Мікроелектронні підсилювачі спеціального призначення by Oleksii Voronkin

УДК 621.375:621.382:681.322/.327 ББК 32.84+З846я73-1+ З847.4я73-1 В753

Рекомендовано Вченою радою Східноукраїнського національного університету імені Володимира Даля Протокол № 1 від 25.09.09 Р е ц е н з е н т и: Кожемякін Г.М., д.т.н., проф., зав. кафедри „Мікро- та наноелектроніка” Східноукраїнського національного університету імені Володимира Даля, член Нью-Йоркської академії наук; Гальченко В.Я., д.т.н., проф., зав. кафедри „Медична і біологічна фізика, медична інформатика, біостатистика” Луганського Державного медичного університету; Румянцев В.В., д.ф.-м.н., завідувач фізико-технологічним відділенням Донецького національного університету – Донецького фізикотехнічного інституту ім. О.О. Галкіна НАН України; Войтенко В.П., к.т.н., доц. кафедри „Мікро- та наноелектроніка” Східноукраїнського національного університету імені Володимира Даля

В753

Воронкін О.С. Мікроелектронні підсилювачі спеціального призначення: навчальний посібник. – Луганськ: Вид-во Елтон-2, 2009. – 112 с.: іл. 87, табл. 7, бібліогр. 45 назв. ISBN 978-617-563-007-5

У навчальному посібнику з мінімальним використанням математичного апарату розглянуто принципи дії, різновиди та схемотехніку сучасних електронних підсилювачів спеціальних типів. Є логічним і послідовним продовженням першої книги – „Мікроелектронні підсилювачі вимірювальних пристроїв”. Написаний у відповідності до навчального плану спеціальності „Обслуговування комп’ютерних систем і мереж” Коледжу СНУ ім. В. Даля. Стане належною базою для вивчення дисципліни „Мікросхемотехніка”, буде корисним при написанні дипломних проектів. Розрахований на студентів, аспірантів, викладачів та спеціалістів, які працюють у галузі розробки, виготовлення та експлуатації мікроелектронних систем і приладів.

УДК 621.375:621.382:681.322/.327 ББК 32.84+З846я73-1+ З847.4я73-1

ISBN 978-617-563-007-5

Сучасна електроніка з'явилася в результаті пошуків способів використання електричних явищ для передачі інформації. У 1960 р. Колбі й Нойс (США) повідомили про винайдення інтегральних схем, що становлять основу сучасної мікроелектроніки. Сьогодні практично неможливо знайти жодної галузі промисловості, економіки чи побуту, у якій би не використовувалися засоби електронної техніки, це – медицина, економіка, фізика, хімія, психологія, педагогіка, астрономія та інші напрями наукової і практичної діяльності. Електроніка посідає проміжне місце між фундаментальними (радіофізикою, фізикою твердого тіла) та технічними (електротехнікою, автоматикою, технічною кібернетикою) науками. Умовність такого розподілу наук пов’язана з тим, що в багатьох своїх компонентах вони перетинаються, відбулося взаємне проникнення методів дослідження, способів побудови, апаратурної реалізації багатьох цих наук. З розвитком електроніки від неї відокремилися такі нові напрями науки і техніки, як квантова електроніка, оптоелектроніка, мікроелектроніка, кріогенна електроніка, магнітоелектроніка, хемотроніка тощо. Всю електронну техніку умовно можна поділити на два види: аналогову і дискретну. Перша працює з електричними сигналами, які існують в часі безперервно, а друга ґрунтується на використанні електричних сигналів, які існують лише в певні проміжки часу. Найбільшим досягненням дискретної техніки сьогодні стала комп’ютерна електроніка. Звичайно між цими двома напрямками електроніки існує тісний зв’язок і більшість електронних систем являють собою симбіоз аналогової і цифрової електроніки. Як правило, в цілому це надзвичайно складні системи, однак всі вони базуються на використанні елементарних пасивних і активних компонентів та базових електронних схем на їх основі. Підсилювачі є складовим елементом різноманітних пристроїв автоматики, вимірювальної й обчислювальної техніки. Тому характеристики підсилювачів значною мірою визначають параметри пристроїв, в яких вони застосовуються. Зазвичай електронні підсилювачі виготовляють як на дискретних компонентах (транзисторах,

резисторах, конденсаторах), так і у вигляді інтегральних мікросхем (сукупність елементів, виконаних у єдиному технологічному процесі на окремих ділянках напівпровідникового матеріалу). У порівнянні з аналогічними пристроями на дискретних компонентах мікросхеми мають у багато разів менші масу й габарити, а також істотно більшу надійність, що обумовлено, зокрема, відсутністю з'єднань у вигляді окремих провідників. Крім того, завдяки особливостям інтегральної технології вдається одержати гарну повторюваність мікросхем з параметрами, що дуже важко одержати в пристроях на дискретних компонентах. Однак рівень напруги й потужність на виході мікросхем є обмеженими. Це найчастіше приводить до необхідності використання на її виході підсилювачів на дискретних компонентах. Посібник є узагальненням робіт, виконаних автором у науководослідній лабораторії „Технічної електродинаміки” кафедри приладів і лабораторіях кафедри фізики Східноукраїнського національного університету імені Володимира Даля. Частина матеріалу написана на основі лекцій з дисципліни „Мікросхемотехніка”, які викладалися автором у Коледжі Східноукраїнського національного університету імені Володимира Даля. Матеріал книги відображає розробки в галузі схемотехнічної побудови підсилювачів низки наукових і навчальних шкіл України та СНД, є логічним і послідовним продовженням першої книги – „Мікроелектронні підсилювачі вимірювальних пристроїв”, електронна версія якої сертифікована та розміщена в міжнародній платформі підтримки дистанційної освіти „Moodle” Українського інституту інформаційних технологій в освіті Національного технічного університету „Київський політехнічний інститут”. Матеріал книги базується на знанні основних законів фізики, математики, електротехніки та електроніки. Орієнтація матеріалу як на фахівців, так і на студентів відповідних спеціальностей пояснює розгляд у книзі як спеціальних, так і загальних питань застосування різноманітних типів підсилювачів. Може бути використаний студентами бакалавратів, програмою яких передбачено вивчення дисциплін „Електроніка”, „Мікросхемотехніка”, „Основи радіоелектроніки”, „Моделювання в електроніці” тощо. Автор щиро вдячний директору Коледжу Східноукраїнського національного університету імені Володимира Даля Н.І. Лисенко, а також рецензентам навчального посібника – доктору технічних наук, професору Г.М. Кожемякіну, доктору технічних наук, професору В.Я. Гальченку, доктору фізико-математичних наук В.В. Румянцеву, кандидату технічних наук, доценту В.П. Войтенко, поради яких сприяли поліпшенню науково-методичного рівня посібника.

ВСТУП

I. МОДУЛЯЦІЯ СИГНАЛІВ І СХЕМИ МОДУЛЯТОРІВ Модуляція – це процес, завдяки якому з використанням допоміжного коливання спектр керувального сигналу переноситься до ділянки вищих частот із метою здійснення багатоканальної передачі інформації випромінюванням, а також за допомогою дротів, хвилеводів, світловодів. Аналітичне подання гармонійного коливання: U (t ) = U m (t ) cos[ω (t )t + ψ (t )] , (1.1) де U m – амплітуда, ω (t ) – частота, ψ (t ) – початкова фаза гармонійного сигналу. При модуляції один із параметрів (амплітуда, частота, фаза) допоміжного коливання, яке називають носійним (несучим), змінюється (модулюється) за законом зміни керувального (інформаційного) сигналу. Відповідно отримують амплітудну, частотну, фазову модуляцію або модуляції інших видів. Спектральні параметри сигналів краще подавати у вигляді певних графічних зображень, які називають спектральними діаграмами. Для періодичних сигналів (процесів) такі діаграми є графічним зображенням значень амплітуд та початкових фаз гармонік (за амплітудно-фазовою чи комплексною формами ряду Фур'є) або коефіцієнтів an, bn тригонометричної форми ряду. Графічне зображення амплітуд гармонік (амплітудного спектра) називають спектральною діаграмою амплітуд, а їхніх початкових фаз (фазового спектра) – спектральною діаграмою початкових фаз. Спектральна діаграма – це сукупність вертикальних ліній, перпендикулярних до частотної осі абсцис і розміщених у точках, що відповідають частотам гармонік (рис. 1.1,а). На спектральній діаграмі амплітуд висота кожної лінії позначає амплітуду гармоніки, а на спектральній діаграмі початкових фаз – її початкову фазу. 1.1. Амплітудна модуляція Зміна параметра Um модульованого коливання за законом зміни інформаційного сигналу називається амплітудною модуляцією.

Амплітудна модуляція була запропонована ще в перші роки розвитку радіоелектроніки як найпростіше й очевидне вирішення проблеми багатоканальності та кодування інформації. Припустимо, що гармонійні коливання ми модулюємо сигналом, що являє собою теж гармонійні коливання, але з більш низькою частотою: U m (t ) = U 0 + ∆U m cos(Ωt ) , тоді U (t ) = [U 0 + ∆U m cos(Ωt )] cos[ω0 t + ψ 0 ] , (1.2) де ω 0 – несуча частота. Амплітуда модульованого сигналу змінюється від ( U 0 − ∆U m ) до ( U 0 + ∆U m ). Вираз (1.2) можна записати так: U (t ) = U 0 [1 +

∆U m cos( Ωt )] cos[ω 0 t + ψ 0 ] = U0

(1.3)

= U 0 [1 + m ⋅ cos( Ωt )] cos[ω 0 t + ψ 0 ],

∆U m – коефіцієнт глибини модуляції. U0 Цей вираз при використанні відомої тригонометричної тотожності 1 cos α ⋅ cos β = [cos(α − β ) + cos(α + β )] легко перетворюється на вираз 2 U (t ) = U 0 cos(ω 0 t + ψ 0 ) + U 0 m cos(Ωt ) cos(ω 0 t ) = 1 = U 0 cos(ω 0 t + ψ 0 ) + U 0 m cos[(ω 0 + Ω)t + ψ 0 ] + (1.4) 2 1 + U m cos[(ω 0 − Ω)t − ψ 0 ]. 2 Як видно з (1.4), напруга модульованого сигналу є сумою трьох гармонійних коливань. Одне з них – несуче з частотою ω 0 , два інших розташовуються симетрично відносно несучого коливання на осі частот, відповідно вище і нижче нього на частоту Ω . Ці коливання називають бічними складовими модульованого сигналу. Амплітуда бічних коливань не може перевищувати половини амплітуди несучого коливання. Дискретний спектр амплітуд наведений на рис. 1.1,а. Ширина смуги частот, яку займає спектр, дорівнює 2Ω. Тобто амплітудна модуляція переносить спектр інформаційного сигналу в точку ω 0 за шкалою частот. При цьому саме носіями інформації і є бічні складові. Тобто якщо такий сигнал приймається приймачем, то при демодуляції вагомим є лише величина потужності бічної складової (саме вона несе інформацію). Потужність бічної складової буде максимальною при m=1, тобто при 100 відсотковій модуляції.

де m =

Для вхідних напруг модулятора треба виконувати умову

U mΩ >> U mω0 .

Рис. 1.1. Спектральне подання амплітудно-модульованого сигналу при тональній модуляції (а) і АМ сигнал (б)

Амплітудна модуляція може бути здійснена як на нелінійному, так і на параметричному елементах. Якщо частоти сигналів на вході нелінійного елемента вибрати такими, що ω1 = Ω й ω 2 = ω0 ( Ω << ω0 ), то резонансний фільтр, настроєний на частоту ω 0 , при добротності

0 з усієї сукупності здобутих після перетворення частот (рис. 1.2) 2Ω виділить першу гармоніку струму i1, яка містить три складові: i1 = a1U m 2 cos ω0 t + a2U m1U m 2 [cos(ω0 + Ω)t + cos(ω0 − Ω)t ] . При цьому структура виділеного сигналу повністю відповідає рівнянню, яке описує амплітудно-модульований сигнал [34].

Рис. 1.2. Діаграми спектрів сигналів на вході (а) і виході (б) амплітудного модулятора

Для АМ найчастіше використовують резонансний підсилювач, який працює в нелінійному режимі та настроєний на частоту ω 0 . Сигнал з частотою Ω змінює положення робочої точки (РТ) на ВАХ підсилювача, тобто змінює крутість підсилення коливань із частотою ω 0 і тим самим змінює коефіцієнт підсилення.

(1.5)

Залежно від того, на який електрод електронного приладу подають модулювальну напругу, що змінює положення його РТ, розрізняють такі види модуляції: - з подачею модулювального сигналу на керувальний електрод (базова або затворна); - з подачею модулювального сигналу на керований електрод (колекторна або стокова модуляції); - комбіновану. На рис. 1.3,а показано часові діаграми процесу АМ з використанням квадратичної ділянки ВАХ транзистора. Схему модулятора з подачею модулювального сигналу на керувальний електрод – базу для зміщення положення РТ транзистора за законом зміни сигналу зображено на рис. 1.3,б. Початкове положення РТ встановлюється резистором R1. Вона має розташовуватися в середині лінійної ділянки модуляційної характеристики – залежності коефіцієнта підсилення (передачі) модулятора на несучій частоті від напруги на електроді, на який подається модулювальний сигнал (між базою та емітером). Напруга сигналу високої частоти через роздільний конденсатор СP1 подається безпосередньо на базу транзистора і підсилюється каскадом – резонансним підсилювачем, настроєним на частоту ω 0 . Для досягнення більшої розв'язки між сигналами напруга керувального сигналу з частотою Ω через конденсатор СP2 підводиться до емітера транзистора VT і змінює положення його РТ (а з ним і коефіцієнт передачі каскаду за високою частотою) за законом зміни сигналу низької частоти. Амплітудні модулятори будують і на основі помножувачів гармонійних сигналів. Схема діодного модулятора наведена на рис. 1.4. Напівпровідникові діоди VD1-VD4 утворюють плечі моста. До діагоналі ab цього моста підключена вторинна обмотка трансформатора, з якої знімається змінна напруга опорної частоти UОП. Коли потенціал точки а вище потенціалу точки b, всі діоди моста відкрити і струм від трансформатора проходить через два паралельні ланцюги, що утворені діодами VD1—VD2 і VD3—VD4. Точки c і d моста при цьому з'єднуються між собою через невеликий внутрішній опір відкритих діодів. В розглянуту частину періоду міст, що має малий опір у порівнянні з R, замикає джерело сигналу й майже вся напруга UBX

виявляється прикладеною до R. Напруга між точками с і d практично дорівнює нулю.

Розглянемо схему модулятора з несучим і модулювальним сигналами синусоїдальної форми на операційних підсилювачах (ОП), що наведена на рис. 1.5.

Рис. 1.3. Часові діаграми, що ілюструють процес АМ на квадратичній ділянці ВАХ транзистора (а) і спрощена принципова схема базового модулятора

Рис. 1.5. Схема амплітудного модулятора із синусоїдальним несучим сигналом (R1=R2, R3=R4, R5=R6, R7=R8, R9=R10)

Рис. 1.4. Схема діодного модулятора

У другу половину періоду Uоп, коли потенціал точки а нижче потенціалу точки b, всі діоди моста замкнені. Конденсатор С заряджається від джерела сигналу через резистор R. Падіння напруги на цьому опорі є дуже незначним й практично вихідна напруга дорівнює вхідній. Таким чином, діодний міст нагадує ключ, що періодично замикає й розмикає ланцюг вхідного сигналу, завдяки чому напруга Uвих має вигляд прямокутних імпульсів із частотою опорної напруги. Неважко помітити, що фаза вихідної напруги при зміні полярності вхідної напруги змінюється на 180°. Оскільки вольт-амперні характеристики напівпровідникових діодів практично не починаються з нуля, діодні модулятори починають працювати при порівняно великих вхідних напругах, тобто чутливість таких модуляторів є невеликою.

Напруги несучої частоти за допомогою двох суматоріввипрямлячів, побудованих на DA1 і DA2, перетворюються в однополярні імпульси напівсинусоїдальної форми, при цьому позитивні імпульси формуються на виході DA1, а негативні – на виході DA2. Модулювальна напруга підсумовується з напругою несучого сигналу в кожному суматорі-випрямлячі, при цьому коефіцієнти передачі за кожним із входів вибираються такої величини, щоб виконувалася умова R5 R5 2U m. max K m < U 0 max K 0 , тут K m = , K0 = [39]. R3 R4 На виходах DA1 і DA2 отримуємо амплітудно-модульовані сигнали позитивної й негативної полярностей. Об'єднавши ці сигнали за допомогою диференціального підсилювача, побудованого на DA3, одержимо вихідний сигнал, аналогічний сигналу, що отримується при помноженні двох синусоїдальних сигналів. Трансформатор Т1 можна замінити підсилювачем з двома протифазними виходами.

Якщо

модулювальний

сигнал

має

кілька

складових

∞

( ∑ ∆Umn cos(nΩt + ψ n ) ), то відповідно бічні частоти перетворюються на n =1

бічні смуги із симетричними лінійчастими спектрами. Розглянемо ∞

модулювальний сигнал – Umn (t ) = U 0 + ∑ ∆Umn cos(nΩt + ψ n ) , тоді n =1

∞

U (t ) = [U 0 + ∑ ∆Umn cos(nΩt + ψ n )] cos(ω0t + ψ 0 ) . n =1

(1.6)

Вираз (1.6) легко перетворюється на вираз (1.7): ∞ 1 U (t ) = U 0 cos(ω 0 t + ψ 0 ) + ∑ mU 0 cos[(ω 0 + nΩ)t + ψ 0 + ψ n ] + n =1 2 ∞ 1 + ∑ mU 0 cos[(ω 0 − nΩ)t + ψ 0 − ψ n ]. n =1 2

З виразу (1.8) видно, що при АМ неперіодичним сигналом із суцільним спектром, з обох боків від несучої частоти ω0 будуть знаходитися дві суцільні бічні смуги частот ( ω0 + Ω ) та ( ω0 − Ω ). При схемотехнічний реалізації АМ розрізняють модуляцію з підвищенням та модуляцію зі зниженням. У першому випадку амплітуда модульованої несучої (високої) частоти більше амплітуди несучої частоти UНЕС без модуляції. Для її реалізації потрібно застосування деяких додаткових схемних елементів (наприклад модуляційного трансформатора або модуляційного транзистора). При модуляції із зниженням максимальна потужність при модуляції дорівнює потужності без модуляції (рис. 1.7).

(1.7)

Спектр амплітуд наведено на рис. 1.6.

а б Рис. 1.7. Модуляція з підвищенням (а) і модуляція із зниженням (б)

Рис. 1.6. Спектральне подання АМ сигналу за умови, що модулювальний сигнал має кілька складових

Слід зазначити, що при модуляції сигналу реальним випадковим сигналом (тобто модулювальний – інформаційний сигнал є неперіодичною функцією) смуги бічних частот будуть суцільними. Для цього випадку вираз буде мати такий вигляд: 1 ∞ U (t ) = U 0 cos(ω0t ) + ∫ ∆U m (Ω) cos[(ω0 + Ω)t ]dt + 2π 0 (1.8) 1 ∞ + ∫ ∆U m (Ω) cos[(ω0 − Ω)t ]dt. 2π 0

Амплітудно-модульовані коливання не є періодичними навіть тоді, коли модулювальний вплив змінюється за періодичним законом (якщо тільки несуча частота ω0 і основна частота модуляції Ω не знаходяться у кратному співвідношенні). АМ – це найгірший вид модуляції з точки зору економічності та завадозахищеності. Справа в тому, що більшість природних і штучних завад (грозові розряди, теплові шуми, радіостанції тощо) впливають саме на амплітуду сигналу. Більш завадозахищеною є кутова модуляція, хоча платою за її переваги є більш широка смуга частот, необхідна для передачі модульованого сигналу. 1.2. Кутова модуляція Кутова модуляція полягає в тому, що за законом інформаційного сигналу змінюється миттєве значення фазового кута, тобто повна фаза коливань ϕ (t ) : U (t ) = U 0 cos ϕ (t ) , (1.9) де ϕ (t ) = ω0 t + ϕ .

Залежно від того, яка частина повної фази коливань (частота ω або фаза ϕ ) змінюється за законом інформаційного сигналу, кутова модуляція відповідно називається частотною (ЧМ) або фазовою (ФМ, при ФМ за законом модулювального сигналу змінюється початкова фаза несучого – високочастотного коливання). Для спрощення математичних викладок для ЧМ розглянемо косинусоїдальну функцію без початкової фази. Нехай миттєва частота несучого коливання змінюється за законом ω (t ) = ω0 + ω Д cos Ωt , (1.10) де ω Д – девіація частоти, що дорівнює максимальному відхиленню частоти модульованого коливання від несучої частоти

U (t ) ≈ U 0 cos(ω0t ) + −

mU 0 cos[(ω0 + Ω)t ] − 2

mU 0 cos[(ω0 − Ω)t ]. 2

(1.15)

Аналізуючи вираз (1.15), можна зазначити, що при малих m спектр коливання з ЧМ відрізняється від спектра коливання з АМ лише фазою для нижньої бічної частоти (рис. 1.8).

ω0 .

Повна фаза частотно-модульованих коливань t

ωД

Ω

ϕ (t ) = ∫ ω (t )dt = ∫ (ω 0 + ω Д cos Ωt )dt = ω 0t +

sin Ωt =

(1.11)

= ω 0 t + m sin Ωt ,

де m =

Рис. 1.8. Спектральне подання ЧМ сигналу при m<<1

ωД

– індекс кутової модуляції, що характеризує максимальне Ω відхилення фази коливань. Тоді частотне модульоване коливання описується рівнянням U (t ) = U 0 cos ϕ (t ) = U 0 cos(ω0t + m sin Ω) . (1.12) Після тригонометричних перетворень дістанемо U (t ) ≈ U 0 cos(m sin Ωt ) cos(ω0 t ) − (1.13) − U 0 sin( m sin Ωt ) sin(ω 0 t ). Тобто частотно-модульований сигнал складається з двох амплітудно-модульованих коливань і для знаходження його спектра слід визначити спектри функцій cos(m sin Ωt ) та sin( m sin Ωt ) . Проте ці функції нелінійні, тому просте перенесення спектра ϕ (t ) на несучу частоту неможливе. Для розв’язання цієї задачі доцільно розглянути два окремих випадки: з малим індексом кутової модуляції (m<<1) сигналу і великим його значенням (m>>1). При m<<1 маємо cos(m sin Ωt ) ≈ 1 (1.14)  sin(m sin Ωt ) ≈ m sin Ωt. Запишемо вираз (1.13) з урахуванням отриманих наближених значень функцій (1.14):

Для аналізу спектрального складу сигналу при m>>1 слід скористатися теорією бесселевих функцій і розвинути вирази (1.14) в ряди за цими функціями та здобути спектр: U (t ) = U 0 I 0 (m) cos(ω0t ) − U 0 I1 (m) cos[(ω0 − Ω)t ] + + U 0 I1 (m) cos[(ω0 + Ω)t ] + U 0 I 2 (m) cos[(ω0 − 2Ω)t ] + + U 0 I 2 (m) cos[(ω0 + 2Ω)t ] − U 0 I 3 (m) cos[(ω0 − 3Ω)t ] + , (1.16) + U 0 I 3 (m) cos[(ω0 + 3Ω)t ] + U 0 I 4 (m) cos[(ω0 − 4Ω)t ] + + U 0 I 4 (m) cos[(ω0 + 4Ω)t ] − ...

де I n (m) – бесселева функція n-го порядку.

Рис. 1.9. Спектральне подання ЧМ коливання

Частотний спектр ЧМ коливання в обох бічних смугах містить нескінченно велику кількість бічних частот, амплітуди яких зменшуються зі збільшенням номерів їхніх порядків (рис. 1.9). Правда, починаючи з деякої амплітуди, іншими бічними частотами можна знехтувати, тому що вони беруть дуже малу участь у відтворенні сигналу. При високоякісній частотно-модульованій передачі нехтують бічними частотами, амплітуди яких становлять менш 1% від амплітуди несучої частоти. При цьому говорять про широкосмугову частотну модуляцію. У порівнянні з передачею при амплітудній модуляції частотно-модульована передача забезпечує дуже гарну якість сигналу навіть тоді, коли нехтують бічними частотами, які мають амплітуди менше 10% від амплітуди несучої частоти. Завдяки цьому значно звужується необхідна ширина смуги пропускання по високій частоті, тому такий метод називають вузько смуговою частотною модуляцією. Вузькосмугова частотна модуляція може бути реалізована в передавачах, стабілізованих кварцом. Модуляція виробляється затягуванням частоти кварцу в генераторі. Затягування частоти кварцу може здійснювати послідовно увімкнений з ним варикап, ємність якого змінюється в такт із послідовністю імпульсів, або комбінація конденсаторів, що включає модуляційний транзистор. Частотний модулятор є яскравим прикладом параметричного перетворення електричних сигналів. Частотний модулятор (рис. 1.10,а) побудовано на основі автогенератора, в коливальний контур якого введено параметричний елемент, наприклад варикап VD.

Рис. 1.10. Найпростіші принципові схеми частотного модулятора, побудованого на варикапі (а) і реактивному транзисторі (б)

За допомогою подільника напруги RЗ, R4 на нього подається постійна напруга для фіксації положення РТ і початкової ємності варикапа. Через роздільний конденсатор Сp на варикап подається сигнал частотою Ω, який змінює його ємність. Ця ємність приєднується

паралельно контуру автогенератора. Зміна ємності контура призводить до зміни частоти коливань автогенератора. Схема частотного модулятора, побудованого на реактивному транзисторі, складніша (рис. 1.10,б). Якщо в коло бази біполярного транзистора ввімкнено резистор RM і конденсатор C M , то за умови 1 >> RM , завдяки частотно-залежному зворотному зв’язку (ЗЗ), ωC M вихідний опір транзистора 1 1 RВХ + RM Z ВИХ = (1 + ), S jωC M RВХ RM де реактивна складова залежить від крутості характеристики транзистора. Останньою зручно керувати, якщо транзистор працює в режимі з відсіканням струму, а на базу подається керувальний сигнал, який змінює кут відсікання. Транзистор VT1, приєднаний паралельно контуру LКСК, змінює частоту коливань автогенератора, побудованого на транзисторі VТ2. Цифрові методи обробки сигналів набувають все більшого поширення в апаратурі радіозв'язку. Розглянемо сучасний стан техніки модуляторів НВЧ-діапазону в мікромодульному виконанні. Чи є система зв'язку аналоговою або цифровою, визначається типом модулювального сигналу – аналоговим або цифровим. Несуче високочастотне коливання в обох випадках аналогове, але модульований сигнал на виході цифрового модулятора має цифровий код, представлений дискретними у часі відліками. Керування амплітудою й фазою коливань НВЧ-діапазону використовується в системах телевізійного віщання, для електронного управління просторовим положенням і формою радіпроменів, а також для вирішення багатьох інших завдань. Класифікація модуляторів фази НВЧ-сигналу наведена на рис. 1.11. Для переносу дискретної інформації на несуче коливання використовуються двопозиційні (Binary Phase-Shift Keying – BPSK), багатопозиційні (Multiple Phase-Shift Keying – MPSK), іноді чотирипозиційні (Quadriphase Shift Keying – QPSK) фазові або векторні модулятори, що формують квадратурну амплітудну модуляцію (QAM) сигналів. Модулятори BPSK-сигналів виконуються на p-i-n-діодах або польових транзисторах. До найпоширеніших інтегральних мікросхем модуляторів можна віднести: RF-9908, HPMX-2006, RF2638, HMC137, BP-10-S, MID-69N-2, BMA0208LW2MD.

Квадратурні модулятори QPSK-сигналів найчастіше використовуються при формуванні квазігармонійних сигналів, коли смуга частот модулювального сигналу набагато менша частоти несучого коливання. Один з основних елементів аналогового квадратурного QPSK-модулятора – помножувач миттєвих значень сигналів. До найпоширеніших інтегральних мікросхем модуляторів можна віднести: TRF3701, IQBG-2000A, RF3854, MAX2150, RF2422, RF2850, MAX2721, AD8349, QM3337A, STQ3016, HMC497LP4, ADL5375. Наприклад, до складу інтегральної мікросхеми квадратурного модулятора MAX2150 компанії Maxim входить Σ-∆ синтезатор несучої частоти, який при частоті опорного сигналу 10 МГц дозволяє встановлювати значення несучої частоти ФМ-сигналу в межах 700-2300 МГц із похибкою 0,1 Гц. Для перетворення декількох потоків переданих даних у багаточастотний сигнал з фазовою модуляцією деякі компанії розробляють інтегральні сигнальні процесори TSP (Transmit Signal Processor). Так, компанія Analog Devices пропонує мікросхему AD6622, що містить чотири ідентичних TSP з 18-розрядним поданням вхідних даних, передаваємих зі швидкістю до 65 Мбіт/с. Вихід мікросхеми може бути запрограмований на формування багаточастотного сигналу з модуляцією BPSK. Кожний TSP містить прямий цифровий синтезатор несучої частоти з похибкою встановлення не більше 0,02 Гц. Вихідні сигнали TSP підсумовуються.

II. ПІДСИЛЕННЯ І ЛІНЕАРИЗАЦІЯ ВИХІДНИХ СИГНАЛІВ МОСТОВИХ СХЕМ Для точного вимірювання малих змін опору застосовуються так звані мости Уітстона. На рис. 2.1 наведено схему вимірювального моста, а вихідна напруга моста описується формулою (2.1).

Рис. 1.11. Класифікація модуляторів фази НВЧ-сигналу

Рис.2.1. Міст Уітстона

R1 R2 − R4 R3 R1 R2 U0 = U ЗБ − U ЗБ = U ЗБ . (2.1) R R R1 + R4 R2 + R3 (1 + 1 ) ⋅ (1 + 2 ) R4 R3 Міст перебуває в нульовому – збалансованому стані ( U 0 = 0 ) при R1 R2 = незалежно від способу його збудження (постійним або R4 R3 змінним струмом), величини збудження або способу зчитування вихідного сигналу (струм або напруга), імпедансу схеми вимірювання. Якщо зафіксувати R2/R3=К, а величину R1 необхідно визначити то, увівши міст у нульовий стан за допомогою градуйованого потенціометра R4, можна розрахувати R1=K·R4. Вимірюючи напругу діагоналі моста, можна судити про зміну величини складових його опорів.

2.1. Принципи побудови балансових підсилювачів Мостові схеми ввімкнення являють собою основу для побудови балансових підсилювачів – підсилювачів постійного струму (ППС). Важливою обставиною при проектуванні таких схем є можливість побудови багатокаскадних підсилювачів без застосування роздільних реактивних елементів (конденсаторів, трансформаторів). Це обумовило широке застосування балансових схем для створення інтегральних підсилювачів різного призначення, що застосовуються для підсилення широкого діапазону частот, аж до частоти ~ 0 Гц. Існує велика різноманітність підсилювачів постійного струму, які відрізняються не тільки застосованими підсилювальними елементами і схемотехнікою, але й принципом дії. При побудові підсилювачів низького й середнього класів використовуються підсилювальні каскади з безпосередніми зв'язками. У таких підсилювачах відбувається пряме підсилення сигналу постійного струму без яких-небудь його перетворень. Для забезпечення мінімального дрейфу нуля застосовують проміжне перетворення, тобто модуляцію сигналу постійного струму в змінну напругу, з послідуючим підсиленням на несучій частоті і демодуляцією (ППС-МДМ). Іноді обидва зазначених способи об’єднуються в одному підсилювачі: у цьому випадку для підсилення сигналів низького рівня застосовуються ППС-МДМ, а у вихідних каскадах, де рівні сигналів підвищуються — підсилювальні каскади з безпосередніми зв'язками. При побудові ППС найчастіше використовують принцип керованого

генератора, при якому вхідний сигнал впливає на параметри автоколивань генератора: амплітуду, частоту або фазу. Такі підсилювачі називають підсилювачами постійного струму з керованими генераторами. Аналіз різних методів побудови подібних підсилювачів можна знайти в [27]. Балансовий підсилювач, схема якого наведена на рис. 2.2,а, виконаний у вигляді чотириплечового моста, двома плечима якого є внутрішні опори транзисторів VT1 й VT2, а двома іншими — резистори RK1 і RK2. До однієї діагоналі моста підімкнена напруга джерела живлення Ек, а до іншої — опір зовнішнього навантаження RН. З погляду електричних аналогій для пасивних схем, схеми, наведені на рис. 2.1 й 2.2,а є повністю ідентичними. Вхідний сигнал, який є постійними або таким, що повільно змінюється, прикладається до баз обох транзисторів (симетричний вхід). Якщо плечі схеми симетричні (тобто транзистори є ідентичними, a RК1= RК2) і Uвх = 0, то початкові струми спокою транзисторів однакові. При цьому напруги на колекторах UК1 й UК2 щодо заземленої точки схеми також рівні, а тому різниця потенціалів між колекторами (на опорі навантаження RН) дорівнює нулю.

а б Рис. 2.2. Принципова схема балансового підсилювача із симетричним (а) та несиметричнім (б) входами

Зміна напруги живлення, температури або вплив якого-небудь іншого дестабілізуючого фактора викликають рівні збільшення початкових струмів транзисторів, що обумовлює рівні збільшення напруг на колекторах ∆UК1=∆UК2. Однак баланс моста при цьому зберігається й напруга на навантаженні RН (напруга дрейфу) дорівнює нулю. При наявності вхідного сигналу (UBX>0) збільшення колекторних

струмів, а отже, і напруг на колекторах будуть рівні за величиною, але протилежні за знаком, що призведе до розбалансування моста й появи на навантаженні різниці потенціалів (Uвих≠0), через яку в RН буде протікати струм підсиленого сигналу. У реальній схемі повної симетрії плечей досягти неможливо. Тому деяке розходження у величинах змін струмів в окремих плечах підсилювача зберігається, що обумовлює наявність невеликої напруги дрейфу. Для підвищення стабільності балансового підсилювача вводять резистор зв'язку R0, за допомогою якого підтримується більша постійність потенціалів емітерів при зміні струмів транзисторів. Опір цього резистора визначається таким співвідношенням: ∆U Б max R0 = , (2.2) I ОЕ де ∆U Б max – максимальна зміна потенціалу бази, обумовлена дрейфом або вхідним сигналом підсилювача; I ОЕ – струм спокою транзистора. Значне зниження дрейфу нуля досягається в балансових підсилювачах при виконанні їх у вигляді інтегральних мікросхем. Оскільки транзистори в інтегральній схемі виготовляються протягом одного технологічного циклу й у тих самих умовах, їхні параметри майже ідеально ідентичні. Коефіцієнт підсилення балансового підсилювача дорівнює коефіцієнту підсилення однокаскадного підсилювача за схемою із загальним емітером (ЗЕ) та визначається формулою (2.3). h ⋅R K пU = 21Е KH , (2.3) h11Е де RKH = RK RH

и RK 1 = RK 2 = RK .

а б Рис. 2.3. Принципова схема балансового емітерного повторювача (а), двокаскадного балансового підсилювача (б)

Якщо опір зовнішнього навантаження підімкнути до емітерних виводів, тобто замість R0 (рис. 2.2,а), а колекторні опори RK1 й RK2 замкнути, то балансовий підсилювач (рис. 2.3,а) буде виконувати роль балансового емітерного повторювача з низьким вихідним опором і коефіцієнтом підсилення за напругою, меншим одиниці. Використання таких підсилювачів доцільно при низькоомному навантаженні. Багатокаскадні балансові підсилювачі роблять дуже просто: колекторні (стокові) виводи попереднього каскаду приєднують до баз (затворів) наступного. На рис. 2.3,б наведена схема двокаскадного балансового підсилювача, перший каскад якого, з метою одержання великого вхідного опору, створений на польових транзисторах VT1, VT2 за схемою із загальним витоком, а другий — на біполярних транзисторах VT3, VT4. Зв'язок між каскадами — безпосередній, забезпечується резистивними подільниками R1, R2 і R3, R4.

У балансовому підсилювачі, схема якого показана на рис. 2.2,б, напруга вхідного сигналу подається на базу транзистора VT1 щодо загальної точки заземлення (несиметричний вхід), а на базу транзистора VT2 подається постійна напруга зміщення. Крім того, замість окремих резисторів у ланцюгах емітерів транзисторів на практиці застосовують один загальний резистор RЕ. Опір цього резистора може бути обраний відносно великої величини, тому що він забезпечує негативний зворотний зв'язок лише за струмом спокою обох транзисторів (як і у каскаді із ЗЕ, в якому резистор RЕ не зашунтований конденсатором СЕ). Це вигідно з погляду стабілізації параметрів підсилювача й зниження дрейфу нуля.

2.2. Конфігурації вимірювальних мостів. Підсилювання сигналів Зміна вихідної напруги моста є досить малою (десятки мілівольт) навіть при значних напругах збудження UЗБ. Чутливість моста – відношення максимально очікуваної зміни вихідної напруги до напруги збудження UЗБ. На рис. 2.4 наведені різні конфігурації вимірювальних мостів. Для схем, наведених на рис. 2.4,а та рис. 2.4,б, має місце розрахункове співвідношення (2.5):   U ЗБ  ∆R  U0 = ⋅ (2.5) . ∆R  4  R+ 2  

Для схем, наведених на рис. 2.4,в та рис. 2.4,г, має місце розрахункове співвідношення (2.6):  ∆R  U 0 = U ЗБ ⋅   . (2.6)  R 

а б в г Рис. 2.4. Конфігурації мостів при збудженні постійною напругою: а – чвертьмостова конфігурація; б, в – конфігурації з двома чутливими елементами; г – повномостова конфігурація

Як правило, чвертьмостова конфігурація моста (схема з одним чутливим елементом) використовується при вимірі температури й деформації. Повномостова конфігурація дає максимальний сигнал на виході. Слід зазначити, що вимірювальні мости можна збуджувати і постійним струмом (рис.2.5).

Рис. 2.6. Використання операційного підсилювача для підсилення виходу чвертьмостового датчика

Набагато кращим методом підсилення сигналів із чвертьмостового датчика є застосування інструментального підсилювача (рис. 2.7), вихідна напруга якого визначається за формулою (2.7) [12, 13, 15, 25]: U ВИХ

  U ЗБ  ∆R  , =  ⋅K ∆R  ПІДС 4  R+  2 

(2.7)

де K ПІДС – коефіцієнт підсилення інструментального підсилювача, що встановлюється резистором RG (рис. 2.7). Основними перевагами такої схеми є відсутність розбалансування моста та високе значення КПСС. Однак вихід, як і в попередній схемі, є нелінійним. а б в г Рис. 2.5. Збудження різних конфігурацій мостів постійним струмом: а – чвертьмостова конфігурація; б, в – конфігурації з двома чутливими елементами; г – повномостова конфігурація

На рис. 2.6 наведена найпростіша схема підсилення виходу чвертьмостового датчика за допомогою одного інвертувального операційного підсилювача (ОП). Схема вимагає ретельного підборe резисторів RF для забезпечення високого коефіцієнта послаблення синфазної складової (КПСС). До основних переваг можна віднести просту схемотехніку та можливість застосування однополярного джерела живлення Uж (вихідний сигнал ОП змінюється від Uж/2).

Рис. 2.7. Використання інструментального підсилювача для підсилення виходу чвертьмостового датчика

2.3. Лінеаризація вихідних сигналів мостових схем Існують різні методи лінеаризації. На рис. 2.8 показаний 1/4 міст, у якому операційний підсилювач DA1 примусово встановлює нуль у вимірювальній діагоналі шляхом подачі напруги зворотної полярності в

плече. Для схеми, що наведена на рис. 2.8,а, вихідна напруга визначається за формулою (2.8), а для схеми, наведеної на рис. 2.8,б – за формулою (2.9).

На рис. 2.10 показано лінеаризацію моста з двома чутливими елементами. Джерело опорної напруги Uон, операційний підсилювач DA1 і вимірювальний резистор RS становлять джерело струму для збудження моста. Додатковий інструментальний підсилювач використовується для кінцевого підсилення. Вихідна напруга розраховується за формулою (2.11) [25]:

де K ПІДС

 ∆R  U ВИХ = I ЗБ   ⋅ K ПІДС , (2.11)  2  – коефіцієнт підсилення інструментального підсилювача.

а б Рис. 2.8. Лінеаризація мостових датчиків на ОП (двополярне живлення)

 ∆R  U ВИХ = −U ЗБ   . (2.8)  2R   ∆R  U ВИХ = −U ЗБ   . (2.9)  R  На рис. 2.9 показано лінеаризацію 1/4 моста шляхом фіксації величини струму через чутливий елемент за допомогою операційного підсилювача. Для роботи схеми потрібне біполярне живлення й два операційних підсилювачі. Вихідна напруга розраховується за співвідношенням (2.10).

Рис. 2.10. Спрощена схема збудження моста з двома чутливими елементами джерелом струму

Слід зазначити, що на електричних та еквівалентних схемах показують ідеалізовані елементи, що відображують найсуттєвіші їхні властивості за даних умов застосування. У табл. 2.1 наведено найпоширеніші еквівалентні схеми резистора, конденсатора та котушки індуктивності з урахуванням впливу їхніх виводів (RВ, LВ).

Рис. 2.9. Лінеаризація чвертьмостового датчика (двополярне живлення)

U ВИХ =

U ЗБ 2

 ∆R   R 2   2 R  ⋅ 1 + R1  .    

(2.10)

Таблиця 2.1 Найпоширеніші еквівалентні схеми резистора, конденсатора та котушки індуктивності Графічна Резистор Конденсатор Котушка модель індуктивності Ідеалізований еквівалент і зв'язок між dI 1 UR = R⋅I UL = L UC = Idt струмом та dt C напругою

∫

Повна еквівалентна схема

Представимо опори плечей моста в показовій формі: Z1 = Z1 exp( jϕ1 ) ; _

Еквівалентна схема на дуже низьких частотах Еквівалентна схема на середніх частотах Еквівалентна схема на високих і надвисоких частотах

2.4. Мости, побудовані на реактивних елементах Методи, засновані на властивостях мостових схем, найчастіше застосовують для вимірювання параметрів L, С і R. Спрощена схема вимірювача із чотириплечовим мостом наведена на рис. 2.11,а. До діагоналі моста підведена синусоїдальна напруга від генератора. Індикатор реєструє напругу, що виникає в іншій діагоналі моста. Вимірюваний повний опір уводять в одне із плечей моста. Як й у попередніх випадках, міст балансують, змінюючи опори інших плечей. Стан балансу фіксується за нульовим показанням індикатора. Умовою балансу моста є співвідношення (2.12), з якого визначається вимірюваний опір: _

Z1 Z 4 = Z 2 Z 3 .

(2.12)

Z 2 = Z 2 exp( jϕ 2 ) ; Z 3 = Z 3 exp( jϕ 3 ) ; Z 4 = Z 4 exp( jϕ 4 ) . Підставивши ці значення в (2.12), одержимо дві умови балансу моста: Z1 Z 4 = Z 2 Z 3 . (2.13)  ϕ1 + ϕ 4 = ϕ 2 + ϕ 3 Іноді умови балансу представляють у вигляді співвідношення: _ _ _ _  (2.14) Re( Z 1 Z 4 ) = Re( Z 2 Z 3 ) .  _ _ _ _ Im(Z Z ) = Im(Z Z ) (2.15) 1 4 2 3  Для балансування моста необхідно змінювати як модуль, так і фазу принаймні одного з опорів. Для більшості застосовуваних мостів здійснити роздільне регулювання модуля й фази не вдається. Балансування моста виконується методом послідовних наближень: по черзі регулюють кожний з елементів до одержання мінімального показання індикаторного приладу. Ці операції повторюють багаторазово, поки індикаторний прилад не зафіксує нульове показання, що і буде відповідати балансу моста. Мінімально необхідна кількість операцій при балансуванні характеризує збіжність моста. Збіжність залежить від опорів плечей моста, а також від чутливості й типу застосовуваного індикатора. Якщо індикатор моста виконаний на основі магнітоелектричного приладу з детектором, то за відхиленням стрілки можна судити лише про амплітуду напруги в діагоналі моста. Значно зручніше індикатор з електронно-променевою трубкою. На одну пару пластин, що відхиляють, подають деяку опорну напругу, а на іншу – напругу в діагоналі. При такому способі індикації можна судити про зміну як модуля, так і фази напруги, що дозволяє прискорити процес балансування. Через складну конструкцію котушки зі змінною індуктивністю не використовують як регулювальні елементи. Змінюючи С або R, можна домогтися виконання умови (2.14) при будь-якому характері вимірюваного повного опору. Умову ж (2.15) можна виконати тільки _

при певному характері вимірюваного опору. Наприклад, якщо опори Z1 _

а б Рис. 2.11. Схеми вимірювачів з мостом, побудованим на реактивних елементах

й Z 4 моста активні, a Z 3 має ємнісний характер, то невідомий опір Z 2 повинен бути також ємнісного характеру.

Існує багато різновидів мостових схем для вимірювання опору, ємності й індуктивності. Наприклад, для вимірювання ємності й опору втрат конденсатора можна застосувати схему, показану на рис. 2.11,б. _ _ _ _ 1 1 Тут Z1 = Rx − j , Z 2 = R2 − j , Z 3 = R3 , Z 4 = R4 . Тоді умови ωC x ωC 2 балансу моста будуть мати вигляд:  R x R 4 = R 2 R3 (2.16)  C 2 R4 = C x R3 . Знайдемо з (2.16) Cx і Rx: R C x = C2 ( 4 ) , (2.17) R3

U ВИХ R = 1+ 2 . (3.1) U ВХ R1 Достоїнством даного підсилювача в порівнянні зі звичайним неінвертувальним є те, що тут, як й у інвертувальному підсилювачі, відсутній синфазний сигнал на вході ОП (це зручно, зокрема, у підсилювачах з демодуляцією сигналу або двоканальних підсилювачах). Разом з тим розглянутий підсилювач, як і звичайний неінвертувальний, має високий вхідний опір: RBX = rBX ( Kβ + 1) , (3.2) R1 де β = , rвх й К — параметри застосованого ОП. R1 + R2

R2 R3 . (2.18) R4 Балансують міст змінними резисторами R2 й R3. Шкала резистора R3 градуюється в одиницях вимірюваної ємності. Іноді застосовують і більш складні схеми мостів. Зазначимо, що розглянуті мости є частотнонезалежними, тому що частота не входить в умови балансу. Rx =

III. ІЗОЛЬОВАНІ ПІДСИЛЮВАЧІ. ПІДСИЛЮВАЧІ ІЗ ЗАСТОСУВАННЯМ МЕТОДУ МОДУЛЯЦІЇ-ДЕМОДУЛЯЦІЇ Ізольований підсилювач характеризується високим рівнем гальванічної розв'язки (ізоляції) між вхідними й вихідними ланцюгами. В підсилювачах без гальванічного розподілу вхідна й вихідна напруги, а також напруги живлення мають загальну землю. Якщо ж використовується підсилювач із гальванічною розв’язкою, то вхідна напруга може не мати загальної точки по відношенню до вихідної напруги. Як приклад на рис. 3.1,а показана схема подібного підсилювача. У цьому випадку вже важко говорити про те, який це підсилювач: інвертувальний або неінвертувальний. Тому на схемі, що наведена на рис. 3.1,а, умовний знак «+» у одного із вхідного виводу показує те, що збільшення потенціалу на ньому щодо іншого вхідного виводу призводить до збільшення вихідної напруги. Неважко побачити, що коефіцієнт підсилення підсилювача за схемою на рис. 3.1,а буде таким, як і у неінвертувального підсилювача:

а б Рис. 3.1. Варіанти схем увімкнення підсилювачів з гальванічною розв’язкою

Рис. 3.1,б показує повторювач напруги, побудований так само, як і підсилювач за схемою на рис. 3.1,а. У цього повторювача вхідна й вихідна напруги мають загальну точку, однак ця точка не збігається із заземленою середньою точкою джерела живлення ОП. 3.1. Застосування роздільного трансформатора у підсилювачах змінної напруги Одним з методів гальванічної розв’язки в підсилювачах змінної напруги є застосування роздільного трансформатора. Для того щоб похібка коефіцієнта підсилення, внесена нестабільністю коефіцієнта передачі роздільного трансформатора, була мізерно малою, необхідно, щоб приведений активний опір обмоток трансформатора був істотно нижче його індуктивного опору на холостому ході у всьому діапазоні частот й істотно нижче приведеного опору навантаження. Індуктивний опір на холостому ході у свою чергу повинен бути набагато більшим приведеного опору навантаження. До цього додається вимога малого ємнісного зв'язку між первинною й вторинною обмотками. Все це

збільшує габарити й масу роздільного трансформатора та ускладнює його конструкцію. Вимоги до роздільного трансформатора можна значно знизити, якщо його увімкнути в контур зворотного зв'язку вимірювального підсилювача [15]. На рис. 3.2 показана схема підсилювача, побудованого за цим принципом. Тут трансформатор використовується для одержання сигналу, пропорційного сумі вхідної й вихідної напруг. При цьому магнітний потік, створюваний вхідною напругою (обмотка ω1 ), майже повністю врівноважується потоком, викликаним вихідною напругою ( ω 2 ). Залишковий різницевий потік визначає вхідна напруга ОП, що знімається з обмотки ω3 . З умови зрівноважування потоків одержуємо U ВИХ R ω ≈ 2⋅ 2 . U ВХ R1 ω1

(3.3)

апаратура, електричне обладнання ядерних електростанцій, а також індустріальні системи керування. На рис. 3.3 зображена блок-схема ізольованого підсилювача. Основними компонентами таких підсилювачів є вхідна секція, вихідна секція й секція живлення. Головна особливість цих пристроїв полягає в тому, що їх вхідна й вихідна секції повинні мати повну гальванічну розв'язку, як за сигналом, так і за джерелами живлення. У показаному на рис. 3.3 підсилювачі реалізована так звана трирівнева розв'язка, тобто його вхідний каскад, вихідний каскад і секція живлення ізольовані один від одного. Багато ізольованих підсилювачів належать до так званого дворівневого різновиду, тобто їхній вихідний каскад і секція живлення не ізольовані. У багатьох ізольованих підсилювачах живлення вхідного каскаду здійснюється через роздільний трансформатор. Як правило, використовують невеликі феритові трансформатори. На практиці застосовуються три способи передачі сигналу від вхідного до вихідного каскаду: трансформаторний, оптичний й ємнісний. Для передачі сигналу через ланцюг гальванічної розв'язки, як правило, застосовується метод модуляція/демодуляція (для всіх трьох видів зв'язку).

Рис. 3.2. Можливий варіант схемної реалізації підсилювача змінної напруги з роздільним трансформатором

Легко побачити, що в цьому випадку зниження індуктивності холостого ходу призведе тільки до зміни коефіцієнта передачі прямого ланцюга підсилювача. Це дозволяє знизити габарити трансформатора без шкоди для точності підсилювача. Однак для забезпечення стабільності коефіцієнта підсилення підсилювача в цілому необхідно, щоб активні опори обмоток w1 й w2 були істотно менші опорів R1 й R2, з якими вони послідовно вмикаються. 3.2. Принципи побудови ізольованих підсилювачів Ізольовані підсилювачі призначені для виконання точних вимірів напруг і струмів на низькій частоті (до 100 кГц) при наявності високих синфазних напруг (до декількох кВ) з високим послабленням синфазного сигналу. Їх основним застосуванням є електрична медична

Рис. 3.3. Блок-схема ізольованого підсилювача

Підсилювачі з модуляцією-демодуляцією сигналу реалізують перетворення (модуляцію) вхідної напруги, що повільно змінюється в змінну напругу, яка потім підсилюється й перетворюється (демодулюється). Підсилювач змінної напруги в значній мірі зменшує похибки, пов'язані із дрейфом нуля.

Типова структура підсилювача МДМ показана на рис. 3.4. Крім модулятора (М), підсилювача змінної напруги (ПЗН), демодулятора (ДМ), подільника зворотного зв'язку ( β ), у цю структуру входять ще фільтр нижніх частот (ФНЧ) і підсилювач постійного струму (ППС). Фільтр ФНЧ необхідний для згладжування викидів вихідної напруги, що виникають при комутації ключів модулятора. Мета введення в структуру підсилювача ППС – забезпечити низький вихідний опір, великий вихідний сигнал і збільшити загальний коефіцієнт підсилення. Якщо коефіцієнт підсилення підсилювача ПЗН досить великий, то дрейф нуля підсилювача ППС практично не збільшує нестабільності початкового рівня підсилювача в цілому. Фільтр нижніх частот і підсилювач ППС можуть бути об'єднані в один вузол — активний фільтр. Модулятор і демодулятор управляються напругою, вироблюваною керуючим генератором (КГ).

Рис. 3.4. Структурна схема підсилювача МДМ

У показаному на рис. 3.5 підсилювачі як ізольоване джерело живлення вхідної секції застосовується перетворювач постійної напруги. До подачі на модулятор постійний вхідний сигнал підсилюється диференціальним вхідним підсилювачем. Після модулятора модульований сигнал передається у вихідну секцію, демодулюється й через буферний підсилювач подається на вихід схеми. Для модуляції звичайно застосовується широтно-імпульсна модуляція (ШІМ) або частотна модуляція (ЧМ). МДМ-метод забезпечує добру точність, але обмежує смугу пропускання ізольованого підсилювача. Частота несучої звичайно вибирається максимально можливою для застосовуваного пристрою зв'язку.

Рис. 3.5. Гальванічна розв’язка із застосуванням методу модуляції-демодуляції

При роботі декількох поруч розташованих ізольованих підсилювачів, у яких застосовується описуваний метод, доцільно синхронізувати всі перетворювачі напруг живлення, щоб уникнути взаємної модуляції й перешкод на частоті биттів. Така можливість передбачена в деяких інтегральних підсилювачах. Вітчизняна промисловість випускає підсилювач МДМ в інтегральному виконанні К140УД13. Компанією Analog Devices випускається 3-портовий ізольований підсилювач AD210, вхідний і вихідний ланцюги якого, а також джерело живлення ізольовані один від одного. Внутрішній генератор мікросхеми перетворює з частотою 50 кГц постійний струм у змінний для живлення вхідного й окремо вихідного каскадів. Несуча модулюється вхідним каскадом і через трансформатор подається на вихідний каскад, де демодулюється фазовим модулятором, який використовує несучу частоту як опорну, фільтрується й підсилюється. За допомогою зовнішнього резистора AD210 дозволяє встановлювати коефіцієнт підсилення від 1 до 100. 3.3. Двоканальні підсилювачі Двоканальні підсилювачі дозволяють сполучити в одному пристрої достоїнства підсилювачів МДМ і широкосмугових підсилювачів з безпосереднім зв'язком. Підсилювачі МДМ мають малу адитивну похибку, але в них є й істотний недолік – вузька смуга пропускання. Верхня границя смуги пропускання (за рівнем 0,7) у підсилювачів МДМ не перевершує звичайно 10-20 % частоти комутації. З огляду на те, що частота комутації, як правило, становить 0,5-2,5 кГц, одержуємо, що підсилювачі МДМ можуть застосовуватися лише для сигналів, що лежать у частотній смузі від нуля до 50-500 Гц. Якщо ж мова йде про вимірювальні підсилювачі, для яких частотна похибка не повинна перевищувати 0,5-5 %, то робоча смуга підсилювача МДМ виявляється ще меншою.

Для того щоб сполучити в одному підсилювачі малу адитивну похибку і широку смугу пропускання, його виконують за двоканальною структурою. Один з каналів при цьому підсилює з малою адитивною похибкою низькочастотні складові вхідного сигналу, а інший – високочастотні складові. Високочастотний канал може бути виконаний у вигляді підсилювача змінної напруги. Типова структура двоканального підсилювача наведена на рис. 3.6,а. Вона містить паралельно увімкнені підсилювачі низької (ПНЧ) і високої (ПВЧ) частот, а також вихідний підсилювач із широкою смугою пропускання (ПШСП). Коефіцієнти підсилення цих підсилювачів відповідно дорівнюють К1, К2 і К3.

послідовно увімкненими підсилювачами DА1 й DА2, а високочастотна — підсилювачем DА2. Загальний коефіцієнт підсилення задається ланцюгом зворотного зв'язку R1, R2. На низьких і високих частотах коефіцієнт підсилення інвертувального підсилювача KI, схема якого наведена на рис. 3.6,б, визначається формулами (3.4). µ 1   K І .Н = − β ⋅ 1 + 1 /( K K β )  1 2 (3.4)  1 µ K = − ⋅ , І .B β 1 + 1 /( K 2 β )  де

µ=

R2 , R1 + R2

β=

R1 , К1, К2 – коефіцієнти підсилення R1 + R2

підсилювачів DА1 й DА2. Якщо K І .Н ≈ K І .B ≈ − а

б Рис. 3.6. Структурна (а) і спрощена принципова (б) схема двоканального підсилювача

Розрізняють дві різновиди структури, зображеної на рис. 3.6,а: підсилювач Гольдберга, коли K 2 = 1 , й підсилювач Баккерфільда, коли K 2 ≈ K1 . У першому випадку двоканальний підсилювач може бути побудований, наприклад, так, як показано на рис. 3.6,б. У цьому двоканальному підсилювачі низькочастотний підсилювач DА1 – це підсилювач із малою адитивною похибкою, наприклад підсилювач типу МДМ. Підсилювач DА2 – це широкосмуговий підсилювач (наприклад операційний), що має досить високу швидкодію. Розподіл вхідного сигналу на низькочастотну й високочастотну складові здійснюється RCланцюгами R3, С1 і С2, R4. Низькочастотна складова підсилюється

K1 K 2 β >> 1

K 2 β >> 1 , то

R µ =− 2 . β R1

Багатоканальні підсилювачі можуть мати структури, відмінні від наведеної на рис. 3.6,а. Огляд й аналіз різних методів побудови подібних підсилювачів можна знайти в [11]. 3.4. Вхідні й перехідні трансформатори Вхідний трансформатор повинен забезпечувати оптимальний коефіцієнт передачі для корисного сигналу при припустимому рівні перешкод і мінімальних внесених частотних, нелінійних й перехідних спотворень. Принципова електрична й еквівалентна схеми вхідного трансформаторного пристрою показані на рис. 3.7.

Рис. 3.7. До розрахунку вхідного трансформатора: принципова (а) і еквівалентна (б) схеми трансформаторного вхідного ланцюга ( E C – джерело вхідного /

сигналу; R2 – активний опір вторинної обмотки трансформатора, приведений до первинної обмотки трансформатора)

Вхідний опір трансформатора R/ R RВХ = R1 + RH/ = H = 2 H , ηТР nTηТР де nT =

(3.5)

w2 – коефіцієнт трансформації, R1 – активний опір первинної w1

обмотки трансформатора;

R H/

– вхідний опір першого каскаду,

приведений до первинної обмотки трансформатора, η ТР – К.К.Д. трансформатора, R ДЖ – внутрішній опір джерела вхідного сигналу. Найбільший коефіцієнт передачі вхідного трансформатора при заданому опорі навантаження RН відповідає умові (3.6). RВХ = R ДЖ . (3.6) Звідси необхідний коефіцієнт трансформації:

ηТР =

R ДЖηТР

RH RВХ ηТР

Індуктивність первинної обмотки вхідного трансформатора L1 може бути визначена із припустимого коефіцієнта частотних спотворень М або із припустимого кута зсуву фаз між напругами на вході й виході трансформатора. Коефіцієнт частотних спотворень трансформаторного вхідного пристрою R M = 1+ Е , (3.7) ωС L1 де RЕ =

( R ДЖ + R1 )( R2/ + RH/ ) R ДЖ + R1 + R2/ + RH/

– еквівалентний опір ланцюга первинної

обмотки трансформатора, R2/ =

R2 nT2

, R H/ =

RH nT2

, ωС = 2πf C (частота

сигналу). З виразу (3.7) одержимо загальний вираз для індуктивності L1: 0,159 RЕ L1 = . (3.8) fC M 2 −1 При зазначеній умові (3.6) еквівалентний опір ланцюга (при / R2 << R ДЖ ) і L1 становитимуть

RЕ ≈ L1 ≈

( R ДЖ + R1 )( R2/ + RH/ ) 2 R ДЖ

0,08( R ДЖ + R1 )( R2/ + RH/ ) R ДЖ f C M 2 − 1

(3.9) .

(3.10)

На підставі еквівалентної схеми (рис. 3.7,б) можна відзначити, що кут зсуву фаз визначається зі співвідношення RЕ tgϕ = . (3.11) 2πf C L1 Тоді необхідне значення індуктивності: 0,08( R ДЖ + R1 )( R2/ + RH/ ) RЕ . L1 = ≈ (3.12) 2πf C tgϕ R ДЖ f C tgϕ

IV. ПІДСИЛЮВАЧІ, СТАБІЛІЗОВАНІ ПЕРЕРИВАННЯМ Зниження адитивної похибки підсилювача, обумовленої напругою зміщення ОП, може бути здійснене за допомогою періодичної корекції дрейфу початкового рівня вихідного сигналу. Відомо, що біполярні підсилювачі мають зміщення від 10 мкВ і дрейф від 0,1 мкВ/0C й більше. За допомогою підсилювачів із перериванням одержують напруги зміщення менш 5 мкВ і дрейфи, які не піддаються вимірюванню. Автоматичну корекцію дрейфу виконують шляхом запам'ятовування напруги зміщення на конденсаторі й наступному її відніманні із вхідної напруги підсилювача. Рис. 4.1,а ілюструє принцип автоматичної корекції дрейфу. Запам'ятовується напруга зміщення еЗМ при замкнутих ключах S1 й S2. Ключ S2 з'єднує вихід ОП із інвертувальним входом, завдяки чому утворюється повторювач напруги, коефіцієнт передачі якого дорівнює К/(К+1), де К – коефіцієнт підсилення ОП. На виході ОП і, отже, на e ⋅K конденсаторі С встановлюється напруга ЗМ ≈ eЗМ . K +1 При наступній роботі підсилювача ключі S1 й S2 розмикаються й напруга, яку було запам’ятовано на конденсаторі С, компенсує напругу зміщення ОП. Для керування ключами S1 й S2 використовують генератор імпульсів (драйвер перемикання).

а б Рис. 4.1. Схеми підсилювачів із періодичною корекцією дрейфу

Тривалість імпульсів цього генератора повинна бути обрана такою, щоб забезпечити повне закінчення перехідних процесів при запам'ятовуванні напруги зміщення. Період імпульсів установлюється виходячи із припустимої адитивної похибки, обумовленої неточністю зберігання напруги, яку було запам’ятовано. Справа в тому, що при розімкнутому ключі S2 конденсатор С змінює свій заряд під дією струму витікання цього ключа й вхідного струму ОП. При реалізації підсилювачів з автоматичною корекцією дрейфу послідовно із ключем S2 і конденсатором С можуть бути увімкнені додаткові резистори, які обмежують струм заряду конденсатора й зменшують небезпеку самозбудження пристрою при запам'ятовуванні дрейфу. Запам'ятовувальний конденсатор, що входить у ланцюг автоматичної корекції дрейфу, може бути приєднаний і до неінвертувального входу ОП. Однак при цьому ланцюг корекції доводиться доповнювати інвертувальним підсилювачем (рис. 4.1,6). При замкнутих ключах S1 й S2 на конденсаторі С запам'ятовується напруга Uc: K1 K 2 K2 U C = eЗМ 1 ⋅ + eЗМ 2 ⋅ , (4.1) K1 K 2 + 1 K1 K 2 + 1 де eЗМ 1 , eЗМ 2 , K1 , K 2 – напруги зміщення й коефіцієнти підсилення основного DА1 і додаткового DА2 підсилювачів відповідно. Оскільки напруга зміщення додаткового підсилювача e ЗМ 2 впливає на Uc у K1 раз слабкіше, ніж e ЗМ 1 , то можливе використання

як додаткового підсилювача найпростішого підсилювального каскаду, виконаного, наприклад, на одному транзисторі. Під час корекції дрейфу (при замкнутих ключах S1 й S2) процес підсилення вхідного сигналу переривається. Для усунення пропусків у вихідному сигналі підсилювача, що виникають при корекції, пристрій можна доповнити схемою вибірки й зберігання, яка перед початком корекції буде запам'ятовувати вихідний сигнал підсилювача, і подавати цей сигнал на вихід протягом усього часу, поки проводиться корекція. Більш досконалою в цьому плані є структура, наведена на рис. 4.2. Тут корекція адитивної похибки виконується без переривання підсилення вхідного сигналу. Операційні підсилювачі DА1 й DA2, що входять у мікросхему підсилювача, як правило мають додаткові входи, на які подаються коригувальні сигнали. До цих входів приєднані запам'ятовувальні конденсатори С1 і С2. Основний підсилювач DА1 охоплюється відповідними ланцюгами негативного зворотного зв'язку (на рис. 4.2 вони не показані) і підсилює безупинно вхідний сигнал.

Рис. 4.2. Спрощена схема підсилювача з корекцією дрейфу без переривання підсилення вхідного сигналу

Додатковий підсилювач DА2 поперемінно коректує то власну адитивну похибку, то адитивну похибку підсилювача DA1. Коли перемикачі S1-S3 перебувають у нижньому за схемою положенні, на конденсаторі С2 запам'ятовується напруга, що коректує напругу зміщення підсилювача DА2. Потім перемикачі переходять у верхнє за схемою положення й відбувається корекція підсилювача DА1 – на конденсаторі С1 запам'ятовується напруга, що відповідає напрузі зміщення цього підсилювача. Автоматична періодична корекція дрейфу дозволяє знизити адитивну похибку підсилювача до одного мікровольта. Залишкова

похибка у значній мірі залежить від неідеальності застосовуваних транзисторних перемикачів. До інтегральних схем підсилювачів, стабілізованих перериванням, як приклад можна навести групу підсилювачів Analog Devices AD8551, AD8552, AD8554, основні характеристики яких зведені в табл. 4.1. Таблиця 4.1 Основні характеристики підсилювачів, стабілізованих перериванням AD8551, AD8552, AD8554 Живлення (однополярне), В +3…+5 Вхідна напруга зміщення, мкВ 5 Дрейф вхідної напруги зміщення, мкВ/0C 0,04 Максимальний струм споживання, мкА 800 Вхідна шумова напруга, нВ /

Гц

V. ІМПУЛЬСНІ ПІДСИЛЮВАЧІ 5.1. Загальні відомості Імпульсні підсилювачі забезпечують підсилення імпульсів із припустимими спотвореннями їхньої форми. Ключові каскади використовуються для комутації електричних ланцюгів, а також є складовою більш складних імпульсних пристроїв. Спотворення форми імпульсів можна оцінити за перехідною характеристикою підсилювача (рис. 5.1,а). Вона відповідає відгуку каскаду на перепад напруги (або струму) на вході. На рис. 5.1,б наведена перехідна характеристика в області меншого часу (відгук каскаду на стрибок), за якою судять про час наростання tН фронту імпульсу. На рис. 5.1,в – характеристика в області більшого часу (відгук каскаду на постійну напругу після стрибка), за якою судять про спотворення плоскої вершини імпульсу.

Час наростання фронту, що додається самим підсилювачем t H = 2,2τ B , (5.1) де τ B – стала часу підсилювача в області меншого часу (верхніх частот). Стала часу τ B і верхня частота смуги пропускання f B (частота, на якій підсилення зменшується в 1 1 . Тоді = τB = ω В 2πf B

разів) зв'язані співвідношенням

2,2 0,35 . = (5.2) 2πf B fB Важливим параметром підсилювача є площа підсилення K , S = Kω B = 2,2 (5.3) tН де К – коефіцієнт підсилення на середніх частотах. Величину, пропорційну S, називають добротністю підсилювача S K . Q= = 2,2 t H t H = 2,2τ B =

5.2. Вибір робочої точки Робочу точку транзистора, що використовується в каскаді попереднього підсилення, звичайно вибирають за довідником. Для транзистора вихідного каскаду робочу точку вибирають на верхній ділянці навантажувальної прямої (точка М/ на рис. 5.2,а) при запиральних вхідних імпульсах, на нижній ділянці (точка М// на рис. 5.2,а) – при вілпиральних вхідних імпульсах, та у середині навантажувальної прямої (точка М) – при різнополярних вхідних імпульсах однакової амплітуди.

а б в Рис. 5.1. Перехідні характеристики імпульсного підсилювача

а Рис. 5.2. Вибір робочої точки

У всіх випадках вихідну робочу точку треба вибирати нижче кривої РKmax=const максимально припустимої потужності розсіювання на колекторі, а її електричні координати (UK0 й IK0) повинні бути менші гранично припустимих, значення яких указуються в довідниках. Рис. 5.2,б ілюструє вихідний режим базового ланцюга транзистора при одному з можливих положень точки на рис. 5.2,а.

EК R ⋅R ⋅ R2 , RБ = 1 2 = R1 R2 . Схема, що R1 + R2 R1 + R2 перетворена таким чином, зображена на рис. 5.3,б. З її розгляду випливає те, що для підвищення стабільності початкового (вихідного) режиму опір RБ , а отже, опори резисторів R1 і R2 повинні бути невеликими (струм подільника звичайно вибирають I ПОД >> I Б 0 ). Так,

опором

RБ :

EБ =

у наведеному прикладі при R1 = 2 кОм й R2 = 0,6 кОм, RБ =0,46 кОм. У схемі із фіксованим струмом бази, коли резистор R2 (рис. 5.3) відсутній і живлення базового ланцюга здійснюється тільки через резистор R1, опір останнього з урахуванням невеликого струму бази IБ0 Е К = 12 В і I Б 0 = 1 мА виявляється значним. Так, при 0,8 Е К ≈ 10 кОм, що перевищує опір RБ =0,46 кОм в схемі із I Б0 фіксованим потенціалом бази в 21,7 раза. Паралельне з’єднання резисторів R1 й R2 базового подільника поряд із RБ позначають RСТ, вказуючи тим самим на його стабілізуючу дію: R ⋅R RЕ RCT = RБ = 1 2 ≈ , (5.4) R1 + R2 S H − 1 R1 ≈

а б Рис. 5.3. Електрична схема із фіксованим потенціалом бази (а), схема із фіксованим струмом бази (б)

У схемі на рис. 5.3,а діє негативний зворотний зв'язок за постійним струмом. Оцінимо вплив базового подільника R1-R2. Припустимо, що незначна напруга U БЕ на відкритому емітерному переході - нуль. При цьому потенціал бази U Б = U БЕ + U Е ≈ U Е . Щоб при даній напрузі живлення ЕK забезпечити необхідну напругу на транзисторі, напругу U Е звичайно обмежують: U Е = (0,15 − 0,2) Е К . У цьому випадку падіння напруги на резисторі R1 (рис. 5.3, а) повинне становити U R1 ≈ E K − U Е ≈ 0,8 Е К . Струм I ПОД базового подільника можна вибрати набагато більший початкового струму бази I Б 0 . Завдяки цьому необхідний потенціал бази U Б вдається одержати при відносно малих значеннях опорів резисторів R1 й R2. Так, при Е К = 12 В, I Б 0 = 1 мА,

U Б ≈ U Е = 0,2 Е К

становитимуть R2 =

I ПОД = 4 I Б 0

значення

опорів

де

SH =

RЕ + RБ R Е + (1 − α ) RБ

– коефіцієнт нестабільності (для даного

випадку, маючи на увазі, що α ≈ 1 , одержимо

RЕ + RБ ). RЕ

Максимально можливу стабільність вихідного режиму ( S H = 1 ) забезпечити не можна, тому що це зводиться або до умови RCT → 0 , тобто вхідний опір каскаду повинен бути нескінченно малим, або RЕ → ∞ , при якому напруга Ек повинна бути нескінченно великою. Звичайно обмежуються значенням S H = 1,5 − 2 , що дає задовільні результати. Для схеми, наведеної на рис. 5.3,а запишемо основні розрахункові співвідношення:

UБ E −U Б = 0,6 кОм, R1 = K ≈ 2 кОм. I ПОД + I Б 0 I ПОД

Згідно з теоремою про еквівалентне джерело напруги (теорема Тевенена) частину схеми, що знаходиться зліва від базового виводу (рис. 5.3,а) можна замінити еквівалентним джерелом ЕРС ЕБ і внутрішнім

SH ≈

E K RCT  R 2 = E − U − ( I + I ) R − I R , K Б0 K0 Б0 Е Б 0 CT   RCT R 2 , (5.5)  R1 = R 2 − RCT   U + ( I 0 K + I Б 0 ) RЕ .  I ПОД = Б 0 R2  У співвідношеннях (5.5) значення ( I 0 K + I Б 0 ) RЕ = U Е знаходять із наступних виразів: U Е = (0,15 − 0,2) Е К ,  UЕ (5.6)  RЕ = I + I . 0K K0 

5.3. Некоректований транзисторний підсилювач з активно-ємнісним навантаженням. На рис. 5.4,а зображена схема однокаскадного транзисторного підсилювача з активно-ємнісним навантаженням RH C H . Ланцюги, що коректують спотворення форми імпульсу, у каскаді відсутні.

а б Рис. 5.4. Схема однокаскадного транзисторного підсилювача з активно-ємнісним навантаженням (а), еквівалентна схема каскаду на нижніх частотах (б)

Інерційність транзистора оцінюється за формулою (5.7) [9]: r h τ = Б 21Е , (5.7) 2πf T h11Е де rБ – опір бази транзистора, f T – частота, на якій коефіцієнт підсилення за струмом стає рівним одиниці. Частота f T пов'язана з максимальною частотою генерації f Г (знаходять за довідником) співвідношенням (5.8): (5.8) f Т = 8πrБ С К f Г2 ,

де С К – ємність колекторного переходу. На середніх частотах (коли зовнішні ємності не враховуються) h коефіцієнт підсилення каскаду K 0 = g 21 R0 = 21Е R0 , де R0 – повний h11Е активний опір змінному струму в ланцюзі колектора. Спотворення фронту імпульсу (спотворення в області верхніх частот) обумовлюється інерційністю транзистора та наявністю зовнішньої ємності СН, яка шунтує навантаження каскаду. Тривалість фронту, що додається каскадом, залежить від сумарної сталої часу τ K : t Н = 2,2τ K = 2,2(τ + τ i + τ Н ) , (5.9) де τ – стала часу транзистора, τ i – стала часу перезарядження ємності СК через вихідний опір транзистора й навантаження, τ Н – стала часу ланцюга навантаження. Щоб забезпечити задане значення t Н , транзистор повинен мати верхню граничну частоту 3 . fα ≥ (5.10) tН Спотворення плоскої вершини імпульсу обумовлено наявністю конденсаторів СР і СЕ (рис. 5.4,а). З метою зменшення спотворень ці конденсатори вибирають великої ємності, так щоб заряд їх тривав відносно довго. Тому можна вважати, що він починається після того, як формування переднього фронту вихідного імпульсу закінчилося, тобто напруга на колекторі досягла значення Um. Враховуючи це, на рис. 5.4,б зображена еквівалентна схема каскаду на нижніх частотах (в області більшого часу), що дозволяє оцінити вплив перехідного конденсатора СР. Транзистор позначений у ній генератором напруги ЕГ і внутрішнім 1 опором RГ, що дорівнює в цьому випадку ( g 22 – вихідна g 22 провідність транзистора при короткому замиканні на вході). Провідність g 22 , як відомо, пов'язана з h-параметрами, які вказуються в довідниках. h12 Е h21Е . h11Е Ємність роздільного конденсатора знаходять із виразу (5.11) [9]: tі CP ≥ , (5.11) ∆ P ( RK + RH )

Нагадаю, що для схеми із загальним емітером g 22 = h22 Е −

де ∆ P

20 ≈ 1 кОм,  1 −3 −6  34 ⋅ 10 − 20 + 130 ⋅ 10    2 ⋅ 10 3 1 R0 = = 0,613 кОм. −6 1 1 3 + 3 + 130 ⋅ 10 10 2 ⋅ 10

– відносний спад плоскої вершини імпульсу за рахунок

RK =

конденсатора C P , tі – тривалість імпульсу. Ємність конденсатора C Е розраховується за формулою (5.12). t ( g + g11 ) C Е ≥ і 21 = ∆Е де ∆ Е

tі (h21Е

h11Е ∆Е

+ 1

h11Е

)

(5.12)

– відносний спад плоскої вершини імпульсу за рахунок

конденсатора C Е . Наведена формула справедлива при RЕ >>

tі , що, 2C Е

як правило, виконується. Сумарна дія конденсаторів C P і C Е викликає сумарний спад ∆ = ∆P + ∆Е . Приклад. Вибрати транзистор, визначити значення резистора RK, ємностей CP і СЕ для каскаду з активно-ємнісним навантаженням для підсилення прямокутних імпульсів за такими даними: коефіцієнт підсилення К 0 = 20 , час наростання фронту імпульсу, що додається каскадом t H < 0,1 мкс, опір навантаження R H = 2 кОм, ємність навантаження

C H = 40 пФ,

тривалість

імпульсу

tі = 100

мкс,

відносний спад плоскої вершини ∆ ≤ 0,05 . Розв’язок 1. Обираємо транзистор, що задовольняє умові f a ≥ 3

, звідки

tН f a ≥ 30 МГц. Виберемо транзистор ГТ308А. За робочу точку беремо ту, що рекомендована в довіднику: f a = 68 МГц, τ = 0,0064 мкс, g 21 = 34 мА/В, Ск=5 пФ, rБ = 80 Ом, g 22 = 130 ⋅ 10 −6 1/Ом, g11 = 2 ⋅ 10 −3 1/Ом.

3. Визначимо час наростання фронту імпульсу, що додається каскадом: t H = 2,2(τ + τ i + τ H ) , де τ i = C K R0 (1 + g 21 ⋅ rБ ) = 5 ⋅ 10 −12 ⋅ 0,613 ⋅ 10 3 (1 + 34 ⋅ 10 −3 ⋅ 80) = 0,0114 мкс, τ H = C H R0 = 40 ⋅ 10 −12 ⋅ 0,613 ⋅ 10 3 = 0,0245 мкс. Тоді t H = 2,2(τ + τ i + τ H ) = 2,2(0,0064 + 0,0114 + 0,0245) ⋅ 10 −6 ≈ 0,093 мкс ( t H < 0,1 мкс). Таким чином, обраний транзистор забезпечує необхідний коефіцієнт підсилення К0 і час наростання фронту імпульсу t H [9]. 4. Визначимо ємності конденсаторів СР і СЕ. Розподілимо заданий спад плоскої вершини імпульсу в такий спосіб: ∆ Р = 0,01 і ∆ Е = 0,04 . Тоді ємності конденсаторів становитимуть: tі 100 ⋅ 10 −6 CP ≥ = = 3,3 мкФ, ∆ P ( R K + R H ) 0,01(1 + 2) ⋅ 10 3 CЕ ≥

t i ( g 21 + g11 ) 100 ⋅ 10 −6 ⋅ (34 ⋅ 10 −3 + 2 ⋅ 10 −3 ) = = 90 мкФ. ∆Е 0,04

5.4. Скоректований транзисторний імпульсний підсилювач У такому підсилювачі є елементи, що коректують спотворення форми імпульсу. Розглянемо методи корекції фронту імпульсу [9].

2. Визначимо опір резистора R К . Враховуючи те, що K 0 = g 21 R0 і K0 1 , то RK = . R0 = 1 1 g 21 − K 0 ( 1 + g 22 ) + + g 22 RH RK RH

5.4.1. Паралельна індуктивна корекція фронту імпульсу Корекцію фронту імпульсу інакше називають корекцією в області верхніх частот. У каскадах на дискретних компонентах через простоту і легкість регулювання найпоширенішою є схема з паралельною корекцією (рис. 5.5,а). Її назва пояснюється тим, що коректувальна індуктивність L увімкнена паралельно ємності навантаження СН. У цьому легко переконатися, склавши еквівалентну схему каскаду (рис. 5.5,б).

Однак, чим більше L, тобто чим вище добротність Q =

а б в Рис. 5.5. Імпульсний транзисторний підсилювач із паралельною індуктивною корекцією фронту імпульсу

Покажемо, що дія індуктивності L зменшує вплив ємності навантаження. Як й у некоректованому підсилювачі, початковий струм заряду СН дорівнює повному вихідному струму Im, тому що в перший момент ємність СН являє собою короткозамкнену ділянку ланцюга. Тому початкова швидкість заряду СН у коректованому й некоректованому каскадах однакова: U υ= m, (5.13)

τB

де U m – початковий стрибок напруги на вході ланцюга з ємністю, τ B – стала часу ланцюга в області верхніх частот. Але в підсилювачі без корекції зарядний струм й, отже, швидкість заряду СН швидко спадають, у той час як у схемі з корекцією індуктивність L, перешкоджаючи наростанню струму в колі LRK, сприяє повільному спаданню струму заряду. Це приводить до більш швидкого заряду СН і до зменшення тривалості фронту вихідного імпульсу. Чим більше L, тим більше проявляється цей ефект. Однак очевидно, що ніяким збільшенням L не можна домогтися початкового струму заряду ємності СН більшого ніж Im. Якби струм заряду залишався незмінним, тобто швидкість заряду зберігалася б постійною, то фронт імпульсу наростав би лінійно і його тривалість (при ідеальному вхідному імпульсі) становила б 0,9U m.ВИХ − 0,1U m.ВИХ 0,8U m.ВИХ tФ = = = 0,8τ В , U m.ВИХ υ фронту

некоректованому

C H RK2

контура LC H R K , тим менше тривалість фронту імпульсу. Тому значення L вибирають так, щоб контур LC H R K не мав великої добротності. У протилежному випадку із появою й закінченням кожного імпульсу в цьому контурі будуть ударно збуджуватися загасаючі коливання. Накладаючись на вихідний імпульс, вони створять ряд викидів (рис. 5.5,в). Звичайно добротність контура не роблять більше 0,8—0,9. При цьому збільшення добротності підсилювача при даному способі корекції не перевищує в більшості випадків 1,5—1,7. Величина викиду UB залежить не тільки від коректувальної індуктивності й навантаження, але й від типу застосовуваного транзистора (тобто від його сталих часу). Завдяки збільшенню добротності можна частково підвищити коефіцієнт підсилення й зменшити тривалість фронту імпульсу. 5.4.2. Емітерна корекція фронту імпульсу Емітерна корекція (рис. 5.6,а) здійснюється за рахунок негативного зворотного зв'язку, що починає проявлятися при формуванні плоскої вершини імпульсу. Під впливом фронту вхідного імпульсу вихідна напруга круто зростає, прагнучи дійти до високого рівня K1UВХ (крива 1 на рис. 5.6,б), але за рахунок зниження підсилення завдяки зворотному зв'язку встановлюється на більш низькому рівні K2UВХ (крива 2). Так зменшується тривалість фронту. Описана дія негативного зворотного зв'язку забезпечується резистором RЕ/ і конденсатором C Е/ (рис. 5.6,а). Ємність останнього вибирають із таким розрахунком, щоб напруга на ньому практично не змінювалася на фронті вхідного імпульсу. При цьому на фронті імпульсу потенціал емітера залишається постійним – вся напруга, що діє на вході каскаду, виявляється прикладеною між базою й емітером, колекторний струм різко змінюється, а вихідна напруга наближається до рівня K1UВХ. На початку плоскої вершини вхідного імпульсу конденсатор СЕ вже повністю заряджений – напруга між базою і емітером спадає, а вихідна напруга встановлюється на рівні K2UВХ.

τВ

що менше тривалості ( tФ = 2,2τ В ) в 2,75 раз.

підсилювачі

а б Рис. 5.6. Імпульсний транзисторний підсилювач із емітерною корекцією фронту імпульсу

Ланцюг RЕСЕ, як звичайно, стабілізує положення робочої точки. Конденсатор СЕ має настільки велику ємність, що напруга на ньому за час формування імпульсу не встигає змінитися. Тому на роботу коректувального ланцюга RЕ/ C Е/ він впливу не робить. Зміна потенціалу колектора UК відповідно до кривої 2 (рис. 5.6,б) відбувається тільки в тому випадку, якщо ємність конденсатора C Е/ лежить у певних межах. При малій ємності конденсатора напруга на ньому починає помітно зростати вже на фронті імпульсу, тобто негативний зворотний зв'язок вводиться фактично з моменту появи вхідного впливу. Тому коефіцієнт підсилення виявляється однаковим на всіх ділянках імпульсу. При великому значенні C Е/ негативний зворотний зв'язок вступає в дію з істотним запізнюванням, за час якого фронт імпульсу зростає вище рівня, який визначається коефіцієнтом підсилення при зворотному зв'язку — на фронті імпульсу з'являється викид (крива 3 на рис. 5.6,б). Це обмежує можливий виграш у добротності. 5.5. Гальванічні ланцюги зв'язку в транзисторних підсилювачах, що працюють у режимі перемикання Всі варіанти побудови ланцюгів гальванічного зв'язку можуть бути розглянуті на прикладі двокаскадного підсилювача. У схемі на рис. 5.7,а при замкненому транзисторі VT1 транзистор VТ2 буде насичений, якщо опір R1 буде вибрано відповідно до співвідношення R1 < β 2 RH [4].

а б Рис. 5.7. Схеми зв'язку двох транзисторів, працюючих у режимі перемикання: а– схема, що не забезпечує запирання другого транзистора, б – схема з нелінійним подільником напруги

При насиченому транзисторі VT1 транзистор VT2 не буде запертим, тому що прикладена напруга колектор-емітер транзистора є відпираючою по відношенню до виводів база-емітер транзистора VT2. Незалежно від поточного значення струму навантаження, струм, що U ЖИВ безперервно протікає в опорі R1, приблизно дорівнює . R1 Потужність, що розсіюється в опорі зв'язку R1, не залежить від поточного значення потужності в навантаженні й визначається виразом P U P1 ≈ I H . max ЖИВ = H . max .

β2

Потужність, що розсіюється безперервно в опорі зв'язку, як правило, перевищує потужність, що розсіює в транзисторі VT2. По мірі збільшення вихідної потужності перемикаючих пристроїв потужність, що розсіюється в опорах зв'язку, стає все більш значною. Резистори зв'язку перетворюються, власне кажучи, в нагрівальні елементи, що визначає габаритні розміри та економічність транзисторного підсилювача. Для зменшення потужності, що розсіюється в ланцюгах зв'язку, необхідно збільшувати коефіцієнт підсилення за струмом транзистора VT2 і зменшувати напругу живлення передвихідного каскаду. Одним з методів збільшення коефіцієнта за струмом є використання складових транзисторів. Залежно від місця ввімкнення джерела замикаючої напруги у двокаскадному підсилювачі можна побудувати різні ланцюги гальванічного зв'язку. Джерело замикаючої напруги Е3 може бути увімкненим в ланцюг емітера транзистора VT2. Практично же таке джерело може бути створено за допомогою подільника напруги.

Застосування подільника з лінійних опорів не є раціональним, тому що в цьому випадку в опорах подільника розсіюється потужність, порівнянна з потужністю в навантаженні. Значно більш вигідним є подільник з одним лінійним і одним нелінійним опорами. В якості нелінійного опору подільника раціонально застосовувати напівпровідниковий діод (рис. 5.7,б). Напруга на діоді VD1 при малому струмі подільника може бути отримана ~ 1 В, причому при насиченні транзистора VT2 вона практично не збільшується. Із збільшенням струму навантаження стає значною потужність, що розсіюється в діоді при насиченому транзисторі VT2. Тому область застосовності даної схеми обмежена струмами навантаження до декількох амперів. Джерело замикаючої напруги може бути увімкненим у ланцюг емітера або колектора транзистора VT1. При цьому можливі три місця ввімкнення цього джерела (рис. 5.8). У всіх цих випадках потрібен спеціальний низьковольтний випрямляч, за допомогою якого легко здійснюється форсоване запирання транзистора VT2. Це дозволяє зменшити потужність, що розсіюється під час перемикань. Очевидно, що із трьох можливих місць ввімкнення джерела замикаючої напруги в будь-якому практичному випадку використовується тільки одне. Єдиною вимогою до джерел замикаючої напруги є величина напруги UЗ, що повинна перевищувати напругу колектор-емітер насиченого транзистора VT1. Практично величина UЗ вибирається такою, що дорівнює 2–4 В. Слід відзначити, що джерело замикаючої напруги може бути ввімкненим в ланцюг бази транзистора VT2 [4].

у навантаженні зростає за експонентним законом зі сталою часу τ ≈

L0 , R0

досягаючи до кінця імпульсу величини I L max . При запиранні транзистора в індуктивності виникає ЕРС самоіндукції. Процеси в схемі необхідно розглядати з урахуванням нелінійності характеристик транзистора в передпробійній області й неможливості стрибка струму в момент комутації (рис. 5.10). При різкому запиранні транзистора робоча точка швидко переміщається з положення В у положення Р, після чого по мірі зменшення струму переміщається в точку А. Очевидно, що при запиранні транзистора розриву ланцюга навантаження не відбувається.

а б Рис. 5.9. Два стани транзистора з індуктивно-активним навантаженням: а – транзистор насичений; б – транзистор замкнений

Рис. 5.8. Три можливих місця ввімкнення додаткового джерела замикаючої напруги

5.6. Особливості комутації індуктивно-активного навантаження Розглянемо процеси в каскаді з індуктивно-активним навантаженням при живленні постійною напругою (рис. 5.9). На вхід каскаду подається прямокутна керуюча напруга. Під час імпульсу струм

Рис. 5.10. Процеси у вихідному ланцюзі транзистора з індуктивно-активним навантаженням

Можна вважати, що при переході із стану насичення в запертий змінюється лише падіння напруги на транзисторі від величини

U КЕ << U ЖИВ

до

U проб > U ЖИВ . Потужність, що розсіюється в

транзисторі в точці Р й інших точках передпробійної частини характеристик, досить значна й може призвести до необоротного ушкодження – пробою через місцевий перегрів колекторного переходу. Очевидно, що індуктивно-активне навантаження повинне бути доповнене елементами, що перешкоджають появі перенапруги на транзисторі при його запиранні. Розглянемо процеси в каскаді з індуктивно-активним навантаженням, яке шунтовано активним опором RШ. Опір-шунт може являти собою еквівалентний опір втрат, спеціальний шунт або перерахований опір навантаження трансформатора (рис. 5.11,а). Під час імпульсу струм у навантаженні складається із двох U складових. В опорі-шунті стрибком встановлюється струм I Ш ≈ ЖИВ . RШ У ланцюзі з індуктивністю струм експоненціально зростає, досягаючи до кінця імпульсу величини I L max . При запиранні транзистора струм I L max замикається через опіршунт, поступово зменшуючись. Максимальна напруга на навантаженні (тобто на опорі-шунті або індуктивності) дорівнює R Ш I L max з полярністю, зазначеною на рис. 5.11,б. За інших рівних умов, чим менший максимальний струм в індуктивності, тим менша буде зворотна напруга на замкненому транзисторі U КЕ max = U ЖИВ + R Ш I L max . При зміні RШ від нуля до нескінченності напруга на замкненому транзисторі змінюється від U ЖИВ до U ПРОБ .

Найкращі умови роботи транзистора будуть створені при нелінійному опорі R Ш . При цьому необхідно, щоб опір R Ш був великим при відкритому транзисторі й близьким до нуля при його запиранні. Цим вимогам цілком задовольняє діод, увімкнений паралельно індуктивному навантаженню [4]. При наявності замикаючого діода напруга на навантаженні, якщо ідеалізувати насичений транзистор і діод, може дорівнювати або напрузі живлення каскаду, або нулю. Безперервно комутуючи ланцюг навантаження при живленні від джерела постійної напруги, одержимо режим живлення навантаження прямокутною напругою. При цьому можна здійснити три різних імпульсних режими. 1. Живлення навантаження від джерела прямокутної пульсуючої напруги незмінної полярності (рис. 5.12,а). 2. Живлення навантаження від джерела прямокутної напруги імпульсами змінної полярності (рис. 5.12,б). 3. Живлення навантаження від джерела прямокутної напруги імпульсами змінної полярності, що чергується із проміжками (рис. 5.12,в).

Рис. 5.11. Два стани транзистора з індуктивно-активним навантаженням при / наявності опору-шунта RШ ( U КЕ — напруга колектор-емітер насиченого транзистора)

Рис. 5.12. Форма напруги на навантаженні: а – у першому імпульсному режимі керування; б – у другому імпульсному режимі; в – у третьому імпульсному режимі

Перераховані три режими живлення навантаження можуть бути практично реалізовані конкретними схемами. Зі всіх можливих схем найбільше практичне значення мають такі три схеми: 1. Схема із транзистором, що вмикає, і замикаючим діодом для регулювання струму в індуктивно-активному навантаженні (рис. 5.13,а). 2. Схема (рис. 5.13,б) із двома транзисторами, один з яких – вмикає, другий – замикає. 3. Мостова схема (рис. 5.14) із чотирма транзисторами для регулювання й реверсування струму в індуктивно-активному навантаженні в кожному із трьох режимів.

VT3. Таким чином буде здійснений перший імпульсний режим (рис. 5.12,а). Для зміни напрямку струму в навантаженні необхідно мати насичений транзистор VT3 і замкнений VT1 (або навпаки) і перемикати транзистори VT2 й VT4. Для здійснення другого імпульсного режиму (рис. 5.12,б) у схемі повинні чергуватися тільки два стани. У першому стані насичені транзистори VT1 і VT2, замкнені VT3 й VТ4. У другому стані насиченими повинні бути транзистори VT3 і VТ4 та замкнені VT1 й VT2. Для здійснення третього режиму (рис. 5.12,в) у схемі чергуються три стани: насичені транзистори VТ1 і VT2; насичені транзистори VT2 і VT3 (або VT1 й VT4); насичені транзистори VT3 і VT4. Інші транзистори в кожному із трьох станів повинні бути замкнені. VI. ВИБІРНІ ПІДСИЛЮВАЧІ

а б Рис. 5.13. Схеми каскадів у режимі перемикання: а – із транзистором і замикаючим діодом, б – з двома транзисторами

Вибірними, або селективними, називають підсилювачі, що мають вузьку смугу пропускання й підсилюють сигнали тільки в межах цієї смуги частот. За межами смуги пропускання підсилення набагато слабкіше або взагалі відсутнє. Вибірні підсилювачі використовують у тих випадках, коли необхідно із вхідної сукупності сигналів широкого діапазону частот виділити групу сигналів близьких частот, які несуть необхідну інформацію. Вибірні підсилювачі поділяються на дві основні групи: з використанням паралельного LC-контура з частотно-вибірними властивостями (резонансні); з використанням частотно-залежного від’ємного зворотного зв’язку (підсилювачі з частотно-залежним зворотним зв’язком). Розглянемо їх детальніше.

Для мостової схеми при насиченому транзисторі VТ2 і замкненому VT4 (або навпаки) можна перемикати транзистори VT1 й

6.1. Резонансні підсилювачі Типова схема резонансного підсилювача з резонанснотрансформаторним зв'язком наведена на рис. 6.1,а [32]. Індуктивність L коливального контура в ланцюзі колектора транзистора увімкненого за схемою із загальним емітером ЗЕ (значно рідше використовуються схеми із загальною базою й загальним колектором), створюється первинною обмоткою трансформатора зв'язку із зовнішнім навантаженням RН. Зв'язок із зовнішнім навантаженням, яким звичайно є вхідний опір наступного каскаду підсилення, може також здійснюватися через роздільний конденсатор СР2. Призначення інших елементів схеми таке ж, як й в однокаскадному підсилювачі із ЗЕ

Рис. 5.14. Мостова схема каскаду з одним джерелом живлення

з резистивно-ємнісним зв'язком. Слід відзначити, що роздільні конденсатори СР1 і СР2 варто вибирати таких номіналів, щоб вони не впливали на частотну характеристику резонансного підсилювача.

1 1 j 2 ∆ω = + ( )( ). ZK ρQ ρ ω0 Опір контура поблизу резонансу: ρQ ZK = , 2∆ω 1 + jQ ( )

(6.5)

(6.6)

ω0

а його модуль ZK =

а б в Рис. 6.1. Резонансний підсилювач із частотно-вибірним навантаженням: а – принципова схема; б – схема вибірного навантаження; в – частотна характеристика вибірного навантаження

Кругова частота ω , характеристичний опір ρ і добротність Q коливального контура (рис. 6.1,б) пов'язані з первинними параметрами L, R, С такими співвідношеннями: 1 L 1 ρ , ρ= , Q= . ω0 = = ω0 L = (6.1) C ω C R LC 0 Повна провідність контура визначається виразом (6.2). 1 1 = + jωC . (6.2) ZK ( R + jωL) Розв’язуючи спільно вирази (6.1) і (6.2), враховуючи те, що 1 звичайно ω 0 L = >> R , одержуємо ω0C 1 1 j ω ω = + ( )( − 0 ) . (6.3) Z K ρQ ρ ω0 ω Якщо підсилювальна частота ω не занадто відрізняється від резонансної частоти ω 0 , тоді

ω ω 0 (ω + ω 0 )(ω − ω 0 ) 2∆ω − = ≈ , ω0 ω ωω 0 ω0 де ∆ω = ω − ω 0 . У цьому випадку рівняння (6.3) має вигляд

(6.4)

ρQ

. 1 + [Q(2∆ω / ω 0 )] 2 Звичайно вираз (6.7) зводять до виду ZK 1 = , RK 0 1 + [Q(2∆ω / ω 0 )]2

(6.7)

(6.8)

де R K 0 = ρQ – опір коливального контура на резонансній частоті ω 0 (2∆ω = 0) , що має в цьому випадку максимальну величину й активний характер. При 2∆ω ≠ 0 опір контура зменшується, що видно з його частотної характеристики (рис. 6.1,в), побудованої відповідно до виразу (6.8) для необмежених значень 2∆ω . Резонансна крива коливального контура показує залежність зміни напруги на контурі UK (вихідної напруги підсилювача) від частоти. Отже, коефіцієнт підсилення резонансного підсилювача максимальний при збігу частоти підсилювального сигналу ω з резонансною частотою коливального 1 контура ω 0 = . Коефіцієнт підсилення резонансного підсилювача LC зменшується на інших частотах. Його величина визначається формулою (6.9) [32]. h Z K пU = 21е K . (6.9) h11е До основних показників резонансного підсилювача належать також і вибірність, що чисельно показує величину перевищення підсилення на резонансній частоті в порівнянні з підсиленням на деякій частоті перешкоди ω п (звичайно на крайніх частотах смуги пропускання) R σ = K 0 = 1 + [Q(2∆ω / ω 0 )]2 . (6.10) ZK

Підвищення вибірності при заданій частоті, як видно з виразу (6.10), пов'язане з необхідністю збільшення добротності контура. 6.2. Підсилювачі з частотно-залежним зворотним зв’язком В області низьких частот (десятки-сотні герц) застосування LCконтурів недоцільне, тому що із збільшенням номіналів індуктивностей L й ємностей С погіршуються не тільки технічні (добротність, вибірність), але й експлуатаційні (маса, габаритні розміри, вартість) показники вибірних підсилювачів. У цьому випадку застосовують вибірні підсилювачі із частотно-залежним зворотним зв'язком.

R3 ( R1 + R2 ) = 1

ω 2 C1C 2

(6.13)

Умова найбільшої вибірковості 2Т-мосту (коли коефіцієнт передачі β U 0 = 0 дорівнює нулю) визначається рівнянням (6.14): R1 R2 C + C2 = 1 . R3 ( R1 + R2 ) C3

(6.14)

Оскільки при балансі мосту βU = βU 0 = 0 , то квазірезонансна частота ω 0 , що відповідає цій умові, визначається співвідношенням 1 ω0 = . R1 R2 C1C 2 Якщо R1 = R2 = 2R3 і C1 = C 2 = 0,5C3 , тоді 1 1 1 = = . (6.15) R1С1 R2C2 R3C3 Амплітудно-частотна характеристика 2Т-мосту показана на рис. 6.2,б (крива 1). Враховуючи те, що транзистор увімкнений за схемою із ЗЕ, тобто зсув фази вхідного сигналу становить 180°, то вибірний 2Тміст утворює ланцюг негативного зворотного зв'язку й загальний фазовий зсув у замкнутій петлі підсилювач — 2Т-міст, що дорівнює 180°. При цьому на частоті ω 0 негативний зворотний зв'язок відсутній. При відсутності негативного зворотного зв'язку ( β U = 0 ) коефіцієнт підсилення підсилювача на квазірезонансній частоті буде максимальним. Збільшення розстроєння (розбалансування) приводить до збільшення модуля β , що наближається на деяких частотах ω H і ω B до значення, що дорівнює одиниці. Добрі результати при конструюванні вибірних підсилювачів із частотно-залежним зворотним зв'язком дає застосування як підсилювальної ланки операційних підсилювачів в інтегральному виконанні. При цьому загальний принцип побудови вибірних підсилювачів залишається таким же, як і при їхньому проектуванні з використанням дискретних транзисторів. На рис. 6.3 показана принципова схема вибірного підсилювача на операційному підсилювачі К140УД1. Допоміжний ланцюжок C4R4 призначений для корекції частотної характеристики підсилювача.

ω0 =

а б Рис. 6.2. Принципова схема (а) і частотна характеристика (б) вибірного підсилювача з частотно-залежним зворотним зв’язком

На рис. 6.2,а наведена принципова схема такого підсилювача з ланцюжком частотно-залежного зворотного зв'язку у вигляді подвійного Т-подібного мосту. Коефіцієнт передачі 2Т-мосту: βU =

U ВИХ = U BX

R1 R2 R3 + Z1 Z 3 R3 + Z 2 Z 3 R3 + R1 R3 Z 3 + R2 R3 Z 3 + Z1 Z 2 Z 3 = ( R1 + Z 3 )( R3 + Z1 )( R2 + Z 2 ) + Z 1 R3 ( R1 + Z 3 ) + R1 Z 3 ( Z1 + Z 3 )

(6.11)

1 1 1 , Z2 = , Z3 = . jωC1 jω C 2 jωC 3 Дорівнюючи дійсну й уявну частини чисельника в рівнянні (6.11) нулю, знайдемо  1  R1 R2 =  1 + 1 (6.12)  ω C ωC 2  ; 3  ωC1 

де Z 1 =

U ВИХ > U ОП1 , то діод VD1 відкривається, внаслідок чого вихід замикається на загальну шину через досить низький вихідний опір DA2. Аналогічно відбувається обмеження для негативної полярності вихідної напруги. Змінюючи рівні опорних напруг U ОП1 , U ОП 2 можна встановлювати необхідні рівні обмеження.

Рис. 6.3. Принципова схема вибірного підсилювача на мікросхемі К140УД1А (а), графічне позначення інтегральної мікросхеми К140УД1А (б)

VII. ПІДСИЛЮВАЧІ-ОБМЕЖНИКИ Найбільш просто реалізувати обмеження вихідної напруги по амплітуді за допомогою операційного підсилювача, що працює в режимі насичення. Рівень обмеження при цьому визначається напругами живлення ОП. Температурну стабілізацію рівнів обмеження в цьому випадку можна здійснити увімкненням ряду діодів у ланцюг живлення ОП (рис. 7.1,а). Для заданого опору навантаження число діодівкомпенсаторів підбирається експериментально. Досить просту схему підсилювача можна отримати, якщо на виході ОП увімкнути параметричний стабілізатор на двосторонньому стабілітроні VD1 (рис. 7.2,б). Баластовий опір для стабілітрона в цьому випадку можна розрахувати за формулою (7.1). U − U НАС RБ = ВИХ , (7.1) I VD1 + I H max

Рис. 7.1. Спрощені схеми обмежників вихідної напруги, побудованих на інтегральних мікросхемах підсилювачів

Велику групу пристроїв становлять підсилювачі-обмежники, в яких обмеження по амплітуді здійснюється за допомогою стабілітронів або однопівперіодних випрямлячів зі зміщеним порогом детектування. Найпростіша типова схема обмеження має два зустрічно увімкнених стабілітрона паралельно ланцюжку негативного зв’язку (НЗ) ОП. У цьому випадку вихідна напруга схеми буде обмежена величиною U ОБМ : U ВИХ .МАХ ≈ U СТАБ . + 0.7 = U ОБМ .

де U НАС – напруга насичення ОП при струмі ( IVD1 + I H max ); I VD1 , I H max – номінальний струм стабілітрона й максимальний струм у навантаженні відповідно. Для прецизійного обмеження вихідної напруги з регульованими порогами обмеження доцільно використовувати схему, наведену на рис. 7.1,в. У даній схемі для обмеження вихідної напруги ОП зверху й знизу використовуються „ідеальні діоди”, побудовані на DA2 й DAЗ. Якщо

Рис. 7.2. Схема обмеження з двома зустрічно увімкненими стабілітронами

Коли Uвих перевершує напругу обмеження, стабілітрон починає проводити струм. Дуже низький опір стабілітрона в провідному стані шунтує резистор R2 і коефіцієнт підсилення ОП по відношенню до подальшого збільшення Uвх буде також дуже малим. R2 × rдиф KU = −

R2 + rдиф R1

(7.2)

Якщо ж U ВИХ < U ОБМ , то опір стабілітрона в непровідному стані буде великим і коефіцієнт підсилення ОП визначається резисторами R2 R2 . R1 Розглянемо діодну схему обмежника, зображену на рис. 7.3.

й R1 , тобто К = −

При перевищенні U ОБМ діоди починають проводити струм, під’єднуючи до схеми стабілітрон, знижуючи тим самим коефіцієнт підсилення. При позитивному U ВИХ проводять струм діоди VD2, VD3, а при негативному U ВИХ – відповідно діоди VD1 і VD4. Величина опору R визначається із співвідношення (7.4). I СТАБ =

2U − U СТАБ . 2R

(7.4)

На рис. 7.4 показана схема диференціального підсилювача, в якому для запобігання насичення ОП у вхідних ланцюгах увімкнені діоди VD1, VD2. Опори резисторів розраховуються виходячи з того, що падіння напруги на діоді VD1 або VD2, яке виникає при перевантаженні, не повинне призводити до насичення ОП.

Рис. 7.4. Схема диференціального підсилювача-обмежника

Рис. 7.3. Діодна схема підсилювача-обмежника на ОП

Діоди VD1-VD4 – вмикаються зустрічно. Струм через діоди не тече доти, доки напруга на виході ОП не перевищить напругу обмеження: U ОБМ = U СТ + 2U ПР.VD , (7.3) де U СТ – напруга стабілізації стабілітрона VD5, U ПР.VD – падіння напруги на діоді в прямому напрямку.

До підсилювачів-обмежників належать також і підсилювачі із зоною нечутливості. Для формування зон нечутливості використовують різні методи регулювання коефіцієнта передачі пристрою й зміщення вихідних амплітудних характеристик пристроїв. У підсилювачах зону нечутливості можна сформувати за допомогою однопівперіодних випрямлячів, вихідна характеристика яких зміщена відносно нульового рівня (рис. 7.5). Пороги детектування встановлюються за допомогою опорних напруг зміщення U ОП1 , U ОП 2 . Оскільки навантаженням на DA1 і DA2 є постійна величина (резистори R8, R9), а на виході формувача увімкнений суматор на DAЗ, то пороги обмеження в даній схемі не R R залежать від навантаження U ОБМ 1 = U ОП 2 5 , U ОБМ 2 = U ОП1 4 . R7 R1 Коефіцієнт передачі в зоні обмеження практично дорівнює нулю. Коефіцієнти передачі в лінійній зоні визначаються з виразів (7.5):

R3 R10 , R2 R4 R R K 2 = 10 11 . R7 R9 K1 =

(7.5)

де I – струм через діод, U – напруга на діоді, k – стала Больцмана, q – заряд електрона, Т – температура в градусах Кельвіна, I0 – зворотний струм діода.

Рис. 8.1. Схема логарифмуючого перетворювача qU

Для схеми, наведеної на рис. 8.1, I ВХ Отже, а б Рис. 7.5. Формувач зони нечутливості: електрична схема (а), тимчасова діаграма (б)

VIII. ЛОГАРИФМІЧНІ ПІДСИЛЮВАЧІ 8.1. Логарифмування й антилогарифмування В логарифмуючих і експоненціальних перетворювачах для одержання необхідної функціональної характеристики використовуються властивості зміщеного в прямому напрямку p-nпереходу. Такі перетворювачі входять як окремі вузли в різні пристрої, що виконують математичні операції. Логарифмуючі перетворювачі застосовуються також для компресії сигналів. Розглянемо елементарну схему, наведену на рис. 8.1. Струм діода приблизно описується виразом I = I0

qU (e kT

− 1) ,

U ВИХ = −

U  kT ⋅ ln ВХ − 1 . q  R1 I 0 

Для

U = ВХ = − I 0 (e kT − 1) . R1

одержання

логарифмічної

I  U ВХ kT >> I 0 , тобто U ВИХ = − ⋅ ln ВХ  . q R1  I0  Слід відзначити, що для кремнієвого діода типовий струм I 0 становить 10-9 А, а значення kT/q=25 мВ при 20-24 градусах Цельсія. Виключивши резистор R1, можна перетворити базовий логарифмуючий перетворювач у логарифмуючий підсилювач вхідного струму. Урахування об'ємного опору діода RОБ приводить до співвідношення (8.1): I  kT U ВИХ = − ⋅ ln ВХ  − I ВХ RОБ . (8.1) q  I0 

залежності необхідно, щоб

Якщо врахувати вплив напруги зміщення і вхідних струмів ОП, то одержимо для логарифмічного перетворювача напруги вираз (8.2).  U ВХ − U ЗM .BX  − I ЗM .BX   kT R1  +U U ВИХ = − ⋅ ln (8.2) ЗM . BX .   q I0    

Коефіцієнт передачі логарифмуючого перетворювача звичайно визначається у вольтах на декаду зміни вхідного сигналу. Найпростішийий логарифмуючий перетворювач застосовується рідко через два серйозних обмеження. По-перше, він дуже чутливий до температури. По-друге, діоди не забезпечують доброї точності перетворення. Побудувати на кремнієвих діодах загального призначення логарифмічні підсилювачі, що будуть працювати в діапазоні більше 3 декад, практично неможливо. Транзистори забезпечують набагато кращу точність перетворення в порівнянні з діодами. Багато транзисторів загального призначення у діодному ввімкненні забезпечують задовільне логарифмування вхідних струмів у діапазоні 7 декад. Це пояснюється тим, що провідність транзистора визначається основними носіями (електронами або дірками), а провідність діода забезпечують електрони і дірки.

kT U kT U ln( ВХ ) = − lg( ВХ ) . q R1 I ЗВ q lg e R1I ЗВ В обох випадках напруга база-колектор практично дорівнює нулю. У схемі на рис. 8.3,б база й колектор з'єднані, й їхні струми замикаються на віртуальну землю. У схемі із заземленою базою (рис. 8.3,а) колектор з'єднується із віртуальною землею – інвертувальним входом ОП. Вихідна напруга обох схем, наведених на рис. 8.3, змінюється від 0 до -0,7 В, тобто до напруги на прямо зміщеному діоді. Вихідну напругу можна збільшити, увівши два резистори R2 й R3 (рис. 8.4). Опори резисторів R2 й R3 повинні бути досить малими, щоб струм транзистора не впливав на подільник напруги R2, R3, від якого залежить  R  kT  U ВХ  . коефіцієнт передачі перетворювача: U ВИХ = −1 + 2  ln R3  q  I ЗВ R1   U ВИХ = −

Рис. 8.2. Логарифмічне ввімкнення транзистора

Залежність колекторного струму від напруги база-емітер при qU БЕ (e kT

нульовій напрузі база-колектор визначається I C = I ЗВ − 1) , тут I ЗВ – зворотний струм насичення транзистора. Значення I ЗВ для малопотужних біполярних транзисторів загального призначення становить близько 0,1 пА й залежить від температури. Дві розповсюджені схеми із заміною діода біполярним транзистором наведені на рис. 8.3.

Рис. 8.4. Збільшення розмаху вихідної напруги (регулювання коефіцієнта підсилення)

а б Рис. 8.3. Застосування біполярних транзисторів для логарифмування: а – схема із заземленою базою, б – діодне ввімкнення

Вхідні сигнали зворотної полярності можуть вивести транзистор з ладу, тому що ОП при цьому входить у режим насичення і на перехід база-емітер подається зворотна напруга, що практично дорівнює напрузі живлення. Для захисту переходів транзистора можна вмикати додаткові діоди. Три різних варіанти захисту транзистора в схемі із заземленою базою показані на рис. 8.5. Антилогарифмування – операція, протилежна логарифмуванню. Для пристроїв логарифмування характерним є великий динамічний діапазон вихідних сигналів. Наприклад, при зміні вхідного сигналу на кілька вольтів динамічний діапазон має становити 4-6 порядків. Схему антилогарифмувача зображено на рис. 8.6. Вона відрізняється від схеми логарифмувала (рис. 8.3) тим, що резистор і транзистор, що виконує функцію діода, поміняно місцями.

8.2. Перемноження сигналів Операцію перемноження сигналів використовують у багатьох нелінійних перетвореннях. Її також широко застосовують для поділу сигналів за формою. Завдання перемноження сигналів полягає в тому, що на вході кола діють два сигнали – х1(t) і х2(t), а після перетворення отримують сигнал у{t) = х1(t)х2(t). Для перемноження сигналів можна застосовувати принципи логарифмування й антилогарифмування сигналів та керування передатною провідністю транзистора. Розглянемо схему, що реалізує перший метод, який ґрунтується на логарифмуванні та антилогарифмуванні сигналів (рис. 8.7).

Рис. 8.5. Застосування діодів для захисту транзистора: а – обмежник вихідної напруги, б – обмежник у ланцюзі зворотного зв'язку, в – Т-подібний обмежник для зменшення струмів витікання

Рис. 8.6. Схема антилогарифмувача

Рис. 8.7. Схема помножувача на основі методу логарифмування сигналів

Перші два ОП DA1 і DА2 дають змогу отримати сигнали, пропорційні − lg(U BX 1 ) і − lg(U BX 2 ) . Додавши ці сигнали за допомогою суматора, складеного на інвертувальному DАЗ, на виході третього ОП матимемо суму логарифмів lg(U BX 1 ) + lg(U BX 2 ) , яка є логарифмом добутку lg(U BX 1 ⋅ U BX 2 ) . Використовуючи схему антилогарифмування, складену на DА4, на його виході дістанемо напругу, пропорційну добутку вхідних сигналів. Помножувач відрізняється високим порядком динамічного діапазону вхідних сигналів завдяки високому порядку динамічних діапазонів кіл логарифмування та антилогарифмування.

Схему помножувача двох сигналів UX і UY, що працює за принципом зміни передатної провідності транзистора, складену на основі узгодженої за параметрами інтегральної пари транзисторів (прецизійного модуля), зображено на рис. 8.8. У цій схемі сигнал UX змінює внутрішній опір транзистора VТ1, а режим VT2 залишається незмінним, тому струм i0 , що надходить від джерела живлення ЕК, перерозподіляється між транзисторами, а між колекторами при підімкненні UX виникає сигнал U ДИФ = k1U X ,

IX. МОДЕЛЮВАННЯ НА ЕОМ ЕЛЕКТРИЧНИХ СХЕМ

UY . RY Отже, за наявності двох вхідних сигналів вихідна напруга k (U U ) U ВИХ = 2 Y X = kU Y U X . RY Операційний підсилювач DА1 на виході помножувача виконує функцію диференціального підсилювача, що забезпечує несиметричний вихід із низьким вихідним опором і високою навантажувальною здатністю.

9.1. Загальні дані. Використання програми Electronics Workbench При проектуванні електронних пристроїв з високими технікоекономічними показниками звичайно розглядається велика кількість варіантів їхньої схемної реалізації й виконується безліч різних розрахунків. Розробка будь-якого радіоелектронного пристрою завжди супроводжується фізичним або математичним моделюванням. Фізичне моделювання пов'язане з великими матеріальними витратами, оскільки потрібне виготовлення макетів та їхнє трудомістке дослідження. Ефективним засобом аналізу роботи пристроїв може бути електронне моделювання, коли замість реальної схеми пристрою використовується його математична модель, а інструментом моделювання є ПЕОМ. При використанні електронних моделей у ПЕОМ застосовується математична модель із строгим описом об'єкта дослідження. Важлива роль подібного моделювання пов'язана не тільки з особливим значенням електроніки в сучасному світі, але й зі складністю і великою різноманітністю її пристроїв. Наявність розвиненої теорії фізичних процесів дає підставу застосовувати ЕОМ у моделюванні інформаційної й силової електроніки. На сьогодні розроблено велику кількість програмних пакетів, які дозволяють моделювати пристрої інформаційної електроніки. Використовують такі програми для віртуального моделювання електричних схем: Micro-Cap (Spectrum Software), DesignLab і PSpice (MicroSim), Aplac, System View (Elanix), Electronics Workbench (Interactive Image Technologies), CircuitMaker (MicroCode Engineering), PCAD. Electronics Workbench 5.12 являє собою засіб програмної розробки й імітації електричних кіл. Electronics Workbench призначена для схематичного представлення і моделювання аналогових, цифрових і аналого-цифрових кіл. Схема зображується в графічному вигляді звичайним чином. З меню вибирають бібліотеку компонентів, склад якої зображується на робочому екрані. Рухом миші символи компонентів переносять на схеми і виконують електричні з'єднання. На відміну від DesignLab і Micro-Cap досить вказати початковий і кінцевий вивід з’єднання, як воно буде прокладено автоматично. Підтримується стандартний набір компонентів: резистори, конденсатори, індуктивності, керовані лінійні і нелінійні джерела, лінії затримки без втрат і з втратами, діоди, тиристори, різні транзистори, операційні підсилювачі, цифрові інтегральні схеми та ін., а також світлодіоди, цифрові індикатори, резистивні матриці, плавкі запобіжники і ключі. Є

де k1 – коефіцієнт підсилення диференціального підсилювача.

Рис. 8.8. Схема помножувача зі змінною провідністю

Сигнал UY подається на емітери, внаслідок чого змінюється рівень струму емітерів до значення i0 ± ∆i0 . Коефіцієнт підсилення диференціального підсилювача k1 змінюється пропорційно ∆i0 , тоді k1 = k 2 ∆i0 = k 2

механізм створення макромоделей. Передбачено можливість зміни параметрів компонентів простим натисканням клавіш. Підтримуються такі вимірювальні прилади: мультиметри (для вимірювання постійної і змінної напруги й струму, опору – результати вимірювань виводяться як у відносних одиницях, так і в децибелах); двопроменеві осцилографи (регулюється підсилення каналів, частота розгортки, зсув зображення у координатах X, Y, є відкритий і закритий входи, передбачено введення сигналів синхронізації); вимірювачі частотних характеристик (Bode Plotter); генератор цифрових сигналів (Word Generator); цифровий логічний аналізатор і логічний перетворювач. На схемі можна розмістити тільки по одному з приладів кожного типу. Різні ланцюги можна зафарбовувати різними кольорами для поліпшення сприйняття схеми. При цьому часові діаграми на екрані двопроменевого осцилографа і багатоканального логічного аналізатора фарбуються в ті ж кольори. На периферійні пристрої можна вивести принципову схему, її текстовий опис, перелік компонентів, параметри математичних моделей компонентів, описи макромоделей, перелік вимірювальних приладів. Для віртуальних вимірювальних приладів відтворюється лицьова панель із зображенням характеристик і положенням органів керування, а для осцилографа зображуються також осцилограми напруги необмеженої довжини.

Рис. 9.1. Зображення лицьової панелі осцилографа

9.2. Зовнішній інтерфейс програми Electronics Workbench 5.12 Інтерфейс користувача складається з меню, панелі інструментів і робочої області. Меню складається з таких компонентів: меню роботи з файлами (File), меню редагування (Edit), меню роботи з колами (Circuit), меню аналізу схем (Analysis), меню роботи з вікнами (Window), меню роботи з файлами довідок (Help).

9.2.1. Меню File Розглянемо основні команди меню File. File/New. Дана операція призначена для закриття поточної схеми і створення нової. При цьому створюється вікно без імені, що може використовуватись для створення схеми. При запуску Electronics Workbench операція виконується автоматично. File/Open. Операція призначена для відкриття вже існуючого файла схеми. Відображає стандартне діалогове вікно відкриття файла, у якому необхідно вибрати диск і каталог, який містить файл схеми, що ви хочете відкрити. File/Save. Зберігає поточний файл схеми. Розширення .ewb додаються до імені файла автоматично. File/Revert to Saved (Revert). Відновлює схему до вигляду, який вона мала в момент останнього збереження. File/Import. Імпортує нестандартні файли схем (розширення .net, .сir) до стандартного вигляду Electronics Workbench. File/Print. Команда призначена для повного чи часткового роздрукування схеми і приладів. File/Exit. Операція призначена для завершення роботи з пакетом Electronics Workbench. 9.2.2. Меню Edit Меню Edit дозволяє здійснити операції редагування. Edit/Cut. Команда використовується для видалення обраних компонентів, схем чи тексту. При цьому обране поміщається в буфер обміну, звідки його можна вставляти в потрібне місце. Edit/Copy. Команда призначена для копіювання обраних компонентів, схеми чи тексту. Копія поміщається в буфер обміну. Операція не виконається, якщо вибір включає інструментальні піктограми. Edit/Paste. Команда поміщає вміст буфера обміну в активне вікно (вміст залишається в буфері обміну). Edit/Delete. Ця команда цілком видаляє обрані компоненти чи текст. Edit/Copy as Bitmap. Команда призначена для копіювання растрового зображення елементів у буфер обміну. Edit/Show Clipboard. Команда відображає вміст буфера обміну. 9.2.3. Меню Circuit Меню дозволяє здійснювати компонентами та схемами.

операції

електричними

Circuit/Rotate. Команда дозволяє обертати обрані компоненти на 90 градусів за годинниковою стрілкою. У разі потреби провідники, прикладені до компонента, перенаправляються автоматично. Circuit/Flip Vertical. Команда дзеркально відображає обрану схему по вертикалі у вікні схеми. Circuit/Flip Horizontal. Команда дзеркально відображає обрану схему по горизонталі у вікні схеми. Circuit/Component Properties. Команда призначена для зміни властивостей обраного компонента. Також виводиться при подвійному натисканні на компонент. При виконанні команди відкривається діалогове вікно, закладки якого залежать від типу обраного компонента. 9.2.3. Меню Analysis Меню дозволяє виконати різні віртуальні моделювання. Analysis/Activate. Команда вмикає перемикач живлення. Активізація схеми починає послідовність математичних операцій для обчислення значення тестових точок схеми. Analysis/Pause. Команда тимчасово перериває чи продовжує моделювання. Припинення корисне, якщо ви хочете роздивитися форму сигналу чи зробити зміни в інструментальних настроюваннях. Analysis/Stop. Команда вручну зупиняє моделювання. Analysis/Analysis Options. Дозволяє змінювати деякі параметри, що встановлені за умовчуванням. 9.2.4. Меню Window Дозволяє здійснити операції роботи з вікнами. Window/Arrange. Команда розставляє відкриті вікна. Window/Circuit. Команда переносить вікно схеми на передній план. Window/Description. Команда відкриває вікно опису. Ви можете надрукувати коментарі вказівки у вікні опису, а також вставити текст з іншої прикладної програми чи опису схеми. 9.2.5. Меню Help Викликає файл-довідку, виклик довідки можна також здійснити натисканням на клавіатурі клавіші F1. 9.3. Використання пакета прикладних програм Multisim (Electronics Workbench 6.02) Пакет прикладних програм Multisim має більш широкі можливості в порівнянні із пакетом Workbench. Пакет Multisim призначений для

моделювання як простих, так і досить складних електричних ланцюгів. Він дозволяє проводити додаткові дослідження ланцюгів за допомогою різних приладів. Як приклад на рис. 9.2 показане основне вікно з електронною моделлю схеми найпростішого однокаскадного підсилювача.

Рис. 9.2. Вікно моделі однокаскадної схеми підсилювача в програмі Multisim

У верхній частині вікна розташовані стандартні клавіші головного меню, а також клавіші керування дисплеєм. Ліворуч у вікні розташовується ряд кнопок різних елементів для створення схеми. Перша кнопка цього ряду (Sources) дозволяє вибирати різні джерела електричної енергії. Кнопки цього ряду (Basic, Diodes, Transistors та ін.) дозволяють вибрати інші елементи, необхідні для моделювання. На рис. 9.3 показано кілька вікон елементів електричних схем, а також вікно вибору типу транзистора. Після вибору необхідних блоків у робочому полі вікна Multisim приступають до складання схеми. Блоки з'єднуються між собою за допомогою миші. Курсором мишки захоплюється потрібний елемент, при цьому курсор змінює свій вигляд зі стрілки на хрестик. Після складання схеми для аналізу її роботи приєднуються різні прилади, які розташовуються праворуч у вікні Multisim. Для перегляду сигналів вибирають осцилограф (Oscilloscope). Безпосередньо перегляд сигналів здійснюють після запуску схеми. Для вимірювання сигналів

використовуються віртуальні прилади Multimeter, Wattmeter, Bode Plotter та ін. Після остаточного складання й підімкнення необхідних приладів схему запускають натисканням перемикача (Run), розташованого в правому верхньому куті вікна Multisim. У цьому ж куті розташована і кнопка припинення симуляції (Pause). При подвійному натисканні лівою кнопкою миші по якому-небудь елементу відкривається вікно настроювань цього елемента, у якому можна змінити параметри, а також назву цього елемента. Для видалення непотрібних блоків їх необхідно попередньо виділити мишею, а далі зробити видалення натисканням клавіші Del, або в меню Edit вибирається рядок очистити.

Порядок виконання роботи 1. Відкрийте програму Electronic Workbench 5.12. 2. Складіть схему, наведену на рис. 9.4.

Рис. 9.4. Електрична схема підсилювача для віртуального моделювання в комп’ютерній програмі Electronic Workbench

Рис. 9.3. Вікна вибору елементів електричних схем

Крім функцій аналізу схеми з постійними параметрами, пакет Multisim дозволяє досліджувати роботу при зміні параметрів її елементів, наприклад при заміні транзистора, резистора або конденсатора, а також параметрів вхідного сигналу. Можна розрахувати й простежити за зміною не тільки універсальних h-параметров, але й Y, Z і деяких інших параметрів схеми.

3. Встановіть такі параметри: частота генератора (G) – 1 кГц, амплітуда – 10 мВ (mV), форма сигналу – синусоїдальна; R1=1 кОм, R2=10 кОм, ОП – ідеальна модель. 4. Встановіть параметри осцилографа: режим роботи – Expand, розгортка по вертикалі каналу А(1)=200 mV/Div, встановити Y позицію (позицію 0) каналу А=-2.00, розгортка по вертикалі каналу В(2)=20 mV/Div, розгортка по горизонталі = 1 ms/Div, встановити Y позицію (позицію 0) каналу В = 0.60. Режим вимірювання – за постійним струмом, режим DC (рис. 9.5).

9.4. Експериментальна робота 1. Дослідження рівня зміщення вихідної напруги та впливу дестабілізуючих факторів у схемах на операційному підсилювачі (ОП) Мета роботи: дослідити вплив додаткової постійної напруги на роботу в схемах підсилення, побудованих на ОП. Прилади й устаткування: персональний комп’ютер, операційна система Windows, програма віртуального моделювання й розрахунку електричних схем Electronic Workbench 5.12.

5. Встановити значення додаткової напруги зміщення Е1=0. На рис. 9.6 наведено типове вікно настроювань напруги Е1 програми EWB.

а б Рис. 9.5. Вікно настроювань віртуального генератора (а), вікно настроювань віртуального осцилографа (б)

8. Складіть схему, наведену на рис. 9.9, не змінюючи встановлених раніше параметрів. Встановіть Y позицію (позицію 0) каналу А віртуального осцилографа = - 1.00, каналу В = 1.00.

Рис. 9.6. Вікно настроювань додаткової напруги, що впливає на зміщення вихідної напруги ОП

6. Увімкнути режим моделювання схеми. 7. Необхідно дослідити вплив джерела додаткової напруги при режимі осцилографа DC, послідовно змінюючи значення напруги зміщення E1=0 В; 5 мВ; 10 мВ; 15 мВ; 20 мВ; 25 мВ. На рис. 9.7 та рис. 9.8 наведені осцилограми сигналів при E1=0 В та E1=10 мВ.

Рис. 9.9. Електрична схема для моделювання в комп’ютерній програмі Electronic Workbench

9. Необхідно дослідити вплив джерела додаткової напруги при режимі осцилографа DC, послідовно змінюючи значення додаткової напруги E1=0 В; 5 мВ; 10 мВ; 15 мВ; 20 мВ; 25 мВ.

Рис. 9.7. Осцилограми сигналів на віртуальному осцилографі при E1=0 В

Рис. 9.10. Осцилограма вихідної напруги для Е1=10 мВ

10. Для моделювання впливу дестабілізуючих факторів на вихідну напругу ОП використовується наведена на рис. 9.11,а електрична схема. Вибираємо модель ОП Texas LM348. Для варіювання параметрів ОП відкриваємо опцію Edit (рис. 9.11,б, рис. 9.12). Рис. 9.8. Осцилограми сигналів при віртуальній симуляції для Е1=10 мВ

Рис. 9.11. Схема для моделювання в програмі Electronic Workbench (а), вікно вибору моделі ОП (б)

Розглянемо основні параметри опції Edit, значення яких будемо змінювати: 1) open-loop gain (A) – коефіцієнт підсилення напруги ОП без зворотного зв'язку (може досягати декількох мільйонів), встановити 1е+06; 2) input resistance (Ri) – вхідний опір ОП, Ом (встановити 1е+06); 3) output resistance (Ro) – вихідний опір, Ом (встановити 10 Ом); 4) positive voltage swing (Vsw+) – максимальна вихідна напруга позитивної полярності, В (встановити +15 В); 5) negative voltage swing (Vsw-) – максимальна вихідна напруга негативної полярності, В (установити -15 В); 6) input offset voltage (Vos) – напруга зміщення нуля – напруга, яку потрібно подати на вхід ОП, щоб вихідна напруга дорівнювала нулю; 7) input bias current (Ibs) – вхідні струми, обумовлені струмами бази вхідних біполярних транзисторів або струмами витоку затворів польових транзисторів. Вхідні струми створюють на внутрішньому опорі джерела сигналу падіння напруги, що викликає появу напруги на виході при відсутності на вході зовнішнього сигналу; 8) input offset Current (Ios) – різниця вхідних струмів. Створює на вході ОП різницю потенціалів, що приводить до зміщення нуля на виході; 9) slew rate (Sr) – швидкість зростання вихідної напруги В/с (швидкодіючими підсилювачами вважають ОП з Sr від 15 до 150 В/мкс), встановити 0.

Рис. 9.12. Вікно редагування параметрів операційного підсилювача LM348

11. В опціях редагування характеристик ОП встановити значення Ibs=Ios=0, а для Vos по черзі встановлювати значення 1, 3, 5, 10 мВ і за допомогою Multimeter (режим вимірювання постійної складової) виміряти відповідні їм вихідні напруги Uoos. Дані порівняйте з результатами проведених розрахунків за формулою R3 U ВИХ = Uoos = Vos(1 + ) . Отримані значення зведіть в табл. 9.1. R1

Рис. 9.13. Вікно віртуального Multimeter: вольтметр, режим вимірювання постійної складової Таблиця 9.1 Результати віртуального моделювання та аналітичних розрахунків ОбмеженVos, UВИХ=Uoos UВИХ=Uoos ня мВ експериментальне, розрахункове, мВ мВ 1 3 Ibs=Ios=0 5 10

12. Встановіть Vos=0 і Ios=0, а для Ibs по черзі встановлюйте значення 1е-10, 3е-10, 5е-10, 1е-9 (А). Для кожного із цих значень виміряйте Uoos. Порівняйте з даними розрахунків, отриманих за формулою Uoos = Ibc( R2 − R1 R3 Ri) , де значок означає паралельне

Порядок виконання роботи 1. Складіть схему, наведену на рис. 9.14, встановивши такі параметри: частота генератора (G) – 1 кГц, амплітуда – 500 мВ, форма сигналу – меандр (рис. 9.15); модель ОП – ідеальна модель.

вімкнення опорів. У випадку розбіжностей отриманих даних спробуйте пояснити причину. Слід зазначити, що формула Uoos = Ibc( R2 − R1 R3 Ri) отримана в припущенні, що вхідні струми Ibc мають однаковий напрямок (Ibc – вхідні струми по кожному входу, що визначаються як Ibc1=Ibs+Ios/2 й Ibc2=Ibs-Ios/2). Дані зведіть в табл. 9.2. Таблиця 9.2 Дослідження впливу дестабілізуючих факторів ОбмеженIbs, А UВИХ=Uoos UВИХ=Uoos Похибка, % ня експеримент., розрахункове, мкВ мкВ 1е-10 Ios=0 3е-10 Vos=0 5е-10 1е-9

Рис. 9.14. Схема для вивчення роботи інтегратора комп’ютерної програми віртуального моделювання Electronic Workbench

13. Встановіть Vos=0 і Ibs=0. Для Ios по черзі встановлюйте значення 1е-10, 3е-10, 5е-10, 1е-9 (А), для кожного із цих значень виміряйте Uoos. Отримані дані зведіть в табл.9.3, зробіть висновки про взаємний вплив Ios й Ibs. Таблиця 9.3 Результати віртуального моделювання електричної схеми у програмі EWB Обмеження Ios, А Uoos експериментальне, мкВ 1е-10 Ibs =0 3е-10 Vos=0 5е-10 1е-9

9.5. Экспериментальная работа 2. Дослідження роботи інтеграторів та диференціаторів, побудованих на операційному підсилювачі Мета роботи: дослідити роботу схем на операційному підсилювачі. Прилади й устаткування: персональний комп’ютер, операційна система Windows, програма віртуального моделювання й розрахунку електричних схем Electronic Workbench 5.12.

Рис. 9.15. Вікно настроювань віртуального генератора

2. Встановіть такі параметри осцилографа: режим роботи – Expand: розгортка по вертикалі каналу А(1)=1V/Div, Y позиція (позиція 0) каналу А=1.40, розгортка по вертикалі каналу В(2)=2V/Div (рис. 9.16), розгортка по горизонталі - 0,2 ms/Div (первісне значення), встановити Y позицію (позицію 0) каналу В=-1.40. Режим вимірювання – АC. Ключ К1 замкнутий.

Рис. 9.16. Вікно настроювань віртуального осцилографа

3. При замкнутому та розімкнутому ключі простежте, як змінюється форма сигналу (режим осцилографа - АС) для частот 1 кГц, 5 кГц і 10 кГц. Форму сигналів накресліть в табл. 9.4 й табл. 9.5. Поясніть вплив на роботу схеми резистора R2 (3,3 кОм) при замиканні та розмиканні ключа К1. Таблиця 9.4 Результати віртуального моделювання електричної схеми при замкнутому ключі у програмі EWB 5.12 f, Параметри осцилографа Форма вхідного й вихідного кГц сигналів при замкнутому ключі 1 Розгортка по горизонталі – 0.2 ms/Div Розгортка по вертикалі каналу А=1V/Div Розгортка по вертикалі каналу В=2V/Div

Таблиця 9.5 Результати віртуального моделювання електричної схеми при розімкнутому ключі f, Параметри осцилографа Форма вхідного й вихідного кГц сигналів при замкнутому ключі 1 Розгортка по горизонталі – 0.2 ms/Div Розгортка по вертикалі каналу А=1V/Div Розгортка по вертикалі каналу В=2V/Div

5 Розгортка по горизонталі – 0.05 ms/Div 10 Розгортка по горизонталі – 0.05 ms/Div 10

Розгортка по вертикалі каналу А=1V/Div Розгортка по вертикалі каналу В=2 V/Div

Розгортка по вертикалі каналу А=1V/Div Розгортка по вертикалі каналу В=200 mV/Div

4. Складіть схему, наведену на рис. 9.17, встановивши такі параметри: частота генератора (G) – 1 кГц, амплітуда G – 500 мВ, форма сигналу G – меандр; ОП - ідеальна модель.

X. ФУНКЦІОНАЛЬНА ТА МОЛЕКУЛЯРНА МІКРОЕЛЕКТРОНІКА: ПЕРЕДОВІ РЕВОЛЮЦІЙНІ ТЕХНОЛОГІЇ СУЧАСНОСТІ

Рис. 9.17. Схема диференціатора для віртуального моделювання в програмі Electronic Workbench

5. Встановіть такі параметри осцилографа: режим роботи – Expand, розгортка по вертикалі каналу А=1 V/Div, Y позиція (позиція 0) каналу А=1.40, розгортка по вертикалі каналу В=20 V/Div, розгортка по горизонталі - 0,02 ms/Div, встановіть Y позицію (позицію 0) каналу B = −1.40 . Режим вимірювання - АC. Ключ К1 - замкнутий. Увімкніть режим віртуального моделювання.

Рис. 9.18. Осцилограми вхідної й вихідної напруг при моделюванні схеми в EWB 5.12

Дослідіть вплив резистора R1 при замиканні й розмиканні ключа К1. Як впливає стала часу RC-ланки на роботу диференціатора й інтегратора від досліджуваного частотного діапазону? Поясніть чому амплітуда вихідного сигналу диференціатора із замкнутим ключем К1 в режимі віртуального моделювання становила ~ 20 В (рис. 9.18).

Бурхливий розвиток сучасної напівпровідникової мікроелектроніки безпосередньо пов'язаний зі стійкою тенденцією мініатюризації – зменшення розмірів окремих елементів мікросхем і відповідно збільшення щільності їхнього розміщення на кристалі, що дозволяє збільшити швидкість обробки інформації. Напівпровідникові інтегральні мікросхеми вже досить близько підійшли до межі своїх можливостей як за мінімальним розміром елементів, так і за кількістю елементів на одному кристалі. Наприклад, інтеграція більш як 106 елементів в 1 см3 кристала стає економічно недоречною та технологічно утрудненою. Тому досить перспективним напрямом подальшого розвитку елементної бази радіоелектроніки є функціональна мікроелектроніка, в якій без застосування стандартних базових елементів реалізують деякі функції радіоелектроніки безпосереднім використанням фізичних явищ у твердому тілі чи рідині [34]. У пристроях функціональної електроніки локальному об'ємові речовини надають властивостей, необхідних для виконання заданої функції. Матеріалом для побудови функціональних пристроїв можуть бути не тільки напівпровідники, а й надпровідники, сегнетоелектрики, діелектрики, рідини тощо. Для перетворення інформації у функціональних пристроях застосовуються фізичні явища, не обов'язково пов'язані з електропровідністю, такі як оптичні, магнітні, механічні тощо. Найпоширеніше практичне використання з сучасних напрямів функціональної електроніки мають магнето-, кріо-, хемо-, акусто-, опто-, біоелектроніка тощо. Магнетоелектроніка використовує фізичні властивості тонких магнітних плівок. Застосування магнітних матеріалів як носіїв інформації спирається на їхню властивість перебувати в одному зі стійких станів: магнітної насиченості та залишкової намагніченості [5, 6]. Першими застосуваннями магнетоелектроніки були елементи пам'яті на феритових осердях, але вони потребували багато енергії на перемагнічування і мали низьку швидкодію. Поява тонкоплівкових елементів не тільки вирішила цю проблему, а й зробила технологію виготовлення магнітних елементів сумісною із загальною технологією інтегральних мікросхем. Крім того, в магнітних плівках спостерігається гальваномагнітний ефект взаємодії носіїв заряду з магнітним полем

плівки. Найчастіше магнітні плівки виготовляють з пермалою методом вакуумного випаровування. За допомогою таких плівок будують не тільки елементи пам’яті, а й логічні елементи, магнітні підсилювачі тощо [34]. Кріоелектроніка використовує фізичні явища в напівпровідниках при температурі нижче 20 К. Відомо, що провідність будь-яких металів із зниженням температури зростає. Проте в деяких металів і сплавів спостерігається незвичайне явище: при температурах нижче 20 К їхня провідність прямує до нескінченності, а магнітна індукція — до нуля. Такі матеріали називають надпровідниками. Якщо до них підвести зовнішнє магнітне поле, напрямок вектора напруженості якого збігається з напрямком струму, то при деякій його критичній напруженості провідність надпровідника стрибком зменшується (ефект Мейснера). Це явище і покладено в основу побудови кріотронів. Кріотрон — це надпровідниковий дріт (наприклад, танталовий), розташований в соленоїді з іншого дроту, наприклад ніобієвого (рис. 10.1) [34].

Рис. 10.1. Схематичне зображення кріотрона

Танталовий дріт називають вентильним (його критична температура 4,4 К), а ніобієвий — керувальним (його критична температура 8 К). Зміна зовнішнього магнітного поля створює індукційний струм на поверхні надпровідника. Цей поверхневий струм і магнітне поле проникають у надпровідник на глибину 0,1-0,01 мкм, що зумовлює зростання опору. Напруженість зовнішнього магнітного поля в кріотроні змінюється під дією керувального струму IКЕР, який проходить по соленоїду. Залежно від значення цього струму змінюється струм у вентильному дроті IВ. Тонкоплівкові кріотрони досить мініатюрні: на 1 см2 площі підкладки їх розміщується до кількох тисяч штук. Однак широке застосування таких приладів обмежують технологічні умови роботи, пов'язані з необхідністю їх глибокого охолодження. Діелектрична електроніка використовує для побудови елементів функціональної електроніки специфічні явища, що виникають у тонких плівках, наприклад у плівковій структурі метал — діелектрик [34]. У цій структурі (рис. 10.2,а) приконтактна зона діелектрика збагачується електронами, які перейшли з металу. В масивних зразках діелектрика ця вузенька приконтактна зона підвищеної концентрації носіїв заряду

практично не впливає на їхню провідність. Інша справа — в тонкій плівці близько 1-10 мкм. Тут додаткові носії заряду суттєво змінюють електропровідність діелектрика. Якщо тепер прикласти до збагаченого носіями заряду діелектрика різницю потенціалів, то через нього піде струм, значення якого залежатиме від кількості електронів, що перейшли з металу в діелектрик. Це явище дало змогу створити новий клас мікроелектронних приладів (діелектричні діоди й транзистори), які стали основою побудови діелектричної електроніки.

Рис. 10.2. Схематичне зображення приконтактної зони діелектрика (а) і структури діелектричних діода (б)

Діелектричний діод (рис. 10.2,б) — це плівкова структура типу метал — діелектрик — метал. Металеві плівки виготовляються з металів, що мають різну роботу виходу електронів (наприклад, золото та індій), діелектрична плівка — це осаджений на металі тонкий шар сульфіду кадмію. Ефект однобічної провідності в діелектричному діоді створюється завдяки різниці робіт виходу з витоку В та стоку С. Тому в прямому напрямку виникає прямий струм, який в 104 разів і більше може перевищувати зворотний струм. Хемотроніка використовує фізичні явища, що відбуваються не в твердому тілі, а в рідинах з іонною провідністю. Вона сформувалася на межі досліджень з електрохімії та електроніки. Слід відразу ж зазначити, що мала рухливість носіїв заряду обмежує використання пристроїв хемотроніки тільки при дуже низьких частотах сигналів (зазвичай до 1 кГц). Рідинні системи мають багато специфічних переваг перед твердотільними. Вони працюють при напругах до 1 В і струмах у кілька мікроамперів, що забезпечує високу їхню економічність. Нелінійна частина ВАХ цих систем лежить у межах 5-50 мВ, завдяки чому досягається висока чутливість побудованих на них нелінійних перетворювачів сигналу. Всі фізико-хімічні процеси при цьому відбуваються в тонкому шарі речовини (1-10 мкм), що забезпечує мікромініатюрне виконання всіх елементів. Серед хемотронних приладів найпоширенішими є керовані резистори (мімістори), точкові та площинні електрохімічні діоди і транзистори, інтегратори, каскади підсилення постійного струму, блоки

пам'яті ЕОМ тощо. Спільність принципу дії хемотронних приладів й електрохімічних механізмів сприйняття, перетворення та зберігання інформації в системах живих організмів (у тому числі нейронах людини) дає змогу розраховувати на створення в майбутньому на основі поєднання хемотроніки і біоелектроніки рідинних біоперетворювачів інформації — своєрідних моделей людського інтелекту. Акустоелектроніка — це напрям функціональної мікроелектроніки, фізичною основою якого є використання п'єзоелектричного ефекту та явищ взаємодії електричних полів з хвилями акустичних напруг у п'єзоелектричному напівпровідниковому матеріалі [34]. Акустоелектроніка забезпечує взаємне перетворення акустичних сигналів фізичної природи на електричні сигнали і навпаки. П'єзоефект в дискретній радіоелектроніці давно використовується для побудови кварцових резонаторів, перетворення механічних коливань голки електрофона на електричні тощо. Застосування п'єзоефектів у мікроелектроніці забезпечило створення якісно нових функціональних пристроїв. Одним із них є електроакустичні підсилювачі, які різняться залежно від типу підсилювальної хвилі — об'ємної або поверхневої. На рис. 10.3,а зображено схему електроакустичного підсилювача на об'ємних хвилях. Він складається з напівпровідникового звуководу (3), до кінців якого приєднано п'єзоелектричні перетворювачі (П). Останні мають омічні контакти (К), якими вони з одного боку приєднуються до звуководу, а з іншого — до вхідних та вихідних виводів. Зміна напруги на вході збуджує у вхідному перетворювачі акустичну хвилю, яка поширюється у звуководі. В тому самому напрямку під дією джерела живлення по звуководу рухаються електрони, які внаслідок взаємодії з хвилею підсилюють її завдяки п'єзоефекту. Такі підсилювачі при загальному об'ємі до 1 см3 можуть забезпечити вихідну потужність сигналу до кількох ватів у смузі пропускання до 300 МГц.

Рис. 10.3. Схематичне зображення електроакустичного підсилювача на об'ємних хвилях (а), схематичне зображення електроакустичного підсилювача на поверхневих хвилях (б)

Однак у підсилювачах на об'ємних хвилях значна потужність розсіюється у звуководі. Тому більш перспективним є підсилювач на поверхневих хвилях, схематичне зображення якого показано на рис. 10.3,б. За допомогою вхідного ґратчастого п'єзоперетворювача ПГР, напиленого на поверхню п'єзоелектричного кристала Пе, в ньому збуджується акустична хвиля. На деякій ділянці поверхня п'єзокристала торкається поверхні напівпровідникової пластини, в якій завдяки джерелу живлення Еж рухаються електрони. На ділянці поверхневого контакту п'єзокристала з напівпровідниковою пластиною відбувається взаємодія акустичної хвилі та потоку електронів, що зумовлює акустичне підсилення сигналу, який потім знімається з вихідного перетворювача у вигляді підсиленої змінної напруги, причому цей перетворювач працює в режимі зворотного п'єзоефекту. Застосування акустоелектричних підсилювачів особливо перспективне в широкосмугових радіоелектронних пристроях, що працюють у діапазоні надвисоких частот. Оптоелектроніка ґрунтується на електронно-оптичному принципі передавання, оброблення, зберігання і виведення інформації. Носієм її є електрично нейтральний фотон. Оптоелектроніка охоплює інфрачервону, видиму й ультрафіолетову частини діапазону електромагнітних коливань когерентного та некогерентного випромінювання. Отже, поняття «оптоелектроніка» поширюється також на лазерну техніку, волоконну оптику, голографію, електронну світлову індикацію, фактично охоплюючи перетворення інформації з електричної форми (електричні заряди) на оптичну (фотони) і навпаки. Важливою перевагою елементів оптоелектроніки є те, що вони оптично зв'язані, але електрично ізольовані один від одного. Це забезпечує надійне узгодження різноманітних оптоелектронних кіл, сприяє односпрямованій передачі інформації та високій захищеності каналів передачі інформації від завад. Технічні пристрої оптоелектроніки (фотоелементи, фоторезистори, фотодіоди, фототранзистори, фототиристори, фотоелектронні помножувачі, світлодіоди – волоконнооптичні кабелі) мають досить широке застосування і в дискретній електроніці. Отже, виготовлення напівпровідникових елементів оптоелектроніки — оптронів — сумісне з інтегральною технологією і тому може входити в єдиний технологічний цикл виробництва інтегральних мікросхем. Слід зазначити, що сучасні пристрої відображення інформації в цифровій та знаковій формах теж побудовано із застосуванням засобів оптоелектроніки. Якщо перші такі пристрої були газорозрядними й електровакуумними, то нині використовують напівпровідникові та

рідкокристалічні індикатори, а також багаторозрядні люмінесцентні та плазмові монодисплеї. Останнім часом особливу актуальність набуває питання можливості застосування молекулярних технологій в електроніці. Органічна електроніка – це новий напрямок в галузі нанотехнологій, що сьогодні бурхливо розвивається, він пов'язаний з розробкою й виробництвом електронних пристроїв і приладів, у яких матеріали, що мають металеву й напівпровідникову провідність, є органічними, тобто складаються з водню, кисню, вуглецю й азоту. Відкриття фулеренів та їхніх сполук, рідких молекулярних кристалів, вуглецевих нанотрубок сприяє розвитку електронної техніки на якісно новому рівні. Білкові молекули, й зокрема ферменти, з яких передбачається конструювати молекулярні схеми, за своїми інформаційно-логічними властивостями значно складніші й різноманітніші, ніж існуючі напівпровідникові елементи. Створення молекулярних аналогових пристроїв переробки інформації засноване на використанні великих білкових молекул, зокрема ферментів. Молекулярні системи мають досить багато стійких станів. Розроблено управління переходами між цими станами – оптичне збудження, зміна кислотності (рН) середовища, вплив полів і т.д. Це дозволяє на базі ферментів побудувати пристрої переробки (обробки) інформації принципово нової архітектури. Білкові молекули легко іммобілізуються на підкладках та утворюють квазідвовимірні системи, до того ж вони є дешевими й легко доступними. Дослідження в галузі молекулярної електроніки були розпочаті ще з 50-х років, коли були синтезовані окремі молекули, здатні виконувати логічні функції (бістабільні молекули, що змінюють свій стан під дією світла, електричного поля, тиску тощо) [41]. Інтерес до молекулярної електроніки відродився в 70-х роках у зв'язку з відкриттям провідників-полімерів – полімерів, у яких чергуються подвійні, потрійні й одинарні вуглецеві зв'язки. Відмінністю від класичної твердотільної електроніки є необхідність врахування властивостей молекул. Першим молекулярним приладом був молекулярний випрямляч (модель Авирама й Ратнера, 1974 р.) – молекула із сильною акцепторною групою з одного боку й сильною донорною – з іншого (рис. 10.4), моношар був поміщений між двома металевими електродами. Перший польовий транзистор на основі поліацетилену (CH)n був створений в 1980 р. Завдяки полісполученим хімічним зв'язкам поліацетилену, його електропровідність змінюється в широкому діапазоні як в процесі синтезу (шляхом контролю довжини полімерних ланцюжків), так і при різних впливах (теплових, електромагнітних,

іонізуючих випромінюваннях), що приводить до відповідної зміни або первинної структури полімеру, або до зміни міри його полімеризації. Слід зазначити, що розроблений транзистор, внаслідок низької рухливості інжектованих носіїв, мав низький діапазон робочих частот – до 100 кГц [42-44].

Рис. 10.4. Хімічна структура донорно-акцепторної молекули молекулярного випрямляча

Раніше поліацетилен (ПА) був відомий як чорний непровідний порошок. В 1974 році Ширакава вперше одержав плівки ПА з металевим блиском, але вони також не були провідними. В 1977 р. був досягнутий дивний результат: один зі студентів Хігера виявив збільшення провідності ПА на 7-9 порядків при його окислюванні в парах йоду (брому або хлору): за аналогією з напівпровідниками, такий процес окислювання був названий легуванням. Важливість розвитку даного наукового напрямку була підтверджена присудженням Нобелівської премії з хімії А. Хігеру, А. Мак Діармиду і Х. Ширакава за відкриття й створення провідних полімерів. В 1982 р. японські фахівці розпочали роботи за спеціальним проектом, головною метою якого було створення комп'ютера із процесорами на основі елементів нервової системи. Ідея створення штучного розуму стала привабливою завдяки тому, що людина вирішує завдання, які важко формалізувати – розпізнає зображення, класифікує дані, прогнозує тощо. Сучасна біоелектроніка охоплює проблеми вивчення нервової системи людини, тварин, а також моделювання нервових клітин для подальшого вдосконалювання електронних приладів. Мозок людини – найскладніша з відомих систем переробки інформації. У ньому міститься близько 100 млрд нервових клітин, або нейронів, кожна з яких має в середньому 10 000 зв'язків. Нейрони являють собою особливий вид клітин, основне призначення яких полягає в оперативному керуванні організмом. Схематичне зображення нейрона наведено на рис. 10.5.

Рис. 10.5. Схематичне зображення нейрона

В перших експериментах зі створення інтерфейсів між живими нейронами й мікросхемами, що були проведені в лабораторії Пітера Фромгерца (Max Planck Institute for Biochemistry, 1985), були зроблені спроби зареєструвати активність окремого нейрона п'явки за допомогою транзистора. Вже на початку 90-х елементарний інтерфейс із нейроном був отриманий, з'являється ідея створення гібридного нейрочипа, що являтиме собою мікросхему, на поверхні якої буде розташована мережа із живих нейронів. На сьогоднішній день вже розроблені молекулярні світлодіоди, дисплеї, фотодетектори, інтегровані сенсорні системи, сонячні батареї, органічні напівпровідникові лазери, молекулярні транзистори тощо. Вченими Росії, Голландії, Німеччини, Австрії розроблена технологія, при якій молекули органічного напівпровідника можуть утворювати впорядкований моношар товщиною кілька нанометрів. Вчені Каліфорнійського технологічного інституту й Інституту наносистем Каліфорнійського університету в Лос-Анджелесі створили прототип мікросхеми пам'яті із щільністю запису ~ 100 гігабіт на квадратний сантиметр, носіями інформації в якій є молекули органічної сполуки [2]– ротаксана [45].

Нейрон має тіло (сому) 1, дерево входів (дендритів) 4 і виходів (аксонів) 2. Дендрити сильно розгалужуються, пронизуючи порівняно великий простір навколо нейрона. Початковий сегмент аксона – аксонний горбок 3, що прилягає до тіла клітини, потовщений. У міру віддалення від клітини він поступово звужується і на ньому з'являється мієлінова оболонка, що має високий електричний опір. На сомі і на дендритах розміщуються закінчення аксонів, що йдуть від інших нервових клітин. Кожне таке закінчення 5 має вигляд потовщення, називаного синаптичною бляшкою або синапсом. Вхідні сигнали дендритного дерева (постсинаптичні потенціали) зважуються і підсумовуються на шляху до аксонного горбка, де генерується вихідний імпульс. Його наявність (або інтенсивність) – це функція зваженої суми вхідних сигналів. Вихідний сигнал проходить по гілках аксона і досягає синапсів, що з'єднують аксони з дендритними деревами інших нейронів. Через синапси сигнал трансформується в новий вхідний сигнал для суміжних нейронів. Цей вхідний сигнал може бути додатним і від'ємним (збудливим або гальмівним) залежно від виду синапсів. Значення вхідного сигналу, що генерує синапс, може відрізнятися від значення сигналу, що надходить у синапс. Ці відмінності визначають ефективність, або вагу, синапса. Синаптична вага може змінюватися в процесі функціонування синапса. Нервові клітини мають величезні логічні можливості, обумовлені великою кількістю входів, виходів, зворотних зв'язків, що змінюють свою структуру за певними законами. Жодна зі штучно створених моделей нейронів не відтворює в цей час повністю всіх логічних можливостей, які є в реальній нервовій клітині.

Отримані результати дозволяють стверджувати, що органічна електроніка є одним із найбільш пріоритетних напрямків досліджень XXI століття, розвиток якого в першу чергу залежить від розробок в галузі наноматеріалів і нанотехнологій. Враховуючи глобальність питання, все ще триває інтенсивний пошук інноваційних концепцій розвитку молекулярної електроніки, фізичних принципів функціонування органічних елементів і впровадження цих технологій в серійне виробництво. Можна очікувати, що найближчим часом

Рис. 10.6. Молекулярний мікрочип шириною 30 мкм в процесі виготовлення

молекулярна електроніка стане новою продуктивною науковою міждисциплінарною галуззю науки, яка об'єднає фізику твердого тіла, молекулярну фізику, органічну й неорганічну хімію, її подальший розвиток сприятиме переходу електронних пристроїв на якісно нову елементну базу.

18. Яка зі схем увімкнення транзисторів використовується для одержання найбільшого підсилення (тобто підсилення за потужністю)? 19. У схемі на рис. 11.1 використані RБ=50 кОм, RH=10 кОм, ЕК=24 В, транзистор має коефіцієнт передачі β = 19 . Необхідно визначити напругу колектор-емітер UКЕ.

XI. КОНТРОЛЬНІ ЗАПИТАННЯ Й ЗАПИТАННЯ ДЛЯ САМОПІДГОТОВКИ 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12. 13. 14. 15. 16. 17.

Скільки p-n переходів мають напівпровідникові прилади: а) діод; б) транзистор? Назвіть види пробою, можливі в p-n-переході. Яка область транзистора називається емітерною, у чому її особливість? Яка область транзистора називається колектором? Які рівняння зв'язують між собою струми в транзисторі? Наведіть вольт-амперну характеристику стабілітрона. Укажіть на ній область стабілізації напруги. Як зміниться період синусоїдального сигналу при зменшенні частоти в три рази? Які недоліки мають пасивні фільтри? Назвіть основні характеристики біполярних транзисторів. Чому в довідковій літературі наводяться в основному вхідні й вихідні вольт-амперні характеристики транзисторів? Назвіть основні системи статичних параметрів біполярних транзисторів. У яких випадках віддається перевага тій або іншій системі параметрів? Які параметри біполярних транзисторів використовуються в розрахунках статичного режиму? Чому в розрахунках схем перевага віддається системі h-параметрів транзисторів? Наведіть формули, що визначають зв'язок h-параметрів з первинними параметрами транзисторів для схем із ЗБ і ЗК. Як визначити статичний коефіцієнт підсилення за потужністю, використовуючи h-параметри? Наведіть основні схеми увімкнення біполярних транзисторів. Назвіть їхні переваги й недоліки. Чому схема із загальною базою не має підсилення за струмом? Поясніть призначення і принцип роботи смугового підсилювача.

Рис. 11.1. До визначення напруги колектор-емітер транзистора

20. Якими причинами можна пояснити завал частотної характеристики підсилювачів низької частоти на низьких частотах? Знайдіть правильний варіант відповіді: а) власними шумами підсилювача; б) впливом температури; в) наявністю в схемі реактивних елементів; г) малим вхідним опором схеми; д) нелінійністю характеристик підсилювального елемента. 21. Як класифікуються електронні підсилювачі? Назвіть основні показники роботи підсилювачів. В яких випадках коефіцієнт підсилення зручніше виражати не в натуральних, а в логарифмічних одиницях? 22. В якому режимі роботи підсилювального каскаду струм спокою дорівнює нулю. Знайдіть правильний варіант відповіді: а) режим В; б) режим С; в) режим АВ; г) режим А; д) режим D. 23. Чому дорівнює вихідний опір каскаду із загальним емітером при відсутності навантаження. Знайдіть правильний варіант відповіді: а) паралельному з'єднанню опорів у ланцюзі колектора та емітера; б) опору в ланцюзі колектора; в) паралельному з'єднанню опорів у ланцюзі колектора й навантаження.

100

24. Назвіть основні варіанти схем міжкаскадних зв'язків і поясніть їхні особливості. 25. Якими міркуваннями необхідно керуватися при виборі робочої точки на лінії навантаження? 26. Поясніть практичне значення амплитудно- і фазово-частотної характеристик. Від яких факторів вони залежать? 27. Назвіть достоїнства диференціального підсилювача. 28. Охарактеризуйте основні режими роботи підсилювачів. В якому з них вихідний сигнал має найменші спотворення? 29. Який режим підсилення застосовується в двотактних вихідних каскадах? Назвіть переваги й недоліки двотактних підсилювачів. 30. У чому полягає сутність графоаналітичного методу розрахунку підсилювального каскаду? Як проводиться лінія навантаження за постійним й змінним струмами? 31. Яка зі схем увімкнення транзисторних підсилювачів піддається впливу температури найбільшою мірою? 32. Для яких цілей при проектуванні схем на біполярних транзисторах необхідно знати їхні вхідні й вихідні опори? 33. Назвіть основні характеристики й статичні параметри польових транзисторів. 34. Як в багатокаскадних підсилювачах схемотехнічно вирішується питання узгодження вихідного опору попереднього каскаду із вхідним опором наступного? 35. Як розрахувати коефіцієнти підсилення за струмом, напругою й потужністю в багатокаскадному підсилювачі? 36. Які вимоги висуваються до джерел енергії для підсилювачів? 37. Як пояснити зсув фаз на 180° між вхідною й вихідною напругами сигналу в схемі резистивного каскаду із загальним емітером? 38. Що називається дрейфом нуля і які його причини виникнення в транзисторних схемах? 39. Вплив ємностей роздільних конденсаторів на частотні характеристики підсилювача. 40. Чому роздільні конденсатори в схемах транзисторних підсилювачів низької частоти найчастіше є електролітичними? 41. Чому в схемах операційних підсилювачів використовуються підсилювачі постійного струму? 42. Дайте визначення абсолютної та відносної похибок вимірів. 43. Вимірювальний трансформатор струму має обмотки із числом витків ω1 = 2 і ω 2 = 100 . Визначити його коефіцієнт трансформації.

101

44. Визначити коефіцієнт підсилення інвертувального підсилювача на базі ОП, якщо опір резистора в ланці зворотного зв'язку 1 МОм, а опір резистора на інвертувальному вході ОП 100 кОм. 45. На вхід інвертувального підсилювача на базі ОП подано вхідну напругу Uвх=120мВ. Обчислити напругу на виході підсилювача, якщо резистор в ланці зворотного зв'язку ОП 100 кОм, а опір резистора на інвертувальному вході ОП 22 кОм. 46. На вхід неінвертувального підсилювача на базі операційного підсилювача (ОП) подано вхідну напругу Uвх=220 мВ. Обчислити опір резистора в ланці зворотного зв'язку ОП, якщо UВИХ= 10 В, опір резистора на інвертувальному вході ОП 22 кОм. R 47. Для підсилювача на рис. 11.2 коефіцієнт підсилення K = − 2 , R1 K = 1000 . Отже, при вхідній напрузі 1 мВ вихідна напруга повинна

бути U ВИХ = 1 В, але вольтметр показує 500 мВ. Поясніть причину такого явища.

Рис. 11.2. Інвертувальний підсилювач на ОП

48. Дайте визначення модуляції. В яких випадках застосовують модуляцію? Які існують види модуляції? 49. Які основні властивості амплітудної модуляції (АМ)? За допомогою яких способів можна отримати АМ-сигнал? 50. На якому принципі працюють амплітудні модулятори? Які основні схеми амплітудних модуляторів ви знаєте? 51. Поясніть поняття індекс модуляції, девіація частоти? Який між ними зв'язок? 52. Які основні риси та характеристики частотної модуляції (ЧМ)? Назвіть переваги частотної модуляції. Який спектр має ЧМ-сигнал? 53. Поясніть принципове розходження частотної і фазової модуляції? 54. Що таке дискретний, неперервний і змішаний спектри?

102

55. Що таке спектральна діаграма амплітуд і початкових фаз періодичного сигналу? 56. Що таке детектування (демодуляція)? Який принцип детектування АМ-сигналів? 57. Складіть схему балансового каскаду транзисторного підсилювача постійного струму (ППС) на транзисторах типу n-p-n. Поясніть призначення елементів схеми. 58. Вкажіть причини появи дрейфу нуля в схемах транзисторних підсилювачів постійного струму. Знайдіть правильні варіанти відповіді: а) старіння елементів схеми; б) відсутність конденсаторів у ланцюгах міжкаскадного зв'язку; в) нестабільність напруги джерела живлення; г) використання в схемах ППС глибокого негативного зворотного зв'язку; д) вплив температури на параметри транзисторів; е) відсутність конденсаторів, які б шунтували резистори RЕ; є) малий вхідний опір транзисторів. 59. Чому балансовий каскад ППС часто називають мостовою схемою? 60. Поясніть особливості міжкаскадних зв'язків у підсилювачах постійного струму. 61. Наведіть приклади найбільш доцільного застосування окремих типів підсилювачів постійного струму. 62. Вкажіть розходження між балансовим і диференціальним каскадами ППС. 63. З якою метою здійснюється лінеаризація характеристик датчиків? Які методи лінеаризації вихідних сигналів ви знаєте? 64. Яка різниця між диференціальним і мостовим підсилювачами? 65. Коли застосовують логарифмуючі підсилювачі? 66. Чим відрізняється схема антилогарифмування від схеми логарифмування? 67. Як досягається високий рівень гальванічної розв’язки в ізольованих підсилювачах? 68. Наведіть структурну схему підсилювача із застосуванням методу модуляції-демодуляції? 69. Наведіть спрощені схеми підсилювачів з автоматичною корекцією дрейфу. 70. Що таке компаратор, в яких пристроях він застосовується? 71. З якою метою використовують амплітудні обмежники? 72. Чому дорівнює максимальна вихідна напруга в підсилювачі на ОП з однополярним живленням?

73. Амплітудно-частотні характеристики операційних підсилювачів. 74. Які логічні функції можна реалізувати за допомогою діодних ключів? 75. Особливості застосування ключів на польових транзисторах і на оптронах. 76. Особливості вибірних підсилювачів. Назвіть сферу їхнього застосування. 77. Які підсилювачі називаються резонансними. Якими параметрами характеризується резонансний підсилювач? Які типи навантажень застосовують у резонансних підсилювачах? 78. Наведіть схему резонансного підсилювача на польовому транзисторі. 79. Котушка з індуктивністю L підімкнена до джерела синусоїдальної напруги. Як зміниться струм у котушці, якщо частота джерела збільшиться у два рази? 80. Конденсатор ємністю С підімкнений до джерела синусоїдального струму. Як зміниться струм у конденсаторі, якщо частоту синусоїдального струму зменшити в три рази? 81. Конденсатор ємністю С підімкнений до джерела змінного струму. Як зміниться струм джерела, якщо паралельно йому підімкнути ще один конденсатор тієї ж ємності? 82. Поясніть фізичний зміст явища резонансу в послідовному контурі. 83. Чому опір навантаження вибірних підсилювачів роблять з частотно-залежних ланцюгів? 84. Визначить індуктивність котушки, яку потрібно підімкнути до конденсатора ємністю 100 пФ, щоб частота вільних коливань була 5 МГц. 85. Вкажіть причини спотворень фронту імпульсу в транзисторному підсилювачі. 86. Вкажіть причини спотворень плоскої вершини імпульсу в транзисторному підсилювачі. 87. Що спричиняє інерційність ключа, побудованого на біполярному транзисторі? 88. З якою метою вмикають індуктивність у колекторне коло імпульсного підсилювача? 89. За допомогою яких елементів проводиться емітерна корекція імпульсного підсилювача? Поясніть призначення емітерної корекції. 90. Покажіть на вихідних вольт-амперних характеристиках області роботи біполярного транзистора в ключовому режимі. 91. Чи можна найпростіший ключ на біполярному транзисторі використати як підсилювач?

103

104

92. Поясніть вплив бар'єрної й дифузійної ємностей колекторного переходу на перехідні процеси в найпростішому біполярному ключі. 93. Запишіть систему розрахункових рівнянь розімкнутого ключа на біполярному транзисторі. 94. У чому полягають особливості моделювання на ЕОМ режимів роботи електронних пристроїв? Наведіть приклади сучасних програмних пакетів для моделювання пристроїв сучасної інформаційної електроніки. 95. Як у пакеті Multisim помістити в робоче поле вікна елемент схеми? Як підімкнути вимірювальні прилади? 96. Як настроювати параметри елементів схем: номіналів резисторів, джерела живлення, трансформатора в комп'ютерній програмі Electronic Workbench? 97. Дайте визначення мікроелектроніці як напрямку розвитку електроніки. Назвіть основні напрямки розвитку мікроелектроніки. 98. Чим викликана необхідність використання мікроелектронних елементів і пристроїв в обчислювальній техніці? 99. Чим досягається висока надійність роботи мікроелектронних пристроїв? 100. Чим відрізняються визначення понять «мікросхема», «інтегральна мікросхема», «гібридна інтегральна мікросхема», «напівпровідникова інтегральна мікросхема»? 101. Поясніть конструкцію плівкового конденсатора. 102. Наведіть класифікацію інтегральних мікросхем за їхнім функціональним призначенням. 103. Чим забезпечується надійність узгодження і завадостійкість оптронів? 104. Вкажіть основні властивості тонких магнітних плівок. 105. Як працює електроакустичний підсилювач? 106. Які властивості мають прилади діелектричної електроніки? 107. Що таке надпровідник? Які властивості він має? 108. Чим займається біоелектроніка як галузь науки й техніки? Як влаштовані нейрони? 109. Які принципи покладені в роботу приладів молекулярної електроніки? 110. Чим обумовлена доцільність науково-технічних досліджень в галузі створення штучного інтелекту?

105

ВИСНОВКИ Ефективне застосування інтегральних аналогових і цифрових мікросхем не є можливим без знання принципів їхньої дії та основних параметрів. Незалежно від ступеня складності мікросхем і різноманіття виконуваних ними функцій основу їхньої структури становлять елементарні схеми. Фізичні принципи й особливості роботи мікросхем найбільш доступно пояснюються при моделюванні за допомогою дискретних елементів і схем. Лабораторні дослідження електронних компонентів і схем на їх основі можна здійснювати за допомогою математичного моделювання на персональних комп'ютерах. Наведені у посібнику формули можуть використовуватися читачем як обґрунтований інструмент для простого визначення основних параметрів підсилювачів і приладів, створюваних з їхнім застосуванням. Це важливо як при проектуванні відповідних апаратур, так і при використанні виробів мікроелектроніки в конкретних пристроях різноманітного призначення. Сподіваюся, що систематизований і наведений в роботі матеріал задовольнить інтерес молодих фахівців до цього напрямку техніки й допоможе їм удосконалювати існуючі й створювати нові пристрої на основі виробів мікроелектроніки. Найближчим часом планується видання останньої книги з трилогії „Мікроелектронні підсилювачі”, в яку увійдуть різноманітні методики розрахунків і аналізу широкого класу електричних підсилювальних пристроїв від НЧ до ВЧ діапазонів. Бажаю успіхів. З повагою, автор. Всі зауваження і побажання стосовно змісту навчального посібника прохання надсилати на адресу: 91034, м. Луганськ, кв. Молодіжний, 20а, Східноукраїнський національний університет імені Володимира Даля, кафедра фізики або на електронну адресу автора: alex.voronkin@gmail.com.

106

16. 17. 18. 19. ЛІТЕРАТУРА 20. 1. 2. 3. 4. 5. 6. 7. 8. 9. 10. 11. 12. 13. 14. 15.

Алексенко А.Г., Коломбет Е.А., Стародуб Г.И. Применение прецизионных аналоговых ИС. – М.: Радио и связь, 1981. – 224с. Алексенко А.Г., Шагурин И.И. Микросхемотехника. – М.: Радио и связь, 1990. – 496с. Ашанин В.Н., Исаев С.Г., Ермаков В.В. Схемотехника. – Часть 1: Аналоговая схемотехника. – Пенза: Информационно-издательский центр ПГУ, 2007. – 268с. Балашов М.А., Елагин Е.Б., Конев Ю.И., Решетников Е.М. и др. Электронные и полупроводниковые устройства систем автоматического управления. – М.: Машиностроение, 1966. – 444с. Бараночников М.Л. Микромагнитоэлектроника: в 2 т. – М.: ДМК Пресс, 2001. – Т.1. – 544с. Бараночников М.Л. Микромагнитоэлектроника: в 2 т. – М.: ДМК Пресс, 2001. – Т.2. – 691с. Баширов С.Р., Баширов А.С. Современные интегральные усилители. – М.: Эксмо, 2008. – 175с. Белов Л.А. Формирование стабильных частот и сигналов. – М.: ИЦ "Академия", 2005. –224с. Браммер Ю.А., Пащук И.Н. Импульсные и цифровые устройства. – М.: Высшая школа, 2003. – 351с. Войшвилло Г.В. Усилительные устройства. – М.: Радио и связь. 1983. – 264с. Волгин Л.И. Аналоговые операционные преобразователи для измерительных приборов и систем. – М.: Энергоатомиздат, 1983. Воронкін О.С. Мікроелектронні підсилювачі вимірювальних пристроїв. – Луганськ: Вид-во СНУ ім. В. Даля, 2008. – 113 с. Гершунский Б. С. Основы электроники и микроэлектроники. – К.: Вища школа, 1989. – 423с. Гусев В.Г., Гусев Ю.М. Электроника: учеб. пособие для приборостроит. спец. вузов. – М.: Высшая школа, 1991. – 622с. Гутников В.С. Интегральная электроника в измерительных устройствах. – Л.: Энергоатомиздат, 1988. – 304с.

107

21. 22. 23.

24. 25.

26. 27. 28. 29. 30. 31.

Дворяшин Б.В., Кузнецов Л.И. Радиотехнические измерения. – М.: Советское радио, 1978. – 360с. Дмитрів В.Т., Шиманський В.М. Електроніка і мікросхемотехніка. – Львів: Афіша, 2004. – 175с. Ефимов И., Козырь И.Я., Горбунов Ю.И. Микроэлектроника. – М.: Высшая школа, 1986. – 464с. Жеребцов И.П. Основы электроники. – Л.: Энергоатомиздат, 1990. – 352с. Игумнов Д.В., Королев Г.В., Громов И.С. Основы микроэлектроники. – М.: Высшая школа. 1991. – 254с. Карлащук В.И. Электронная лаборатория на IBM PC. Программа Electronics Workbench и ее применение. – М.: СОЛОН-Р, 2001. – 726с. Кауфман М., Сидман А. Практическое руководство по расчетам схем в электронике. Справочник: в 2 т. – М.: Энергоатомиздат, 1991. – Т.1. – 368с. Клочков М.И. Расчет элементов и моделирование схем энергетической и информационной электроники. – Хабаровск: Изд-во Дальневосточного государственного университета путей сообщения МПС России, 2004. – 138c. Ленк Дж.Д. Справочник по проектированию электронных схем. – К.: Техніка, 1979. – 208с. Методы практического конструирования при нормировании сигналов с датчиков. – Материалы семинара Analog Devices. – СПб.: ЗАО АВТЕКС [электронный ресурс]: http://www.autexspb.da.ru. Нефедов А.В., Гордеева В.И. Полупроводниковые приборы: справочник. Транзисторы. – М.: КубК-а, 1996. – 420с. Певзнер В.В., Полонников Д.Е. Усилители постоянного тока с управляемыми генераторами. – М.: Энергия, 1970. – 288с. Пейтон А.Дж., Волш В. Аналоговая электроника на операционных усилителях. – М.: БИНОМ, 1994. – 352с. Пилипенко В.А., Пономарь В.Н., Горушко В.А., Солонинко А.А. Физические измерения в микроэлектронике. – Мн.: Изд-во Белорусского государственного университета, 2003. – 171c. Поклонский Н.А., Вырко С.А., Лапчук Н.М. Полупроводники: основные понятия. – Мн.: Изд-во Белорусского государственного университета, 2002. – 155с. Прищепа М.М., Погребняк В.П. Мікроелектроніка. Елементи мікросхем. Збірник задач. – К.: Вища школа, 2005. – 176c.

108

32. 33.

34. 35. 36. 37. 38. 39. 40. 41. 42. 43. 44. 45.

Руденко В.С., Сенько В.И, Трифонюк В.В. Основы промышленной электроники. – К.: Вища школа, 1985. – 400с. Рындин Е.А., Коноплев Б.Г. Субмикронные интегральные схемы: элементная база и проектирование. – Таганрог: Изд-во Таганрогского государственного радиотехнического университета, 2001. – 147 с. Сисоєв В.М. Основи радіоелектроніки. – К.: Вища школа, 2004. – 279с. Ткаченко Ф.А. Техническая электроника. – Мн.: Дизайн ПРО, 2002. – 368с. Федосов В.П., Сытенький В.Д. Автомобильная электроника. – Таганрог: Изд-во Таганрогского государственного радиотехнического университета, 1998. – 73 с. Харченко В.М. Основы электроники. – М.: Энергоатомиздат, 1982. – 352с. Хабловски И., Скулимовски В. Электроника в вопросах и ответах. – М.: Радио и связь, 1984. – 304с. Щербаков В.И., Грездов Г.И. Электронные схемы на операционных усилителях: справочник. – К.: Техніка, 1983. – 206с. Щука А.А. Электроника: учебное пособие. – СПб.: БХВПетербург, 2005. – 800с. Агринская Н.В. Молекулярная электроника / Н.В. Агринская. – СПб.: Изд-во СПбГПУ, 2004. – 110с. Симон Ж., Андре Ж.Ж. Молекулярные полупроводники. – М.: Мир, 1988. Нелинейные оптические свойства органических молекул и кристаллов: в 2 т. / под ред. Д. Шмелы. – М.: Мир, 1989. Introduction to Molecular Electronics / ed. by M.C. Petty, M.R. Bryce, G.D. Bloor. - London: Oxford University Press, 1995. – 367p. Jonathan E. Green, Jang Wook Choi, Akram Boukai, Yuri Bunimovich, Ezekiel Johnston-Halperin, Erica DeIonno, Yi Luo, Bonnie A. Sheriff, Ke Xu, Young Shik Shin, Hsian-Rong Tseng, J. Fraser Stoddart, James R. Heath. A 160-kilobit molecular electronic memory patterned at 1011 bits per square centimeter // Nature, 2007. - V. 445. – P. 414–417. [Electronic resource]. – The electronic data (915750 bytes): http://www.its.caltech.edu/~heathgrp/Papers/Paperfiles/2007/natureme mory.pdf Tuesday, 19 May 2009 13:05:30.

109

ЗМІСТ ВСТУП……………………..………………………………………………...3 I. МОДУЛЯЦІЯ СИГНАЛІВ І СХЕМИ МОДУЛЯТОРІВ……………......5 1.1. Амплітудна модуляція………………...………………….……...5 1.2. Кутова модуляція………………………………………………..12 II. ПІДСИЛЕННЯ І ЛІНЕАРИЗАЦІЯ ВИХІДНИХ СИГНАЛІВ МОСТОВИХ СХЕМ……………………………………………..………...18 2.1. Принципи побудови балансових підсилювачів…………….....19 2.2. Конфігурації вимірювальних мостів. Підсилювання сигналів ………………………………………………………...…….22 2.3. Лінеаризація вихідних сигналів мостових схем…………...….24 2.4. Мости, побудовані на реактивних елементах…………………27 III. ІЗОЛЬОВАНІ ПІДСИЛЮВАЧІ. ПІДСИЛЮВАЧІ ІЗ ЗАСТОСУВАННЯМ МЕТОДУ МОДУЛЯЦІЇ-ДЕМОДУЛЯЦІЇ……..…29 3.1. Застосування роздільного трансформатора у підсилювачах змінної напруги………………………..….……………………….…30 3.2. Принципи побудови ізольованих підсилювачів……………....31 3.3. Двоканальні підсилювачі…………………….…..……………..34 3.4. Вхідні й перехідні трансформатори……………………….…...36 IV. ПІДСИЛЮВАЧІ, СТАБІЛІЗОВАНІ ПЕРЕРИВАННЯМ……..……..38 V. ІМПУЛЬСНІ ПІДСИЛЮВАЧІ…………..………………….………….41 5.1. Загальні відомості……………….....……………………………41 5.2. Вибір робочої точки…………………………...………………..42 5.3. Некоректований транзисторний підсилювач з активноємнісним навантаженням……………………..……………………..45 5.4. Скоректований транзисторний імпульсний підсилювач…......48 5.4.1. Паралельна індуктивна корекція фронту імпульсу………....48 5.4.2. Емітерна корекція фронту імпульсу…………………………50 5.5. Гальванічні ланцюги зв'язку в транзисторних підсилювачах, що працюють у режимі перемикання………………...……………51 5.6. Особливості комутації індуктивно-активного навантаження..53 VI. ВИБІРНІ ПІДСИЛЮВАЧІ………..……………………..…………….58 6.1. Резонансні підсилювачі…………………………………..……..58 6.2. Підсилювачі з частотно-залежним зворотним зв’язком……...61

110

VII. ПІДСИЛЮВАЧІ-ОБМЕЖНИКИ………..….………………………..63 VIII. ЛОГАРИФМІЧНІ ПІДСИЛЮВАЧІ…………………..…………….67 8.1. Логарифмування й антилогарифмування……………….……..67 8.2. Перемноження сигналів……………………...……………..…..72 IX. МОДЕЛЮВАННЯ НА ЕОМ ЕЛЕКТРИЧНИХ СХЕМ…..………….74 9.1. Загальні дані. Використання програми Electronics Workbench………………………………………………………….....74 9.2. Зовнішній інтерфейс програми Electronics Workbench…...…..75 9.2.1. Меню File………………………………………………………76 9.2.2. Меню Edit…………………………………………….………..76 9.2.3. Меню Circuit…………………………………………………...76 9.2.3. Меню Analysis…………………………………………………77 9.2.4. Меню Window…………………………………………………77 9.2.5. Меню Help……………………………………………………..77 9.3. Використання пакета прикладних програм Multisim...………77 9.4. Експериментальна робота 1. Дослідження рівня зміщення вихідної напруги та впливу дестабілізуючих факторів у схемах на ОП……………………………………………………….79 9.5. Экспериментальная работа 2. Дослідження роботи інтеграторів та диференціаторів, побудованих на ОП…………….85 X. ФУНКЦІОНАЛЬНА ТА МОЛЕКУЛЯРНА МІКРОЕЛЕКТРОНІКА: ПЕРЕДОВІ РЕВОЛЮЦІЙНІ ТЕХНОЛОГІЇ СУЧАСНОСТІ…...……….90 XI. КОНТРОЛЬНІ ЗАПИТАННЯ Й ЗАПИТАННЯ ДЛЯ САМОПІДГОТОВКИ……………………………………………………...99 ВИСНОВКИ………………………………………………………………106 ЛІТЕРАТУРА…………………………..…………………...…………….107

Навчальне

видання

Східноукраїнський національний університет імені Володимира Даля

Воронкін Олексій Сергійович

МІКРОЕЛЕКТРОННІ ПІДСИЛЮВАЧІ СПЕЦІАЛЬНОГО ПРИЗНАЧЕННЯ

Редактор Техн. редактор Оригінал-макет Дизайн обкладинки

О.О. Мартинцева Т.М. Дроговоз О.С. Воронкін О.С. Воронкін

Підписано до друку 25.09.2009. Формат 60×84 1/16. Папір типограф. Гарнітура Times. Друк офсетний. Умов. друк. арк. 6,5. Обл. вид. арк. 7,4. Тираж 70 прим. Вид. № 2343. Замов № 171. Ціна вільна.

Свідоцтво про внесення суб’єкта видавничої справи Державного реєстру видавців, виготовників і розповсюджувачів видавничої продукції: серія ДК № 878 від 29.03.2002 р.

Видавничо-поліграфічний центр ТОВ „Елтон-2” Адреса видавництва: 91016, м. Луганськ, вул. Коцюбинського, 2/2 Телефон: (0642) 55-19-83 E-mail: elton2@lep.lg.ua

111

112

113