mine

16 COMPATIBILIDAD 1.- QUÉ ES LA COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA (1) 2.- OBJETIVOS DE LA PRÁCTICA (3) 3.- NORMATIVAS DE COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA (3) 4.- EQUIPO DE MEDIDA: ANALIZADOR DE ESPECTROS (4) Bloques de un Receptor de EMI Señales de banda ancha (BA) y banda estrecha (BE) Características del analizador de espectros FSP3 Descripción de los mandos 5.- MEDIDA DE INTERFERENCIAS CONDUCIDAS (15) Configuración de los ensayos Límites de interferencia Escenario de medida Características de la LISN MN 2050D Realización de la medida 6.- ESTUDIO TEÓRICO DEL ACOPLAMIENTO CONDUCIDO (23) Tipos de acoplamiento: conducción directa e impedancia común Distribución de las líneas de masa Bucles de masa Impedancia común en las líneas de alimentación Alternativas para reducir la interferencia 7.- MEDIDA DE LA INTERFERENCIA RADIADA (26) Escenario de medida Sondas de campo cercano Realización de la medida 8.- CONCEPTOS BÁSICOS SOBRE EL ACOPLAMIENTO RADIADO (36) Acoplamiento capacitivo e inductivo Reducción de la interferencia radiada 9.- MEDIDA DE LA DIAFONÍA (39) Telediafonía y paradiafonía Acoplamiento entre cables Acoplamiento entre pistas

CEM

COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA

1. ¿QUÉ ES L A COM PAT IBILID AD ELECT ROM AG NÉT ICA? 1.1. INTRODUCCIÓN .

La Compatibilidad Electromagnética (CEM) estudia los fenómenos de generación, propagación y captación de interferencias electromagnéticas desde dos puntos de vista: § §

Emisión: interferencias que genera un equipo.

Inmunidad: capacidad de un equipo o sistema para no ser afectado por las interferencias.

La Compatibilidad Electromagnética (CEM) ha tomado gran relevancia en los últimos años, y se ha convertido en una preocupación para fabricantes y diseñadores de todo tipo de equipos eléctricos y electrónicos.

Esta preocupación se ve magnificada si se tiene en cuenta que desde de principios del año 1996 los equipos han de cumplir obligatoriamente una serie de normas englobadas en la directiva 89/336/EEC, que regula todos los temas relacionados con la CEM.

1.2. TERMINOLOGÍA USADA EN COMPATIBILIDAD ELECTROMANÉTICA. A continuación se definen algunos términos relacionados con la CEM: §

COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA (CEM): capacidad de un equipo para no generar interferencias electromagnéticas (emisión), o para no ser afectado por las interferencias producidas por otros equipos (inmunidad). También se entiende por CEM el estudio de los fenómenos de generación, propagación y captación de interferencias electromagnéticas.

§

ACOPLAMIENTO: interrelación de dos o más circuitos cuando se establece una transferencia de energía entre ellos. Cuando este acoplamiento se produce por radiación electromagnética se denomina acoplamiento radiado. Si se produce a través de conductores o componentes, se denomina acoplamiento conducido.

§

INTERFERENCIAS ELECTROMAGNÉTICAS (EMI): son perturbaciones de tipo electromagnético no deseadas, que pueden interferir en el normal funcionamiento de un dispositivo.

§

INMUNIDAD: capacidad de un equipo para no ser afectado en su función por la presencia de interferencias electromagnéticas.

§

SUSCEPTIBILIDAD : capacidad de un equipo para modificar su comportamiento cuando se ve influenciado por interferencias electromagnéticas.

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1.3. INTERFERENCIAS ELECTROMAGNÉTICAS .

Las interferencias electromagnéticas (EMI) son señales de tipo electromagnético que perturban el funcionamiento normal de un equipo o sistema eléctrico o electrónico.

El análisis de un problema de interferencia se puede dividir en tres apartados: § § §

EL origen, fuente o generador de las interferencias.

Los caminos de acoplamiento de la interferencia.

Los receptores afectados por la interferencia.

GENERADORES DE

CANAL DE

RECEPTORES DE

INTERFERENCIAS

ACOPLAMIENTO

INTERFERENCIAS

Para estudiar las interferencias se han de analizar las tres partes mencionadas: 1.

2.

3.

Determinar quién produce la interferencia y eliminarla o disminuirla si es posible.

Analizar como se transmite la interferencia y atenuar lo máximo posible la energía interferente transmitida.

En el caso de que el problema subsista, intentar insensibilizar los receptores.

1.4 C LASIFICACIÓN DE LAS INTERFERENCIAS. Clasificación según su origen: § §

§

Intrínsecas: procedentes de las fluctuaciones de los sistemas físicos del propio equipo. A este tipo de interferencia se le suele denominar ruido (ruido térmico…).

Provocadas: Externas: emisiones propias de otros equipos que no deberían ser captadas (emisoras de radio y TV, teléfonos móviles, ordenadores…).

Internas: procedentes del mismo equipo y originadas por características de los sistemas que lo integran (motores, conmutaciones...).

Naturales: descargas electrostáticas, tormentas eléctricas, radiaciones cósmicas...

Clasificación según el medio de propagación: § § §

Conducidas: cuando el medio de propagación es un conductor eléctrico que une la fuente de interferencia con el equipo interferido (cables de alimentación o señal, chasis metálicos...). Es el denominado acoplamiento conducido.

Radiadas: cuando la propagación se realiza a través del aire por campos electrostáticos o electromagnéticos. Es el denominado acoplamiento radiado.

Acopladas: es un caso particular de la propagación radiada y ocurre cuando la distancia entre emisor y receptor es menor que la longitud de onda dividida por 2π (campo lejano).

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2. OBJETIVOS DE LA PRÁCTICA. 1. Concienciar al alumno de la importancia del fenómeno electromagnético como fuente de interferencia en el diseño y desarrollo de equipos o sistemas electrónicos .

2. Aprender a detectar las fuentes de interferencia y los modos de propagación de ésta, así como cuantificar dicha interferencia.

3. Por último, y no menos importante, conocer las pautas de diseño de equipos y sistemas desde el punto de vista de la compatibilidad electromagnética.

3. NOR MATIV AS D E CE M. L A D IR EC TIV A 89/336/EEC. La base reguladora de la CEM es la Directiva 89/366/EEC, de aplicación a todos los productos que contengan algún tipo de material eléctrico o electrónico, exceptuando las que tengan directivas específicas.

3.1

TIPOS DE NORMAS DE CEM A.- Normas básicas: definen los métodos de ensayo y medida, de manera que el resto de normas (genéricas y de producto) harán referencia a las normas básicas, sin necesidad de repetir los detalles de su contenido. Describen los elementos fundamentales de CEM y clasifican los entornos electromagnéticos, incluyendo los límites de emisión y los niveles de inmunidad.

B.- Normas de producto o familia de productos. Se entiende por productos o familia de productos aquellos que tienen particularidades propias. Estas normas definen los requisitos necesarios de CEM (inmunidad y emisión) y los métodos de ensayo para ese tipo de productos.

C.- Normas genéricas. Se utilizan cuando no existe la norma de producto. Definen un conjunto de requisitos (límites) e indican qué ensayos son aplicables a cada producto que se pretenda usar en un entorno determinado. El entorno puede ser de dos tipos: § §

Entorno residencial, comercial o industria ligera.

Entorno industrial.

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4. EQUIPO DE MEDIDA: ANALIZADOR DE ESPECTROS. El equipo principal para la medida de interferencias es el Receptor de EMI, o en su defecto el Analizador de Espectros, que incluya detector de cuasi-pico y resoluciones de ancho de banda (Resolution Bandwidth) de 200 Hz, 9 KHz y 120 KHz.

Figura 4.1. Diagrama de bloques del analizador de espectros.

Generador de

local

ENTRADA

Atenuador

Oscilador

Mezclador

barrido

Pantalla

Cuasi-pico pico

Preselector

~

Preamplificador

F.I. y BW

Detector de envolvente o

Detector

la señal

DIAGRAMA DE BLOQUES. Vídeo BW para promediar

4.1

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4.2 PRESELECTOR. El preselector puede estar formado por un banco de filtros con diferentes frecuencias de corte, o bien por un filtro sintonizado con gran margen dinámico. Su función es evitar la saturación del preamplificador por la presencia, en la entrada, de señales cuyo nivel sea mucho más elevado que las que se pretenden medir. Es un elemento extremadamente caro pero imprescindible para poder medir correctamente señales de bajo nivel.

4.3 PREAMPLIFICADOR. El preamplificador aumenta la sensibilidad y el margen dinámico.

correcta

Zona de medida

Máxima potencia de entrada Nivel compresión de ganancia de 1dB. A partir de aquí se empieza a saturar.

ganancia

Se produce saturación: el valor medido no es correcto

-1 dB

Sensibilidad: mínima señal a medir por encima del ruido

nivel de entrada

Figura 4.2. Sensibilidad y margen dinámico del analizador de espectros.

En ningún caso se ha de sobrepasar el margen dinámico. Si en la entrada tenemos señales de niveles muy distintos, que superan el margen dinámico, se producirán comportamientos no lineales (distorsión e intermodulación), y por tanto las medidas serán incorrectas .

Para ajustar el margen dinámico: 1. Se busca la señal de valor mayor y se ajusta el nivel de referencia para visualizarla correctamente.

2. Poner los valores adecuados de frecuencia inicial y final para medir la señal de interés, pero sin variar el nivel de referencia ajustado en el paso anterior.

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4.4 MEZCLADOR. El principal problema del mezclador es su comportamiento no lineal, pues genera los llamados productos de intermodulación y en consecuencia se producen señales no deseadas. §

El comportamiento deseado del mezclador sería el mostrado en la figura 4.3.

§

Como ya se ha comentado, el comportamiento del mezclador no es lineal, por lo que a su salida aparece lo mostrado en la figura 4.4.

Mezclador

Mezclador

K cos(w 1± wOL)

A1 cosw 1t

B coswOLt

~

A cosw 1t

B coswOLt

Oscilador local

Figura 4.3. Comportamiento ideal del mezclador.

K cos(w 1 ± wOL) + K (cosw 1t + cosw 2t) 2 + K (cosw 1t + cosw 2t) 3

~

Oscilador local

Figura 4.4. Comportamiento real del mezclador.

De los esquemas de las figuras 4.3 y 4.4 se puede deducir lo siguiente: §

La señal esperada es: K cos(w1 ± wOL)

§

Aparecen otras señales no deseadas como: K (cosw 1t+cosw 2t)2 = K2 (cos 2(w1t)+ cos 2(w2t)+cos(w 1+w2)t+ cos(w1-w2)t) K (cosw 1t+cosw 2t)3 = K3 (cos 3(w1t)+3/2[cos(w 2t)+1/2[cos(2w 1+w2)t+cos(2w 1-w2)t+ ...]])

Observar que las variaciones de amplitud de las intermodulaciones de segundo orden son proporcionales al cuadrado y las de tercer orden al cubo, mientras que la señal deseada tendrá una variación lineal.

4.5 ANCHO DE BANDA DEL FILTRO DE FRECUENCIA INTERMEDIA: RBW. El ancho de banda del filtro de frecuencia intermedia (RBW : Resolution Bandwith) nos permite discernir entre dos señales cercanas en frecuencia. Para que el analizador pueda descernir entre dos señales en frecuencia, su ancho de banda ha de ser menor que la diferencia frecuencial entre las señales que queremos visualizar.

El RBW ha de cumplir: RBW < f2 - f1 donde f2 y f1 son las señales que se han de analizar. §

Si f2 - f1 = 10 KHz y el RBW = 30 KHz, el analizador es incapaz de diferenciar las componentes f1 – f2 (figura 4.5).

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Figura 4.5. Respuesta del analizador si RBW >> ∆f = f 2 - f1

§ §

Si f2 - f1 = 10 KHz y el RBW = 10 KHz, tampoco es capaz de diferenciar ambas componentes (figura 4.6).

Si f2 - f1 = 10 KHz y el RBW = 300 Hz, ahora si es posible distinguir las dos señales (figura 4.7).

Figura 4.6. Respuesta del analizador si RBW > ∆f = f2 - f1

Figura 4.7. Respuesta del analizador si RBW < ∆f = f 2 - f1

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4.6 ANCHOS DE BANDA REQUERIDOS PARA MEDIDAS DE EMI. Para realizar las medidas de interferencia electromagnética, el Receptor de EMI o Analizador de Espectros ha de tener los siguientes filtros de resolución definidos en las normativas:

200 Hz

para 9kHz < f < 150kHz

9 kHz

para 150kHz < f < 30MHz

120 kHz

para 30MHz < f < 1GHz

Tabla 1. Filtros de EMI.

4.7 SEÑALES DE BANDA ANCHA Y DE BANDA ESTRECHA. Dependiendo de la relación entre el ancho de banda de la señal a medir y el ancho de banda de resolución del filtro de FI (frecuencia intermedia), podemos definir: §

§

SEÑALES DE BANDA ESTRECHA (BE) o (NB): son aquellas señales cuyo BW < RBW del receptor, es decir, que con el filtro de FI correspondiente al margen de frecuencias donde nos encontramos (tabla 1) se puede discernir la señal. Son señales de BE: relojes en sistemas digitales, señales de conmutación de alta frecuencia ...

SEÑALES DE BANDA ANCHA (BA) o (WB): son aquellas que presentan un espectro continuo en una amplia banda de frecuencia, de forma que resulta imposible medir las componentes individualmente. En estas señales el BW señal > RBW del receptor. Son señales de BA: señales pseudoaleatorias, señales de las líneas de datos, transitorios ...

Banda

Banda

RBW

Figura 4.8 Señales de BA y BE.

Es importante conocer el efecto que tiene el RBW sobre las señales de BA y de BE: §

En señales de BA: si se aumenta el RBW aumenta el nivel medido, ya que al aumentar el ancho de banda del filtro de FI se abarca más señal.

§

En señales de BE: si se aumenta el RBW el nivel medido se mantiene constante, ello se debe a que ya se está visualizando toda la señal y aunque se aumente el ancho de banda del filtro de FI la señal que se abarca es la misma.

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4.8 SENSIBILIDAD. La sensibilidad de un Analizador de Espectros viene dada por el mínimo ruido de fondo que aparece en las mejores condiciones posibles. Para determinar dicho ruido se ha de: § § §

Colocar el atenuador a la mínima atenuación (sin señal presente en la entrada).

El RBW lo más pequeño posible.

El vídeo BW lo más pequeño posible.

Se considera que una medida es fiable si supera en 6 dB el nivel de ruido. El nivel de ruido aumenta 10 dB al multiplicar por 10 el RBW:

= 10 ⋅ log

RBW 2

∆dB soroll V = 20 ⋅ log

RBW 2 RBW1

∆dB soroll

4.9

P

RBW1

TIPOS DE DETECTORES.

Los resultados de las medidas dependen del ancho de banda del filtro de FI (RBW) y del tipo de detector utilizado.

§

§

Detector de pico (P): mide el valor de pico de la interferencia en una determinada banda de frecuencias. El inconveniente de este tipo de detector es que no distingue entre BA y BE. No da información sobre la frecuencia de repetición de la interferencia, ni de la energía de la misma (figura 4.9).

Detector de cuasi-pico (QP): es como un detector de envolvente pero con constantes de tiempo de carga (τc ) y descarga (τd) del condensador distintas (τc < τd). Se utiliza para medir interferencias de banda ancha, ya que tiene en cuenta la frecuencia de repetición de los impulsos de la interferencia (figura 4.10).

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Zi↑ P

Seña

Figura 4.9 Detector de pico.

Rc Señal

τd τc

C

Zi↑ Rd

QP

Figura 4.10 Detector de cuasi-pico.

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Detector de valor medio (AV): da como salida el valor instantáneo absoluto de la interferencia en la banda pasante del receptor (valor medio de la envolvente). Esta respuesta tiene en cuenta la frecuencia de repetición así como el área de la misma (figura 4.11).

Filtro PasoBajo Señal

AV

Figura 4.11 Detector de valor medio.

La utilización de diferentes tipos de detectores nace de la necesidad de penalizar señales como la mostrada en la figura 4.12a, frente señales como la de la figura 4.12b:

P, QP y AV a)

b)

c)

P

QP

A P

QP

A

Figura 4.12 Diferentes tipos de detectores.

Es evidente que la señal a es más interferente que la c aunque el valor de pico sea el mismo. El detector de cuasi-pico (QP) premia aquellas señales menos persistentes en el tiempo con un nivel menor. Cabe decir que las medidas realizadas con el detector de QP son mucho más lentas que las realizadas con el detector de pico debido a las constantes de carga y descarga del primero.

Las normativas de Compatibilidad Electromagnética establecen los límites máximos de radiación de los equipos para medidas realizadas con detector de QP. Por tanto, al analizar las interferencias se mide primero el valor de pico, y si el equipo sometido a ensayo sobrepasa los límites a una frecuencia determinada, entonces se procede a realizar la medida sólo a dicha frecuencia con el detector de QP. Observación importante: para una señal dada, los valores medidos con un detector de pico son mayores que los medidos con un detector de cuasi-pico, y estos a su vez mayores que los medidos con un detector de valor medio. Para realizar una medida con detector de QP se ha de aumentar el tiempo de barrido y colocar un SPAN = 0.

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4.10 CARACTERÍSTICAS DEL ANALIZADOR DE ESPECTROS FSP3.

El Analizador de Espectros utilizado es un FSP de RODE&SCHWARZ. Las carac terísticas más destacables de éste son: § § § § §

RBW: de 1 Hz a 10 MHz Resolución frecuencial: 0,01 Hz Detector cuasi-pico y valor medio.

Filtros de EMI: 200 Hz, 9 kHz y 120 kHz Generador de tracking

4.11 FUNCIONES BÁSICAS DEL ANALIZADOR DE ESPECTROS FSP.

Figura 4.13 Imagen frontal del Analizador de Espectros.

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Softkeys (2) Botones que permiten seleccionar los menús correspondientes a las teclas rotuladas. Al seleccionar algún menú pueden aparecer submenús también seleccionables con estos botones.

Teclado para introducción de datos (3) Teclado que permite introducir valores numéricos, así como las unidades.

Freq/Span/Ampt/Mkr/Mkr->/Mkr fcnt (4) Al apretar estos botones aparece un menú que permite seleccionar las opciones deseadas.

Los datos numéricos se pueden introducir mediante el teclado numérico o el botón rotatorio y las flechas. §

FREQ: el margen de frecuencias se puede definir mediante START y STOP o mediante la frecuencia central y el span. § CENTER: permite introducir manualmente el valor de la frecuencia central. § START: activa la ventana para introducir manualmente la frecuencia inicial. § STOP: activa la ventana para introducir manualmente la frecuencia final.

§

SPAN: abre un menú que permite seleccionar el margen de frecuencias a visualizar. § SPAN MANUAL: activa la ventana que nos permite seleccionar el conjunto de

§ §

§

frecuencias a visualizar alrededor de la frecuencia central. Si el SPAN es menor que el que había antes, no modifica la frecuencia central. Si el SPAN es mayor, modifica la frecuencia central situándola en el punto medio.

FULL SPAN: coloca el SPAN de forma que abarque el total de frecuencias del FSP. ZERO SPAN: sitúa el SPAN a 0 Hz. § SWEEPTIME MANUAL: permite introducir el SWEEP TIME deseado. § LAST SPAN: activa la inicialización anterior del SPAN.

AMP:

al apretar este botón se activa el menú seleccionable con los botones a la derecha de la pantalla, que nos permiten establecer los siguientes parámetros: § REF LEVEL: permite introducir el nivel de referencia deseado (línea superior) en las unidades activas (dBm, dBµV ...). § RANGE LOG 100dB: fija el margen a visualizar en 100 dB. § RANGE LOG MANUAL: permite introducir los márgenes entre 10 dB y 200 dB. § RANGE LINEAL: cambia la escala a lineal. § UNIT: permite seleccionar las unidades de medida: dBm, dBmV, dBµV, dBµA, dBpW, Voltios, Amperios y Watios.

§

MKR:

los markers se utilizan para seleccionar puntos de la señal que se están visualizando y obtener los resultados de las medidas en dichos puntos en frecuencia y nivel. Al apretar este botón se activa un menú a la derecha de la pantalla que permite seleccionar hasta cuatro markers distintos. El marker 1 será el marker normal o principal, mientras que los otros están referenciados al marker normal aunque pueden usarse como normales poniendo el MARKER NORM DELTA en NORMAL. § MKR FCTN: despliega un menú que permite realizar algunas medidas con los markers. § PEAK: sitúa el marker activo sobre el mayor pico de la imagen que se está analizando.

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CEM

§

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MKR->:

este botón despliega un menú que permite cambiar la configuración de medida del analizador mediante el marker activo. § SELECT MARKER: selecciona el marker activo. § PEAK: sitúa el marker en el máximo pico de la señal. § CENTER = MKR FREQ: sitúa el centro de visualización en el valor de frecuencia del marker. § REF LEVEL = MKR LEVEL: sitúa el nivel de referencia al nivel del marker. § NEXT PEAK: sitúa el marker activo en el siguiente pico de valor inferior.

Bw / Sweep / Meas (5) §

BW:

§

SWEEP: permite configurar § CONTINUOUS SWEEP:

permite seleccionar el ancho del filtro de FI (RBW), el ancho del filtro de vídeo (VBW: Video Bandwidth) y el tiempo de barrido (SWT: Sweep Time). Al apretar el botón se despliega un menú con distintas opciones de las que nos interesa reconocer: § RES BW y VBW MANUAL: permite introducir manualmente el valor deseado para el RBW y el VBW. § SWEEP TIME MANUAL: permite introducir el tiempo de barrido manualmente. § RES BW y VBW AUTO: ajusta automáticamente el RBW y VBW en función del SPAN. § SWEEP TIME AUTO: ajusta el tiempo de barrido en función del RBW y del VBW, de manera que cualquier variación de estos parámetros provocará el ajuste automático del tiempo de barrido. el modo de barrido. activa el modo de barrido continuo, de acuerdo con el

trigger. §

§ § §

SINGLE SWEEP: hace un barrido cada vez que se pulsa la tecla SINGLE. El número de barridos se determina mediante el SWEEP COUNT, útil cuando la traza está en AVERAGE. Estando en barrido continuo se pueden obtener promedios cuando la traza está en AVERAGE. SWEEPTIME MANUAL: permite introducir el tiempo de barrido deseado manualmente.

SWEPTIME AUTO: activa automáticamente el SWEEPTIME en función del RBW y del VBW.

MEAS: esta función permite realizar ciertas medidas automáticamente. Al seleccionar esta función se despliega el menú que permite : § TIME DOM POWER: activa la medida de potencia en el dominio temporal mediante el menú que despliega: § POWER ON/OFF: activa (ON) o desactiva (OFF) la medida de potencia. § PEAK: calcula el valor de pico. § RMS: calcula el valor rms. § MEAN: calcula el valor medio.

Botón giratorio para introducir datos y mover el cursor (6) El botón giratorio permite introducir datos, que van aumentando o disminuyendo en función del giro del botón.

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RF Input 50Ω (8) Entrada de señal al analizador.

Trace (9) El analizador es capaz de visualizar hasta tres trazas distintas al mismo tiempo. Apretando este botón se pueden seleccionar las trazas así como las características de cada una: § § § § § § §

SELECT TRACE: activa la entrada para la traza activa.

MAX HOLD: activa el detector de pico máximo, de manera

que se puede detectar el valor máximo de pico tras varios barridos.

AVERAGE: visualiza el valor medio de la señal tras varios barridos.

VIEW: congela los valores de la traza actual y los visualiza.

BLANK: borra las trazas de la pantalla.

SWEEP COUNT: activa la entrada del número de barridos usados para calcular el valor medio.

DETECTOR: este botón abre un menú que permite seleccionar el detector que se quiere utilizar para realizar la medida. § AUTO DETECTOR: selecciona el detector óptimo, según las características de la señal. § DETECTOR AUTO PEAK: activa el detector de autopico. § DETECTOR MAX PEAK: activa el detector del máximo pico, útil para las medidas de Compatibilidad Electromagnética. § DETECTOR MIN PEAK: activa el detector de mínimo pico. § DETECTOR RMS: activa el detector rms. § DETECTOR AVERAGE: activa el detector de valor medio. § DETECTOR QPK: activa el detector de cuasi-pico. Con este detector el tiempo de medida por cada punto puede ser del orden de 1 segundo. Esto quiere decir que se deberá ajustar el tiempo de barrido manualmente a un valor entre 100 s y 300 s, o bien medir solamente los valores más altos, uno a uno, utilizando el zero span.

Pre/Next (10) Permite volver al menú desplegable anterior o posterior.

Hotkeys (11) Entre otras funciones, permite seleccionar el modo de funcionamiento del equipo, que en nuestro caso está seleccionado por defecto en SPECTRUM.

Interruptor de encendido (12) Preset (16) Inicializa el equipo.

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4.13 UNIDADES DE MEDIDA. Las medidas de interferencias se suelen expresar en decibelios tomando como referencia 1mV, 1mV/m, 1mA/m ...

La siguiente tabla es un resumen de las unidades logarítmicas más habituales: 1mW ←→ 0dBm Potencias

P en dBm = 10 log (P/1mW) 1µW ←→ 0dBµW P en dBµW = 10 log (P/1µW) 1mV ←→ 0dBmV

Tensiones

V en dBmV = 20 log (V/1mV) 1µV ←→ 0dBµ (=0dBµV) V en dBµV = 20 log (V/1µV) = V en dBµ

Campo eléctrico

Campo magnético

Potencia expresada en escala logarítmica respecto de 1mW

Potencia expresada en logarítmica respecto de 1µW

escala

Tensión expresada en logarítmica respecto de 1mV

escala

Tensión expresada en logarítmica respecto de 1µV

escala

E en dBmV/m = 20 log ( E ) 1mV/m

Campo eléctrico expresado en escala logarítmica tom ando como referencia 1mV/m

E en dBµV/m = 20 log ( E ) 1µV/m

Campo eléctrico expresado en escala logarítmica tomando como referencia 1µV/m

H en dBmA/m = 20 log ( H ) 1mA/m

Campo magnético expresado en escala logarítmica tomando como referencia 1m A/m

H en dBµA/m = 20 log ( H ) 1µA/m

Campo magnético expresado en escala logarítmica tomando como referencia 1µA/m

Tabla 2. Método de conversión de lineal a dB’s.

5. M EDIDA DE I NT ERFERE NCIAS CO ND UCID AS. La medida de interferencia conducida consiste en determinar la interferencia que el Equipo Sometido a Ensayo (ESE) es capaz de generar en sus bornes de alimentación, ya sea un equipo alimentado en corriente continua o alterna.

Los Equipos Sometidos a Ensayo que se utilizan en esta parte de la práctica son dos: §

Placa de circuito impreso basada en un microprocesador de la casa Fujitsu. Para el estudio de las emisiones, tanto radiadas como conducidas, se empleará la norma UNE-EN 61000-6-3: Norma genérica de emisión en entornos residenciales, comerciales e industria ligera. Al ser ésta una placa de propósito general, no existe una norma de producto específica que se adapte a ella.

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CEM §

5.1

COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA

DIMMER monofásico. Para el estudio de las emisiones, tanto radiadas como conducidas, se empleará la norma de producto UNE-EN 55015: Límites y métodos de medida de las características relativas a la perturbación radioeléctrica de los equipos de iluminación y similares.

CONFIGURACIÓN DE LOS ENSAYOS.

Cuando se lleva a cabo un ensayo de emisiones a un Equipo Sometido a Ensayo (ESE), éste ha de estar configurado en condiciones normales de funcionamiento. Si éste dispone de varios modos de funcionamiento, se ha de variar su configuración para encontrar aquella que maximiza la emisión. Los periféricos, si los hay, han de estar conectados, y los cables han de tener la longitud que especifica el manual de usuario del equipo. Se han de ensayar todas las funciones del equipo. Si un equipo interactúa funcionalmente con otro, se han de probar conjuntamente o mediante un simulador.

Las características de los ESE que vamos a utilizar en la práctica son: §

La placa de circuito impreso se alimenta en corriente continua mediante una fuente de alimentación externa que queda fuera del estudio, ya que ésta se suministra a parte. El sistema funciona con un reloj de 16 MHz, y el programa que corre sobre la CPU lleva a cabo accesos continuos a dos puertos de salida. Los accesos se realizan a dos frecuencias distintas (25 KHz y 100 KHz) seleccionables mediante el interruptor que hay fijado en la placa. En un puerto se ha conectado un monopolo y en otro una espira circular.

§

El dimmer es un aparato que regula la intensidad de iluminación de un elemento, como puede ser una bombilla. La electrónica asociada a este dispositivo consiste en un triac, el cual corta el suministro de energía a la bombilla durante un cierto intervalo de tiempo en cada ciclo de la señal de red (figura 5.1).

Figura 5.1 Control del dimmer.

Como se puede observar en la figura, el control de iluminación de la bombilla no se lleva a cabo aplicando más o menos tensión a la misma, sino sustrayéndole el 100 por 100 de ésta durante un intervalo de tiempo dos veces por ciclo. El potenciómetro regula el ángulo de corte del triac, es decir, deja pasar tensión a la bombilla más o menos tiempo, con lo que la bombilla brillará más o menos respectivamente. El triac commuta dos veces por ciclo (cada 10 ms), y es en estos instantes de tiempo cuando

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CEM

COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA

el dimmer genera la interferencia, por tanto, la interferencia no es continua en el tiempo, sino que sólo se produce de manera instantánea cada 10 ms.

Durante el ensayo de emisiones conducidas se ha de variar la configuración de los equipos para hallar aquella que maximiza la radiación. Por tanto, se ha de determinar la peor de las velocidades de acceso a los puertos de la placa de circuito impreso y el ángulo de corte del triac que provoca una mayor emisión.

5.2

LÍMITES DE INTERFERENCIA.

La norma UNE-EN 61000-6-3 establece los siguientes valores máximos de emisión: Banda de frecuencias (MHz)

Medidas en casipico (dBµV)

Promedio (dBµV)

0.15 – 0.50

79

66

0.50 – 30

73

60

Tabla 3. Límites de interferencia conducida según la norma UNE -EN 61000-6-3.

La norma UNE-EN 55015 establece los siguientes valores máximos de emisión: Banda de frecuencias (MHz)

Medidas en casipico (dBµV)

Promedio (dBµV)

0.15 – 0.50

66 a 56 *

56 a 46 *

0.50 – 5

56

46

5 – 30

60

50

Tabla 4. Límites de interferencia conducida según la norma UNE-EN 55015.

* : el límite decrece linealmente con el logaritmo de la frecuencia en esta banda.

Figura 5.2 Límites de interferencia conducida según la norma UNE-EN 55015.

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CEM

5.3

COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA

ESCENARIO DE MEDIDA

La figuras 5.3 y 5.4 muestran el escenario para la medida de interferencias conducidas en equipos alimentados en corriente alterna y continua respectivamente.

L1

TRAFO 1:1

red 220 V

ESE

L2

LISN L1/L2 LIM

Receptor EMI

Figura 5.3 Escenario de medida para equipos alimentados en corriente alterna.

TRAFO 1:1

red 220 V

FA

+

+

-

-

+ L1 - + L2

ESE

LISN L1/L2 LIM

Receptor EMI

Figura 5.4 Escenario de medida para equipos alimentados en corriente continua.

La misión de cada uno de estos elementos es la siguiente: §

La LISN (Line Impedance Stabilizing Network): § Estabiliza la impedancia de red con el propósito de que el ESE siempre vea un mismo valor de este parámetro. § Filtra las interferencias que proceden de la red. Mediante un filtro pasa bajo sólo se deja pasar hacia el ESE la frecuencia de 50 Hz o continua, evitando que las posibles interferencias de la red lleguen al ESE. § En el sentido ESE – Receptor de EMI se dejan pasar las frecuencias de 150 KHz en adelante (filtro paso alto) para medir sólo la interferencia que produce el ESE, y no los 50 Hz o continua que lo abastecen, en cuyo caso también dañaríamos el receptor.

250µH

L1

RED

2µF

39KΩ

GND 2µF L2

39KΩ 250µH

55µH 7.5µF

L1

0.22µF

5Ω

1KΩ

5Ω

1KΩ

7.5µF

0.22µF 55µH

Monitor GND

EBP

Monitor L2

Figura 5.5 Esquema clásico de una LISN 50? /50µH.

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Ω

CEM

Frecuencia MHz

Figura 5.6 Gráfica de la impedancia línea/tierra.

Figura 5.7 Gráfica de la ganancia línea/monitor.

§

El limitador de transitorios (LIM) atenúa 10 dB la señal interferente del ESE antes de entrar en el Receptor de EMI. Éste dispositivo evita el deterioro de la etapa de entrada del receptor en caso que el ESE produzca un transitorio de nivel elevado.

§

El transformador de aislamiento (relación 1:1). Si se observa el circuito de la LISN, existe un condensador de 2µF entre cada línea a tierra. Esto provoca unas corrientes de fuga a tierra que, en condiciones normales, harán saltar el diferencial de la instalación eléctrica. Para evitarlo es necesario conectar la LISN a la red de alimentación a través de un transformador de aislamiento, que evita que salte el diferencial cuando en la LISN se producen fugas de corriente a tierra.

Todos los dispositivos presentados que conforman el escenario de medida han de estar ubicados dentro de una jaula de Faraday a la hora de realizar el ensayo. Una jaula de Faraday es un recinto apantallado que evita que señales interferentes procedentes del exterior se acoplen a los elementos, cables y conectores del escenario de medida.

Jaula de Faraday

ESE

Red Plano de tierra

Figura 5.8 Jaula de Faraday para ensayos de interferencia conducida.

Algunos detalles más acerca del escenario de medida: §

Los equipos que van dispuestos sobre el suelo una vez se comercializan se colocan sobre un plano de tierra o una superficie no conductora cercana a un plano de tierra

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CEM

COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA

a la hora de realizar el ensayo. Los equipos portátiles se colocan sobre una mesa no metálica. Los cables de señal y alimentación deber estar orientados con respecto al plano de tierra de forma similar al uso real.

La LISN ha de estar situada a más de 0,8 m del equipo.

La longitud del cable que une el ESE y la LISN ha de ser de 1 m. Si excede esta longitud se ha de agrupar en forma de “lazo” de 30 a 40 cm de diámetro.

La tierra del equipo se ha de conectar a la tierra de la LISN. Si el sistema sometido a los ensayo es un conjunto de equipos con su propio cable de alimentación, la conexión a la LISN se hará de la siguiente manera: § Cada cable de alimentación se ensayará por separado. § Los cables de alimentación que el fabricante no especifique que han de conectarse a la unidad principal se ensayarán por separado. § Los cables y bornes que el fabricante especifique que han de conectarse al equipo principal, se conectarán y éste se conectará a LISN.

§ § § §

5.4

CARACTERÍSTICAS DE LA LISN MN 2050D.

La LISN que se utiliza para realizar los ensayos de interferencia conducida es una MN2050D de SHAFFNER. Se trata de una LISN monofásica con las siguientes características técnicas: Margen de frecuencias RF OUTPUT

9 kHz a 30 MHz

Máxima corriente continua

10 A

Tabla 5. Características de la LISN. LIMITER 10dB ATENUATOR OUT

IN

TO EQUIPMENT UNDER

TEST LINE 0

EUT SUPPLY

TEST 1 EUT EARTH

ARTIFICIAL HAND

OFF

CASE EARTH

RF OUTPUT

9Khz – 30 MHz

ON

0

1

Figura 5.9 Carátula de la LISN.

La LISN MN2050D lleva incorporado el limitador de transitorios.

IMPORTANTE: 1.- NO OLVIDAR NUNCA CONECTAR LA “LISN” A LA ALIMENTACIÓN A TRAVÉS DEL TRANSFORMADOR DE AISLAMIENTO. 2.- SIEMPRE SE HA DE TRABAJAR CON EL LIMITADOR DE LA LISN EN LA POSICIÓN “IN”, EN CASO CONTRARIO SE PUEDE AVERIAR GRAVAMENTE EL ANALIZADOR DE ESPECTROS.

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5.5

COMPATIBILIDAD ELECTROMAGNÉTICA

REALIZACIÓN DE LA MEDIDA.

En este apartado el alumno realizará medidas de interferencias conducidas sobre la placa de circuito impreso y el dimmer antes mencionados.

5.5.1 REQUERIMIENTOS. § § §

Margen de frecuencia: 150 kHz – 30 MHz EMI FILTER: 9 kHz Atenuador de entrada: >= 10 dB

5.5.2 PLACA DE CIRCUITO IMPRESO. En versiones anteriores de esta práctica, el conexionado del Fujitsu seguía las siguientes indicaciones: “El conexionado ha de seguir las indicaciones de la figura 5.4, teniendo en cuenta que el limitador de transitorios está integrado dentro de la LISN. Prestar especial atención a la polaridad de la tensión continua en todo su recorrido hasta llegar al ESE. Si la fuente de alimentación utilizada contiene un transformador que asegure el aislamiento galvánico, no es necesaria la utilización del transformador de aislamiento. En nuestro caso, sí conectamos el transformador entre la red y la fuente de alimentación.”

El problema que planteaba la conexión descrita en el párrafo anterior es que era fácil equivocarse en la conexión y en numerosas ocasiones se confundía el transformador de aislamiento con la fuente de alimentación continua. El resultado era que se conectaba la placa a los 220 V en vez de a la alimentación continua, con la consiguiente avería del Fujitsu. Para remediar este problema, la versión actual del Fujitsu lleva integrada una fuente de alimentación en el montaje, con lo que el conexionado ha de seguir las indicaciones de la figura 5.3, teniendo en cuenta que el limitador de transitorios está integrado dentro de la LISN. Se han de tomar las siguientes precauciones mientras se realiza la medida: §

§

Conectado el ESE pero apagado, observar las interferencias que aparecen en la pantalla del receptor de EMI. Si se observa algún tipo de interferencia, ésta no es producida por el equipo, pues está apagado. Estas interferencias son debidas al ambiente radioeléctrico y, por tanto, no han de tenerse en cuenta. La solución a este problema sería hacer la medida dentro de una jaula de Faraday.

Durante el proceso de medida, si se observa una interferencia de la que se duda si procede del equipo o no, se ha de apagar éste. Si la interferencia sigue existiendo, ésta interferencia no proviene del ESE.

El procedimiento a seguir es el siguiente: §

Principiaremos por configurar el receptor de EMI atendiendo a los requerimientos de la norma en cuanto a frecuencia, RBW y atenuación. § Para seleccionar el margen de frecuencias de la medida: Presionar el botón FREQ. Seleccionar en el menú de la derecha de la pantalla START (150kHz ) y STOP (30MHz ). § Para seleccionar el ancho de banda del filtro de FI (RBW): Presionar la tecla BW.

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§

Seleccionar el menú RES BW MANUAL para fijar el ancho de banda a 9KHz manualmente.

Para seleccionar el atenuador de entrada: Presionar el botón AMPT. Seleccionar el menú RF ATTEN MANUAL para fijar el atenuador a 10dB manualmente.

Estudio de la señal interferente: §

Una vez se han hallado los picos de interferencia, se analizan estos más detenidamente. Para ello se centra y se amplia la frecuencia de dicho pico mediante las opciones FREQ y SPAN : § Situar el pico de frecuencia en el centro de la pantalla mediante MKR CENTER. § Con el SPAN podemos disminuir el margen de frecuencias que se visualizan por pantalla hasta poder observar perfectamente la señal.

§

Determinar si la señal es de banda ancha (BA) o banda estrecha (BE). ¿De qué tipo es la señal interferente?

§

Medir la frecuencia y la amplitud de la señal interferente: § Para medir la amplitud se han de seleccionar las unidades, en este caso dBµV, pulsando el botón AMPT + UNIT. § En pantalla aparecerá el valor de la amplitud del punto donde esté situado el marker, que deberá estar en el punto de máxima amplitud. § ¿El ESE pasa la norma UNE-EN 61000-6-3? Para contestar la pregunta mirar los límites de la tabla 3, límites que vienen dados para los detectores de cuasi-pico y valor medio.

§

Medir la interferencia conducida que provoca la placa para las distintas velocidades de acceso a los puertos y observar las diferencias.

5.5.3 DIMMER. El conexionado ha de seguir las indicaciones de la figura 5.3, teniendo en cuenta que el limitador de transitorios está integrado dentro de la LISN. El proceso a seguir es igual al anterior, contestando a las siguientes preguntas: § § §

¿La señal interferente es de BA o BE? ¿La interferencia se produce el 100% del tiempo? Si no es así, ¿cuál es el periodo de repetición de la interferencia? Para responder esta pregunta variar el tiempo de barrido (sweep time) y observar el efecto que provoca. ¿El ESE pasa la norma UNE-EN 55015? Para contestar la pregunta mirar los límites de la tabla 4, límites que vienen dados para los detectores de cuasi-pico y valor medio.

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6. ESTUD IO TE ÓR IC O DEL A COPL A MIE NT O CO ND UC ID O Y MET OD OS PA RA AT E NUARL O. El acoplamiento conducido tiene lugar cuando la interferencia se propaga por un medio físico distinto del aire. Este acoplamiento se puede producir por conducción directa o impedancia común.

6.1

CONDUCCIÓN DIRECTA.

Existe conducción directa cuando hay una conexión física entre el emisor y el receptor de la interferencia. Si la señal útil y la interferente ocupan espectros frecuenciales distintos el problema se puede solucionar filtrando, sino es necesario aislar al receptor de la interferencia.

6.2

ACOPLAMIENTO POR IMPEDANCIA COMÚN . EFECTOS Y REMEDIOS.

Este acoplamiento se produce por las impedancias de pistas o cables comunes a distintos dispositivos, especialmente las líneas de alimentación y las líneas de masa. Este problema mejora con alguna de las siguientes estrategias: § § §

6.3

Disminuyendo las impedancias parásitas mediante una buena distribución de las líneas de alimentación y masa.

Diseñando los caminos de salida lo más cortos posible.

Evitando la formación de bucles de masa.

DISTRIBUCIÓN DE LAS LÍNEAS DE MASA.

NOTA Masa de un circuito o sistema: superficie equipotencial conductora que sirve de referencia de tensión para el funcionamiento del circuito o sistema, que no es lo mismo que tierra.

Tierra: sistema de protección. Camino de baja impedancia para que las partes conductoras, accesibles por el usuario, estén a potencial bajo.

La correcta distribución de las líneas de masa NOTA permite evitar la formación de bucles de masa e impedancias comunes. A continuación se explicarán los distintos tipos de distribuciones: §

Serie: es un modo de conexión muy propio de las placas de circuito impreso, y provoca que el comportamiento de un circuito influya sobre los otros a causa de la Impedancia Común. Como puede observarse en la figura 6.1, el principal causante de la impedancia común es R1 (resistencia parásita del cable de conexión a masa). Por esta resistencia

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circula la corriente debida a C1, C2 y C3 (circuitos 1, 2 y 3), por tanto la tensión en el punto A se ve afectada con fluctuaciones que pueden modificar el comportamiento del circuito 1. Por lo general, es una mala distribución especialmente a altas frecuencias. §

Paralelo o estrella: en esta conexión cada circuito es independiente, pero se ha de tener en cuenta que si el punto de masa común tiene una Z ≠ 0 existirá acoplamiento.

También es importante tener en cuenta que este tipo de conexión obliga a la existencia de pistas más largas, por lo que se ha de tener cuidado con posibles acoplamientos radiados (sobre todo a frecuencias elevadas) entre pistas y aumento de las emisiones radiadas (figura 6.2).

Circuito 1 I1

R1 I1 + I2 + I3

Circuito 2

A

I2

R2 I2 + I 3

Circuito 3 R3

B

I3

I3 VA= Z1 (I1+I2+I3) C VB= VA+Z 2(I 2+I3) VA= VB+Z 3I 3

Figura 6.1 Distribución de las líneas de masa en serie.

Circuito 1 R1

A

I1

Circuito 2 R2

Circuito 3

B

I2

R3

C

I3

Figura 6.2 Conexión en paralelo de las líneas de masa.

§

Multipunto o distribuida: es la mejor solución para frecuencias superiores a 10 MHz. La conexión a masa se hace lo más corta posible (mediante vías) a una plano de masa común de inductancia (L) y resistencia (R) muy bajas, por lo que afectarán muy poco.

Permite tener un apantallamiento electrostático (figura 6.3).

Circuito 1

Circuito 2

R1

L1

Plano de tierra

R2

L2

Circuito 3 R3

L3

Figura 6.3 Conexión distribuida o multipunto.

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Finalmente recalcar que una buena distribución pasa por reagrupar los circuitos o dispositivos según su capacidad de interferencia o inmunidad. Dentro de cada grupo, en función del tipo de circuito, la conexión puede ser multipunto o mixta, pero el punto de referencia común será estrella.

Masa de circuitos con señales de bajo nivel

Masa ruidosa (relés motores, circuitos de potencia...)

Masa estructurada (chasis, cajas, racks, armarios...)

Figura 6.4 Distribución de las conexiones en función de la capacidad de interferencia e inmunidad de los dispositivos.

6.4

BUCLES DE MASA.

Los bucles de masa son una de las fuentes de interferencia más importantes. El problema adquiere más importancia en conexiones largas y circuitos analógicos con señales de bajo nivel.

Si se detecta un bucle de masa, lo cual no es siempre evidente, se puede eliminar (abrir el bucle) de distintas maneras:

Circuito 1

VN Bucle de masa

Circuito 2

Vg

Figura 6.5 Formación de bucles de masa.

•

Mediante transformadores: este sistema presenta problemas a frecuencias elevadas debido a las capacidades parásitas que presenta éste, especialmente Cps (capacidad entre primario y secundario).

•

Mediante aislamiento óptico: en circuitos digitales de larga distancia se pueden utilizar optoacopladores, transductores ópticos o fibra óptica para eliminar los bucles de masa.

Para sistemas analógicos hay problemas de linealidad.

•

Utilizando circuitos balanceados: estos circuitos idealmente cancelan el modo común y no afectan al modo diferencial. No siempre es posible utilizar este tipo de circuitos.

El modo diferencial o simétrico no tiene referencia a masa. El modo común o asimétrico sí la tiene.

•

Mediante un choque en modo común: éste atenúa el modo común sin afectar al modo diferencial. Suele tener problemas para frecuencias relativamente elevadas (> 30 MHz). Es fácil de conseguir conectando transformadores en serie o mediante una ferrita con los dos cables enrollados en el mismo sentido (como un transformador toroidal).

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6.5

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IMPEDANCIA COMÚN EN LAS LÍNEAS DE ALIMENT ACIÓN.

Las líneas de alimentación también presentan problemas de impedancia común. Ésta puede provocar variaciones de tensión en función de otras partes del circuito.

Para evitar este problema la solución más típica es la colocación de condensadores de BY_PASS (entre la alimentación y masa de circuitos integrados). El valor típico de estos condensadores está entre 0.5ηF y 6ηF para puertas lógicas, y de 5ηF a 100ηF para circuitos integrados.

Z1

Vcc

condensador BY-PASS

Z2 condensador BY-PASS

Circuito 1

+ V1 -

Circuito 2

+ V2 -

Se trata de que la corriente que Figura 6.6 Z común en líneas de alimentación. precisa el circuito, especialmente en las transiciones, no sea suministrada por la fuente de alimentación (con lo cual debería pasar por Z1 y/o Z2 produciendo variaciones en la tensión de alimentación del chip), si no que se la suministre el condensador, que deberá estar muy próximo al integrado.

6.6

ALGUNAS ALTERNATIVAS PARA REDUCIR LA INTERFERENCIA.

Para reducir las interferencias conducidas de un equipo se han de tener en cuenta todas las formas de acoplamiento y aplicar los métodos explicados en la fase de diseño para reducir en lo posible las emisiones. En caso de partir de un sistema ya montado, se busca la manera de reducir el acoplamiento sin modificar el equipo.

Un método muy utilizado es la colocación de filtros de red. Estos filtros se han de seleccionar para que atenúen la frecuencia interferente. Se colocan en el cable de alimentación lo más cerca posible del equipo.

En lugar de filtros de red también se pueden utilizar anillos de ferrita. En este caso los cables de alimentación deberán pasar a través del anillo, pudiendo darles una o más vueltas.

7. M EDIDA DE I NT ERFERE NCIAS RADIAD AS. La medida de interferencia radiada consiste en determinar la interferencia que el Equipo Sometido a Ensayo (ESE) es capaz de radiar en forma de onda electromagnética a través de un medio que es el aire.

El Equipo Sometido a Ensayo (ESE) que se utiliza en esta parte de la práctica es la placa de circuito impreso basada en el microprocesador de Fujitsu.

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En cuanto a condiciones del ensayo, se mantiene el mismo criterio que para emisiones conducidas, se ha de hallar la configuración del ESE para la cual se obtiene una radiación máxima y realizar las medidas para la misma.

La norma UNE-EN 61000-6-3 establece los siguientes valores máximos de interferencia radiada: Banda de frecuencias (MHz)

Medidas en casipico (dBµV/m)

30 – 230

30

230 – 1000

37

Tabla 6. Límites de interferencia radiada según la norma UNE-EN 61000-6-3.

Los límites dados por la norma son para una distancia entre el ESE y la antena calibrada de 10 metros. Esto se explica en el siguiente apartado.

7.1

ESCENARIO DE MEDIDA.

La figura 7.1 muestra el escenario para la medida de interferencias radiadas.

9. SOND AS DE C AMP O CE RC AN O La principal utilidad de las Sondas de Campo Cercano es detectar el origen de las emisiones interferentes, y distinguir si éstas son debidas a campos eléctricos (E) o magnéticos (H).

Se utilizan en las medidas de campo cercano (d < λ/2π). Estas sondas no permiten realizar medidas cuantitativas según la normativa de CEM, ya que ésta solo se refiere a medidas de campo lejano, pero son muy útiles a la hora de detectar fuentes de interferencia y hacer medidas relativas.

Figura 7.1 Escenario de medida interferencia radiada.

Una cámara semianecoica es un recinto apantallado con todas sus paredes, excepto el suelo, recubiertas de material absorbente de RF para evitar que se produzcan reflexiones.

De este modo, la antena calibrada sólo capta la onda electromagnética directa procedente del ESE y la señal reflejada en el suelo. La precámara, donde se ubican los dispositivos de medida y el operario que realiza las pruebas, también está apantallada.

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El previo amplifica la señal captada por la antena antes de enviarla al dispositivo de medida y aumenta la relación señal a ruido a la entrada del receptor de EMI. El receptor de EMI lleva a cabo un barrido en frecuencia para determinar el nivel de campo radiado por el ESE a la distancia de medida empleada.

El ensayo exige encontrar el máximo de radiación del ESE. Para tal efecto, el operario que realiza la medida debe hallar el ángulo de giro de la mesa, sobre la que está ubicado el equipo, para el cual se capta una emisión mayor. Además, la altura del mástil ha de ser tal que la suma de la señal directa y reflejada se produzca en fase obteniendo un máximo en recepción.

La interferencia radiada generada por un equipo se ha de medir en campo lejano, lo que quiere decir que la distancia entre la antena calibrada y el ESE ha de ser superior a λ/2π . La norma UNE-EN 61000-6-3 establece los límites de emisión para una distancia de 10 metros, aunque se puede realizar la medida en una cámara semianecoica de 3 metros aumentando estos niveles en 10.45 dB:

20 log

10 = 10.45dB 3

Figura 7.2 Imagen real de una cámara anecoica.

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7.2 SONDAS DE CAMPO CERCANO. Una vez ha concluido la medida de interferencia radiada, el fabricante del equipo se puede encontrar con que éste no cumple normativa, es decir, que la emisión a una o más frecuencias dentro de la banda 30 – 1000 MHz excede los límites establecidos. El siguiente paso sería averiguar de dónde procede dicha emisión y plantear soluciones para ésta no se propague.

Para localizar el origen de las emisiones interferentes y distinguir si éstas son debidas a campo eléctricos (E) o magnéticos (H) se utilizan las sondas de campo cercano. Como su nombre bien indica, las medidas con este tipo de sondas se han de practicar en campo cercano (d < λ/2π). Estas sondas no permiten realizar medidas cuantitativas según la normativa de CEM, ya que ésta sólo se refiere a medidas en campo lejano, pero son muy útiles a la hora de detectar fuentes de interferencia y hacer medidas relativas.

Como es evidente, en esta práctica no se realizarán medidas de interferencia radiada en cámara semianecoica, pero sí se podrán localizar las fuentes de emisión de la placa de circuito impreso mediante las sondas de campo cercano.

7.2.1 CAMPO CERCANO Y CAMPO LEJANO. Las características del campo electromagnético dependen del generador, frecuencia, medio de propagación y distancia entre generador y punto donde está situado el receptor de interferencia.

En un punto cercano a la fuente de interferencia las propiedades del mismo están determinadas por las características de la fuente, mientras que a partir de cierta distancia vienen determinadas por el medio de propagación. De esta manera para: §

d < (λ/2π) se considera campo cercano

§

d > (λ/2π) se considera campo lejano

Recordemos que la longitud de onda está relacionada con la frecuencia y con la velocidad de la luz mediante la fórmula ( ? = c / f ). Ejemplo: para una frecuencia de 30 MHz, la longitud de onda λ será:

λ=

c 3 ⋅ 10 8 λ = = 10m & d = = 1 .6 m 6 f 30 ⋅ 10 2π

Para d < 1.6 metros estamos en campo cercano, mientras que si d > 1.6 metros estamos en campo lejano.

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Figura 7.3 Campo cercano – lejano.

En campo cercano la forma de campo (E ó H) más intensa se atenúa proporcionalmente a (1/d3) y la menos intensa lo hace proporcionalmente a (1/d2). En campo lejano tanto el campo eléctrico como magnético se atenúan proporcionalmente a (1/d).

Por último comentar que una frecuencia que radia en campo cercano y que es captada por una sonda de campo puede no ser percibida por una antena calibrada en campo lejano.

7.2.2 TIPOS DE SONDAS .

Existen sondas de campo eléctrico (E) y magnético (H): § §

Las sondas de campo eléctrico detectan puntos con elevada dv/dt, pero no detentan “caminos de corriente”.

Las sondas de campo magnético detectan puntos de elevada di/dt.

Figura 7.4 Kit de sondas de campo cercano.

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7.2.3 CARACTERÍSTICAS DEL KIT DE SONDAS DE CAMPO CERCANO HZ11.

El KIT de sondas de campo cercano está formado por tres sondas de campo magnético (anillo), dos sondas de campo eléctrico (bola), un extensor y un preamplificador para detectar las señales más débiles. En nuestro caso no utilizaremos el preamplificador, ya que las señales presentes en el laboratorio (TV, radio ...) lo saturarían y por tanto las medidas serían erróneas. §

Sondas de campo magnético: está compuesto por tres sondas relativamente inmunes al campo eléctrico pero sensibles al campo magnético. La mayor de ellas es más sensible (H/E es mayor) pero menos selectiva.

§

Sondas de campo eléctrico: está formado por dos sondas. Al igual que en el caso anterior, la de mayor tamaño es más sensible pero menos selectiva.

Figura 7.5 Sondas H.

Habitualmente se inicia la búsqueda de la fuente de interferencia mediante las sondas más sensibles (mayor tamaño). A medida que nos acercamos al origen cambiamos las sondas por otras de menos sensibles pero más Figura 7.6 Sondas E. selectivas (menor tamaño), así obtenemos una idea más clara de dónde se encuentra la fuente. Las sondas más pequeñas nos permiten determinar exactamente que componente sobre una placa de circuito impreso está radiando. De esta manera se pueden tomar las medidas necesarias para evitar el origen de la interferencia y no tener así que blindar todo el sistema.

A continuación se detallan las características técnicas del conjunto de sondas HZ11:

Sonda

Modelo

Tipo de sonda

Sensible a campo

Rechazo a E/H o H/E

Frecuencia de resonancia

901

6 cm (aro)

H

41 dB

790 MHz

902

3 cm (aro)

H

29 dB

1.5 GHz

903

1 cm (aro)

H

11 dB

2.3 GHz

904

3.6 cm (bola)

E

30 dB

2.3 GHz

905

6 mm (stub)

E

30 dB

23.6 GHz

Tabla 7. Características técnicas sondas de campo cercano HZ11.

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La medida de la interferencia radiada se da en unidades de campo eléctrico (V/m) o magnético (A/m), mientras que el Analizador de Espectros lo que mide es tensión. Para pasar de tensión a unidades de campo hay que introducir un factor de corrección conocido como factor de antena (K): E=K·V Si lo expresamos en unidades logarítmicas: E [dBµV/m] = V [dBµV] + K [dB/m] Las figuras 7.7 a 7.11 muestran las gráficas que proporciona el fabricante para obtener el factor de antena a todas las frecuencias de operación. Hay que destacar que las gráficas correspondientes a las sondas de campo magnético no ofrecen el factor de antena para pasar de dBµA a dBµA/m. Estas gráficas corresponden a la respuesta equivalente de estas sondas al campo eléctrico; gráficas que se pueden asumir correctas si el campo está formado por una onda plana con una impedancia de 377 O. La razón de representar el factor de antena de las sondas de campo magnético de esta manera es permitir medidas de impedancia de campo; medidas que no se realizan en esta práctica. Si se desea conocer la amplitud del campo magnético (H), 51.52 dB deben de ser restados al factor de antena hallado en las gráficas que a continuación se muestran.

El parámetro frecuencia de resonancia indica el valor de frecuencia máxima a la cual la sonda de campo cercano puede operar. A partir de esta frecuencia en adelante la ganancia pierde su linealidad.

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Figura 7.7 Factor antena 901.

Figura 7.8 Factor antena 902.

Figura 7.9 Factor antena 903.

Figura 7.10 Factor antena 904.

Figura 7.11 Factor antena 905.

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7.2.4 DETERMINACIÓN DEL TIPO DE CAMPO: ELÉCTRICO O MAGNÉTICO. Como ya se ha comentado anteriormente, las sondas de campo cercano permiten determinar si el campo interferente es de origen magnético o eléctrico. El procedimiento es el siguiente: 1. Se mide la interferencia captada por ambas sondas a una distancia d1.

2. Se realiza una segunda medida a una distancia d2 > d1.

3. La tensión de la sonda que ha disminuido más rápidamente será la predominante. d Sensible a E Analizador de Espectros

ESE Sensible a H

Figura 7.12 Detección de campo E y H mediante sondas de campo cercano.

7.3 REALIZACIÓN DE LA MEDIDA. Las pruebas de emisiones radiadas requieren unos instrumentos y un entorno de medida que no pueden ser aplicados en el Laboratorio de Medidas, pero sí que se pueden realizar unas pruebas que permiten evaluar a priori posibles puntos de interferencias, así como el tipo de campo interferente y sus posibles orígenes. Esto permitirá plantear soluciones para eliminar las posibles interferencias en las distintas fases de diseño de un equipo o sistema.

Para realizar estas pruebas se utilizarán las sondas de campo cercano y el analizador de espectros ya explicados en apartados anteriores. Para realizar las pruebas, según normativa, se ha de tener en cuenta: § § §

Margen de frecuencia: 30 MHz – 1000 MHz EMI FILTER: 120 kHz Atenuador de entrada: >= 10 dB

Estos datos sólo son aplicables según normativa. Para poder realizar un estudio adecuado de los puntos interferentes mediante las sondas de campo, el alumno deberá modificar el RBW y los márgenes de frecuencia.

Se ha de tener en cuenta que los límites de emisión radiada mostrados en la tabla 6 son para medidas realizadas con una antena calibrada a una distancia del ESE de 10 metros y bajo un entorno semianecoico. Evidentemente, la distancia de medida según normativa es muy superior a la distancia empleada con las sondas de campo cercano, por lo que los valores obtenidos con estas últimas son sólo relativos y orientativos: nunca se han de considerar como valores absolutos o válidos según normativas.

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IMPORTANTE: LAS MEDIDAS DE CAMPO OBTENIDAS CON LAS SONDAS NO PUEDEN COMPARARSE CON LOS LÍMITES DE CAMPO DETERMINADOS POR LA NORMA DE CEM.

La parte práctica de este apartado consiste en estudiar las emisiones radiadas de la placa de circuito impreso basada en el microprocesador Fujitsu. Para tal efecto se emplearán las sondas de campo cercano menos sensibles (903 y 905), ya que al no realizarse las pruebas en un entorno semianecoico, se captarían radiaciones externas si se utilizasen sondas más sensibles.

Principiaremos por configurar el receptor de EMI atendiendo a los requerimientos de la norma en cuanto a frecuencia, RBW y atenuación.

• Para seleccionar el margen de frecuencias de la medida: Presionar el botón FREQ. Seleccionar en el menú de la derecha de la pantalla START (30MHz ) y STOP (1000MHz ).

• Para seleccionar el ancho de banda del filtro de FI (RBW): Presionar la tecla BW. Seleccionar el menú RES BW MANUAL para fijar el ancho de banda a 120KHz manualmente.

• Para seleccionar el atenuador de entrada: Presionar el botón AMPT. Seleccionar el menú RF ATTEN MANUAL para fijar el atenuador a 10dB manualmente.

En una primera visión del espectro delimitado por la norma (30 MHz – 1000 MHz), se pueden apreciar los picos de las interferencias que posteriormente se estudian por separado.

A continuación se rastrea con las sondas de campo cercano los distintos puntos del equipo en busca de alguna interferencia. Es probable que el alumno tenga que modificar el RBW y el SPAN del receptor de EMI para observar mejor los picos de interferencia.

•

Si se sitúan las sondas de campo cerca del reloj de la placa que funciona a 16 MHz, se puede ver en la pantalla del analizador la interferencia que provoca este componente. ¿Cómo podemos saber que la interferencia se corresponde a la frecuencia del reloj? Para ello colocaremos el SPAN a 160 MHz, de esta manera cada división de la pantalla del receptor se corresponde a los 16 MHz. En primer lugar se determinará si la interferencia es de banda ancha (BA) o banda estrecha (BE).

Posteriormente se averiguará si en esta interferencia predomina mayoritariamente el campo eléctrico o magnético. Para ello se seguirán los pasos indicados en el apartado 7.2.4. ¿Qué campo predomina en este caso?

Utilizando la sonda adecuada, se medirá la intensidad de campo interferente. Para ello se ha de emplear el factor de antena explicado en el apartado 7.2.3.

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CEM •

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Se procederá de igual modo para estudiar la radiación que provocan el monopolo y la espira conectados a los puertos del microcontrolador. Sobre estos elementos se realizan accesos a dos velocidades distintas (25 KHz y 100 KHz), seleccionables mediante el interruptor ubicado en la placa.

Observar el efecto que produce colocar la sonda de campo cercano paralela y perpendicular a la espira circular. ¿A qué se debe esta diferencia?

8. CO NCEPT OS BÁSICOS SOB RE EL ACOPLAM IE NT O RAD IADO. En el caso de ac oplamiento radiado la interferencia se propaga por el aire. Suele haber algún elemento del equipo que se comporta como antena emisora o receptora no deseada.

Existen dos tipos de acoplamiento por radiación: § Capacitivo. § Inductivo.

8.1 ACOPLAMIENTO CAPACITIVO .

Se produce a causa de la capacidad parásita que existe entre conductores con una trayectoria cercana. Este modo de acoplamiento se puede solucionar modificando la disposición del cableado de los equipos con objeto de evitar las influencias mutuas, o bien protegiéndolo: apantallando los cables, aumentando la distancia entre ellos, creando sistemas de desacoplo como son los planos de masa...

(1)

(2)

RL1

RL2 V2

V2 sR2C12 = V 1 1 + sR 2(C12 + C 2g )

C12 C1 g ~

V1

C2g Rg2

(1) ~

V1

(2) C1 g

RL1

C2g

R2 V2

Figura 8.1 Modelo equivalente del acoplamiento capacitivo entre dos conductores.

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V2 V1 C 12 C12 + C 2 g

R2 reducida

w

1 R 2(C 2 g + C12)

Figura 8.2 Función de transferencia del acoplamiento.

Un acoplamiento capacitivo se produce siempre que exista una diferencia de tensión entre dos estructuras metálicas separadas por un dieléctrico. El acoplamiento queda reflejado en la relación V2/V1 : tensión acoplada en el segundo conductor respecto la tensión existente en el primero.

Para reducir el acoplamiento interesa que la relación disminuya, o lo que es lo mismo, que aumente la frecuencia de corte. Para conseguir esto existen varias opciones: § § §

Disminuir C12 reduciendo la distancia y grosor de las pistas.

Aumentar C2g Disminuir R2

A continuación se detallan algunos métodos para reducir el acoplamiento capacitivo: § § §

Aumentar distancia entre conductores (D) Disminuir diámetro de los conductores (d) Evitar largas trayectorias de conductores en paralelo, ya que la capacidad aumenta con la distancia.

W

S

W

d

§ §

Aumentas la separación entre pistas (S) Disminuir el ancho de la pista (W)

1

§

D

2

Si se interpone una pista de masa entre dos pistas de señal disminuye el acoplamiento.

1

2 Plano de masa

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§

Colocar un plano de masa que atrae las líneas de campo hacia masa, lo que disminuye C12 y aumenta C1g y C2g.

Es importante conectar el plano a masa, si no el efecto será el contrario.

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1

§

2

Combinación de líneas interpuestas y plano de masa.

8.2 ACOPLAMIENTO INDUCTIVO .

El acoplamiento inductivo es consecuencia de la existencia de campos magnéticos, y éstos existen siempre que hayan corrientes eléctricas. Cuando pasa corriente por un conductor se crea un campo magnético alrededor de él, cuyo sentido sigue la ley de la mano derecha.

Estas líneas de flujo magnético inducen una tensión al pasar a través de una espira. En consecuencia, cualquier conductor de un equipo genera campo magnético y sus variaciones pueden incidir sobre cualquier circuito cercano.

El objetivo es disminuir la Vm inducida por el campo margnético, para lo cual se ha de: I

A

~

V m

§ § § §

B (t ) = B o e j wt

Disminuir el área de los bucles (A) Trabajar a bajas frecuencias.

Como el campo magnético decrece con la distancia, alejar la fuente de campo magnético.

Apantallar el campo magnético. jwt V = − jwB Ae cos θ m o

Figura 8.3 Acoplamiento inductivo.

Un parámetro importante a tener en cuenta y que conviene disminuir es la inductancia mutua (M). La inductancia mutua es una constante proporcional al número de líneas de flujo generadas por I1 que influyen sobre otras partes del circuito. Para disminuir M es importante intentar: § Aumentar la distancia entre circuitos. § Disminuir la distancia de los cables al plano de masa. § Evitar trayectorias largas en paralelo, ya que la M aumenta con la distancia

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L1

I1

L2

D

L1

L2

I1

d

~

sM 12I1

Figura 8.4 Inductancia mutua (M).

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Posición del cableado Máximo acoplamiento

Plano de masa

Mínimo acoplamiento

Plano de masa

Figura 8.5 Reducción del efecto de la inductancia mutua.

8.3 REDUCCIÓN DE LA INTERFERENCIA RADIADA. Se pueden aplicar muchas técnicas para la reducción de este tipo de interferencias, pero muchas de ellas implican una modificación importante del hardware.

Casi siempre es cierto que las técnicas que se utilizan para mejorar las interferencias conducidas también mejoran las radiadas, ya que evitan la propagación a través de pistas y cables largos, especialmente cables externos al equipo (alimentación, conexión a periféricos...), que son los que pueden emitir (hacer de antena) con más facilidad.

Algunas formas para la reducción de interferencias son las siguientes: § § § § §

El uso de filtros y ferritas para eliminar la interferencia conducida, situados lo más cerca posible de la fuente de interferencia.

Disminuir el área de los bucles formados por el cable o pistas de señales con su retorno por el cable o pista de masa.

Diseñar los circuitos de manera que las transiciones sean lo más lentas posibles. En circuitos digitales esto se consigue utilizando circuitos integrados de las familias lógicas más lentas (siempre que sea posible).

Uso de blindajes, ya sea de las partes del circuito que puedan emitir mayor radiación (reloj, DMA…), o bien del equipo completo. En general un blindaje sólo debe usarse cuando no quede otro remedio.

Utilizar los cables más adecuados para cada aplicación: coaxiales, par trenzado, etc.

Es básico hacer las conexiones de forma correcta.

9. MED ID A DE LA DIAFON ÍA. Diafonía es el efecto de acoplamiento perjudicial entre dos circuitos o canales consistente en que las señales de uno son perceptibles en el otro.

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El esquema de acoplamiento es el siguiente: (3)

(4) si línea está adaptada

V = V G tracking

VG tracking Osciloscopio

(1)

(2)

~

Si V<>0 -> Telediafonía “Far End”: interferencia acoplada lejana

Si V<>0 -> Paradiafonía “Near End”: interferencia acoplada próxima

Figura 9.1 Medida del acoplamiento entre líneas.

Si se aplica señal en una de las líneas (1), ésta se puede acoplar en el: § Extremo más alejado de otra línea cercana (4), provocando la denominada telediafonía. § Extremo más cercano de la otra línea (2), provocando la denominada paradiafonía.

En esta práctica se realizarán medidas de diafonía en cables y pistas. Para ello es necesario utilizar un Analizador de Espectros con Generador de Tracking. El analizador proporciona una salida de señal (GEN Output ) con la que se puede alimentar el sistema bajo prueba, y mediante el mismo analizador (RF Input ) se estudian los acoplamientos en los distintos sistemas.

Para realizar estas pruebas se dispone del siguiente material: § Dos placas conectadas entre sí mediante cables para el estudio del acoplamiento entre cables. § Una placa de circuito impreso con pistas para el estudio del acoplamiento entre pistas. § Cargas de 50 O para adaptar las líneas.

NOTA:

§

§

Es importante que las líneas estén adaptadas, sino aparecerán ondas estacionarias. También se ha de tener en cuenta que la adaptación de impedancias varía con la frecuencia, por tanto dicha adaptación no será buena en todo el margen de frecuencias.

El acoplamiento capacitivo aumenta cuando se incrementa la impedancia de entrada (ZIN ) del circuito interferido, mientras que el acoplamiento inductivo disminuye. Esta propiedad puede resultar útil para determinar el tipo de acoplamiento: si existe la posibilidad de variar ZIN mientras se observa el acoplamiento de tensión, se puede deducir cuál es el tipo de acoplamiento que predomina. Por esta razón, el acoplamiento inductivo resulta un problema en circuitos de baja impedancia, mientras que el acoplamiento capacitivo se produce en circuitos de más alta impedancia.

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9.1 ACOPLAMIENTO ENTRE CABLES. El esquema de las placas con cables es el siguiente:

Placa emisora L4

Placa receptora L4

Conector cable plano con líneas de guarda

Conector cable plano con líneas de guarda

L3

Redes de adaptación de impedancias

Redes de adaptación de impedancias

L2

L2 Conector cable plano sin líneas de guarda

L1

Conector cable plano sin líneas de guarda

L1

Figura 9.2 Placa de medida del acoplamiento entre cables.

La señal de entrada al sistema la proporciona el Analizador de Espectros mediante la salida GEN OUT PUT, y las medidas se realizan a través de la entrada RF INPUT. El proceso a seguir es el siguiente: § Configurar el Analizador de Espectros en modo NETWORK. § Activar la fuente de señal: SOURCE en ON. § La potencia de la señal de entrada se ajusta mediante el control SOURCE POWER. Fijar ésta a 0dBm. § El margen de frecuencias a analizar va desde 1 MHz a 300 MHz. Para frecuencias superiores, los cables utilizados (cintas planas) no son adecuados. § Para que las medidas sean correctas, las terminaciones (extremos de las líneas) deben estar adaptadas con una carga de 50 ?. 50 ohmios es el valor al cual se han adaptado las líneas mediante las redes de adaptación (red de resistencias en p), y es el valor de la impedancia de entrada y salida del Analizador de Espectros. § Compensar las pérdidas de los cables que conectan el analizador con el circuito de prueba (figura 9.3). Pulsar SOURCE CAL y calibrar el sistema en cortocircuito mediante CAL TRAN. Por último normalizar pulsando NORMALIZE. Para poder ver mejor la referencia podemos situar REF VALUE a 0dBm.

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Analizador de Espectros GEN OUT

RF INPUT

Coaxial al GEN OUT del AE

Coaxial al RF INPUT del AE

Figura 9.3 Calibración de los cables.

9.1.1 MEDIDA DE LA TELEDIAFONÍA EN UN CABLE PLANO.

Analizador de Espectros GEN OUT

Placa emisora L1 emisor

RF INPUT

Cable sometido a pruebas (cinta plana)

Placa receptora L1receptor, L2receptor, L3receptor

Figura 9.4 Conexionado de medida del acoplamiento entre líneas.

§ § § §

Conectar el generador (GEN OUT ) a L1 de la placa emisora.

Conectar L1 de la placa receptora al analizador (RF INPUT ).

Cargar con 50 ? el resto de puertos: L2, L3, L4 emisor y L2, L3, L4 receptor.

Medir la transmisión a través de L1 en función de la frecuencia.

Conectando el resto de puertos de la placa receptora al analizador (RF INPUT), y cargando debidamente aquellos que quedan al aire mediante una carga de 50 ? , se puede medir el acoplamiento sobre las otras líneas del cable: L2, L3 y L4 del receptor.

En la figura 9.5 la traza 1 representa la transmisión por L1. Observar los dB’s de pérdida que introducen las redes de adaptación de impedancias.

En un caso ideal, al final de L2 (traza 2) no debiera haber señal, pero como se puede observar sí existe debido al acoplamiento de la señal que circula por L1.

De la misma manera, al final de L3 (traza 3) también existe señal, aunque más atenuada, ya que al estar más alejada de L1 el acoplamiento disminuye.

Para poder observar los tres gráficos en pantalla se han de seguir los siguientes pasos: § § § § § § §

Borrar cualquier gráfica existente en pantalla: TRACE + SELECT TRACE + 1 + BLANK + SELECT TRACE + 2 + BLANK + SELECT TRACE + 3 + BLANK. Conectar L1 receptor a RF INPUT y cargar el resto de puertos.

Hacer un barrido simple para visualizar L1 receptor: SELECT TRACE + 1 + BLANK + SWEEP + SINGLE SWEEP. Memorizar la traza en pantalla: TRACE + VIEW. Conectar L2 receptor a RF INPUT y cargar el resto de puertos.

Hacer un barrido simple para visualizar L1 receptor: SELECT TRACE + 2 + BLANK + SWEEP + SINGLE SWEEP. ………….

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Traza 1

Traza 2

Traza 3

Figura 9.5 Gráfico de la telediafonía.

9.1.2 MEDIDA DE LA PARADIAFONÍA EN UN CABLE PLANO.

Analizador de Espectros GEN OUT

RF INPUT

L2 emisor, L3 emisor, L4 emisor Placa emisora L1 emisor

Cable sometido a

Placa receptora

pruebas (cinta plana)

Figura 9.6 Conexionado de medida del acoplamiento entre líneas.

La medida de la paradiafonía se realiza de manera similar a la anterior. Se introduce la señal en L1 emisor y se mide el acoplamiento sobre L2 emisor (traza 1), L3 emisor (traza 2) y L4 emisor (traza 3). La figura 9.7 muestra los resultados obtenidos, donde se puede observar un fenómeno muy parecido al anterior.

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Traza 1 Traza 2

Traza 3

Figura 9.7 Gráfico de la paradiafonía.

9.1.3 MEDIDA DEL ACOPLAMIENTO ENTRE CABLES .

Para realizar estas pruebas se proporcionan tres cables de distintas longitudes, que según los conectores en que los pongamos tendremos distintos tipos de conexión: sin líneas de guarda o con líneas de guarda. La conexión con guarda tiene mejor comportamiento ante el acoplamiento, ya que entre otras cosas reduce considerablemente el área del bucle de masa.

L1 L2 L3 L4

Pistas sin líneas de guarda masa

Figura 9.8 Cable plano sin línea de guarda.

L1 L2 L3 L4

masa

Pistas con líneas de guarda

Figura 9.9 Cable plano con línea de guarda.

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La figura 9.10 muestra los siguientes resultados: § Traza 1: L1 emisor – L1 receptor. § Traza 2: L1 emisor – L2 receptor utilizando cable SIN línea de guarda. § Traza 3: L1 emisor – L2 receptor utilizando cable CON línea de guarda.

Traza 1

Traza 2

Traza 3

Figura 9.10 Gráfico comparativo de cables.

El alumno deberá realizar como mínimo las siguientes medidas comparativas: 1.- Un gráfico comparativo entre Telediafonía y Paradiafonía en las mismas condiciones.

2.- Un gráfico que indique las diferencias entre líneas de diferente proximidad (L2,L3,L4).

3.- Un gráfico comparativo entre llevar o no línea de guarda. Resto de condiciones iguales.

4.- Un gráfico que visualice los efectos de las distintas longitudes, que son tres.

Hacer un comentario resumido de los resultados observados.

Indicar las aplicaciones prácticas que deduces del estudio realizado.

9.2 ACOPLAMIENTO ENTRE PISTAS .

El esquema de la placa sobre la que el alumno realizará las medidas es el mostrado en la figura 9.11. En éste se observan cuatro grupos de pistas acopladas dos a dos: § El grupo L1 se corresponde a un par de pistas paralelas. § El grupo L2 se corresponde a un par de pistas paralelas con línea de guarda. § El grupo L3 se corresponde a un par de pistas paralelas con plano de masa. § El grupo L4 se corresponde a un par de pistas paralelas con plano de masa y pista de guarda.

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L4a - Emisor

L4b - Emisor

Pista de guarda

Pistas acopladas con plano de masa y línea de guarda

L3a - Emisor

L3b - Emisor

L4a - Receptor

L4b - Receptor

L3a - Receptor

Pistas acopladas con plano de masa

L3b - Receptor

Plano de masa L1a - Emisor

L1b - Emisor

L1a - Receptor

Pistas acopladas

L1b - Receptor

L2a - Emisor

Pista de guarda

L2a - Receptor

L2b - Emisor

Pistas acopladas con línea de guarda

L2b - Receptor

Figura 9.11 Placa de medida del acoplamiento entre pistas.

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La señal de entrada al sistema la proporciona el Analizador de Espectros mediante la salida GEN OUT PUT, y las medidas se realizan a través de la entrada RF INPUT. El proceso a seguir es el siguiente: § Configurar el Analizador de Espectros en modo NETWORK. § Activar la fuente de señal: SOURCE en ON. § La potencia de la señal de entrada se ajusta mediante el control SOURCE POWER. Fijar ésta a 0dBm. § El margen de frecuencias a analizar va desde 1 MHz a 500 MHz. Para frecuencias superiores esta configuración no es adecuada (tipo de substrato, conectores…). § Para que las medidas sean correctas, las terminaciones (extremos de las líneas) deben estar adaptadas con una carga de 50 ?, es decir, el extremo opuesto de la línea en la que inyectamos la señal y el extremo opuesto de la línea que tomamos la señal. § Compensar las pérdidas de los cables que conectan el analizador con el circuito de prueba (figura 9.3). Pulsar SOURCE CAL y calibrar el sistema en cortocircuito mediante CAL TRAN. Por último normalizar pulsando NORMALIZE. Para poder ver mejor la referencia podemos situar REF VALUE a 0dBm.

9.2.1 MEDIDA DE LA TELEDIAFONÍA ENTRE PISTAS .

Analizador de Espectros GEN OUT

L1a emisor

Emisor emisora

RF INPUT

Cable sometido a pruebas (pistas)

Receptor L1b receptor

Figura 9.12 Conexionado de medida del acoplamiento entre pistas.

§ § § §

Conectar el generador (GEN OUT ) a L1a emisor.

Conectar L1b receptor al analizador (RF INPUT ).

Cargar con 50 ? el resto de puertos: L1b emisor y L1a receptor.

Medir el acoplamiento de señal sobre L1b receptor.

La figura 9.13 muestra las diferencias en el acoplamiento según la distribución de las pistas.

La traza 1 representa el acoplamiento entre pistas sin ningún tipo de protección (grupo L1).

La traza 2 representa el acoplamiento entre pistas con protección de línea de guarda (grupo L2). La traza 3 representa el acoplamiento entre pistas con protección de plano de masa (grupo L3).

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Traza 1

Traza 3

Traza 2

Figura 9.13 Gráfico comparativo de pistas (telediafonía).

El alumno deberá realizar medidas comparando también las pistas acopladas con línea de guarda y plano de masa justificando los resultados.

9.2.2 MEDIDA DE LA PARADIAFONÍA ENTRE PISTAS .

Analizador de Espectros GEN OUT

RF INPUT

L1b emisor Emisor L1a emisor

Cable sometido a

Receptor

pruebas (pistas)

Figura 9.14 Conexionado de medida del acoplamiento entre pistas.

De la misma manera se puede medir la paradiafonía. El alumno deberá introducir señal (GEN OUT) por una de las pistas que forman cada grupo y medir la señal en el conector contiguo de la pista acoplada (RF INPUT). Se obtendrán gráficas de cada uno de los cuatro conjuntos de líneas de la placa. Se analizará cuál es el mejor método para disminuir el acoplamiento teniendo en cuenta la frecuencia de trabajo.

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IMPORTANTE: 1º.- Cuando se varía algún parámetro de medida, como el margen de frecuencia, se ha de volver a compensar.

2º.- No te olvides de cargar los extremos opuestos de las líneas con una carga de 50O.

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