 1996. – 288 с. 26. Прищепа М.М., Погребняк В.П. Мікроелектроніка. Елементи мікросхем. Збірник задач. - К.: Вища школа, 2005. – 176 c. 27. Пряшников В.А. Электроника. Курс лекций. - Санкт-Петербург: Корона принт, 1998. – 400 с. 28. П. Хоровиц, У. Хилл. Искусство схемотехники. В 3-х книгах. - М.: Мир, 1988. 29. Руденко В.С., Сенько В.И., Трифонюк В.В. Основы промышленной электроники. - К.: Вища школа, 1985. – 400 с. 30. Р. Кофлин, Ф. Дрискол. Операционные усилители и линейные интегральные схемы. - М.: Мир, 1979. – 360 с. 31. У. Титце, К. Шенк. Полупроводниковая схемотехника. - М.: Мир, 1982. – 431 c. 32. Щербаков В.И., Грездов Г.И. Электронные схемы на операционных усилителях: справочник. - К.: Техніка, 1983. – 206 с. 33. Применение интегральных схем. Практическое руководство, I книга. Под редакцией А.Уильямса. - М.: Мир, 1987. – 430 с. 34. Метрологія та вимірювальна техніка / За редакцією проф. Є. Поліщука. Львів: Бескид Біт. 2003 – 544 с. 35. Основы метрологии и электрические измерения / Под редакцией Душина Е.М. - Ленинград: ЭНЕРГОАТОМИЗДАТ, 1987. – 480 с. 36. Физика твердого тела: энциклопедический словарь / Главный редактор В.Г. Барьяхтар. Т. 1, 2. - Киев: Наукова думка, 1998. 37. Нефедов А.В., Гордеева В.И. Полупроводниковые приборы: Справочник. Транзисторы. - М.: КубК-а, 1996. – 420 с.

110

ЗМІСТ ВСТУП..............................................................3 1 . ЗАГАЛЬНІ ПИТАННЯ ПОБУДОВИ ПІДСИЛЮВАЛЬНОПЕРЕТВОРЮВАЛЬНИХ ПРИСТРОЇВ………………………………..…………...5 1.1. Основні відомості………………………………………………………...5 1.2. Класифікація підсилювачів………………………………………….…...6 2. ОСНОВНІ РЕЖИМИ КАСКАДІВ ПІДСИЛЕННЯ…………………...................8 3. НАЙВАЖЛИВІШІ ПОКАЗНИКИ ПІДСИЛЮВАЧІВ……………..…………...9 3.1. Основні характеристики електронних підсилювачів……………….….9 3.2. Найважливіші параметри підсилювальних каскадів……………….…15 4. РЕЖИМИ РОБОТИ ЕЛЕКТРОННИХ ПІДСИЛЮВАЧІВ………………….....18 4.1. Режим роботи класу А……………………………………………….….18 4.2. Режим роботи класу В…………………………………………….…….19 4.3. Режим роботи класу АВ…………………………………………….…..19 4.4. Режим роботи класу С…………………………………………………..19 4.5. Режим роботи класу D…………………………………………….…….21 5. ЗВОРОТНИЙ ЗВ'ЯЗОК В ПІДСИЛЮВАЧАХ…………………………..……..21 6. СТРУКТУРНІ СХЕМИ ПІДСИЛЮВАЧІВ ІЗ ЗВОРОТНИМ ЗВ’ЯЗКОМ ТА РОЗРАХУНОК ЇХНІХ ОСНОВНИХ ПАРАМЕТРІВ………………………….....25 6.1. Підсилювач з послідовним зворотним зв'язком за напругою…………………………………………………………….…….26 6.2. Підсилювач з послідовним зворотним зв'язком за струмом………....27 6.3. Підсилювач з паралельним зворотним зв'язком за струмом…………………………………………………………………....28 6.4. Підсилювач з паралельним зворотним зв'язком за напругою…………………………………………………………………..29 7. СТІЙКІСТЬ ПІДСИЛЮВАЧА ІЗ ЗВОРОТНИМ ЗВ'ЯЗКОМ………………....30 7.1. Паразитні зворотні зв'язки………………………………………….…..30 7.2. Поняття про стійкість підсилювача…………………………………....31 8. БІПОЛЯРНІ ТРАНЗИСТОРИ………………………………………………..….32 8.1. Біполярні транзистори. Загальні відомості……………….…………...32 8.2. Фізичні процеси………………………………………………………....35 8.3. Малосигнальні параметри. Система h-параметрів …………….…….38 8.4. Вольт-амперні характеристики…………………………………….…..42 8.5. Одноперехідний транзистор……………………………………….…...44 9. ЗАСТОСУВАННЯ ТРАНЗИСТОРІВ ДЛЯ ПІДСИЛЕННЯ ЕЛЕКТРИЧНИХ СИГНАЛІВ……………………………………………………...45 9.1. Ланцюги зміщення в підсилювальних каскадах………………….…...45 9.2. Термостабілізація режимів роботи підсилювальних каскадів…………………………………………………………………….... 48

111

9.3. Схеми однокаскадних підсилювачів на біполярних транзисторах……………………………………………………………….…50 9.4. Частотні властивості………………………………………………….…54 9.5. Однокаскадний підсилювач на польовому транзисторі……………....56 10. ОПЕРАЦІЙНІ ПІДСИЛЮВАЧІ…………………………………………..……60 10.1. Загальні відомості………………………………………………….…..60 10.2. Основні параметри й класифікація ОП………………………….……61 10.3. Неінвертувальний підсилювач напруги (НП)………………………..66 10.4. Інвертувальний підсилювач напруги (ІП)…………………....………68 10.5. Погрішності інвертувального підсилювача…………...……….…….69 10.6. Погрішності неінвертувального підсилювача………………….…....72 10.7. Паралельне з’єднання ОП……………………………………….…….74 10.8. Регулювання нуля………………………………………………….…..75 11. ОПЕРАЦІЙНІ СХЕМИ НА ОПЕРАЦІЙНИХ ПІДСИЛЮВАЧАХ.................75 11.1. Підсумовуючий підсилювач на базі інвертувального підсилювача………………………………………………………….……….75 11.2. Диференціальний підсилювач (ДП)………………………….……….77 11.3. Фільтр нижніх частот (ФНЧ). …………………………………….…..77 11.4. Активний інтегратор на ОП……………………………………….…..80 11.5. Підсумовуючий інтегратор на базі ОП…………………………….....81 11.6. Активний ФНЧ першого порядку………………………………….....82 11.7. Інтегратор-підсилювач………………………………………….……..83 11.8. Різницевий інтегратор………………………………………….……..83 11.9. Подвійне інтегрування на ОП………………………………….……...84 11.10. Неінвертувальний інтегратор………………...……………….……..85 11.11. Фільтр верхніх частот. Активний фільтр верхніх частот першого порядку ……………………………………………………………………......85 11.12. Інвертувальний диференціатор на ОП……………………………... 87 11.13. Підсумовуючий диференціатор на ОП……………………………...88 11.14. Інвертувальний підсилювач змінної напруги………………...….…89 11.15. Підсилювачі з Т-подібним ланцюгом НЗЗ……………………….…89 11.16. Підсилювачі струму (ПС)…………………………………………....90 11.17. Вимірювання електричних зарядів………………………….………91 11.18. Підсилювач Нортону………………………………….……………...92 11.19. Застосування сучасних підсилювачів при підсиленні біопотенціалів …………………………………………………………….....97 12. КОНТРОЛЬНІ ЗАПИТАННЯ Й ПИТАННЯ ДЛЯ САМОПІДГОТОВКИ…………………………………………………….……….101 ВИСНОВКИ…….…………………………………………………………………106 ЛІТЕРАТУРА…………………………………………………………….………..109

112

Навчальне

видання

Воронкін Олексій Сергійович

МІКРОЕЛЕКТРОННІ ПІДСИЛЮВАЧІ ВИМІРЮВАЛЬНИХ ПРИСТРОЇВ

Редактор Техн. редактор Оригінал-макет

Л.В. Бугокова Т.М. Дроговоз О. С. Воронкін

Підписано до друку 1.10.2008. Формат 60×84 1/16. Папір типограф. Гарнітура Times. Друк офсетний. Умов. друк. арк. 6,6. Обл. вид. арк. 7,2. Тираж 100 прим. Вид. № 2225. Замов № 477. Ціна вільна. Видавництво Східноукраїнського національного університету імені Володимира Даля 91034, м. Луганськ, кв. Молодіжний, 20а Свідоцтво про реєстрацію: серія ДК № 1620 від 18.12.2003 Адреса видавництва : 91034, м. Луганськ, кв. Молодіжний, 20а Телефон: 8 (0642) 41-34-12. Факс. 8 (0642) 41-31-60 E-mail: uni@snu.edu.ua. http://www.snu.edu.ua

113

114