silovelek022020 by markus22

СИЛОВАЯ ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА

ПРИВОДЫ

ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ

СИСТЕМЫ ИНДУКЦИОННОГО НАГРЕВА

АВТОМОБИЛЬНАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

СОФТ

WWW.POWER E.RU

ТЕМАТИЧЕСКОЕ ПРИЛОЖЕНИЕ К ЖУРНАЛУ

№ 2’2020 АПРЕЛЬ

КОМПОНЕНТЫ И ТЕХНОЛОГИИ ISSN 2079-9322

12+

Новые SiC модули XM3 — для снижения размеров, веса и стоимости силовых преобразователей Board 1 SKYPER 12 R #1

Board 1 SKYPER 12 R #2

SEMIKRON: цифровые драйверы и адаптеры нового поколения

Заземление и экранирование как способы обеспечения электромагнитной совместимости электронных устройств

Применение стандарта МЭК 61850 в микропроцессорных терминалах релейной защиты и автоматики

СИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

В номере:

№ 2 (83)’2020 Главный редактор Павел Викторович Правосудов

pavel@fsmedia.ru

Зам. главного редактора Анна Соснина a.sosnina@mtu-net.ru Выпускающий редактор Наталья Новикова natalia.novikova@fsmedia.ru

Силовая элементная база

Технический консультант Андрей Колпаков

Ануп Бхалла (Anup Bhalla) Перевод и дополнения: Владимир Рентюк

Новостной редактор Наталья Новикова natalia.novikova@fsmedia.ru

Вы за SiC или кремний? Часть 2. Современные тенденции применения SiC-устройств и технологии корпусирования . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .4

Дизайн и верстка Дмитрий Никаноров dmitry.nikanorov@fsmedia.ru Отдел рекламы Ольга Зайцева Ирина Миленина

olga_z@fsmedia.ru irina@fsmedia.ru

Отдел подписки podpiska@fsmedia.ru Москва 115088, Москва, ул. Южнопортовая, д. 7, стр. Д, этаж 2 Тел. / Факс: +7 (495) 987-37-20 Санкт-Петербург 197101, Санкт-Петербург, Петроградская наб., 34, лит. Б Тел. (812) 438-1538 Факс (812) 346-0665 E-mail: compitech@fsmedia.ru www.power-e.ru Республика Беларусь «ПремьерЭлектрик» Минск, ул. Маяковского, 115, 7-й этаж Тел./факс: (10-37517) 297-3350, 297-3362 Подписной индекс Каталог агентства «Роспечать» 20370 Дата выхода в свет 17.04.20 Тираж 4000 экз. Свободная цена Журнал «Силовая электроника» зарегистрирован Управлением Федеральной службы по надзору в сфере связи, информационных технологий и массовых коммуникаций по Северо-Западному федеральному округу. Свидетельство о регистрации средства массовой информации ПИ № ТУ 78 - 01937 от 17.10.2016 г. Учредитель: ООО «Медиа Группа Файнстрит» Адрес редакции: 197046, Санкт-Петербург, Петроградская наб., д. 34, литер Б, помещение 1-Н, офис 321в Издатель: ООО «Медиа КиТ» 197101, СПб, Петроградская наб., д. 34, лит. Б, помещение 1-Н офис 321в Отпечатано в типографии «Премиум Пресс» 197374, Санкт-Петербург, ул. Оптиков, 4. Редакция не несет ответственности за информацию, приведенную в рекламных материалах. Полное или частичное воспроизведение материалов допускается с разрешения ООО «Медиа КиТ». Журнал включен в Российский индекс научного цитирования (РИНЦ). На сайте Научной электронной библиотеки eLIBRARY.RU (www.elibrary.ru) доступны полные тексты статей. Статьи из номеров журнала текущего года предоставляются на платной основе. Возрастное ограничение 12+

Владимир Верёвкин, Станислав Стригунов Анастасия Пилипенко, Кирилл Волобуев

Влияние топологии многокристальных IGBT-модулей на распределение тока между транзисторными чипами в статических режимах работы . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .10 Михаил Червинский

Новые SiC-модули XM3 — для снижения размеров, веса и стоимости силовых преобразователей. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .13 Владимир Макаренко

Высоковольтный изолированный драйвер затвора IGBTтранзисторов . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .16 Павел Машевич, Константин Шеремет

Драйверы управления IGBT производства АО «Ангстрем» . . . . . . . . .21 Андрей Колпаков

SEMIKRON: цифровые драйверы и адаптеры нового поколения . . . .24 Перевод: Евгений Карташов, Валерия Смирнова

Теплопроводящий материал Thermal Interface Material для нового семейства модулей XM3 Wolfspeed . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .32 Дамьен Летерри, Тома Арже, Стефан Ролльер Перевод: Андрей Карташов

Шаг вперед к миниатюризации измерителей тока в системах преобразования энергии . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .36

Источники питания Анатолий Миронов

Динамика импульсных преобразователей при изменении выходного тока . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .40 Павел Новиков

Гальваническая развязка в силовых преобразователях специального назначения . . . . . . . . . . . .44

СИЛОВАЯ ЭЛЕКТРОНИКА № 2 (83)’2020

Editor-in-chief Pavel Pravosudov

pavel@fsmedia.ru

Дарья Мамаева, Юрий Зинин, Юрий Ройзман

Функциональные экраны панели и индикация преобразователей частоты «ПЕТРА» . . . . . . . . . . . . . . . . .48

Электромагнитная совместимость

Managing editor Natalia Novikova

natalia.novikova@fsmedia.ru

Technical editor Andrey Kolpakov

Виталий Скворцов

Заземление и экранирование как способы обеспечения электромагнитной совместимости электронных устройств . . . . . . . .52

News Editor

Энергетика

Design and layout

Алексей Андреев, Рустам Хусаинов

Применение стандарта МЭК-61850 в микропроцессорных терминалах релейной защиты и автоматики . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .60

Софт Сергей Герман-Галкин

Natalia Novikova

Dmitry Nikanorov

natalia.novikova@fsmedia.ru

dmitry.nikanorov@fsmedia.ru

Advertising department Olga Zaytseva

olga_z@fsmedia.ru

Irina Milenina

irina@fsmedia.ru

Subscription department podpiska@fsmedia.ru

Editorial office 115088, Russia, Moscow, Juzhnoportovaja, str. D, building 7 Tel./Fax: +7 (495) 987-37-20

Список рекламы

197101, Russia, St. Petersburg,

Microchip Limited . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .51 стр.

Tel.

(812) 438-1538

Fax

(812) 346-0665

PT Electronics . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 1-я обл. Traco. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .47 стр.

Petrogradskaya Emb., b. 34 “B”

E-mail: compitech@fsmedia.ru www.power-e.ru/eng.php

Арроу Электроникс РУС, ООО . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .12 стр. Вектор технолоджи, ООО . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .15 стр. ЛИГРА, ООО . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .39 стр.

Representative office in Belarus Minsk, Premier Electric Tel.: (10-37517) 297-3350, 297-3362 E-mail: murom@premier-electric.com

ЛЕМ Россия, ООО. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .39 стр. Макро групп, ООО . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .31 стр. Протон-Электротекс ТД, АО . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2-я обл. СЕМИКРОН, ООО . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 4-я обл. Силовая Электроника, ООО . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .43 стр. Учтех-Профи НПП, ООО. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .63 стр. Элеконд, ОАО . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .59 стр. Электровыпрямитель, ПАО . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .1 стр. Выставка «Силовая Электроника» . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 3-я обл. Выставка «Радиоэлекроника и приборостроение» . . . . . . . . . . . . .72 стр.

KSS agency Tel. in Kiev: (044) 270-6220, 270-6222 Subscription index 27039

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Вы за SiC или кремний? Часть 2. Современные тенденции применения SiC-устройств и технологии корпусирования Это вторая статья, продолжающая цикл из шести статей [1], в которых будут рассмотрены преимущества и проблемы изготовления и применения полупроводниковых приборов на основе карбида кремния (SiC). Цель цикла — дать систематизированные общие сведения по этой относительно новой, но уже вполне заслуженно завоевывающей популярность технологии и области ее применения. Первая часть цикла в авторском переводе доступна по ссылке [2]1.

Ануп Бхалла (Anup Bhalla) Перевод и дополнения: Владимир Рентюк

авно известно, что технология корпусирования является ключом к раскрытию полного потенциала устройств на полупроводниках с широкой запрещенной зоной (wide-bandgap, WBG). Производители устройств на основе карбида кремния быстрыми темпами улучшают их качественные характеристики, такие как приведенное сопротивление открытого канала на единицу площади кристалла, одновременно уменьшая емкости, влияющие на скорость переключения. Дело движется, и уже сейчас такие устройства в дискретном исполнении выпускаются в новых корпусах, которые позволяют пользователям лучше реализовать их характеристики быстрого переключения. При этом модули также не стоят в сторонке. Стандартные модули становятся все более доступными, и новые передовые технологии применяются для увеличения технической ценности продукта на основе карбида кремния именно за счет присущего ему быстрого переключения, более низкого теплового сопротивления и высокой надежности. Технология SiC диодов Шоттки

Что касается SiC-диодов Шоттки, на момент написания данной статьи они составляют более 50% продаж устройств этой технологии. В основном они популярны в диапазонах номинальных рабочих напряжений 650, 1200 и 1700 В. Диоды на основе SiC с рабочим напряжением 650 В успешно применяются в схемах коррекции коэффициента мощности (ККМ) в источниках питания компьютеров, серверов и в области телекоммуникации, а также во вторичных выпрямителях в зарядных устройствах высокого напряжения. Диоды с рабочим напряжением 1200 и 1700 В используются в самом широком спектре конечных приложений, обслуживающих повышающие 1Впервые цикл опубликован в Power Systems Design и доступен по ссылке: www.powersystemsdesign.com/articles/are-you-sic-of-siliconpart-1/22/14274

преобразователи в системах преобразования энергии в солнечной энергетике, инверторах, сварочных аппаратах и источниках питания индустриального назначения. Преимущество SiC-диодов Шоттки по сравнению с кремниевыми диодами с быстрым восстановлением в том, что первые характеризуются значительно более низким зарядом обратного восстановления QRR, и, следовательно, это позволяет сократить потери на включение EON в транзисторных ключах для полумостовых схем или прерывателях (чопперах), работающих в режиме непрерывной проводимости с жестким переключением. Поскольку обычные диоды Шоттки имеют проблемы из-за лавинного пробоя и в условиях всплеска прямого напряжения, то большинство производителей предлагают такие диоды, в которых для их защиты от сильных электрических полей добавляется p-n-переход. Это уменьшает токи утечки и улучшает устойчивость к лавинному пробою. Кроме того, введение биполярной инжекции в виде p-n-перехода в условиях перенапряжения снижает и прямое падение напряжения. В целом, SiC-диоды имеют значительно меньшую устойчивость к импульсному воздействию, чем кремниевые диоды с быстрым восстановлением, о чем их производители часто умалчивают. Во многом это связано с большим падением напряжения в условиях импульсного воздействия высокого напряжения, которое может составлять всего 1–2 В для кремния, но способно достигать 4–6 В для SiC. Поскольку площадь кристалла SiC-диода намного меньше, чем у его кремниевого собрата, это также создает и проблемы перегрева перехода. Для того чтобы уменьшить падение напряжения в рабочем состоянии и уменьшить тепловое сопротивление, производители используют процесс утонения пластины. Для утонения применяются процессы шлифования, травления и полировки. Кроме того, для минимизации теплового сопротивления и предотвращения www.power e.ru

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

плавления в условиях импульсного воздействия, типичных для традиционных паяных соединений, производители используют усовершенствованные конструктивные решения в части крепления кристаллов в корпусах типа TO и DFN, например, такие как установка полупроводникового кристалла на подложку путем спекания серебра. Это помогает обеспечить адекватную импульсную способность в пределах 8–12-кратного превышения номинального тока. Что касается коммерческой доступности и номинальных значений тока, то, например, для использования в силовых модулях компания UnitedSiC предлагает диоды с номинальным током 100 А при рабочем напряжении 1200 В и 200 А с напряжением 650 В. В части дискретных решений компанией UnitedSiC предлагается широкий ассортимент не содержащих свинца, экологически чистых диодов с установкой кристалла путем спекания серебра. Эти диоды соответствуют требованиям стандарта AEC-Q101 «Stress Test Qualification for Automotive Grade Discrete Semiconductors», что открывает им возможности для использования в автомобильной промышленности. Технология SiC транзисторов На рис. 1 показаны основные структуры устройств, которые доминируют на рынке высокопроизводительных полевых транзисторов с рабочим напряжением 650 В и используются для преобразования мощности. Большинство из представленных на рис. 1 силовых транзисторов являются вертикальными, что обеспечивает место для сильноточных электродов, а GaN HEMT-транзисторы благодаря тому, что они являются боковыми устройствами, имеют оба силовых электрода на верхней поверхности. Из представленных решений только нитрид-галлиевые (GaN) транзисторы с высокой подвижностью электронов — HEMT (High electron mobility transistor) являются единственным боковым устройством с обоими силовыми терминалами, выполненными на верхней поверхности кристалла (полупроводниковой пластины). В кремниевых транзисторах с так называемым суперпереходом — Super Junction (впервые технология применена компанией Infineon в 1998 году) используется принцип баланса заряда, при котором равное легиро-

p-колонка n-колонка

Рис. 1. Наиболее часто используемые архитектуры для транзисторов на 650 В: Silicon Super Junction, GaN HEMT, карбид кремния (SiC планарный или Trench МОП) и SiC Trench JFET (траншейный или пазовый полевой транзистор с управляющим p n"переходом)

вание n- и p-области, выполненное в виде вертикальных структур (колонок), практически приводит к нулевому суммарному заряду и поэтому для поддержки напряжения может обеспечить быстрое его истощение, причем даже тогда, когда для достижения низкого сопротивления n-каналы высоколегированы. Между 2000 и 2018 гг. добавление на единицу площади большего числа таких вертикальных n-каналов позволило снизить сопротивление при включении почти в 10 раз по сравнению с традиционным пределом для кремния без такого баланса заряда. Технология кремниевых транзисторов Super Junction обеспечивает ежегодный объем продаж таких устройств в объеме более $1 млрд и поддерживает значение приведенного сопротивления на единицу площади кристалла (RdsA) на уровне 8 мОм/см2 для лучших в этом классе транзисторов на переднем крае, но большая часть поставщиков предлагает транзисторы с 12–18 мОм/см 2. В настоящее время доступны GaN HEMT с отличными характеристиками переключения, при этом их RdsA находится в диапазоне 3–6 мОм/см 2. Эти боковые устройства построены на кремниевых подложках, которые намного дешевле, чем SiC-подложки, однако сегодня GaN-решения еще остаются более дорогими, нежели Si-устройства.

Также на рабочие напряжения 650 В предлагаются SiC-транзисторы технологии Trench (с траншейной структурой затвора, иногда, что не вполне верно, называемой траншейной, — кристалл такого транзистора содержит вертикально расположенный затвор и слой, блокирующий носители, далее — Trench) и планарные МОП-транзисторы, с RdsA в диапазоне 2–4 мОм/см2. Полевые транзисторы технологии Trench компании UnitedSiC второго поколения, например UJC06505K, достигли значений RdsA, равных 0,75 мОм/см2. Это означает, что кристалл таких SiC-устройств может быть сделан в 7–10 раз меньше, чем для кремниевых, и даже намного меньше, чем для структур на основе нитрида галлия или у SiC МОП-транзисторов. Это становится особенно важным, если одной из целей является достижение паритета цены с кремнием. В полевых транзисторах компании UnitedSiC для формирования устройства, которое можно использовать вместе с любым нормально выключенным полевым МОП-транзистором, IGBT- или SiC МОП-транзистором, используется каскодная структура, показанная на рис. 2. Здесь, для достижения поставленной цели в одном общем корпусе вместе с нормально открытым SiC полевым транзистором с управляющим p-n-переходом (далее —

Рис. 2. Внутренняя структура, особенности управления и конструктивное исполнение каскодного полевого транзистора компании UnitedSiC

www.power e.ru

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 3. При напряжении 1200 В и выше наиболее часто встречающейся структурой устройства на основе кремния является Field"Stop IGBT

JFET), выполняется недорогой кремниевый (Si) МОП-транзистор с рабочим напряжением 25 В. Этот дополнительный транзистор предназначен для обеспечения нормального функционирования SiC JFET, то есть создания нормально выключенного транзистора, упрощенного управления затвором и исключения защитного диода. Устройство может быть применено для замены уже имеющихся кремниевых МОП- и IGBT-транзисторов, а также взаимозаменяемо использоваться с SiC МОПтранзисторами всех типов.

На рис. 3 сравниваются структуры IGBT-, SiC МОП- и Trench JFET-транзисторов. Как известно, IGBT — это биполярные устройства, которые включаются порогом в 0,7 В, после чего сопротивление широкого блокирующего напряжение слоя снижается путем инжекции в него носителей заряда. Поскольку эти заряды, чтобы вернуть устройство в состояние блокировки (простыми словами — запереть), должны быть удалены, то неизбежны потери при переключении, которые намного больше, чем потери, имеющие место в SiC

МОП-транзисторах. Что касается каскодных транзисторов компании UnitedSiC, благодаря карбиду кремния они обеспечивает самое низкое сопротивление на единицу площади и могут быть напрямую использованы вместо IGBT даже без изменений в драйвере затвора, а также они имеют преимущества в части эффективности (КПД). Как объяснялось в предыдущей статье [2], отсутствие перегиба вольтамперной характеристики (и, следовательно, проводимости) SiC МОП-транзисторов и SiC каскодных полевых транзисторов приводит к повышению эффективности даже в относительно низкочастотных приложениях. Конкурирующие с Si Field-Stop IGBTструктуры, а именно SiC МОП и SiC Trench JFET, на рис. 3 показаны справа. Устройства на основе карбида кремния используют в 10 раз более тонкие блокирующие напряжение слои, со в 100 раз более высокими уровнями легирования, что обеспечивает низкое сопротивление канала в открытом состоянии. В свою очередь кремниевые IGBT понижают свое сопротивление, вводя накопленный заряд во включенное состояние, которое необходимо добавлять и удалять в каждом цикле переключения. На рис. 4 более подробно рассматриваются различные альтернативы SiC-транзисторов, представленных на рынке. Большинство поставщиков предлагают планарные SiC МОПтранзисторы, однако некоторые предлагают еще и транзисторы технологии Trench. Все SiC МОП страдают от плохой подвижности носителей в канале (примерно в 15–30 раз хуже, чем у кремния), но Trench МОП-транзисторы выигрывают из-за ориентации канала в кристалле. В свою очередь, Trench JFET имеют объемный канал с гораздо более высокой подвижностью, что приводит к более низкому сопротивлению на единицу площади в устройствах с рабочими напряжениями 650–1700 В.

Рис. 4. Структуры SiC планарных и Trench МОП"транзисторов SiC, а также Trench SiC JFET

www.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

Как видно на рис. 4, МОП-транзисторы имеют индуцированный под оксидом затвора канал и управляются приложенным к затвору напряжением. Канал JFET открыт без приложения напряжения и закрывается обратным смещением p-n-перехода затвористок. Низкое сопротивление Trench JFET является следствием более объемного канала, и для них нет необходимости защищать затвор оксидом от воздействия полей высокой напряженности. Для того чтобы более полно понять рис. 4, необходимо сделать одно отступление. Такой материал, как 4H-SiC, имеет гексагональную элементарную ячейку (рис. 5) с полярными и неполярными гранями, поскольку в зависимости от ориентации кристалла на его поверхность выходят или атомы Si, или атомы C (полярные Si-грань и C-грань), либо и те и другие в равном количестве (неполярные a-грань и m-грань). Это определяет анизотропию некоторых электрофизических свойств 4H-SiC, а также зависимость свойств поверхности кристалла от его кристаллографической ориентации [3]. Обычно SiC-устройства работают при напряженности электрического поля в 10 раз большей, чем у кремниевых устройств, что обусловлено более тонкими (в 10 раз) слоями, на которых они построены. В устройствах с объемным каналом, таких как SiC JFET, в отличие от кремниевых МОП-транзисторов, высокое напряжение на границе оксид/SiC не является особой проблемой. Тем не менее и для них есть определенные пределы, так что данному вопросу требуется все же уделить особое внимание, и недопустимо высоких уровней напряжения следует избегать. Это связано с тем, что такие воздействия на оксидный слой могут вызвать одиночные дефекты, приводящие к временной деградации, что сократит срок службы транзистора или приведет к чрезмерной частоте отказов. И хотя для плоскостных и траншейных JFET это не проблема, управление этим полем путем защиты оксида затвора с помощью экранирования неизбежно ведет к увеличению сопротивления канала в открытом состоянии. В настоящее время сопротивления SiC JFET настолько низки, что SiC-подложка, на которой построено устройство, обеспечивает более 50% сопротивления в классе 650 В и 30–40% в классе 1200 В. По этой причине пластины при начальной толщине 350 мкм уменьшают до 100– 150 мкм, а для формирования заднего контакта используется запатентованный метод с применением лазера. Ожидается, что расширение технологии и улучшение конструкции ячеек приведет к дальнейшему снижению сопротивления на единицу площади кристалла почти до фантастических 0,5 мОм/см2 при 650 В и 1 мОм/см2 при 1200 В. Поэтому вполне вероятно, что сокращение затрат на SiC, обусловленное быстро растущими объемами, может и в дальнейшем снижаться благодаря описанным технологическим усовершенствованиям. Большая часть производства сегодня выполняется на 6-дюймовых пластинах, однако имеются прогрессивные тенденции и для получения 8-дюймовых пластин. Кроме того, www.power e.ru

Силовая элементная база теперь доступны и отдельные устройства с номинальным током в диапазоне 100–200 A. В настоящее время компания UnitedSiC выпускает каскодный транзистор рабочим напряжением 1200 В на кристалле размером 5,7×6,3 мм с сопротивлением канала в открытом состоянии 9 мОм•с, а также транзистор с рабочим напряжением 1700 В на кристалле размером 8×8 мм с сопротивлением 5,7 мОм. Эти сильноточные устройства могут упростить модули, уменьшив количество устройств, которые должны быть подключены параллельно. Технология корпусирования Устройства на основе карбида кремния предлагаются как в виде дискретных решений, так и в виде модулей для приложений, требующих высоких уровней мощности. Сегодня на рынке доминируют дискретные силовые устройства, однако наблюдается тенденция и к более широкому использованию модулей. На рис. 6 показаны варианты дискретных корпусов, доступных для карбид-кремниевых диодов и транзисторов. Компания UnitedSiC для того, чтобы предоставить разработчикам силовых схем все необходимые им для удовлетворения системных ограничений варианты исполнения, быстро добавляет новые типы корпусов. Почти все эти корпуса хорошо известны, они стандартны в отрасли и широко используются с кремниевыми устройствами. Однако, несмотря на то, что форм-фактор пакета остается неизменным, можно сделать много внутренних усовершенствований, чтобы эффективнее использовать возможности SiC-устройств. В дискретной форме доступны устройства с рабочим током 2–200 А. Кроме обычных корпусов, для SiC-транзисторов используются и корпуса с дополнительным выводом истока (с выводом для схемы подключения Кельвина), поскольку в этом случае обеспечивается их намного более быстрое переключение.

Рис. 5. Элементарная ячейка 4H"SiC и его кристаллические грани, атомы кремния (Si) представлены как зеленые шарики, атомы углерода (C) выделены черным

Недавнее освоение SiC-устройств в корпусах TO247-4L, D2PAK-7L и DFN8×8 помогает преодолеть определенные проблемы драйвера затвора, которые связаны с быстрым переключением и наблюдаются в корпусах более известных типов, таких как D2PAK-3L, TO220-3L и TO247-3L, имеющих большую индуктивность общего вывода истока. В то время как традиционные корпуса с тремя выводами считаются рабочей лошадкой в отрасли, переход на корпуса с дополнительным выводом истока уже идет полным ходом, поскольку они обеспечивают более чистое и быстрое переключение с минимальным или нулевым влиянием на стоимость. Что касается каскодных устройств, обычно они имеют ограниченную управляемость

Рис. 6. Типичные коммерчески доступные варианты корпусов для дискретных SiC"диодов и транзисторов (номинальная мощность увеличивается слева направо)

Силовая электроника, № 2’2020

Силовая элементная база

Рис. 7. Модуль 400 A, 1200 В с индуктивностью всего 1,4 нГн, продемонстрированный компанией SEMIKRON в 2017 году

Рис. 8. SIP"модуль SA110 компании Apex Microtechnology Inc. [7] с каскодными транзисторами компании UnitedSiC на рабочее напряжение 1200 В при сопротивлении 35 мОм, имеющий встроенный полумостовой драйвер, который реализует переключение тока 40 А от шины 800 В с чрезвычайно быстрым временем нарастания и спада

www.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

переходного процесса при отключении путем изменения сопротивления затвора, особенно если возникающее при этом более длительное время задержки мешает должной работе схемы. Для этого компания UnitedSiC предлагает устройства с разными диапазонами скоростей переключения (серии UJ3C и UF3C, предварительно настроенные на определенную максимальную скорость). Если схема имеет проблемы от чрезмерных скачков напряжения или звона в контуре питания, то очень эффективны будут небольшие демпфирующие RC-устройства, характеризующиеся минимальными потерями. Для того чтобы помочь пользователям в решении проблем по управлению затворами и выбору демпфера, на веб-сайте компании UnitedSiC доступен соответствующий руководящий материал в виде Application Note [4]. В нем даны рекомендации, которые помогут легко и просто решить эту проблему и проблему управления затвором в конечном проекте. Технология корпусирования SiC-устройств, учитывая увеличение плотности тока по сравнению с кремниевыми, также совершенствуется, что связано с необходимостью работы с большими токами истока. К числу основных методов, используемых для продления срока службы мощных SiC-транзисторов как в дискретном, так и в модульном исполнении, относится применение алюминиевой ленты, подключение путем прижима медной толстой проволокой с помощью медного буфера, и корпуса без перемычек с применением прижимных медных контактов. Ожидается, что в будущем корпусирование также позволит улучшить конструктивные решения, направленные на снижение собственной индуктивности. Вполне возможно, что при минимизации индуктивности для повышения эффективности и увеличения скорости переключения в корпуса будут добавлены драйверы и конденсаторы. В настоящее время на рынке появляется и широкий спектр силовых модулей, от более мелких, таких как Easy-1B/2B, до более крупных модулей со стандартным расположением выводов типа IGBT-модулей, в том числе модули 34 и 62 мм и модули типа EconoDUAL. Для инверторов солнечных батарей оптимизируется целый ряд SiC-технологий, от модулей гибридного типа с игольчатыми радиаторами до двухсторонних вариантов охлаждения. На рис. 7 показан модуль со сверхнизкой собственной индуктивностью, предложенный компанией Semikron, способный очень быстро переключаться с управляемыми перегрузочными напряжениями. Приведенная на рис. 7 конструкция модуля с малой собственной индуктивностью дает возможность увеличить скорость переключения SiC-транзисторов близко к теоретической и обеспечивает высокую производительность, что приводит к улучшению характеристик конечного приложения и снижению затрат уже на системном уровне. Достичь таких результатов позволило применение специальной топологии SKiN и разнесение цепей отрицательной и положительной DC-шины на верхний и нижний слои. Общее значение коммутационной индуктивности модуля находится на уровне 1,4 нГн, при этом его конструктив соответствует промышленным www.power e.ru

Силовая элементная база стандартам по изоляционным зазорам для полупроводниковых ключей 17-го класса. Это стало возможным благодаря разработке и внедрению новой концепции DC-интерфейса на основе параллельных полосковых линий и прижимных стоек, обеспечивающих требуемые зазоры вне контактной системы [6]. На рис. 8 показан SIP-модуль (система в корпусе), предлагаемый компанией Apex Microtechnology, который содержит драйверы полумоста и полевые транзисторы и связанные с ними высокоскоростные сигналы включения и выключения с использованием каскодных транзисторов компании UnitedSiC с сопротивлением 35 мОм, рассчитанных на рабочее напряжение 1200 В. Предусмотренные в модуле SA110 технические усовершенствования при использовании компактных высокопроизводительных устройств в высокочастотных приложениях упрощают применение в них высокоскоростных транзисторов и обеспечивают значительную экономию на уровне системы за счет сокращения пассивных компонентов. Всегда предполагалось, что SiC-устройства окажут большое влияние на развитие тех или иных приложений при более высоких напряжениях. В настоящее время выпускаются и коммерчески доступны первые модули на 3300 и 6500 В, выполненные в типоразмере XHP, и уже вскоре появятся модули на рабочее напряжение в 10 кВ. Компания UnitedSiC использует уникальный подход к созданию высоковольтных транзисторов с использованием метода Supercascode (суперкаскодный), в котором для создания устройств с более высоким напряжением транзисторы с низким сопротивлением и рабочим напряжением в 1700 В соединены последовательно. При этом все они управляются одним полевым транзистором в нижней части цепочки. Этот подход, как было показано в [1, 2], является достаточно масштабируемым и позволяет без применения высоковольтных кристаллов создать модули с рабочими напряжениями от 3300 В и вплоть до 20 кВ. Такое решение особенно полезно в высоковольтных твердотельных автоматических выключателях, а также для реализации полупроводниковых преобразователей, подключаемых к электросети среднего напряжения. Заключение В этой, второй статье цикла мы постарались охватить целый ряд важных вопросов, кратко объяснив преимущества, которые можно увидеть в решениях на основе полевых и планарных полевых транзисторов технологии SiC для самого широкого спектра применений. Были рассмотрены технологии диодов и транзисторов, выполненных на основе карбида кремния и их корпусирование. Более подробную информацию по этим вопросам можно найти на веб-сайте компании UnitedSiC (доступны публикации типа Application Note, White Paper, а также практические примеры, блог и видео) и в представленных компанией публикациях интернет-изданий, например в [5], в том чис-

ле и в русскоязычных переводах [6], напечатанных в журнале «Силовая электроника». Полевые транзисторы SiC не только улучшают конструкцию изделий для высокочастотных приложений постоянного и переменного тока, но именно полевые транзисторы компании UnitedSiC предлагают возможность их установки без значительной переработки в существующие конструкции на основе кремния. Развитие SiC-устройств и технологии их корпусирования продолжает прогрессировать, что способствует росту признания на рынке целого ряда конечных приложений, требующих высоких скоростей переключения. Это подтолкнет разработку новых продуктов на широкозонных полупроводниках в целом ряде самых различных направлений: от высокоскоростных коммутируемых устройств для преобразования напряжения постоянного тока, встроенных зарядных устройств электромобилей и блоков питания серверов до модулей с очень низкими потерями проводимости для инверторов солнечных батарей. Большое количество систем следующего поколения, в которых используются улучшенные возможности широкозонных устройств, находится в процессе реализации, и вскоре рынок увидит совершенно новый уровень производительности и эффективности, основанный на SiC-технологии. Следующая статья этого цикла предоставит еще больше информации о полупроводниковых приборах рассматриваемой технологии и тренды их применения. Литература 1. Bhalla A. Are you SiC of Silicon? Part 2. www. powersystemsdesign.com/articles/are-you-sicof-silicon-part-2/22/14407 2. Бхалла А. (Anup Bhalla). Вы за SiC или кремний? Тенденции развития и проблемы применения SiC в приложениях. Часть 1 // Силовая электроника. 2020. № 1. 3. Михайлов А. И. Физико-технологические основы формирования канала силового МДП-транзистора на карбиде кремния. Диссертация на соискание ученой степени кандидата технических наук. СПб, 2018. www.etu.ru/assets/files/nauka/dissertacii/2018/ mihajlov/dissertaciya-mihajlova-a.-i.pdf 4. Zhu M. Switching Fast SiC FETs with a Snubber. Application Note: UnitedSiC_AN0018 November 2018. www.unitedsic.com/wpcontent/uploads/2019/11/Snubber-AppNotes_ V8.pdf 5. Dr. Bhalla A. Follow the Yellow SiC Road. www.powersystemsdesign.com/articles/followthe-yellow-sic-road/35/15987 6. Бекедаль П. (Peter Beckedahl), Бетоу С. (Sven Bütow), Мол А. (Andreas Maul), Роеблитц М. (Martin Roeblitz), Спенг М. (Matthias Spang). Концепция мощного SiC-модуля со сверхнизкой коммутационной индуктивностью // Силовая электроника. 2018. № 2. 7. SA110 Fully Integrated Half-Bridge Module. Apex Microtechnology Inc. Jan 2020 Rev D. www.apexanalog.com/resources/products/ sa110u.pdf

Силовая электроника, № 2’2020

Силовая элементная база

Влияние топологии многокристальных IGBT-модулей на распределение тока между транзисторными чипами в статических режимах работы Владимир Верёвкин

енденция повышения рабочих токов силовых полупроводниковых модулей на IGBT до 1000 А и более предполагает в конструкции verevkin.v52@gmail.com данного устройства использование параллельного включения большого количества IGBT-чипов и обСтанислав Стригунов ратных диодов. Естественно, что одной из основных st.strigunov@proton-electrotex.com проблем при разработке топологии таких изделий является обеспечение распределения тока между чипами как в статических, так и в динамических реАнастасия Пилипенко жимах. Как правило, основное внимание уделяется a.pilipenko@proton-electrotex.com распределению тока между чипами в динамических режимах работы [1–6] и предполагается, что обеспечение равенства протекания постоянного тока не соКирилл Волобуев ставит проблем. При этом разработчики модулей k.volobuev@proton-electrotex.com либо предусматривают абсолютную симметричность топологии модуля, либо рассчитывают на выравнивание токов между параллельно включенными чипами за счет положительной температурной зависимости напряжения насыщения коллектор-эмиттер. Однако работ, посвященных количественному анализу факторов, влияющих на статическое распределение тока между чипами, практически нет. Тем не менее, поскольку вклад статических потерь в перегрев чипов весьма велик, особенно для относительно низкочастотных высоковольтных модулей, проблема становится весьма актуальной для разработчиков топологии многоэлементных модулей.

Рис. 1. Температурная зависимость напряжения насыщения

Цель настоящей статьи — экспериментальное исследование факторов, влияющих на распределение постоянного тока между параллельно включенными транзисторными чипами в многоэлементном IGBTмодуле. Основными факторами, влияющими на распределение тока между чипами в многоэлементном модуле, являются два противодействующих механизма. С одной стороны, положительная температурная зависимость напряжения насыщения коллекторэмиттер обеспечивает выравнивание тока между чипами при их неоднородном нагреве; с другой — неравенство активных сопротивлений элементов конструкции модуля, включенных последовательно с каждым из IGBT-чипов, приводит к неравномерному распределению тока между ними. Для оценки компенсационной возможности положительной температурной зависимости напряжения насыщения измерялись ВАХ одноэлементных модулей с номинальным рабочим током 200 А и напряжением 1200 В в диапазоне тока коллектора 50–200 А при температурах +25, +90, +120 и 150 °С. Установлено, что зависимость напряжения насыщения от температуры при больших токах коллектора описывается зависимостью, близкой к линейной, с коэффициентом примерно 1,7 мВ/°С (рис. 1). Следовательно, при разности температур чипов транзисторов примерно в 10 °С превышение напряжения насыщения на наиболее нагретом чипе составляет порядка 17 мВ. В качестве объектов для оценки неравенства активных сопротивлений элементов конструкции и их влияния на распределение тока между чипами в настоящей работе использовались макеты модулей, выполненные по схеме полумоста, каждый элемент которого был собран на одной DBC-подложке и состоял из трех включенных параллельно IGBT-чипов и трех чипов обратно-параллельно включенных диодов. Модули такой конструкции выпускаются большинством производителей силовых полупроводниковых приборов. Макеты изготовлены на чипах на напряжение 1200 В и предельный ток 200 А. Исследуемые образцы выполнены по различной топологии (рис. 2). Варианты с топологией А и В являются весьма распространенными, поскольку размещение транзисторных и диодных чипов в шахматном порядке повышает плотность расположения чипов в модуле, особенно при использовании www.power e.ru

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 2. Варианты топологий

квадратных чипов. Вариант топологии Б предпочтителен для применения чипов прямоугольной формы. Очевидно, что во всех трех вариантах наибольшее сопротивление имеет эмиттерная часть токопроводящей системы модуля, состоящая из достаточно узких медных проводников DBC-подложки и системы алюминиевых соединений между металлизацией DBC и чипами. Медные проводники DBС, к которым припаяны коллекторы чипов, имеют значительную ширину, их сопротивление много меньше сопротивления эмиттерной части монтажа, следовательно, влиянием коллекторной части монтажа на неравномерное распределение тока между чипами можно пренебречь. Эквивалентная схема исследуемого элемента полумоста с сопротивлениями участков конструкции, влияющими на распределение тока между чипами, показана на рис. 3. В ходе эксперимента проводилось измерение падения напряжения на отдельных участках системы проводников модуля при пропускании через модуль постоянного тока 400 А. Охлаждение модуля — водяное. Точки, между которыми производились измерения падения напряжения для макетов с разной топологией, упрощенно показаны на рис. 2, 3 соответственно. Потенциалы в разных координатах транзисторного и диодного чипов изменяются в направлении протекания тока, поэтому измерения потенциалов проводились во всех точках приварки алюминиевых проводников и для каждого чипа взято среднее значение. Результат измерений приведен в таблице. Сопротивление участков цепи для всех вариантов топологии рассчитывалось по следующим соотношениям:

где в знаменателях указаны значения тока через отдельные участки цепи при условии его равномерного распределения. www.power e.ru

Таблица. Результат измерений макетов с различной топологией Точки

Топология А

Топология Б

Топология В

ΔU, мВ

R, мОм

ΔU, мВ

R, мОм

ΔU, мВ

1–2

0,388

110

0,686

162

1,05

1–3

170

0,959

0,495

146

0,664

1–4

146

0,778

114

0,607

218

1,21

1–5

1–6

114

1–7

ΔR, %

104

85 0,08

114

0,07

80,6%

Размах сопротивлений участков цепи, определяющий распределение тока между транзисторами, рассчитывался следующим образом:

Из результатов измерений следует, что размах значений сопротивления участков цепи от общей точки до каждого из чипов во всех вариантах топологии различен и составляет 32–80%, что, несомненно, обусловливает и различную степень равномерности распределения тока между чипами. Наиболее равномерное распределение тока создается во втором варианте топологии. Выравнивание сопротив-

R, мОм

32%

0,085 56%

лений отдельных участков цепи достигнуто подключением первого к общей точке транзистора через проводники соответствующего ему обратного диода. Оценить возможность компенсации неравномерного распределения тока через каждый из трех транзисторов модуля за счет положительной температурной зависимости напряжения насыщения коллектор-эмиттер в модулях с первым вариантом топологии можно, сопоставив величину сопротивления различных участков цепи со значением динамического сопротивления транзистора в открытом состоянии. Для используемых в нем чипов типичное значение динамического сопротивления составляет около 8 мОм, а порядок сопротивления участков цепи, влияющих на распределение тока, — 0,55–1 мОм

Рис. 3. Эквивалентная схема элемента полумоста модуля

Силовая электроника, № 2’2020

оценки стойкости модулей с различной топологией к воздействию циклической токовой нагрузки были проведены испытания в режиме, обеспечивающем ускоренную деградацию паяного шва между чипом и DBС-подложкой. Испытания проводились при воздействии на образцы греющего тока прямоугольной формы амплитудой 400 А. Длительности импульсов греющего тока и периода охлаждения были равны 3 с, охлаждение тестируемых образцов водяное. Перепад температуры чипов в моменты времени, соответствующие максимальному и минимальному значению температуры, измерялся по термочувствительному параметру и составлял +85 °С. Количество циклов нагревохлаждение до отказа образцов с топологией, приведенной на рис. 2а, составило около 200 тыс., причем практически у всех образцов отказывал ближний к общей точке модуля чип, через который протекает наибольший ток. Образцы с топологией, приведенной на рис. 2б, выдержали до отказа более 350 тыс. циклов. Выводы 1. Показана актуальность учета факторов, влияющих на статическое распределение тока между чипами при разработке топологии многоэлементных IGBT-модулей. 2. Выравнивание распределения тока между чипами за счет положительной температурной зависимости напряжения насыщения имеет ограниченные возможности. 3. Произведена экспериментальная оценка надежности работы в циклических режимах многоэлементных модулей с различной топологией.

4. Одним из способов выравнивания тока через транзисторные чипы является использование сопротивления алюминиевой системы проводников, например подключение ближайшего к эквипотенциальной точке транзистора через проводники соответствующего ему обратного диода. Литература 1. Bäßler M., Münzer M., Burkert S. Research of current distribution in IGBT modules with multiple chips in parallel. PCIM Europe, 2005. 2. Wu R. et al. Comprehensive investigation on current imbalance among parallel chips inside MW-scale IGBT power modules. Power Electronics and ECCE Asia (ICPE-ECCE Asia), 2015 9th International Conference. IEEE, 2015. 3. Chen N. et al. Dynamic characterization of parallel-connected high-power IGBT modules // IEEE transactions on industry applications. 2015. Vol. 51. No. 1. 4. Morishita K. et al. Investigations of parallel connected IGBT's using electromagnetic field analysis. Power Electronics and Applications, 2005 European Conference. IEEE, 2005. 5. Liang K. et al. Research and measurement of chip current imbalance in IGBT module with multiple chips in parallel. Electrical Machines and Systems (ICEMS), 2013 International Conference. IEEE, 2013. 6. Azar R. et al. The current sharing optimization of paralleled IGBTs in a power module tile using a PSpice frequency dependent impedance model // IEEE Transactions on Power Electronics. 2008. Vol. 23. No. 1.

(точнее определить сложно из-за разных значений тока, протекающих по разным участкам цепи). Следовательно, разность значений сопротивления цепи составляет порядка 5–7% от динамического сопротивления транзистора, что приведет примерно к такой же разнице в значениях тока, протекающего через ближний к общей точке и дальний от нее чипы, и, соответственно, к разнице в температуре перегрева чипов порядка 10 °C. Эта разница не сможет быть скомпенсирована положительной температурной зависимостью напряжения насыщения, так как при перегреве в 10 °C, как было показано выше, приращение значения напряжения насыщения составит около 17 мВ, в то время как разность между падениями напряжения на участках цепи до первого и третьего чипов составляет около 70 мВ. При анализе распределения тока между чипами необходимо также учитывать, что сопротивления проводников, включенные в цепи эмиттеров транзисторов, являются элементами местной обратной связи, которая оказывает влияние на распределение тока между транзисторами в активном режиме. Поскольку транзисторы находятся в активном режиме только во время коммутации, влияние местной обратной связи на статическое распределение тока отсутствует, но для корректной работы модуля в динамических режимах также желательно, чтобы сопротивления в эмиттерах транзисторов были максимально одинаковыми. Неравномерность в распределении тока между транзисторными чипами модуля и обусловленная ею разность в температуре перегрева чипов приводят к снижению надежности работы модуля в циклических режимах. Для

Силовая элементная база

www.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

Силовая элементная база

Новые SiC-модули XM3 — для снижения размеров, веса и стоимости силовых преобразователей Постоянно разрабатывая новые стандарты оптимизированных конструктивов SiC компонентов, Wolfspeed предлагает новую модульную платформу XM3 для приложений мощностью 100–300 кВт, обеспечивающую лучшую в своем классе плотность мощности.

Михаил Червинский

отя карбид кремния (SiC) по-прежнему считается относительно новым материалом на рынке полупроводников, в настоящее время он используется в силовых схемах, широко распространенных в нашей жизни — от центров обработки данных, доставляющих электронную почту, до солнечных электрических станций, обеспечивающих энергией офисы и дома, электромобили и поезда, на которых мы едем на работу, промышленное оборудование и роботов, производящих товары, которые мы потребляем [1]. В ИT-сегменте применение SiC создает новые топологии схем, такие как двухтактный безмостовой ККМ (PFC), КПД которого ранее был ограничен изза недостаточной производительности кремния (Si) и не мог соответствовать стандарту энергоэффективности Titanium. На рынке солнечной энергетики SiC-модули позволяют увеличить эффективность до 99,5%, имея в три раза меньший размер и в десять раз меньший вес по сравнению с Si-компонентами. В электромобилях (EV) SiC-модули в соответствую-

щих конструктивах могут работать при более высоких температурах окружающей среды, генерируя при этом значительно меньшие потери. Это дает возможность сэкономить $300–$600 и более от стоимости батареи, еще $600 за счет сокращения занимаемого объема, а также $500–$1000 благодаря снижению требований к системе управления [2]. Wolfspeed развивает SiC технологию, чтобы удовлетворить взрывной спрос Компания опирается на свою более чем 30летнюю историю инноваций и опыт разработки SiCкомпонентов для разнообразных конечных приложений и предлагает широкую гамму чипов, дискретных и модульных платформ (рис. 1). По мере роста областей применения Wolfspeed соответственно развивается. В планах компании — мегафабрика материалов, более крупное, высокоавтоматизированное производство пластин, а также обработка 150-мм пластин с возможностью расширения до 200-мм [3]. Компания Wolfspeed сделала большой шаг в направлении расширения рынка, запустив бизнес силовых модулей в крупномасштабное коммерческое пространство с линейкой как стандартных промышленных корпусов, так и новых конструктивов, оптимизированных для SiC-компонентов. Кроме того, Wolfspeed позиционирует себя в качестве производителя SiC-модулей для основных массовых сегментов рынка, таких как промышленность, энергетика, транспорт и автомобили. Один типоразмер не подходит всем

Рис. 1. Производство пластин

www.power e.ru

Широкое внедрение силовых SiC-модулей требует наличия компонентов в различных корпусах и с разными характеристиками. Промышленность исторически предлагает стандартные 45-, 62-мм и более крупные конструктивы EconoDUAL, которые не могут в полной мере использовать

Силовая электроника, № 2’2020

Силовая элементная база

Рис. 2. Внешний вид силового модуля XM3

преимущества технологии карбида кремния. Конкурирующие производители SiC часто используют корпуса, изначально предназначенные для производства кремниевых приборов, без каких-либо доработок, позволяющих учесть особенности SiC-технологии, что сродни установке двигателя Ferrari в старый потрепанный пикап. Другими словами, старый пикап просто не способен реализовать мощность двигателя Ferrari. Wolfspeed может предложить как корпуса, так и чипы, оптимизированные для демонстрации преимуществ SiC, отличающиеся вертикально интегрированной моделью, позволяющей совместно разрабатывать новые технологии, соответствующие конкретным областям применения. Когда модуль создан с учетом уникальных характеристик SiC, он способен максимизировать скорость переключения, плотность мощности и обеспечить лучшие тепловые характеристики. Используя подход «один типоразмер не подходит для всех» и предоставляя как оптимизированные для SiC, так и стандартные корпуса, линейка модулей Wolfspeed предлагает высокую гибкость в разработке дизайна конструктивов, подходящих для различных областей применения. Новая модульная платформа XM3 (рис. 2) размером 53 мм является ярким примером того, как Wolfspeed устанавливает стандарты корпусирования SiC-компонентов. Платформа XM3: создание нового типоразмера Силовой модуль Wolfspeed XM3 SiC (рис. 2) устанавливает новый стандарт на рынке силовых ключей, имея на 50% меньший вес и габариты, чем обычный модуль 62 мм с максимальной плотностью мощности. Этот конструктив следующего поколения оптимизирован для установки любых коммерчески доступных чипов C3M MOSFET Wolfspeed с напряжением до 1700 В. Он способен проводить токи до 500 А при габаритах всего 53×80 мм.

Рис. 3. Зависимость максимального тока от частоты для различных модулей XM3

В пределах силовой платформы XM3 будут предложены различные конфигурации схем, удовлетворяющих разнообразным требованиям по рабочему напряжению и мощности для различных применений. Для достижения высоких скоростей коммутации с низкими динамическими потерями корпус должен быть спроектирован с учетом обеспечения низкой паразитной индуктивности: это главный момент при проектировании как самого модуля, так и конструкции силовой шины на системном уровне. По величине паразитной индуктивности XM3 превосходит конкурирующие устаревшие корпуса благодаря низкоиндуктивной планарной структуре с перекрытием. Токовые петли внутри модуля широкие и низкопрофильные, они обеспечивают равномерное распределение токов между чипами, что создает эквивалентные импедансы для различных положений ключей. Терминалы питания модуля имеют смещение по вертикали. Это упрощает конструкцию соединений между конденсаторами DC-шины и модулем и обеспечивает ламинарность связей вплоть до модуля, не требуя изгибов, штамповки, зазоров или применения сложной изоляции. Конечным результатом является малая индуктивность силового контура — всего 6,7 нГн при 10 МГц, как продемонстрировано в эталонной конструкции инвертора на базе XM3. Большая плотность тока, свойственная SiC-приборам, требует высокоэффективной тепловой сборки для максимальной тепло передачи. Уникальная конструкция XM3 позволяет модулю работать при температуре чипов до +175 °C. К другим

ключевым особенностям XM3 относятся встроенный датчик температуры на нижнем ключе, встроенный датчик напряжения Vce (DESAT), предназначенный для простоты интеграции драйвера, и надежная подложка из нитрида кремния (Si3N4), обеспечивающая улучшение стойкости к термоциклированию. Производительность модуля CAB450M12XM3 гораздо выше, чем у аналогичных Si IGBT — потери переключения более чем в пять раз меньше. Так, при 800 В и 400 А суммарное значение Esw, включая потери обратного восстановления, менее 30 мДж при RGext = 0 Ом. Если рассматривать оптимизированный с точки зрения динамических потерь модуль CAB400M12XM3, то его общие потери при 800 В и 400 А еще ниже — менее 15 мДж! Платформа XM3 также имеет меньшие потери проводимости, у SiC отсутствует точка перегиба прямой характеристики, что обеспечивает высокую эффективность при малых нагрузках. Конструктив XM3 предлагает высокую гибкость внутренней топологии, что позволяет реализовать различные варианты схем. Благодаря этому Wolfspeed будет выпускать перспективные виды XM3 с напряжением до 1,7 кВ, охватывающие разные топологии схем. Эти схемные конфигурации ориентированы на различные конечные приложения и уровни мощности для удовлетворения широких потребностей рынка. Первая реализация платформы XM3 — модуль CAB450M12XM3, предназначенный для приложений, где нужны низкие потери проводимости; за ним следуют CAB400M12XM3 и CAB425M12XM3, оптимизированные для www.power e.ru

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 4. XM3 отладочная плата: а) драйвер затвора CGD12HBXMP; б) комплект для оценки динамических характеристик KIT"CRD"CIL12N; в) трехфазный инвертор CRD"""DA12E"XM3

Отладочный комплект XM3 упрощает применение SiC Проектирование новых устройств на основе карбида кремния имеет свои особенности, поэтому Wolfspeed выпускает материалы, предназначенные для обучения новых пользователей SiC передовым практикам и помощи в освоении этого полупроводникового материала. Для платформы XM3 предлагаются демонстрационные средства системного уровня, а также лабораторные инструменты оценки, позволяющие быстро настроить и запустить изделие. Платформа XM3 (рис. 4) содержит: • драйвер затвора CGD12HBXMP (рис. 4а); • комплект для оценки динамических характеристик KIT-CRD-CIL12N-XM3 (рис. 4б); • макет трехфазного инвертора CRD---DA12E-XM3 (рис. 4в) мощностью 200–300 кВт («---» в обозначении — уровень мощности, зависящий от комплектации прототипа, имеющего несколько вариантов и артикулов). Драйвер затвора CGD12HBXMP (рис. 4а) оптимизирован для подключения к приборам С3М Wolfspeed типоразмера XM3. Напряжения питания +15 В/–4 В выходного каскада соответствуют рекомендуемым значениям VGS для C3M. Драйвер содержит DC/DC-конвертер Murata мощностью 2 Вт на канал для обеспечения высокочастотной коммутации с частотой до 80 кГц, пиковое напряжение изоляции составляет 5,2 кВ (1 мин) при емкости изоляции всего 2,9 пФ. Драйвер обеспечивает изоляцию до 1000 Вrms (рабочее напряжение); защиту от перегрузки по току, короткого замыкания и перемены полярности; иммунитет к синфазным переходным помехам (CMTI) составляет 100 кВ/мкс. Он также имеет дифференциальный вход для улучшения помехоустойчивости. Если лабораторная установка не передает дифференциальный сигнал, то Wolfspeed предлагает дополнительную плату трансивера, преобразующего дифференциальное напряжение в одноканальное (CGD12HB00D). Техническая документация на драйвер и плату дифференциального приемопередатчика доступна для www.power e.ru

загрузки, их схемы можно использовать в качестве учебного пособия для создания собственного драйвера. Комплект KIT-CRD-CIL12N-XM3 (рис. 4б) позволяет инженерам оценить динамические характеристики модуля XM3 в своей лаборатории. Его конструкция обеспечивает точки доступа, позволяющие измерять характеристики переключения транзисторов верхнего и нижнего уровня через конфигурируемые соединения. Устройство совместимо с токовым шунтом с диапазоном частот 350 МГц, оно содержит низкочастотные и высокочастотные пленочные конденсаторы с низкой паразитной индуктивностью. Документацию на KIT-CRDCIL12N-XM3 можно скачать с сайта Wolfspeed и использовать для создания собственной оценочной платы; некоторые партнеры Wolfspeed имеют этот комплект для оценки динамических характеристик по кредитным программам, таким образом вы можете проверить его в своей собственной лаборатории. Макет инвертора CRD---DA12E-XM3 (рис. 4в) позволяет продемонстрировать высокую плотность мощности, которую обеспечивают SiC-ключи. Устройство имеет три модуля XM3, три драйвера затвора CGD12HBXMP, плату контроллера, оптимизированную DC-шину, конденсаторы постоянного тока, датчики тока и напряжения и высокопроизводительный жидкостный радиатор. По мере роста платформы XM3 компания Wolfspeed выпускает новые конфигурации CRD---DA12E-XM3, так что пользователи смогут испытать версии этого инвертора. Первый коммерческий модуль на этой платформе CAB450M12XM3 обеспечивает мощность инвертора 300 кВт — CRD300DA12E-XM3. Габариты прототипа инвертора — 279×291×115 мм, объем — 9,3 л. Таким образом плотность мощности CRD300DA12E-XM3 составляет 32,25 кВт/л, что вдвое больше, чем у инверторов на основе Si-модулей, а его эффективность превышает 98%.

оптимальна для устройств высокой мощности в диапазоне 100–300 кВт. Моторные и тяговые приводы, которые используются в железнодорожном и промышленном оборудовании, источники бесперебойного питания (UPS), серверные источники питания, бортовые и внешние зарядные станции для электротранспорта (EV), а также другие приложения, требующие высокой плотности мощности и эффективности или имеющие большие входные или выходные фильтры, могут значительно выиграть от применения нового силового модуля. Литература 1. Moxey G. Accelerating Adoption of SiC Power. March 2018. www.wolfspeed.com/downloads/ dl/file/id/1187/product/0/accelerating_ adoption_of_sic_power.pdf 2. Moxey G. Silicon Carbide: Transforming the Future of Power. June 26, 2019. www. wolfspeed.com/knowledge-center/article/ silicon-carbide-transforming-the-future-ofpower 3. Simmons C. Cree Announces Update to Capacity Expansion Plan — Company to Build World’s Largest Silicon Carbide Device Manufacturing Facility in New York. September 23, 2019. www.wolfspeed.com/news/cree-announcesupdate-to-capacity-expansion-plan

Создайте свое устройство реклама

устройств, требующих низких потерь переключения.

Платформа XM3 может быть внедрена в широком диапазоне применений, она

Силовая электроника, № 2’2020

Силовая элементная база

Высоковольтный изолированный драйвер затвора IGBT-транзисторов В статье приведена краткая информация о структуре и основных характеристиках высоковольтного изолированного драйвера затвора IGBT транзисторов со встроенным контроллером обратноходового DC/DC преобразователя ADuM4138, выпускаемого компанией Analog Devices. Представлена типовая схема включения драйвера, а также даны общие сведения об оценочной плате для тестирования драйвера.

Владимир Макаренко, к. т. н.

v.makarenko@vdmais.ua

ADuM4138 — это одноканальный драйвер затвора, оптимизированный для управления биполярными транзисторами с изолированным затвором (IGBT) или полевыми транзисторами [1]. Гальваническая развязка между входами и выходами драйвера выполнена по технологии компании Analog Devices iCoupler. Высокочастотные трансформаторы, встроенные в чип, поддерживают надежную гальваническую развязку цепей (рис. 1). В составе ИМС имеется контроллер изолированного обратноходового преобразователя, обеспечивающего питание на вторичной стороне драйвера. Система обнаружения перегрузки по току и высокоскоростная двухуровневая система отключения, встроенные в ADuM4138, создают защиту IGBT при отсутствии насыщения или перегрузки по току. Два вывода для подключения внешнего датчика температуры (TS1 и TS2) позволяют осуществлять контроль температуры системы с IGBT на вторич-

Рис. 1. Конструкция изолятора iCoupler

ной стороне. Блокировка минимального напряжения питания вторичной стороны VDD2 (UVLO) установлена на уровне 11,2 (типовое значение) в соответствии с пороговыми уровнями IGBT. Встроенная система ULVO удерживает выход драйвера на низком уровне до тех пор, пока напряжение питания не превысит необходимый порог, что предотвращает выход из строя управляемого транзистора. Управление коэффициентами усиления усилителей и токов смещения для датчиков температуры осуществляется на первичной стороне через интерфейс SPI. Значения установленных параметров хранятся в электрически стираемой программируемой постоянной памяти (EEPROM), расположенной на вторичной стороне устройства. Кроме того, доступно программирование значения напряжения VDD2, интервала времени между сеансами передачи сообщений о температуре и времени, когда произошло отключение по току. ADuM4138 предоставляет отдельные отчеты для каждой из неисправностей: перегрузки по току, перегрева, блокировки работы IGBT при уменьшении напряжения питания на вторичной стороне (UVLO), отключения из-за перегрева (TSD) и обнаружения ненасыщенности IGBT. Основные параметры ADuM4138 [1]: • Пиковый ток управления затвором IGBT: 6 А (типовое значение). • Защита от перегрузки по току. • Защита от выхода транзистора из насыщения (DESAT). • Интегрированный ключ активного ограничения эффекта Миллера. • Встроенный контроллер изолированного DC/DCпреобразователя. www.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

• Мониторинг напряжения питания на первичной и вторичной стороне (защита UVLO). • Мониторинг сигналов ошибки. • Изолированный выход сигнала ошибки. • Длина пути утечки/электрического зазора (Сreepage/Сlearance) по корпусу и между выводами составляет 8,3 мм. • Возможность подключения двух внешних датчиков температуры на вторичной стороне. • Встроенный в ИМС датчик температуры. • Время задержки распространения сигнала: – фронта: 95 нс (типовое значение); – спада: 100 нс (типовое значение). • Минимальная длительность импульсов управления: 74 нс. • Диапазон рабочих температур перехода: –40…+150 °C. • Напряжение питания вторичной стороны: 12–25 В, ток потребления 14 мА. • Частота коммутации ключа обратноходового DC/DC-преобразователя: 200 кГц. • Соответствие требованиям стандартов и сертификатов: – уведомление о принятии компонента CSA 5A;

Силовая элементная база – соответствует сертификатам безопасности на усиленную изоляцию и стандартам DIN V VDE V 0884-10 (VDE V 0884-10), UL 1577. • Рабочее напряжение изоляции: VIORM = 849 В (пиковое значение). • Прочность изоляции: 5000 В (среднеквадратическое значение) в течение 1 мин. • Сертифицирован для автомобильных приложений. Функциональная схема ADuM4138 приведена на рис. 2. Установка значения пикового тока транзистора V1 обратноходового преобразователя осуществляется с помощью резистора RS, подключенного к выводу ISENSE. Значение тока рассчитывается по формуле: IPEAK (мА) = 100 мВ/RS, где IPEAK — максимальное значение пикового тока, мА; RS — сопротивление в Ом резистора, используемого для установки пикового тока. Типовая схема включения драйвера показана на рис. 3. Рекомендуемое значение сопротивления резистора RCL (ограничения тока) составляет 20 кОм. В процессе работы уравнение для значения пикового тока имеет вид:

Рис. 2. Функциональная схема ADuM4138

www.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

Силовая элементная база

Рис. 3. Типовая схема включения ADuM4138

IPEAK = (VI_SENSE – II_SENSE × RCL)/RS, где VI_SENSE = 500 мВ (типовое значение); II_SENSE = 20 мкА (типовое значение); RCL = 20 кОм (рекомендуемое значение). Управление параметрами драйвера ADuM4138 и программирование памяти EEPROM осуществляется через последовательный интерфейс SPI. Доступ к программированию памяти осуществляется установкой на выводе CS нулевого потенциала. Программирование по интерфейсу выполняется с использованием стандартного соглашения SPI. Временные диаграммы сигналов в режимах записи и считывания из памяти и рекомендации по программированию приведены в [1].

На время программирования отключаются выходы управления затвором IGBT. Сигналы управления затвором вновь начинают формироваться при установке на входе CS высокого потенциала. Системы контроля напряжения питания ADuM4138 выполняют контроль как на первичной, так и на вторичной стороне. Если напряжение питания первичной стороны VDD1 падает ниже 4,13 В (типовое значение), передача сигналов на вторичную сторону прекращается, в результате устанавливается низкий уровень сигнала управления затвором IGBT. Рекомендуется, чтобы значение напряжения VDD1 было не менее 6 В. Для контроля температуры используются цепочки из четырех последовательно соединенных диодов (рис. 3), подключенных к выводам TS1 и TS2. Ток через диоды равен 5 мА, а напряжение на этих выводах составляет 2,35–2,45 В. Обнаружение перегрузки по току

Рис. 4. Зависимость порогового напряжения срабатывания защиты от перегрузок по току от напряжения на датчике температуры

ADuM4138 предназначен для работы с IGBT с разделенными эмиттерами или с MOSFET с разделенными истоками. Используя резистор, включенный между эмиттером и общим проводом, можно контролировать ток, протекающий через транзистор. При перегрузке по току инициируется отключение транзистора. На первичной стороне формируется сообщение об ошибке через время tdOC (типовое значение 920 нс) и запускается таймер сброса. Если перегрузка по току устраняется до начала процесса отключения транзистора, на выводе VOUT_ON формируется высокий уровень напряжения и таймер сброса прекращает свою работу. Значение порогового напряжения перегрузки по току задается значением бита T_RAMP_OP регистра пользователя. Если бит T_RAMP_OP установлен в 1, пороговое значение максимального тока устанавливается равным 2 В (типовое значение) для всех условий работы. Если бит T_RAMP_OP установлен в 0, пороговое значение напряжения VOCD_TH_EN устанавливается равным 2,69 В (типовое значение). При изменении напряжения на датчике температуры (вывод TS1) в пределах 1,55–1,75 В напряжение VOCD_TH_EN изменяется по линейному закону (рис. 4). www.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 5. Пример двухуровневого выключения

Высокоскоростная система двухуровневого отключения Если напряжение на входах OC1 или OC2 превысит заданный порог (перегрузка по току), двухуровневая схема отключения установит низкий уровень напряжения на затворе IGBT. Внутренний полевой МОПтранзистор с n-каналом (рис. 2) открывается, и напряжение на выводе GATE_SENSE уменьшается до 11,9 В (типовое значение). Время, необходимое выходному сигналу от момента обнаружения перегрузки по току до снижения напряжения до 11,9 В, обозначено как tdOCR (рис. 5). По истечении времени обнаружения (tdOC) неисправность регистрируется, и сигнал об этом (FAULT) передается на первичную сторону (рис. 5). Если за время tdOC напряжение VOCx упадет ниже порогового значения напряжения VOCD_TH, то внутренний МОП-транзистор с р-каналом (PMOS), сток которого подключен к источнику питания VDD2, открывается и напряжение на затворе IGBT возрастает, а таймер сбрасывается (рис. 6) и сигнал FAULT не формируется. Компенсация влияния емкости Миллера

Силовая элементная база

Рис. 6. Пример восстановления двухуровневого таймера

нулевое напряжение на затворе, пока температура кристалла не упадет до +130 °C. Если температура первичной стороны превышает +154 °C, отключаются все узлы первичной стороны, обратноходовой преобразователь и узлы вторичной стороны. Система TSD восстанавливает работоспособность драйвера при понижении внутренней температуры первичной стороны устройства до +135 °C. Основной причиной перегрева является слишком большая нагрузка из-за высокой температуры окружающей среды, как правило, вторичной стороны драйвера. Рассеяние мощности При управлении затвором IGBT-драйвер рассеивает значительную мощность. Это может привести к перегреву. Затвор IGBT представляет собой емкостную нагрузку. Из-за емкости Миллера и других факторов обычно для практических расчетов входную емкость (CISS) IGBT умножают на пять, чтобы получить приблизительное значение

ADuM4138 формирует управляющий сигнал на выводе MILLER_ OUT для уменьшения скачков напряжения на затворе IGBT из-за влияния емкости Миллера во время отключения IGBT. Когда входной стробирующий сигнал вызывает отключение IGBT (низкий уровень), сигнал MOSFET на выводе MILLER_OUT отключается. Когда напряжение на выводе GATE_SENSE падает ниже 2 В (типовое значение), схема управления открывает внутренний МОП-транзистор с каналом p-типа и вывод MILLER_OUT соединяется с общим проводом вторичной стороны GND2, создавая второй путь для тока затвора IGBT. Уровень нуля на выводе MILLER_OUT сохраняется до тех пор, пока входной сигнал не изменится с низкого на высокий. На рис. 7 показан пример формы сигнала на затворе IGBT-транзистора при различных значениях сигнала на входе драйвера ADuM4138. Отключение драйвера из за перегрева Преобразователь ADuM4138 содержит две системы отключения при перегреве (TSD). Если внутренняя температура вторичной стороны ADuM4138 превышает +150 °C, ADuM4138 формирует сигнал ошибки TSD, и посредством мягкого отключения напряжение на затворе IGBT устанавливается равным нулю. Система TSD сохраняет www.power e.ru

Рис. 7. Пример формы сигнала на затворе IGBT"транзистора при различных значениях сигнала на входе драйвера ADuM4138

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 8. Зависимость максимально допустимой плотности внешнего магнитного потока от частоты изменения магнитного поля

для аппроксимации нагрузки драйвера. При этом значении общая расчетная рассеиваемая мощность (PDISS) в системе определяется уравнением: PDISS = CEST × (VDD2)2 × fS, где CEST = 5CISS; VDD2 — напряжение питания вторичной стороны; fS — частота переключения IGBT. Рассеивается мощность на транзисторах внутренних ключей и на сопротивлении затвора RGON и RGOFF. Рассчитать рассеиваемую мощность можно по формуле: PDISS_ADUM4138 = PDISS × 0,5[RDSON_P / (RGON + RDSON_P) + (RDSON_N / (RGOFF + RDSON_N)] + PQUIESCENT, где P DISS_ADUM4138 — рассеиваемая мощность ADuM4138; R GON — сопротивление IGBT-затвора при включенном транзисторе;

Рис. 10. Внешний вид отладочной платы EVALADuM4138EBZ

RGOFF — сопротивление IGBT-затвора при выключенном транзисторе; PQUIESCENT — мощность, потребляемая в режиме покоя. Температуру кристалла можно рассчитать по формуле: TADuM4138 = θJA × PDISS_ADuM4138 + TAMB, где θJA = 62,4 (в корпусе RN-28-1 на четырехслойной печатной плате); TAMB — температура окружающей среды. Устойчивость к внешним магнитным полям ADuM4138 устойчив к внешним магнитным полям. Ограничение помехоустойчивости магнитного поля ADuM4138 устанавливается условием, при котором индуцированное напряжение в приемной катушке трансформатора достаточно велико, чтобы привести к сбоям в работе драйвера. На рис. 8 приведен график зависимости максимально допустимой плотности внешнего магнитного потока от частоты изменения магнитного поля, а на рис. 9 — графики зависимостей максимально допустимого тока от частоты изменения магнитного поля при испытаниях в поле индукционной катушки. Все изоляционные материалы в конечном итоге разрушаются при воздействии высокого напряжения в течение достаточно длительного времени. Скорость ухудшения параметров изоляции зависит от характеристик напряжения, приложенного к изоляции. В дополнение к испытаниям, проводимым регулирующими органами, компания Analog Devices, с целью

Рис. 11. Кабель USBSDPCABLEZ для связи оценочной платы с ПК

Рис. 9. Графики зависимостей максимально допустимого тока от частоты изменения магнитного поля при испытаниях в поле индукционной катушки

повышения надежности, проводит собственное ускоренное тестирование для определения срока службы изоляции в ADuM4138, используя уровни напряжения выше номинального постоянного рабочего напряжения. Драйвер может найти применение в автомобильной, аэрокосмической, нефтедобывающей, энергетической и других отраслях, где требуется надежное преобразование энергии, а именно в интеллектуальных силовых модулях, электроприводах, инверторах, импульсных источниках питания и т. п. Компания Analog Devices выпускает оценочную плату EVAL-ADuM4138EBZ [2] и программное обеспечение для работы с ней [3]. Внешний вид платы приведен на рис. 10. Использование SPI Оценочная плата ADuM4138 соединяется с ПК с помощью кабеля USB-SDP-CABLEZ (рис. 11). В [2] приведены указания по установке перемычек в таком режиме работы. В качестве альтернативы вместо ПК можно подключить любое другое устройство с интерфейсом SPI для программирования платы. Для этого предусмотрены штыри оценочной платы P18–P21, обозначение которых нанесено на плате. В [2] даны подробные рекомендации по работе с платой и ее программированию. Подробнее ознакомиться с характеристиками изолированного драйвера затвора ADuM4138 и другими ИМС аналогичного назначения можно на сайте компании Analog Devices. Литература 1. w w w . a n a l o g . c o m / m e d i a / j p / t e c h n i c a l documentation/data-sheets/ADuM4138_ jp.pdf www.analog.com/media/en/ technical-documentation/user-guides/EVALADuM4138EBZ-UG-1194.pdf 2. www.analog.com/media/en/evaluation-boardskits/evaluation-software/ADuM4138_eval_ program_01.zip www.power e.ru

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Драйверы управления IGBT производства АО «Ангстрем» Управление мощными преобразователями, силовыми машинами, электродвигателями, приводами, автономными источниками электропитания крайне важно для транспорта, станкостроения, электроэнергетики, промышленности и в целом имеет для экономики большое значение. Электронная компонентная база (ЭКБ), используемая в системах управления, напрямую влияет на безопасность, надежность, энергоэффективность, массо габаритные характеристики и стоимость всей системы. Использование импортной ЭКБ в системах управления делает российские компании уязвимыми для торговых ограничений, нерыночной конкуренции и не позволяет совершенствовать характеристики систем выше уровня конкурентов. На имеющихся на данный момент производственных мощностях АО «Ангстрем», серийно освоен и выпускается самый широкий ассортимент силовой электроники в России.

Павел Машевич Константин Шеремет

а производственных мощностях АО «Ангстрем» в настоящее время серийно выпускается широкий ассортимент силовой электроники, отличающийся очень высокой надежностью и достаточно высокими характеристиками электронных компонентов. Выпускаемая «Ангстремом» на существующем технологическом уровне силовая ЭКБ удовлетворяет самым высоким требованиям функциональности, надежности, температурной и радиационной стойкости при конкурентоспособной цене. Переход на более современные «тонкие» топологические нормы при высоких напряжениях ограничен требованиями диэлектрической проницаемости и в данном случае не оправдан. Уже длительное время АО «Ангстрем» ведет разработку и производство широкой линейки IGBT и MOSFET полупроводниковых приборов, силовых модулей, в том числе интеллектуальных. Функциональная совместимость, а зачастую и совместимость pin-to-pin с импортными аналогами, дают возможность заменить импортную ЭКБ на отечественную без потери наиболее важных характеристик. Также предприятие создает изделия более сложного уровня — блоки управления, или драйверы. Драйверное ядро Для ряда драйверов с гальванической трансформаторной развязкой разработан и освоен выпуск комплекта микросхем драйверного ядра — АМ2101 и АМ2114. Драйверное ядро собственного производства в компактных корпусах SO-16 позволило достичь минимальных в России размеров драйве-

www.power e.ru

ров при сохранении надежности на уровне изделий специального применения. Функциональные возможности драйверного ядра: • контроль напряжения насыщения на коллекторе управляемого IGBT-транзистора; • регулировка порога защитного отключения по напряжению насыщения; • блокировка управления при аварии; • сигнализация о наличии аварийного режима; • блокировка одновременного включения верхнего и нижнего плеча полумоста; • контроль напряжений питания драйвера на входе, а также на выходе DC/DC-преобразователя; • регулировка времени блокировки управляемого транзистора. Контроль напряжения питания в драйверном ядре

Как первичная АМ2101, так и вторичная АМ2114 сторона каналов драйвера оснащена схемой обнаружения недопустимого снижения напряжения питания. В случае обнаружения недопустимого снижения напряжения на первичной стороне на затворы силовых полупроводников подается отрицательное напряжение для их перевода в запертое состояние (драйвер блокируется), а на обоих выходах SO1 и SO2 сигнализируется наличие отказа вплоть до его устранения. В случае недопустимого снижения напряжения на вторичной стороне запирание полупроводника подачей отрицательного напряжения на затвор, блокировка драйвера и сигнализация отказа на выводе SOx выполняются только в том канале, в котором обнаружен данный вид повреждения. Выход SOx автоматически сбрасывается (возвращается в высокоимпедансное со-

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 1. Структурная схема драйверного ядра в модуле управления полумостом

стояние) по истечении выдержки времени блокирования. На рис. 1 приведена структурная схема драйверного ядра в модуле управления полумостом. Драйверы ДР 8/1700 и 2629КР014 Двухканальные драйверы общего назначения ДР 8/1700 и 2629КР014 предназначены для управления двумя IGBT-транзисторами малой и средней мощности. Драйверы имеют одинаковую электрическую схему, одинаковые характеристики и различаются только конструктивным исполнением. Есть возможность выполнения в нескольких вариантах, в зависимости от способа крепления. Драйвер ДР 8/1700 разработан для использования в изделиях с ограничениями по размеру, — его габариты всего 45×34,3×16 мм, что является самым компактным решением для промышленных применений в России. Драйвер 2629КР014 выполнен в металлическом корпусе, в котором для отвода тепла от элементов схемы используется заливочный компаунд низкой вязкости, отличающийся высокой теплопроводностью, диэлектрическими свойствами, влагостойкостью, вибро- и ударопоглощением. Он имеет несколько большие габариты — 56×76×13 мм. Оба драйвера поддерживают возможность управления параллельно включенными транзисторами, поддерживают многоуровневые топологии, могут быть использованы в оборудовании с очень ограниченным монтажным пространством. Они способны управлять любыми IGBT-модулями мощностью до 600 А/1200 В или 450 А/1700 В. На рис. 2 приведены фотографии драйвера

ДР 8/1700, на рис. 3 — фотографии драйвера 2629КР014. Характеристики драйверов ДР 8/1700 и 2629КР014: • номинальное напряжение питания: (15 ±0,5) В; • ток потребления (f = 0 Гц): ≤ 38 мА; • ток потребления, полная нагрузка: ≤ 210 мА; • выходная мощность на канал: ≥ 1 Вт; • напряжение затвора: +15/–8 В; • пиковый выходной ток: –8…+8 А; • максимальная рабочая частота (без нагрузки): 50 кГц; • время задержки включения сигнала между входом и выходом: ≤ 90 нс; • время задержки выключения сигнала между входом и выходом: ≤ 80 нс; • время нарастания выходного сигнала: ≤ 60 нс; • время спада выходного сигнала: ≤ 60 нс;

Рис. 2. Драйвер ДР 8/1700

• рабочий диапазон температур: –40…+85 °C; • габариты драйвера ДР 8/1700: 45×34,3×16 мм; • габариты драйвера 2629КР014: 56×76×13 мм. В драйверах ДР 8/1700 и 2629КР014 реализованы все функциональные возможности драйверного ядра. Для питания схемы управления затвором изолированным напряжением драйверы оснащены DC/DC-преобразователем и используют питание стабилизированным напряжением. Изоляция всех трансформаторов (DC/DC- и сигнальные трансформаторы) между первичной и вторичной сторонами имеет класс защиты II EN 50178. Драйвер 9016ВС01 Двухканальный драйвер 9016ВС01 (рис. 4) выполнен на базе того же драйверного ядра из комплекта микросхем АМ2101 и АМ2114.

Рис. 3. Драйвер 2629КР014

www.power e.ru

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Он предназначен для управления силовыми транзисторами типа IGBT и MOSFET средней и большой мощности, мощностью до 2500 А/1200 В и 2000 А/1700 В. Конструктивно драйвер выполнен в металлическом корпусе с крепежными отверстиями для печатной платы. Для отвода тепла от элементов схемы драйвера так же, как и в драйвере 2629КР014, предусмотрен заливочный компаунд низкой вязкости. Драйверы используют все функциональные возможности драйверного ядра и прошли весь цикл испытаний на надежность и стойкость к неблагоприятным факторам среды. Основные характеристики: • напряжение питания: (15 ±1) В; • ток потребления, при FIN = 100 кГц: 200 мА; • максимальная выходная мощность на канал: 4 Вт; • напряжение затвора: +15/–8 В; • пиковый выходной ток (ток затвора): –35…+35 А; • максимальная частота управляющего сигнала FIN: до 100 кГц;

• температурный диапазон: –40…+85 °С; • размеры: 76×56×10 мм. Конструктивно драйвер 9016ВС01 (рис. 4) состоит из одной АМ2101, двух АМ2114, шести n-МОП-транзисторов 2ПЕ213А92 и гальванической развязки в виде одного силового и двух сигнальных трансформаторов на ферритовых кольцевых сердечниках. Драйвер выполнен на многослойной печатной плате с внешними штыревыми выводами и имеет металлический корпус. Одноканальные драйверы 2629КР025 и 2629КР035 Одноканальные драйверы 2629КР025 и 2629КР035 построены также с использованием модифицированного драйверного ядра — кристаллов микросхем АМ2101М и АМ2114М (драйвер 2629КР025) и АМ2114М1 (драйвер 2629КР035). Структурная схема модифицированного одноканального драйверного ядра приведена на рис. 5. Основные характеристики одноканальных драйверов:

Рис. 4. Драйвер 9016ВС01

Рис. 5. Структурная схема одноканального драйверного ядра.

www.power e.ru

• напряжение питания VCC: (15 ±0,5) В; • напряжение затвора: +15/–8 В; • пиковый выходной ток (ток затвора) 2629КР025: –2…+2 А; • пиковый выходной ток (ток затвора) 2629КР035: –0,5…+0,5 А; • максимальная частота управляющего сигнала FIN: до 50 кГц; • температурный диапазон: –60…+125 °С; • тип корпуса: металлокерамический Н14.42-1В; • габариты корпуса: 12×12×2,9 мм; • масса микросхемы: 5 г. На рис. 6 приведена фотография драйвера 2629КР025. Заключение АО «Ангстрем» располагает полным циклом выпуска микроэлектронной продукции: разработка топологии, выпуск пластин, сборка микросхем и транзисторов в корпусе, тестирование. Наличие данной возможности обеспечивает полный контроль над поставкой конечных изделий, что критически важно для специальных и промышленных применений. Кроме того, это позволяет выполнить разработку управляющих схем любой сложности и функциональности под задачи конкретного заказчика. В качестве таких заказчиков уже выступили Минпромторг, Министерство обороны РФ, Росатом и ряд других крупных государственных министерств. Накоплен большой опыт разработки, а также широкий спектр уже готовых решений, которые могут стать основой для модификации существующих разработок под задачи конкретного заказчика. Это открывает возможность оптимизации изделий даже для коммерческих компаний, работающих в ответственных областях энергетики, промышленности, транспорта, в условиях Арктики и космоса. Кроме того, АО «Ангстрем» разрабатывает комплексные решения на базе собственных разработок, оптимизированных по своим параметрам. Например, описанные выше драйверы создавались в едином комплексе с IGBT- и MOSFET-модулями собственного производства.

Рис. 6. Драйверы 2629КР025

Силовая электроника, № 2’2020

Силовая элементная база

SEMIKRON: цифровые драйверы и адаптеры нового поколения Устройство управления изолированными затворами IGBT/MOSFET — один из самых ответственных узлов силового каскада, от которого во многом зависит надежность и эффективность работы всей системы. Стремясь к максимальной унификации схемы и конструкции, многие ведущие производители драйверов пришли к идее универсального «ядра», предназначенного для решения широкого круга задач. Рынок требует непрерывного увеличения эффективности преобразования, что достигается, в частности, за счет параллельного и последовательного соединения модулей и инверторных ячеек. Это предъявляет высокие требования к качеству передачи сигнала и стабильности временных характеристик в широком диапазоне температур и в течение всего срока службы. Новые устройства управления изолированным затвором SKYPER12 и SKYPER 42LJ, реализующие концепцию «ядра», объединяют преимущества цифровой передачи данных и широкие функциональные возможности.

Андрей Колпаков

Andrey.Kolpakov@semikron.com

Цифровой принцип передачи данных В «классических» IGBT-драйверах, широко используемых в силовой электронике, через изолирующий трансформатор передаются фронты импульсов, формируемые аналоговыми резонансными цепями. Восстановление нормальной длительности ШИМ-сигнала производится с помощью триггера. Временные характеристики подобной схемы зависят

от разброса номиналов аналоговых элементов, а также от их температурного и временного дрейфа. В интеллектуальных силовых модулях SEMIKRON SKiiP 4-го поколения, а также новых устройствах управления изолированными затворами IGBT применена цифровая схема передачи данных, принцип работы которой поясняется на рис. 1. В этом случае через трансформатор идет высокочастотный поток нулей и единиц. Сигнал включения и выключения затвора формируется пачками импульсов, проходящих в разных направлениях. Использование дифференциального канала приема-передачи позволяет повысить помехозащищенность системы. Цифровая схема не подвержена старению, ее параметры не зависят от разброса, температурного и временного дрейфа номиналов элементов. Задающий генератор на программируемой логической матрице (FPGA) формирует ВЧ-импульсы, поступающие на дифференциальный передатчик с буферным мостовым MOSFET-усилителем (рис. 1а). Поток данных передается на выходные каскады драйвера через импульсный трансформатор, осуществляющий гальваническую развязку. Последовательность импульсов принимается дифференциальным приемником-компаратором и далее подается на формирователь сигналов управления затворами (рис. 1б), также реализованный на FPGA. SKYPER 12: новая концепция «ядра»

б Рис. 1. а) Передача цифрового сигнала по дифференциальному каналу; б) принцип формирования цифрового дифференциального сигнала

Цифровой драйвер SKYPER 12 предназначен для управления полумостовыми модулями IGBT с рабочим напряжением 600, 1200, 1700 В и номинальным током до 600 A. Конструктивно устройство представляет собой «ядро», которое устанавливается на адаптерной плате, монтируемой непосредственно на моwww.power e.ru

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Формирование сигнала управления TOP

Нормирование сигнала

Выходной каскад

Формирование сигнала ошибки TOP

Управление DC/DCконвертором Формирование сигнала ошибки

Формирование сигнала управления BOT

Выходной каскад

Формирование сигнала ошибки BOT

Рис. 2. «Ядро» драйвера SKYPER 12: а) внешний вид; б) блок"схема

дуле. Использование специализированной интегральной микросхемы (ASIC) позволило резко сократить номенклатуру необходимых компонентов и повысить наработку на отказ: параметр MTBF по стандарту SN 29500 превышает 8 млн ч при полной нагрузке. Основные характеристики SKYPER 12: • Возможность использования в 2L- и 3Lинверторах; • цифровой принцип передачи данных, фазовая ошибка и джиттер не более 20 нс; • средняя мощность: 1 Вт на канал; • регулируемое «мертвое время»; • встроенный цифровой фильтр; • высокая помехозащищенность; • канал для подключения термодатчика; • защита от падения напряжения питания (UVP) в первичном и вторичном каскаде; • динамическая защита от КЗ (DSCP) по напряжению насыщения VCEsat, режим плавного выключения (Soft-Off); • встроенный источник питания выходного каскада. Устройство имеет общий выход схемы неисправности nERROR_OUT, который принимает низкий логический уровень при любой ошибке системы. Он выполнен в виде открытого коллектора, что позволяет объединять выходы ERROR драйверов, работающих в системе, и блокировать все силовые ключи при возникновении неисправности в любом канале. Вход схемы неисправности nERROR_ IN имеет низкий активный уровень, при его соединении с выходом nERROR_OUT формируется двунаправленный вывод (HALT). Драйвер SKYPER 12 может быть адаптирован для использования в трехуровневых инверторах NPC и TNPC [2]. Алгоритм работы схемы защиты зависит от состояния входа MLI_SLCT. При наличии на нем низкого логического уровня (Low, по умолчанию) драйвер блокирует транзисторы IGBT при любой неисправности и формирует сигнал ошибки на выходе nERROR_OUT. Если на вход MLI_SLCT подана логическая единица (High), устройство переходит в режим MLI. В случае короткого замыкания драйвер блокирует только тот IGBT, который вышел www.power e.ru

из насыщения (режим DESAT активирован). Защита второго канала при этом не срабатывает, но сигнал ошибки формируется на выходе nERROR_OUT. Решение об отключении второго IGBT принимается управляющим контроллером. Возможен следующий вариант управления трехуровневым инвертором (рис. 3) от SKYPER 12: • один драйвер контролирует верхние ключи T1 и T2, второй — нижние ключи T3 и T4; • мониторинг V CE транзисторов T2 и T3 отключен; • режим MLI задействован в обоих драйверах; • для исключения всех возможных сценариев отказа используется режим активного ограничения и плавного отключения на всех IGBT (T1, Т2, Т3, Т4). В выходных каскадах SKYPER 12 предусмотрена возможность формирования сигнала

ошибки (перегрев, перегрузка по току) по входам TOP_nERR_In / BOT_nERR_IN и передачи его в первичный каскад. Функции защиты SKYPER 12

Схема защиты SKYPER 12 способна блокировать IGBT при падении напряжения питания (UVLO) в первичном и вторичном каскаде, коротком замыкании нагрузки и подаче внешних сигналов неисправности (перегрев, перегрузка по току). При наступлении любого из этих событий выход nERROR_OUT принимает низкий уровень. После этого входные сигналы игнорируются, для сброса сигнала ошибки необходимо устранить неисправность и установить оба входа в состояние логического 0 (рис. 4). Длительность «мертвого времени» t dt SKYPER 12 может быть установлена в диапазоне от 2 мкс до 0, одновременное включение IGBT в полумосте запрещено функцией DC+

SKYPER12R - 1

511

DVCE

RON +15 В

ROFF X10:10

PWR_15P

X10:05

MLI_SLCT

RSOFF

RON T2

ROFF RSOFF

Load SKYPER12R - 2 RON T3

ROFF X10:10

PWR_15P

RSOFF

X10:05

MLI_SLCT

511

DVCE

RON T4

ROFF RSOFF

DC-

Рис. 3. Использование SKYPER 12 в режиме MLI

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

30 μs Any error (not nERROR_IN) t TOP_IN t

9 μs BOT_IN

t nERROR_OUT t TOP_OFF t BOT_OFF t

При любой неисправности драйвер выключается и напряжение Vge становится отрицательным

Сигналы управления снова активны

Состояние неисправности устранено: - нет ошибки более 30 мкс, - нет сигналов управления более 9 мкс

Рис. 4. Формирование сигнала ошибки (двухуровневый режим, MLI_SLCT = Low)

Interlock. При ее деактивации сигнал ошибки не формируется даже в том случае, если сигналы управления верхним и нижним IGBT перекрываются. В этом случае оба транзистора управляются независимо и могут включаться одновременно, что необходимо при работе трехуровневого инвертора. Для повышения помехозащищенности в состав SKYPER 12 входит фильтр, подавляющий шумовые сигналы малой длительности. Время подавления пользователь выбирает по выводу FILTER_SLCT. При использовании цифрового режима (высокий уровень на входе FILTER_ SLCT, время фильтрации 375 нс, джиттер —

30 нс) устройство обеспечивает очень высокую стабильность временных характеристик в диапазоне рабочих температур. Доступен и аналоговый режим фильтрации (низкий уровень на входе FILTER_SLCT, время — 200 нс, джиттер — 2,5 нс), который может понадобиться в таких уникальных приложениях, как магнитно-резонансная томография. Для предотвращения перехода IGBT в линейный режим служит функция UVP (Under Voltage Protection), блокирующая IGBT при снижении напряжения питания ниже порогового уровня 12,2–13,9 В. Состояние UVP отображается на выводе Х10:03. VP

Skyper 12 R

TOP_VCE_CFG X100:01 CCFG

VCE_CFG

VCEStat 5

10 R2

TOP_VCE_IN X100:02

RV CV

10k

VCE-Error

VCE

TOP_15P X100:03 IGBT-On

Защита IGBT от короткого замыкания производится традиционным методом мониторинга напряжения насыщения DESAT. В драйверах семейства SKYPER используется так называемый динамический режим контроля VCEsat, позволяющий сократить время реакции и снизить риск ложных срабатываний. Как показано на рис. 5, после включения IGBT напряжение на его коллекторе начинает спадать и примерно по такому же закону изменяется опорный сигнал. Динамический режим мониторинга работает следующим образом: • В выключенном состоянии вывод VCE_CFG привязан к потенциалу VP =>. Внешний конденсатор CCFG заряжен до напряжения VP. • При включении IGBT внутренний «подтягивающий» транзистор (IGBT on) блокируется, напряжение на опорном входе VCE_CFG определяется внешним делителем (R1 и R2). Наличие конденсатора гарантирует, что опорное напряжение не опустится ниже VCE (VCE_IN) во время включения. • Максимальная величина опорного сигнала 9,5 В определяется компаратором. • Время блокировки срабатывания защиты tBlank определяет задержку от начала включения до момента, когда VCE_CFG пересекает порог 10 В. • После окончания t Blank схема мониторинга V CE блокирует IGBT при условии VCE_IN > VCE_CFG. • Напряжение на входе VCE_IN равно VCE плюс прямое падение на диоде DVCE и резисторе R V. Его величина ограничена на уровне 10 В внутренним делителем. Если VCE превышает 10 В, диод переходит в заблокированное состояние. Драйвер SKYPER 12 позволяет реализовать функцию «активного ограничения» напряжения на коллекторе транзистора. Уровень ограничения определяется суммарным напряжением пробоя VZener цепочки импульсных стабилитронов (супрессоров) D CLmp ,

DVCE

VCESat tOn

tBlank

2 1+ 2

= −

VCE_IN

× +

10 ln

(

)−

Рис. 5. a) Схема мониторинга напряжения VCEsat; б) эпюры динамического режима защиты и формулы для расчета порогового напряжения и времени блокировки

www.power e.ru

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

VCE VZener

VGate

Skyper 12 R

VCE

DClmp

TOP_CLMP X100:07

RCLMP

VZENER VDCLink

VClmp DV

TOP_OFF X100:06

IGBT-Off

ROFF

GND

TOP_GND X100:08 TOP_8N X100:10

Рис. 6. Схема «активного ограничения» VCE, напряжение на затворе и коллекторе IGBT в режиме ограничения

включенной между коллектором и затвором IGBT (рис. 6). Если величина VCE превышает пороговое значение VZener, стабилитроны переходят в проводящее состояние, напряжение на затворе возрастает до тех пор, пока транзистор не откроется и VCE не упадет ниже заданного порога. Важно понимать, что при этом IGBT переходит в линейный режим и рассеиваемая им мощность резко возрастает. Поэтому данную возможность ни в коем случае не следует использовать для подавления коммутационных перенапряжений, возникающих из-за плохой конструкции и высокой паразитной индуктивности DC-шины. Функция «активного ограничения» предназначена только для защиты транзистора от аварийных состояний. При срабатывании цепи D CLmp на входе CLMP драйвера появляется сигнал, показывающий, что режим ограничения активен и силовой каскад должен быть блокирован для снижения уровня динамических потерь. Сопротивления RCLMP и RV нужно выбирать таким образом, чтобы сигнал на CLMP в режиме «активного ограничения» поднимался выше порогового значения (13 В). При рас-

исполнения драйвера SKYPER 12PV (1200 В для стандартного SKYPER 12). Предельная частота коммутации составляет 30 кГц, работа на более высоких частотах возможна с учетом требований по изоляции и соответствующих ограничений по рассеиваемой мощности. Схема защиты драйвера SKYPER 12 R способна обнаруживать выход IGBT из насыщения в обоих плечах (TOP и BOT), а также контролировать состояние встроенного датчика температуры модуля (NTC). В случае перегрева (пороговая температура устанавливается пользователем) транзистор BOT IGBT немедленно отключается и драйвер выдает сигнал ошибки. В двухуровневой конфигурации схемы выход из насыщения любого ключа приводит к блокировке обоих IGBT и выдаче сигнала ошибки. Драйвер формирует «мертвое время» tdt для исключения сквозного тока, содержит цифровой фильтр по обоим каналам для подавления коротких шумовых импульсов и способен блокировать IGBT по внешнему сигналу. Все упомянутые функции настраиваются пользователем. Варианты применения адаптера Board 1 SKYPER 12 в различных конфигурациях схем показаны на рис. 7. Устройство представляет

чете их номиналов следует учитывать наличие внутреннего резистора утечки. Для снижения уровня перенапряжения при прерывании тока КЗ используется функция плавного отключения STO (Soft Turn-Off), замедляющая скорость выключения IGBT (di/dt) за счет увеличения сопротивления RGoff в цепи затвора. По умолчанию номинал резистора STO выбирают примерно в 10 раз больше номинальной величины RGoff. Конкретное значение зависит от типа IGBT, но в большинстве случаев находится в диапазоне 30–50 Ом. Цель состоит в том, чтобы, не выходя за пределы допустимого времени КЗ (t sc, указывается в спецификации IGBT), снизить амплитуду перенапряжения до безопасного уровня. Плата адаптера Board 1 SKYPER 12 Разработанная SEMIKRON универсальная плата адаптера Board 1 SKYPER 12 предназначена для применения в стандартных двухуровневых IGBT-инверторах, а также трехуровневых преобразователях с фиксированной нейтралью (3L NPC). Максимальное напряжение DC-шины ограничено на уровне 1500 В для специального

Boar d 1 SK YPER 12 R

DC+

Board 1 SKYPER 12 R #1

DC+

DC+ D5

T TO P

D TO P AC

T BO T

D BO T

Board 1 SKYPER 12 R #1

Board 1 SKYPER 12 R #2

DC-

Board 1 SKYPER 12 R #2

DC-

Рис. 7. Варианты использования адаптера Board 1 SKYPER 12

www.power e.ru

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

VCE,T OP TOP

RGso ,T OP VCE,BOT

Драйвер BOT

RGon,BOT

BOT

RGoﬀ,BOT RGso ,BOT

собой печатную плату (артикул 45152801), на которой расположены коннекторы для подключения сигнальных выводов двух IGBT, драйвера SKYPER 12 R (или SKYPER 12 PV R), а также разъем пользовательского интерфейса (рис. 8). На блок-схеме устройства (рис. 9) зеленым цветом выделен SKYPER 12R, устанавливаемый в коннектор на печатной плате (отмечена голубым цветом). На рисунке показан сигнальный разъем (Interface Control), клеммники для подключения сигнальных выводов IGBT и контактные площадки для монтажа резисторов затвора и элементов схемы мониторинга VCE. В соответствии со спецификацией плата Board 1 SKYPER 12 предназначена для эксплуатации в следующих условиях: • максимальное напряжение DC-шины VDCmax = 1500 В (для исполнения SKYPER 12 PV R); • максимальное линейное напряжение VACmax = 1000 В (rms); • максимальная частота коммутации fsw = 30 кГц; • температура окружающей среды Ta = 0…+40т°C; • CTI (Comparative Tracking Index, индекс трекинга PCB) > 175. Электрическая изоляция между пользовательским интерфейсом (первичный каскад) и высоковольтными цепями затворов осуществляется трансформатором, установленным на драйвере SKYPER 12 R. Длина пути тока утечки по плате (между первичным и вторичным каскадом) составляет 30 мм, изоляционные зазоры — не менее 18 мм. Размеры платы 132×65,5 мм, высота при установленном SKYPER 12 — 30 мм. Для фиксации драйвера предусмотрены монтажные отверстия для опорных стоек с двойной защелкой.

NTC

Рис. 9. Блок"схема платы Board 1 SKYPER 12

IGBT в режиме плавного отключения STO. Пороговое значение VCEsat и время задержки tbl задаются резистором RCE и конденсатором CCE в соответствии с руководством по применению SKYPER 12 R. Адаптация адаптера к конкретным режимам работы IGBT осуществляется путем установки подборных элементов, показанных цветными рамками на рис. 10. Их функции и диапазоны возможных значений описаны далее. Сопротивление RCE (R111 для ключа TOP, R211 для ключа BOT: типоразмер 0805, по умолчанию — 15 кОм) и емкость CCE (C110

для ключа, C210 для ключа BOT: типоразмер 0805, по умолчанию — 820 пФ) определяют режимы работы схемы защиты от КЗ. В некоторых случаях для исключения ложных срабатываний схемы мониторинга напряжения насыщения рекомендуется установка емкости по входу VCE. Для монтажа конденсаторов C111 и C211 предусмотрена контактная площадка под корпус 0805 (по умолчанию эти элементы отсутствуют). При необходимости режим контроля VCE может быть отключен установкой перемычки на место резистора R113 (TOP IGBT)

Таблица. Назначение резисторов R15, R16 R15

0 (перемычка)

Не установлен

R16

Не установлен

0 (перемычка)

Функция

В случае неисправности отключается соответствующий IGBT, сигнал ошибки передается на входной каскад. Сигнал ошибки поступает на входной коннектор, но второй канал драйвера при этом не отключается (решение об отключении второго IGBT принимается пользователем).

В случае неисправности отключается соответствующий IGBT, сигнал ошибки передается на входной каскад. Сигнал ошибки поступает на входной коннектор, второй канал драйвера также отключается (установка по умолчанию).

0805 pads for VCE se ng (CCE and R CE)

3x MiniMELF / 1206 pads for turn-on resistors or capacitors

G-E SMB-size suppressor diode G-E resistor G-E capacitor R320 and R321 connec ng the an NTC with the temperature error input of SKYPER 42 LJ R; X1000

R15/R16, 0805 pads for se ng of error handling R21/R22, 0805 pads for interlock se ng

3x MiniMELF / 1206 pads for turn-oﬀ resistors or capacitors

R323 for adjustment of temperature error threshold

R23/R24, 0805 pads for se ng of input ﬁltering

1x MiniMELF / 1206 pad for so -turn-oﬀ resistor

addi onal capacitor for stabilizing primary side voltage

R25, 0805 pad for sensing external error input

Функции защиты Board 1 SKYPER 12

+ C09

R120

Защита от перегрева реализуется при подключении NTC-сенсора, входящего в состав модуля, к входу ERROR канала BOT драйвера. При достижении определенной температуры (задается резистором на плате) транзистор BOT IGBT выключается, сигнал ошибки передается на входной каскад драйвера. Для защиты от КЗ используется традиционный метод мониторинга напряжения VCE(sat) IGBT. При выходе транзистора из насыщения (Desaturation) драйвер формирует сигнал ошибки и блокирует соответствующий

сигнальный разъем BOT

RGoﬀ,T OP

Сигнальный разъем Temp

SKYPER 12 R

Сигнальный разъем

Рис. 8. Плата Board 1 SKYPER 12 с установленным драйвером (вид сверху)

RGon,T OP

Драйвер TOP

Сигнальный разъем TOP

Board 1 SKYPER 12 R

Рис. 10. Внешний вид платы адаптера, регулировочные элементы выделены цветом

www.power e.ru

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Управление DC/DCконвертором

Рис. 11. Цифровой драйвер SKYPER 42LJ: внешний вид и блок"схема

и/или R213 (BOT IGBT). При установке сопротивлений R113/R213 подключение любых цепей к коллекторному потенциалу конкретного IGBT не допускается, это может привести к повреждению платы драйвера или транзистора. Назначение резисторов R15–R16 (типоразмер 0805, выделены желтым пунктиром на рис. 10) описано в таблице. Эти элементы устанавливают связь по каналам контроля ошибки двух драйверов SKYPER 12 R. Любая другая комбинация (например, все сопротивления заменены перемычками или не подключены) может привести к отказу системы. Резисторы R21 и R22 (типоразмер 0805, выделены синим пунктиром на рис. 10) предназначены для активации/деактивации функции Interlock. При установке перемычки на место R21 Interlock отключается, то есть оба IGBT в полумостовом каскаде могут быть открыты одновременно. При замене R22 перемычкой функция Interlock активна, «мертвое время» tdt = 2 мкс (рекомендуемая установка по умолчанию). С помощью сопротивлений R23 и R25 (типоразмер 0805, выделены зеленым пунктиром на рис. 10) можно выбрать цифровой или аналоговый режим фильтрации ШИМ-сигнала. Установка перемычки вместо R23 активирует цифровой фильтр, для включения аналогового режима перемычка устанавливается на место R22. Розовым пунктиром на рис. 10 показано место для установки входного электролитического конденсатора (С09). Он может понадобиться, например, при использовании длинного сигнального кабеля с большой индуктивностью. Типовое значение C09 — 100 мкФ.

временных характеристик за счет применения цифрового способа передачи данных. На рис. 11 приведена структурная схема драйвера SKYPER 42LJ. От базовой версии он отличается использованием независимых каналов передачи контрольных импульсов, сигналов ошибки и управления источником питания выходных каскадов. Кроме того, SKYPER 42LJ способен блокировать коммутацию транзисторов при повышении напряжения на коллекторе до опасного уровня. При разработке версии 42LJ была проведена модернизация алгоритмов защиты, позволяющая применять данное устройство в составе трехуровневого инвертора (схема 3L NPC). Потребность в стандартном драйвере 3L NPC, для которого SEMIKRON выпускает серию стандартных модулей в различных корпусах [3], назрела давно. Двухканальный драйвер SKYPER 42LJ предназначен для управления полумостовыми

модулями IGBT с рабочим напряжением 600, 1200 и 1700 В. При средней выходной мощности 3 Вт (на канал) устройство способно работать с силовыми ключами с током до 1000 А. Специализированная микросхема (ASIC) высокой степени интеграции осуществляет независимое управление изолированным источником питания выходных каскадов и формирование потока данных, что гарантирует прецизионную передачу сигнала при уровне джиттера ±1,2 нс и фазовой ошибке менее 20 нс во всем диапазоне рабочих температур (рис. 12). Подобные временные характеристики, а также стабилизация напряжения затвора обеспечивают симметричную работу параллельных силовых ключей без использования выравнивающих индуктивностей. Благодаря цифровому способу обработки данных параметры SKYPER 42LJ не зависят от разброса номиналов компонентов и не меняются в течение срока службы.

SKYPER 42LJ — цифровой драйвер со сверхнизким джиттером (LJ — Low Jitter) Идеи, заложенные в проекте ядра SKYPER 42, были использованы при разработке менее мощного варианта SKYPER 42LJ. Основная задача в этом случае состояла в улучшении www.power e.ru

Рис. 12. Особенности временных характеристик SKYPER 42LJ

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 13. Возможность адаптации режима SPS позволяет обеспечить оптимальное соотношение между временем задержки сигнала и стойкостью к EMI

Рис. 14. Пути коммутации тока 3L NPC"инвертора и алгоритмы работы схемы защиты

По сравнению с аналогичными устройствами управления других производителей драйверы SEMIKRON имеют несколько большее время задержки прохождения сигнала, что обусловлено наличием блока подавления коротких импульсов SPS (Short Pulse Suppression). Режим SPS позволяет исключить спорадическую высокочастотную коммутацию IGBT, ко-

торая может быть вызвана, например, сбоем центрального процессора или паразитными осцилляциями в контрольных цепях. Фильтр SPS действует и в обратном направлении, предотвращая проникновение коммутационных помех в канал управления. Он подавляет все сигналы длительностью менее 625 нс (300 нс для версии LJ) и создает соответствующую за-

Рис. 15. a) Драйвер 3L NPC"инвертора на базе двух полумостовых драйверов SKYPER, б) 3"фазный транспортный модуль SKiM 93 с драйверами SKYPER 42LJ

держку, однако в большинстве практических применений это не влияет на управляемость и практически не вносит искажений в работу системы. У SKYPER 42LJ предусмотрена возможность регулирования времени подавления шумовых импульсов (рис. 13), что позволяет адаптировать ядро для конкретной задачи и обеспечить минимальное время задержки прохождения сигнала и высокую стойкость к электромагнитным помехам. На рис. 14 показаны возможные пути коммутации тока в фазе трехуровневого инвертора. Как видно из схемы, стойка 3L NPCпреобразователя может рассматриваться как два последовательно соединенных полумоста IGBT. Однако при этом есть принципиальные различия в алгоритмах управления. Во-первых, существуют режимы, когда оба ключа в модуле открыты, поэтому функция InterLock в драйвере должна быть отключена. Кроме того, при перегрузке по току и выходе из насыщения (DESAT) IGBT следует закрывать не одновременно, а в строго определенной последовательности. При обнаружении www.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

уровня, определяемого суммарной величиной n×VZ, транзистор открывается и переходит в линейное состояние, принимая на себя энергию перенапряжения. Специалисты SEMIKRON не рекомендуют применять режим Active Clamping в низковольтных двухуровневых преобразователях. Кроме того, что IGBT в линейном режиме рассеивает большую энергию, использование такой схемы увеличивает риск возникновения дребезга в цепи затвора, что может привести к неуправляемой высокочастотной коммутации. Однако в трехуровневом преобразователе сложно обеспечить идеальную планарность шин, поэтому распределенная индуктивность звена постоянного тока оказывается достаточно большой. Кроме того, при работе с плохими сетями режим Active Clamping может стать последним «рубежом обороны», способным спасти IGBT от внешней высоковольтной помехи. Поэтому у драйвера SKYPER 42LJ предусмотрена возможность активизации режима активного ограничения по входам CLMP ТОР/ ВОТ. Если сигнал на этих входах превышает пороговый уровень, схема защиты блокирует импульсы выключения затвора на время обнаружения состояния перенапряжения. Заключение Применение цифровых технологий в устройствах управления изолированными затворами MOSFET/IGBT позволяет существенно улучшить их временные характеристики и показатели надежности, расширить функциональные возможности. В новых драйверах SEMIKRON реализован принцип

передачи данных по дифференциальному каналу с помощью пакета высокочастотных импульсов. Благодаря этому удалось уменьшить разброс временных параметров, а также сделать их независимыми от изменения номиналов компонентов схемы в течение всего срока службы. Среднее время наработки на отказ (MTBF) SKYPER 12 и SKYPER 42LJ составляет 8 млн ч, что существенно превышает средние показатели доступных на рынке схем управления затворами. Оптимизированная конструкция платы, использование уникального EMIэкрана и встроенный блок подавления шумовых импульсов гарантируют высокий уровень защиты от электромагнитных помех. Цифровой способ передачи данных и возможность настройки алгоритма схемы защиты позволяют применять новые драйверы SEMIKRON как в обычных двухуровневых инверторах, так и в трехуровневых схемах. Литература 1. Материалы сайта www.semikron.com 2. Колпаков А. Силовая электроника для солнечной энергетики и не только // Силовая электроника. 2019. № 3. 3. Колпаков А. Специализированные модули для 3-уровневых инверторов // Силовая электроника. 2010. № 1. 4. S K Y P E R 1 2 , T e c h n i c a l E x p l a n a t i o n s . SEMIKRON International. 5. Board 1 SKYPER 12, Technical Explanations. SEMIKRON International. 6. SKYPER 42LJ, Technical Explanations. SEMIKRON International.

аварии транзисторы Т1 и Т4 должны блокироваться мгновенно (режим защиты 1). Если же состояние DESAT фиксируется для Т2 или Т3, эта информация должна по изолированному каналу транслироваться на управляющий контроллер, который будет отключать транзистор через некоторое время, определяемое режимом работы схемы (режим защиты 2). То же самое относится к многоуровневой схеме (MLI), состоящей из последовательного соединения однофазных ячеек [4]. Все описанные выше функции реализованы в схеме управления SKYPER 42LJ. Разделение каналов передачи контрольных импульсов и сигналов неисправности обеспечивает быструю реакцию в аварийных режимах в двух- и трехуровневых схемах и исключает перекрестную связь. Внешний вид устройства управления 3L NPC-инвертором показан на рис. 15a. На базе ядра SKYPER 42LJ компанией SEMIKRON разработан трехфазный драйвер модуля SKiM 63/93 (рис. 15б), предназначенного для применения в тяговых приводах электрического и гибридного транспорта. Особенностью силовых ключей серии SKiM является использование технологии низкотемпературного спекания для установки кристаллов, что позволило обеспечить наивысшие показатели стойкости к термоциклированию и расширить температурный диапазон. В схеме SKYPER 42LJ предусмотрена функция активного ограничения напряжения на коллекторе (Active Clamping). Активное ограничение достигается путем включения между коллектором и затвором цепочки из n импульсных стабилитронов с напряжением пробоя VZ. При превышении порогового

Силовая элементная база

www.power e.ru

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Теплопроводящий материал Thermal Interface Material для нового семейства модулей XM3 Wolfspeed Постоянно разрабатывая новые стандарты оптимизированных конструктивов SiC компонентов, Wolfspeed предлагает новую модульную платформу XM3 для приложений мощностью 100–300 кВт, обеспечивающую лучшую в своем классе плотность мощности.

Перевод: Евгений Карташов Валерия Смирнова

cree@macrogroup.ru

Введение Одним из наиболее важных требований для реализации мощностного потенциала силового модуля является способность отводить тепло, генерируемое чипами транзисторов и/или диодов, в охлаждающую среду. Независимо от того, используется охлаждающая пластина или теплоотвод, контакт «металл-металл» обеспечивает самое низкое тепловое сопротивление. Однако поверхности металлов имеют микроскопические пустоты и неровности, которые препятствуют идеальному соприкосновению двух поверхностей. Дефекты поверхностей образуют небольшие воздушные карманы на границе теплового раздела. Воздух, остающийся в данных полостях, проводит тепло гораздо хуже, чем металл. Цель использования термоинтерфейсного материала (TIM) — заполнить микроскопические воздушные зазоры между базовой платой модуля и теплообменником, как показано на рис. 1. Выбор материала TIM Существует много различных вариантов TIMматериалов. Некоторые из них представляют собой лист алюминия, покрытый термопастой с обеих Базовая плата модуля Воздушные зазоры между металлическими поверхностями Теплоотвод

Рис. 1. Микроскопические пустоты между соседними металлическими поверхностями

сторон. Другие изготовляются либо из металлических сплавов, либо из графита. Применение таких типов TIM упрощает сборку и дает меньше загрязнения, но они добавляют один или несколько слоев теплового сопротивления к тепловому интерфейсу. В общем случае эти материалы являются не текучими, поэтому не могут полностью заполнить пустоты в металлических поверхностях. Чтобы увеличить площадь контакта базовой платы и радиатора, рекомендуется использовать текучие материалы, такие как теплопроводящая паста или смазка. В настоящее время на рынке имеется много видов TIM. В частности, доступны термоклеи, но их применение не рекомендуется, поскольку это значительно усложняет возможную замену компонента. В большинстве случаев предлагается использовать материал с изменяемым фазовым состоянием. Этот вариант TIM представляет собой твердую субстанцию при комнатной температуре, он разжижается только при определенном нагреве. Иногда он содержит дополнительные наполнители, способствующие заполнению больших пустот. Поскольку данный материал остается твердым до тех пор, пока температура не повысится, иногда требуется выдержать некоторое время для нагрева, после чего повторно затянуть все болты, соединяющие модуль с радиатором. В качестве альтернативы модули с нанесенной термопастой могут быть установлены и закреплены на теплостоке, после чего их помещают в печь или термокамеру до тех пор, пока не будет достигнута температура разжижения (в диапазоне +45…+70 °C). Затем, спустя некоторое время, сборку можно вынуть из печи и после остывания повторно затянуть крепежные болты. Этот метод упрощает процесс монтажа сложных сборок. Кроме того, использование шайб Bellville или пружинных шайб способствует поддержанию хорошего контакта модуля с радиатором при воздействии тепловых циклов. Пружинные шайбы www.power e.ru

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

рекомендуется применять при установке силовых модулей независимо от типа TIM. Пасты с изменяемым фазовым состоянием обеспечивают близкую или лучшую эффективность, чем обычные термопасты, однако они требуют и больше затрат на материалы и оснастку. К сожалению, из-за большей начальной толщины слоя величина зазора может оказаться больше, чем при использовании обычных паст. Также следует отметить, что, поскольку материалы с изменяемым фазовым состоянием являются твердыми или клейкими при комнатной температуре, это может затруднить демонтаж сборки. TIM: выбор и применение При выборе TIM следует позаботиться о том, чтобы материал был невосприимчив к эффекту «откачки», наблюдаемому при воздействии теплового цикла на две сопрягаемые поверхности. По мере того как металлы расширяются и сжимаются, они могут выдавливать пасту из зазора между базовой платой модуля и радиатором, оставляя воздушные карманы с низкой теплопроводностью. Материал TIM также должен быть устойчивым к высыханию или запеканию, что может быть следствием воздействия термоциклов, влажности или экстремальных температур. Следует выбирать TIM с высокой теплопроводностью и низким тепловым сопротивлением, единицы измерения этих показателей — Вт/м·K и °C·см2/Вт соответственно. В большинстве случаев в качестве наполнителя используются частицы оксида бериллия, оксида алюминия, оксида цинка, нитрида алюминия, нитрида бора, диоксида кремния, графита, меди, серебра, алмаза или их сочетания. Частицы наполнителя проводят тепло через пустоты, в то время как сама паста действует как суспензия. Физический размер частиц влияет на общую толщину зазора. Если они слишком большие, это может помешать необходимому контакту металла с металлом. Рекомендуемый размер частиц — менее 1мкм, при этом не только происходит заполнение небольших пустот, но и требуется меньший объем плохо проводящей тепло суспензии. При выборе типа TIM важен и температурный диапазон и вязкость. Максимально допустимая температура определяется составом суспензионных масел или силиконов. Органические масла и консистентные пасты часто не выдерживают воздействия высоких температур в зазоре. В таких случаях в качестве альтернативы следует выбирать TIM на силиконовой основе. Из-за большой площади зазора не рекомендуется использовать материал с высокой вязкостью. Паста с низкой вязкостью гораздо легче сжимается и распространяется в зазоре. Для исследования этого эффекта термопаста была нанесена на базовую плату модуля XM3 с помощью рекомендованного трафарета (рис. 5), после чего модуль закреплялся на толстом листе акрила для анализа результирующей структуры TIM. На рис. 2 показана разница в распределении TIM с высокой и низкой вязкостью. www.power e.ru

Рис. 2. Распределение пасты при использовании TIM с высокой (слева) и низкой (справа) вязкостью

Большинство материалов TIM считается тиксотропными, то есть требуют некоторого времени нахождения в сжатом состоянии, прежде чем весь воздух выйдет наружу и установится окончательная толщина зазора. Кроме того, определенные виды термопаст должны подвергаться воздействию повышенных температур и термоциклов до достижения оптимальной теплопроводности. В ряде случаев получение максимальной производительности занимает до 200 ч. Некоторые производители TIM рекомендуют предварительно смачивать контактные поверхности. Смысл этого состоит в помещении небольшого количества пасты на базовую плату и теплосток. Рукой в перчатке или с помощью безворсовой ткани состав наносят на поверхность под разными углами. Далее обе поверхности очищаются, после чего формируется необходимая толщина слоя TIM и производится сборка. Цель предварительного смачивания состоит в принудительном введении частиц термопасты в пустоты на металлических поверхностях. При сравнении различных типов TIM имейте в виду, что после вдавливания частиц в пустоты их почти невозможно удалить оттуда, независимо от метода очистки. Это может исказить результаты любых последующих тепловых тестов. Допустимо нанесение термопасты резиновым или полиуретановым валиком, при этом толщина слоя по всей поверхности должна проверяться с помощью так называемого измерителя влажных пленок гребенчатого типа (рис. 3). Рекомендуемая толщина составляет

60 мкм. Для обеспечения равномерности слоя и повторяемости процесса рекомендуется использовать шаблоны или трафаретную печать. В то время как трафаретная печать обеспечивает равномерную толщину TIM, применение шаблона дает лучший контроль переменных объемов, когда конечная толщина слоя изменяется для компенсации неровности поверхностей. При оптимальном слое TIM весь воздух между базовой платой и радиатором вытесняется и обеспечивается контакт металла с металлом двух поверхностей. Еще одним преимуществом трафаретной печати является простота очистки. Шаблоны иногда имеют небольшие области, откуда паста не может быть полностью удалена, что препятствует дальнейшему использованию. Трафаретный рисунок Формирование трафаретного рисунка начинается с выбора узора, это могут быть квадраты, круги, шестиугольники или их комбинации. Сочетание толщины трафарета, расстояния между апертурами и их размера определяет объем TIM, наносимый на базовую плату модуля. Если отверстия слишком малы, это затруднит прохождение термопасты. Практика показывает, что окончательный слой должен располагаться на некотором расстоянии от крепежных отверстий. Наличие частиц наполнителя внутри TIM может препятствовать желаемому контакту металла с металлом в местах крепления модуля. Эти частицы также могут помешать модулю полностью примкнуть к радиатору. Кроме того, если термопаста попадает в резьбовое отверстие, это может повлиять на крепежный момент. В трафарете Cree для силового модуля XM3 использованы шестиугольные отверстия, их апертуры выбирают таким образом, чтобы обеспечить переменный объем окончательного слоя (рис. 4). Файл dxf данного трафарета может быть предоставлен по запросу. Процесс нанесения TIM

Рис. 3. Гребенчатый измеритель толщины влажных пленок

Для правильного позиционирования трафарета и силового модуля следует использовать специальное приспособление (рис. 5 и 9). Должна быть обеспечена возможность снятия трафарета с модуля без искажения печатного рисунка. Материал TIM с более высокой вязкостью удаляется хуже, поэтому рекомендуется

Силовая электроника, № 2’2020

закреплять модуль в приспособлении таким образом, чтобы он оставался неподвижным при подъеме трафарета. При применении TIM следует соблюдать меры предосторожности и рекомендации производителя, включая советы по средствам индивидуальной защиты. Чтобы предотвратить попадание пыли или грязи в зазор, термопаста должна наноситься в условиях чистого и ESD защищенного рабочего места. Необходимо убедиться в том, что трафарет и крепеж не содержат остатков ранее нанесенной пасты или грязи. Все операции с силовым модулем должны выполняться с соблюдением правил защиты от ESD, включая использование проводящего коврика или

Силовая элементная база стола с высоко импедансным заземлением и ESD-браслета (рис. 6). 1. Убедитесь в том, что на силовом модуле имеется перемычка, соединяющая сигнальные выводы «затвор-исток». Тщательно обработайте поверхности силового модуля и теплообменника, очистив их изопропиловым спиртом и безворсовой салфеткой (рис. 7). 2. Поместите модуль в приспособление (рис. 8, 9) и опустите трафарет. Трафарет должен полностью соприкасаться с базовой платой. Если между этими двумя поверхностями имеются какие-либо зазоры, следует нанести избыточное количество TIM. Чтобы обеспечить нанесение необходимого количества

термопасты, ракель или шпатель должны использоваться таким образом, чтобы паста оставалась заподлицо с поверхностью трафарета. Если апертура трафарета слишком велика или твердость ракеля слишком мала, может произойти купирование, показанное на рис. 10, в результате чего конечная толщина слоя окажется меньше необходимой. Твердость ракеля должна быть примерно 80 по шкале Шора. Если используется металлический шпатель,

Рис. 6. Чистое рабочее место с защитой от ESD

Рис. 7. Очищенный модуль XM3

Рис. 4. Трафарет для Cree XM3

Рис. 8. Модуль XM3 в фиксаторе

Рис. 5. Приспособление для фиксации трафарета

Рис. 9. Модуль XM3 в фиксаторе с полным контактом «трафарет — базовая плата»

www.power e.ru

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 10. Купирование пасты из"за низкой твердости ракеля

Рис. 12. Рекомендуемый угол наклона ракеля

в том, что все отверстия заполнены и нет купирования (рис. 13). После этого удалите модуль из крепления и проконтролируйте получившийся рисунок. Между апертурами не должно быть перемычек термопасты (рис. 14).

Рис. 11. Нанесение TIM перед началом работы

он должен полностью соприкасаться с поверхностью шаблона. 3. Расположите некоторое количество TIM на трафарете по краю рисунка (рис. 11). Его следует выбирать таким образом, чтобы отходы пасты были минимальными. Ракель следует держать под углом 45° (рис. 12). 4. Проведите ракель по шаблону с приложением достаточного усилия, чтобы поверхность трафарета была свободна от пасты после прохождения ракеля. Убедитесь

Сборка Тщательно позиционируйте монтажные отверстия и установите модуль на радиатор, стараясь избежать его сдвига. Смещение модуля исказит рисунок, и результирующая толщина слоя TIM будет неизвестна. Если это произошло, удалите модуль, очистите все поверхности и повторите процесс. (Совет: удалять пасту ракелем надо быстро, на поверхности не должно быть царапин.) Установите крепежные болты М5 с шайбами. Следуя рис. 15, затяните болты с помощью динамометрического ключа в описанной ниже последовательности до достижения желаемого момента. Рекомендуемая величина момента: 3 Н·м. 1. Последовательность затяжки болтов: 1–2–3–4 до 1/3 окончательного момента. 2. Последовательность затяжки болтов: 3–4–2–1 до 2/3 окончательного момента. 3. Последовательность затяжки болтов: 2–1–3–4 до окончательного момента. После термоциклирования модуля рекомендуется проверить момент затяжки всех крепежных болтов. Проверка

Рис. 13. Хорошее заполнение трафарета TIM

Рис. 14. Проверка результирующего рисунка

www.power e.ru

сборки, то термопаста может не успеть распространиться по поверхности и вытеснить воздух, поэтому рекомендуется выдержать его после установки не менее 2 ч. При использовании высоковязких материалов уточните у производителя TIM рекомендуемое время релаксации. При демонтаже модуля необходимо соблюдать осторожность, чтобы не исказить рисунок слоя и не поцарапать поверхность. Для этого следует использовать неповреждающий инструмент, такой как пластиковая стамеска. Два болта можно ослабить и оставить в монтажных отверстиях, чтобы предотвратить проскальзывание модуля и деформацию слоя TIM. Затем модуль нужно приподнять с угла, прилегающего к удерживающему его болту. После отделения базовой платы от поверхности болты можно удалить и затем осторожно снять модуль для осмотра. Как показано на рис. 16, только небольшое количество пасты выдавилось по краям, то есть ее количество было выбрано правильно. Следует внимательно осмотреть обе поверхности и убедиться в том, что на них нет незаполненных зон. При выборе оптимальной толщины слоя обе поверхности будут покрыты пастой, при этом сохранится контакт металла с металлом. После контроля качества интерфейсного слоя поверхности могут быть очищены. Затем производится повторное нанесение термопасты и окончательная сборка изделия. При изменении типа радиатора описанную выше проверку следует повторить.

Для того чтобы убедиться в правильности соблюдения технологии, нужно демонтировать модуль с радиатора и проконтролировать слой TIM. Если модуль снимается сразу после

Рис. 15. Последовательность затяжки болтов XM3

Рис. 16. Контроль слоя TIM

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Шаг вперед к миниатюризации измерителей тока в системах преобразования энергии Современные системы преобразования энергии должны становиться все более эффективными, малогабаритными и дешевыми. В рамках этих требований швейцарская компания LEM использовала свой огромный опыт в области электрических измерений для создания однокристальных датчиков тока HMSR. Традиционно ток измеряется с помощью датчиков прямого усиления на эффекте Холла. Создаваемое током магнитное поле, концентрируется в магнитном сердечнике и измеряется элементом Холла. Появившиеся недавно специализированные микросхемы (ASIC) помогают повысить общую точность системы за счет передовых технологий компенсации.

Дамьен Летерри (Damien Leterrier) Тома Арже (Thomas Harge' ) Стефан Ролльер (Ste' phane Rollier) Перевод: Андрей Карташов

предыдущем десятилетии компания LEM первой встала на путь миниатюризации, начав изготовление датчиков LTSR. В то время лучшим способом оптимизации характеристик было использование компенсационной технологии на эффекте Холла в сочетании со специализированной ASIC для компенсационных датчиков, разработанной LEM (рис. 1). Эволюция технологии ASIC позволила спроектировать датчики Холла прямого усиления, способные приблизиться к характеристикам, обеспечиваемым компенсационными датчиками. Технология прямого усиления не только способствовала уменьшению размеров компонен-

Измеряемый ток Ip

Изолированное выходное напряжение Vout

Рис. 1. Принцип измерения датчика тока прямого усиления с использованием традиционного элемента Холла или специализированной микросхемы ASIC

тов, но и благодаря более простой структуре и меньшему энергопотреблению улучшала экономические показатели, что требовал рынок. В этом десятилетии была разработана серия датчиков HLSR, которые обеспечивают не только высокие показатели с точки зрения величины начального смещения и дрейфа, но и малое время отклика — и все это в корпусе, достаточно компактном для применения на печатных платах с допустимой высотой элементов в несколько миллиметров. Компания LEM использовала свои ноу-хау и опыт проектирования, накопленный за многие годы, для создания современных датчиков тока HMSR, удовлетворяющих текущим требованиям рынка по снижению стоимости, улучшению характеристик и уменьшению габаритов (рис. 2). С появлением новой серии LEM расширяет линейку миниатюрных датчиков для изолированного

Рис. 2. Эволюция размеров датчиков тока на протяжении десятилетий

www.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

Силовая элементная база

Рис. 3. Датчик тока HMSR

измерения переменного и постоянного тока. Сенсоры HMSR (рис. 3) просты в применении, поскольку они включают низкоомный первичный проводник (для минимизации потерь мощности), миниатюрный феррит и запатентованную ASIC, обеспечивающие непосредственное измерение тока и стабильную изоляцию. Новая линейка насчитывает шесть различных сенсоров с номинальными токами 6, 8, 10, 15, 20 и 30 А и с пределом измерения, превышающим номинальный ток в 2,5 раза. Датчики выпускаются в корпусах, аналогичных SOIC 16. Стандартные модели обеспечивают выходное аналоговое напряжение с различными уровнями чувствительности, версии с питанием 5 В имеют выходное напряжение 800 мВ @ IPN. Имеются два встроенных детектора OCD (детектирование перегрузки по току) для применений не в качестве измерителя тока, а для защиты от перегрузок. Для выходов детекторов предназначены два соответствующих вывода (контакта) датчика — у одного детектора установлен фиксированный порог тока срабатывания 2,93×IPN, у другого пороговое значение может быть настроено пользователем. Датчики HMSR не следует рассматривать как простые датчики прямого усиления с эле-

Рис. 5. Время отклика HMSR

www.power e.ru

Рис. 4. Типовая общая погрешность и линейность модели HMSR 20"SMS (–40…+125 °C)

ментами Холла и на основе ASIC. Уникальная конфигурация первичного проводника HMSR позволяет работать с большими токами перегрузки и обеспечивать высокий уровень изоляции. Все это в сочетании с магнитной цепью на основе феррита создает отличную устойчивость к внешним неоднородным электромагнитным полям, характерным для силовой электроники. Это позволяет использовать сенсоры HMSR в системах с высоким уровнем помех. Феррит, используемый в HMSR, является ключевым элементом для достижения высокой рабочей частоты (270 кГц/–3 дБ) и позволяет обеспечить хорошее подавление внешних полей. В специализированных ASIC использованы проверенные на практике технологии, такие как модуляция/демодуляция сигнала, программируемая внутренняя температурная компенсация в памяти (EEPROM) для уменьшения дрейфа коэффициента передачи и смещения. В результате удается достичь высокой точно-

сти преобразования в диапазоне температур –40…+125 °C с типовой погрешностью 0,5% IPN (модель HMSR 20-SMS). Системы преобразования энергии, такие как солнечные инверторы или приводы, должны иметь высокую эффективность, которая достигается только при точной работе контура управления. Точность сенсоров HMSR в диапазоне рабочих температур значительно улучшена по сравнению с предыдущим поколением компонентов. На рис. 4 показан низкий уровень типовой общей погрешности измерения тока с помощью HMSR 20-SMS, а также очень хорошая линейность в широком диапазоне температур (–40…+125 °С). Однако высокой точности недостаточно, если она не подкреплена быстрым временем отклика. Использование быстрых IGBTтранзисторов на основе SiC-технологии обеспечивает возможность повышения частоты коммутации — датчики HMSR доказали свою готовность к работе с этими частотами благодаря времени отклика менее 2 мкс (рис. 5). Во многих приложениях датчики HMSR могут быть установлены непосредственно на печатную плату, аналогично прочим SO16 SMD-компонентам, что снижает производственные затраты и обеспечивает экономию занимаемого на плате пространства. Имея высоту всего 6 мм, датчики HMSR позволяют значительно уменьшить занимаемый объем, что делает их оптимальными для размещения под радиатором над интеллектуальными силовыми модулями (IPM) (рис. 6). Есть еще одна область, в которой применение HMSR для измерения тока обеспечивает значительные преимущества, — это солнечная

Рис. 6. Сенсор HMSR, установленный c IPM

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

энергетика. В частности, трекер точки максимальной мощности (MPPT) — важный узел в системе преобразования солнечной энергии, представляющий собой набор компонентов, предназначенных для получения максимальной отдачи мощности от фотоэлектрической панели (PV) (рис. 7). Это делается регулированием

тока и напряжения в зависимости от температуры, интенсивности света и общего импеданса устройства. Контроллер постоянно анализирует выход системы после подачи небольшого возмущения (метод «возмущения и наблюдения»). Узел MPPT вычисляет полученную мощность (путем измерения напряжения и тока) и опреде-

Рис. 7. Точка максимальной мощности (МРР)

Рис. 8. Архитектура узла MPPT

Рис. 9. Генерируемая ошибка на выходе HMSR после воздействия dV/dt

ляет, какой параметр надо изменить для достижения точки максимальной мощности (MPP). Затем MPPT вносит необходимые изменения в ШИМ-сигнал управления для адаптации напряжения DC/DC-конвертера. Чем выше точность и ниже уровень шума, тем лучше характеристики MPPT. Благодаря использованию современной микросхемы ASIC LEM (рис. 8) сенсоры HMSR формируют высокоточный сигнал с низким уровнем шумов, который позволяет системе реализовывать оптимальные параметры. Более того, мониторинг токов цепочек последовательно включенных солнечных панелей («струн») солнечной электростанции позволяет сравнивать токи «струн» и тем самым обнаруживать такие проблемы, как обрыв цепи, наличие грязи на панелях и затенение от растущих деревьев. Это сравнение обеспечивается за счет высокой точности HMSR. Кроме того, используемый в MPPT DC/DCпреобразователь работает на высокой частоте (около 80 кГц), создавая высокие уровни dV/dt, опасные для электронных компонентов. Благодаря своей надежной конструкции сенсоры HMSR обладают хорошей устойчивостью к повышенным шумам такого рода. Это можно легко проверить, подав dV/dt на вход датчика и наблюдая за реакцией выхода. На следующих графиках (рис. 9) показано низкое влияние помех, создаваемых воздействием dV/dt на датчик. Генерируемая ошибка составляет всего 3% от полной шкалы при времени восстановления 3,8 мкс. HMSR 20-SMS протестирован на воздействие импульсным напряжением ±1000 В при 20 кВ/мкс. Два встроенных в HMSR детектора OCD предназначены для защиты транзисторов инвертора от короткого замыкания и перегрузки. Функция детектирования перегрузки и защиты от нее является важной для многих применений, таких как преобразователи для отопления, вентиляции и кондиционирования (HVAC) (по DC-шине) или в приводах электродвигателей. Большинство современных частотно-регулируемых приводов (VFD) содержат алгоритм перегрузки двигателя, а функция OCD в сенсоре HMSR значительно упрощает обнаружение перегрузки, что предотвращает перегрев системы. Наличие двух раздельных детекторов OCD дает возможность контролировать по отдельности состояние перегрузки и короткого замыкания. Очевидно, что требования к изоляции могут стать проблемой при использовании интегральных микросхем, когда речь заходит о выборе датчика тока. Например, преобразователи в солнечной энергетике часто используются с повышенным напряжением на DC-шине (до 1500 В) для того, чтобы увеличить соотношение DC/AC-мощностей. Это значительно повышает требования к изоляции преобразователя тока. Большое внутреннее расстояние между входной и выходной частью сенсора помогает изолировать проводник с током от остальной части схемы и обеспечить высокий уровень изоляции — 4,95 кВrms (испытательное напряжение изоляции — 50 Гц, 1 мин). Этот уровень гарантирован для 100% выпускаемой продукции, www.power e.ru

Силовая элементная база

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 10. Типовой профиль перегрузки в фотоэлектрических энергетических системах

Таблица. Основные технические характеристики HMSR IPN, А

6–30

IPM (диапазон измерения), А

15–75

Прочность изоляции (50 Гц, 1 мин), кВ

4,95

Устойчивость к импульсному напряжению, кВ

dCp/dCI, мм

8/8

Диапазон рабочих температур, °С

–40...+125

Напряжение питания, В

Время отклика, мкс

Диапазон частот, кГц

> 270

Детектирование перегрузки по току

2 канала

Рис. 11. Демонстрационная плата HMSR для тестирования

которая проходит испытания в процессе производства. Расположение ножек датчика HMSR обеспечивает длину пути тока утечки по корпусу и по воздуху 8 мм на монтажной площадке. Более высокий сравнительный индекс трекингостойкости (CTI) означает, что требуется меньшая величина минимального изоляционного зазора, а при CTI > 600, согласно стандарту IEC 62109-1 («Безопасность силовых преобразователей в фотоэлектрических энергетических системах»), рабочее напряжение для HMSR достигает 1600 В. Это означает, что данный сенсор отлично подходит для подобных систем с высоким уровнем напряжений. Еще одно ключевое требование солнечной энергетики состоит в том, что оборудование должно быть устойчивым к токовым перегрузкам до 20 кА для обеспечения эффективной молниезащиты (рис. 10). Установка датчиков HMSR непосредственно на входах для контроля токов «струн», подверженных воздействию молнии, позволяет надежно защитить электронные компоненты от мощных импульсов тока. Датчики HMSR были разработаны и протестированы для данного режима работы в соответствии со стандартным профилем испытаний на перегрузку импульсами 8/20 мкс. Компания LEM разработала демоплату HMSR (рис. 11), которая позволяет быстро создавать и тестировать прототипы для подтверждения выдающихся характеристик (табл.) нового поколения датчиков. Она доступна по запросу, массовое производство — в начале 2020 года.

www.power e.ru

Источники питания

Силовая электроника, № 2’2020

Динамика импульсных преобразователей при изменении выходного тока Описываются процессы в элементах импульсного преобразователя при скачкообразном изменении выходного тока. Приводятся соотношения для оценки переходного отклонения выходного напряжения. Рассматривается влияние паразитных параметров реальных узлов и элементов на амплитуду переходного отклонения и вид переходного процесса.

Анатолий Миронов

одача на преобразователь напряжения испытательных сигналов импульсного типа — наиболее важная и сложная часть любых испытаний. Обычно это требует применения специальных приспособлений, схем подключения, коммутаторов и устройств регистрации. Однако эти трудности с лихвой компенсируются дополнительной информацией о приборе, которую другим способом получить не удается. Особенно такие испытания актуальны сейчас, когда появились целые классы импульсных нагрузок — импульсные излучатели различных типов, накопители энергии, заряжаемые в импульсном режиме, и т. д. В статье рассматриваются вопросы формирования переходных отклонений (ПО) на выходе импульсного стабилизирующего преобразователя напряжения (ИСПН) при работе на импульсную нагрузку. Обобщенная функциональная схема однотактного ИСПН понижающего типа, удобная для анализа динамики, показана на рис. 1. Предположим, что преобразователь работает на постоянной частоте под управлением устройства управления (УУ) на ШИМ-контроллере, нагрузка подключена, то есть ключ Кл2 замкнут. Работа ИСПН происходит следующим образом. Каждый период Т ключ Кл1 открывается на время tИ< Т, подсоединяя дроссель L к источнику входного напряжения UВХ. На этом интервале ток через дроссель IL увеличивается, заряжая выходной сглаживающий конденсатор

Рис. 1. Обобщенная функциональная схема ИСПН

С током IС и питая нагрузку Н. На интервале закрытого состояния ключа Кл1 ток IL уменьшается, протекая также через конденсатор С, нагрузку и диод VD. УУ измеряет выходное напряжение и устанавливает такой коэффициент заполнения КЗ = tИ/Т, при котором независимо от значения входного напряжения и уровня нагрузки выходное напряжение UВЫХ поддерживается постоянным с небольшой пульсацией δUВЫХ. Для анализа предположим, что все элементы схемы и протекающие в ней процессы идеальны, а именно (1): • ключи Кл1, Кл2 и диод VD переключаются мгновенно и при протекании тока не имеют падения напряжения; • дроссель L и конденсатор C не имеют последовательного сопротивления и паразитных параметров; • обратная связь ОС работает мгновенно, без запаздывания; • амплитуда пульсаций тока в дросселе δIL много меньше его значения при номинальном токе нагрузки IНОМ; • амплитуда пульсаций напряжения на конденсаторе С много меньше постоянного напряжения на нем. Рассмотрим процессы в элементах схемы ИСПН при скачкообразном изменении выходного тока от номинального значения IНОМ до нуля. Эквивалентная схема ИСПН для этого режима показана на рис. 2.

Рис. 2. Эквивалентная схема ИСПН после скачкообразного уменьшения выходного тока до нуля

www.power e.ru

Источники питания

Силовая электроника, № 2’2020

Ключ Кл2 размыкается. После этого ток в дросселе L продолжает протекать в том же направлении, замыкаясь теперь через диод VD и заряжая конденсатор С. При увеличении напряжения на нем обратная связь ОС мгновенно передает сигнал в ШИМ-контроллер, который размыкает ключ Кл1 и не включает его до тех пор, пока выходное напряжение ИСПН не уменьшится до номинального значения. Эпюры напряжений и токов в элементах для этого режима работы ИСПН изображены на рис. 3. Рассчитаем величину переходных отклонений на выходе ИСПН при скачкообразном изменении выходного тока (тока нагрузки). Допустим, за момент до коммутации ИСПН работал с максимальным током нагрузки IН = IНОМ. Сразу после размыкания ключа Кл2 имеем: UL = UC = UВЫХ.

Рис. 3. Эпюры токов и напряжений на элементах ИСПН после скачкообразного уменьшения выходного тока до нуля

Поскольку напряжение, приложенное к дросселю, на этом этапе работы ИСПН постоянно и обратной полярности, ток в нем начнет уменьшаться до нуля по линейному закону:

Тогда время, за которое амплитуда пульсации выходного напряжения достигнет максимума, составит: (2) С другой стороны, увеличение напряжения ΔUC на конденсаторе С за время Δt+ можно рассчитать из выражения: (3)

• максимальное значение коэффициента заполнения ШИМконтроллера ИСПН изначально устанавливается больше, чем необходимо даже для стабилизации выходного напряжения при минимальном входном напряжении и максимальном токе нагрузки: КЗ МАКС > КЗ. Это делается для того, чтобы при влиянии самых неблагоприятных внешних воздействующих факторов (ВВФ) — температуры окружающей среды, давления, влажности, старения элементов — ИСПН обеспечивал стабилизацию выходного напряжения при максимальном выходном токе. Эпюры напряжений и токов в элементах для этого режима работы ИСПН показаны на рис. 5. При замыкании ключа Кл2 в нагрузке протекает ток IНОМ. Его первоначально обеспечивает разряд конденсатора С. Поскольку за момент до коммутации ключ Кл1 был выключен, ток в дросселе отсутствовал: IL = 0. Выходное напряжение начинает уменьшаться, и ОС моментально включает подачу управляющих импульсов на ключ Кл1. Пока выходное напряжение меньше номинального и ток через ключ

которое при линейном законе изменения тока от IНОМ до нуля выглядит проще: (4) Тогда, подставив выражение ΔUC из (3) в (4), получаем итоговое выражение для увеличения напряжения ΔUC, то есть величину переходного отклонения положительной полярности ПО+ (5) Рис. 4. Эквивалентная схема ИСПН после скачкообразного увеличения выходного тока от нуля до IНОМ

Учитывая, что выходное напряжение ИСПН UН за момент до коммутации определялось из выражения UВЫХ = UВХ×КЗ, выражение (5) для оценки амплитуды ПО+ получает следующий окончательный вид: (6)

После коммутации выходное напряжение медленно уменьшается до номинального значения, так как выходной ток IН = 0 и разряд конденсатора С производится практически резисторным делителем выходного напряжения и резисторами подгрузки (если таковые установлены). Если вместо диода VD в схеме ИСПН стоит синхронный ключ на транзисторе, разряд конденсатора С происходит так же быстро, как и заряд (на рис. 3 показано пунктиром). Рассмотрим теперь процессы в элементах ИСПН при скачкообразном изменении выходного тока от нуля до номинального значения I НОМ. Ключ Кл2 теперь замыкается. Эквивалентная схема ИСПН для этого режима показана на рис. 4. Отметим, что при регулировке реального ИСПН всегда выполняются два дополнительных условия: • значение тока защиты от перегрузок на выходе устанавливается на 20–30% больше номинального выходного тока: IВЫХ МАКС = IЗАЩ > IНОМ; www.power e.ru

Рис. 5. Эпюры токов и напряжений на элементах ИСПН после скачкообразного увеличения выходного тока от нуля до IНОМ

Источники питания

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 6. Переходное отклонение ИСПН, близкого к идеальному, при скачкообразном увеличении выходного тока

Рис. 7. Переходное отклонение ИСПН, близкого к идеальному, при скачкообразном уменьшении выходного тока

Кл1 меньше тока защиты, ШИМ-контроллер работает с максимальным коэффициентом заполнения КЗ = КЗ МАКС. Ток дросселя каждый период увеличивается, и когда он достигает значения IНОМ, выходное напряжение прекращает свое падение — переходное отклонение достигает максимального отрицательного значения ПО– = δUВЫХ МИН. Увеличение тока дросселя продолжается до значения IЗАЩ > IНОМ. Поскольку ток, передаваемый в нагрузку, теперь превышает ток, потребляемый нагрузкой, их разница заряжает выходной конденсатор С и выходное напряжение восстанавливается до номинального значения. После этого коэффициент заполнения уменьшается в итоге до значения КЗ, ток в дросселе также уменьшается до значения IL = IНОМ. Это может сопровождаться небольшим колебательным процессом, как показано на рис. 5. Теперь рассчитаем ПО при скачкообразном увеличении тока нагрузки в соответствии с изложенной выше методикой. После замыкания ключа Кл2 ШИМ-контроллер работает с максимальным коэффициентом заполнения КЗ МАКС. Тогда среднее значение напряжения на дросселе за период можно определить как: UL = (UВХ – UНОМ)×КЗ МАКС – UНОМ×(1 – КЗ МАКС) = UВХ×КЗ МАКС – UНОМ. А с учетом того, что выходное напряжение UНОМ вырабатывается ИСПН из входного при коэффициенте заполнения КЗ, имеем среднее значение напряжения на дросселе за период: UL = UВХ×(КЗ МАКС – КЗ).

(7)

Итак, выражения (6) и (10) определяют максимальные значения переходных отклонений идеального ИСПН. Это минимальные значения, которых можно достичь в реальном ИСПН. И если рассчитанные значения превышают требуемые в техническом задании, нужно сразу менять типы и номиналы используемых компонентов, частоту преобразования. Иногда представляет интерес параметр N как отношение ПО+/ПО–. Поделив (6) на (10), получим: N = (КЗ МАКС/КЗ) – 1,

то есть для идеального ИСПН соотношение N определяется исходной установкой К З МАКС и входным напряжением преобразователя. Как пример испытания ИСПН, близкого к идеальному, на рис. 6 и 7 приведены осциллограммы переходных процессов в ИСПН серии МДС12-Е09 (входное напряжение 10–50 В, выходное напряжение 9 В, частота преобразования 900 кГц) при входном напряжении 27 В и скачко образном изменении тока нагрузки от 0 до 15 А [1]. В устройстве применены высококачественные ключи на МДПтранзисторах, керамические конденсаторы в фильтре, дроссель с малым активным сопротивлением обмотки. Все это приближает ИСПН к идеальному варианту. Это подтверждают и переходные процессы: характер процесса — апериодический, ПО– составляет 2,2 % от номинального значения выходного напряжения, ПО+ — 3,3 % без до-

ПО имеет абсолютное максимальное значение при значении тока в дросселе IL = IНОМ. Если к дросселю приложено среднее за период напряжение UL, это вызывает увеличение тока в дросселе в соответствии с зависимостью IL(t) = UL×t/L, и для значения IL = IНОМ это выражение можно записать следующим образом: (8) Подставляя выражение UL из (7) в (8), получаем время формирования максимального переходного отклонения отрицательного значения ПО– (9) Величину переходного отклонения ПО– (абсолютное значение) определим из выражения (2): (10)

(11)

Рис. 8. Влияние запаздывания в узле ОС на величину ПО

www.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 9. Влияние ЭПС конденсаторов фильтра на величину ПО

частота преобразования около 200 кГц). На выходе преобразователя дополнительно установлен конденсатор 2200 мкФ. Желтым цветом показана переменная составляющая выходного напряжения, зеленым — управляющий импульс на выходе ШИМ-контроллера. После скачкообразного уменьшения выходного тока с 16 до 1,6 А еще три периода длительность управляющего импульса не меняется, хотя выходное напряжение увеличивается. И только на четвертом периоде чуть заметно ее уменьшение. Полностью импульс блокируется только после 11 периодов работы преобразователя! Неудивительно, что ПО+ при такой работе ОС превышает 10% относительно номинального значения выходного напряжения даже с дополнительным конденсатором. Уменьшение запаздывания в узле ОС с помощью оптимизации параметров цепей коррекции приводит к неустойчивой работе преобразователя. Применение в фильтре электролитических конденсаторов со значительным эквивалентным последовательным сопротивлением (ЭПС) повышает устойчивость преобразователя, но отрицательно сказывается на его динамике. На рис. 9 показана осциллограмма ПО того же преобразователя при скачкообразном увеличении выходного тока с 0 до 16 А без дополнительных конденсаторов на выходе. ПО – составляет 24%, что на порядок превышает аналогичный показатель у ИСПН серии МДС12 (рис. 6) при практически таком же диапазоне изменения выходного тока!

Литература 1. Информационный материал по ИСПН серии МДС на сайте ООО «АЭИЭП». www.aeip.ru

полнительных конденсаторов на выходе. Длительность переходного процесса около 150 мкс. Однако любое несоблюдение условий (1) приводит к отклонению измеренного значения ПО от расчетного в бóльшую сторону. На рис. 8 показано влияние запаздывания в узле ОС на величину ПО преобразователя серии МАА80-1С05 (выходная мощность 80 Вт, входное переменное напряжение 220 В, выходное постоянное напряжение 5 В,

Источники питания

www.power e.ru

Источники питания

Силовая электроника, № 2’2020

Гальваническая развязка в силовых преобразователях специального назначения В схемах управления силовой электроники практически всегда имеется гальваническая развязка. И если не по сигналам управления, то хотя бы гальваническая развязка верхних ключей инвертора присутствует обязательно. При разработке преобразователей на импортной комплектации здесь не возникает никаких проблем; существует множество специализированных микросхем и микросборок и для ВОЛС, и для развязки сигналов управления, и для драйверов силовых транзисторов. Это и опторазвязка, и трансформаторная развязка — словом, все, что угодно. Если же преобразователь должен быть собран на отечественной элементной базе (читай — преобразователь с «приемкой 5»), то все не так просто. Здесь организовать гальваническую развязку практически не на чем. Об этой проблеме и ее решении пойдет речь в настоящей статье.

Павел Новиков

Введение В контексте гальванической развязки все преобразователи можно разделить на две группы: низковольтные — до 600 В (пиковое напряжение) и высоковольтные — свыше 600 В, в частности достаточно распространенные преобразователи 12- и 17-го классов. Первую группу, в свою очередь, можно разделить на две подгруппы: с полной гальванической развязкой цепей управления от силовых цепей и с развязкой верхних ключей инвертора, при этом схема управления и силовые цепи остаются гальванически объединенными. Вторую группу (преобразователи 12-го класса и выше) так разделять некорректно; для высоковольтных преобразователей обязательна полная гальваническая развязка управления от силовой схемы. И хотя зачастую разработчики используют преобразователи без полной развязки, это создает такое множество проблем с надежностью, безопасностью и помехоустойчивостью, что данный вариант рассматривать не следует. Далее обратимся к элементной базе каждой из этих групп. Благодаря компании «Кремний Эл» (г. Брянск) самый простой вариант — это низковольтные преобразователи без полной гальванической развязки. «Кремний Эл» успешно (то есть реально, что немаловажно для микросхем специального назначения) производит микросхему 1308ЕУ3, являющуюся аналогом IR2113 от International Rectifier (Infineon). Данная микросхема, представляя собой драйвер полумоста с развязкой верхнего ключа прочностью 600 В, очень хорошо себя зарекомендовала и ее смело можно использовать по своему назначению. Единственный нюанс, который следует отметить из паспорта микросхемы совершенно непонятно значение напряжения

управления. Указано «напряжение на выводе питания логической части» 5–20 В, из чего явно следует, что при питании 5 В можно осуществлять управление микросхемой с уровнем «лог.1» 5 В. Однако далее в паспорте указано: «Входное напряжение высокого уровня» не менее 9,5 В без привязки к напряжению питания. Значит, необходимо управление с «лог.1» 15 В. Из этого, помимо прочего, следует, что можно подать питание 5 В, а управление 15 В, что на самом деле, разумеется, недопустимо. На практике микросхема успешно работает как при питании 5 В (и «лог.1» 5 В), так и при питании 15 В (соответственно «лог.1» и 15 В). Единственно возможная здесь проблема: ВП может придраться, что нарушаются режимы эксплуатации (уровень «лог.1» ниже 9,5 В). Но тем не менее данная микросхема полностью решает проблему развязки верхних ключей для низковольтных преобразователей. Для полной гальванической развязки 1308ЕУ3, к сожалению, не подходит, так как в данной микросхеме нижний ключ не изолирован от схемы управления. Необходимы микросхемы развязки (оптопары или на основе трансформаторной развязки) сигнальных цепей, а еще лучше — драйверы с развязкой. Прочность изоляции — не менее 1000 В (DC), а оптимально порядка 2000 В (DC) или 1000 В (АС). Начиная с 1980-х годов самая популярная микросхема для этих целей — 249ЛП8 производства «Протон» (г. Орел). Действительно, данная оптопара обладает достаточной прочностью изоляции (1500 В), очень хорошим быстродействием (задержки менее 100 нс) и проста в плане применения, однако при ее практическом использовании возникает одно «но», о котором, в связи с популярностью и практически безальтернативностью данной оптопары, будет сказано отдельно. www.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

Помимо 249ЛП8, существуют и другие оптопары, сложнее в плане применения, медленнее, с менее прочной изоляцией, такие как, например, 3ОД120 или ряд диод-транзисторных оптопар, но такие микросхемы используются редко, поскольку каждая имеет какой-то критический недостаток, а потому о них речь идти не будет. Есть и драйвер IGBT с опторазвязкой: 249АП1 также производства «Протон», который заявлен как аналог ACPL3120. Микросхема близка и к популярному драйверу TLP250. Однако и тут есть «но»: изоляция до 1500 В DC (у «аналога» 3750 В АС), то есть применяемость только для низковольтных преобразователей и несравнимо низкая устойчивость du/dt (которая, к слову, даже не нормируется). В результате 249АП1 никак не применим для той же области, что ACPL3120 или TLP250, и может использоваться только в низковольтных преобразователях по причине как низкой изоляции, так и слабой устойчивости к du/dt. В последнее время появились и микросхемы специального назначения трансформаторной развязки. Например, 2015ВВ014 производства НПО «Физика» или 2011ВВ014 от ПКК «Миландр». Последняя микросхема позиционируется как ближайший аналог ADUM1200 от Analog Devices. И действительно, микросхемы функционально аналогичны и очень похожи по параметрам, кроме некоторых «маленьких нюансов»: габаритные размеры в несколько раз больше (22×38,5 мм (!) для корпуса МК4140.20-1 против 5×6 для SO-8), ток потребления в несколько десятков раз больше, а изоляция в несколько раз ниже. Изоляцию следует отметить отдельно: 2000 В (DC) против 2500 В (АС). В результате ADUM1200 и множество подобных микросхем можно использовать в преобразователях до 17-го класса, а 2011ВВ014 максимум до шестого класса. Хотя теоретически 2011ВВ014 можно использовать и для 12-го класса, выход из строя от этого не произойдет, но столь низкая прочность изоляции противоречит всем стандартам и такое схемное решение полностью на совести разработчика. Справедливости ради, низкая прочность изоляции — это проблема не производителей и не кристаллов, а «болезнь» металлокерамических корпусов, которые по своей конструкции (в частности, металлическая крышка) не могут обеспечивать приемлемую изоляцию. В итоге, и 2011ВВ014, и другие подобные микросхемы применять практически невозможно: для высоковольтных, относительно мощных и крупногабаритных преобразователей они не подходят по изоляции, а для низковольтных — по совершенно неприемлемым размерам. Площадь порядка 15×4 см (!) только на развязку — это редкая роскошь для маломощного низковольтного преобразователя. В итоге и по габаритам, и по прочности изоляции, и по быстродействию 249ЛП8 остается вне конкуренции, чем и объясняется ее популярность. Теоретически. Практически 249ЛП8, без дополнительных схем, вообще неприменима для силовой электроники. Причина тому — уникально низкая устойчивость du/dt, порядка 100 В/мкс (измерено практически, производитель данный параметр не нормирует), в то время как у ближайшего аналога HCPL-2211 не менее 10 000 В/мкс, то есть в 100 раз (!) хуже. Это не мешает успешно эксплуатировать 249ЛП8 для развязки сигнальных цепей, например в различных интерфейсах, то есть в системах, не связанных с собственно силовой электроникой. Здесь, при напряжении 5 В, скорость du/dt редко превышает несколько десятков В/мкс. Но даже для низковольтного силового инвертора du/dt в лучшем случае составляет порядка нескольких сотен В/мкс, а для 12-го класса и несколько кВ/мкс вполне обычный показатель. Относительно большое воздействующее на оптрон du/dt приводит к возбуждению выхода оптрона: на включении/выключении появляется кратковременная генерация. Далее, при большем du/dt выход переходит в постоянное возбуждение (рис. 1): вместо закрытого состояния выходной транзистор «генерит» даже при закороченном светодиоде. Частота возбуждения — порядка 20 МГц, а при наличии хотя бы минимальной емкости нагрузки такая генерация сглаживается, и фактически сбой работы проявляется в «полуоткрытом» состоянии выхода, когда он должен быть закрыт. Как следствие, почти неизбежные выходы из строя: либо из-за увеличившейся задержки включения/ выключения, либо из-за несанкционированного отпирания силового ключа. www.power e.ru

Источники питания

Рис. 1. Возбуждение выхода оптрона

Эта проблема (крайне низкая устойчивость к du/dt) характерна для всех быстродействующих оптопар производства «Протон» и, к сожалению, изготовителем никак не нормируется и тем более не исправляется. Как следствие — отдельная задача для разработчика преобразователя по исключению такого рода сбойных ситуаций. Один из наиболее эффективных способов (а нами, как активными пользователями данного рода оптопар, их было перепробовано множество) показан на рис. 2. Резисторы на схеме рис. 2 порядка 1–10 кОм, в зависимости от параметров управляющей и выходной схемы. Резистивный делитель на выходе оптопары обеспечивает смещение уровня «лог.0» (период отпирания выходного транзистора оптопары), в результате чего напряжение в точке «Выход» значимо уменьшается (на 1–2 В) только при действительном отпирании выходного транзистора. Таким образом, при настройке последующего порогового элемента на уровень порядка 4 В возбужденное состояние уверенно считывается как «лог.1». Плюс к этому RC-фильтр, который, хотя и ухудшает быстродействие, успешно справляется с кратковременными помехами. Данный способ повышает устойчивость развязки до нескольких кВ/мкс. Но, тем не менее, не спасает полностью от сбойных ситуаций. Например, для высоковольтного преобразователя на основе 5П161Б (аналог 249ЛП8, но с изоляцией вход–выход не менее 4000 В DC) такого решения недостаточно; при значительных пусковых токах (порядка 100 А) не исключены сбои. В итоге для низковольтных преобразователей существуют и микросхема с опторазвязкой, и микросхемы с трансформаторной развязкой, и даже развязанный драйвер IGBT. Все они имеют свои недостатки, но в принципе работать с этим можно, если позволяют габариты (для трансформаторной развязки) или если применены специальные схемные решения повышения устойчивости du/dt (для опторазвязки на основе 249ЛП8 и тому подобных оптопар). Для высоковольтных преобразователей (12-го класса и выше) применять такие микросхемы уже нежелательно. И если для подобных преобразователей на импортных комплектующих существует огромная элементная база, вплоть до микросхем законченных драйверов типа HCPL-316J, то в отечественной элементной базе, в частности заявленной в ЭКБ, нет ничего, что помогло бы решить задачу гальванической развязки высоковольтного преобразователя. Фактически остается единственно возможный способ реализации развязки — трансформаторная развязка на отдельных, неспециализи-

Рис. 2. Схема опторазвязки с повышенной устойчивостью du/dt

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 3. Схема трансформаторной развязки

рованных элементах. Существует два основных принципа построения трансформаторной развязки. Первый — на основе модулирования сигнала управления высокочастотным сигналом, который и передается на выходную часть трансформатора, после чего интегрируется и тем самым восстанавливается исходный сигнал. Второй принцип — на основе выделения переднего и заднего фронтов управляющего сигнала, после чего эти импульсы передаются трансформатором, а исходный сигнал восстанавливается триггером выходной схемы. Второй принцип обладает значительным преимуществом в плане быстродействия (вполне реально добиться задержки менее 10 нс), но имеет и недостаток: более сложная схема на выходе (в частности, триггер, то есть для инвертора шесть триггеров) и неизбежное наличие «мертвого времени». Здесь «мертвое время» — период перемагничивания трансформатора, в который трансформатор еще не может передать последующий сигнал после предыдущего. На практике это означает, что если подать короткий импульс, то по фронту включения триггер на выходе взведется, а выделенный импульс на выключении будет недостаточной амплитуды, чтобы сбросить триггер. Как следствие, ложное состояние отпирания, что для инвертора наверняка означает выход из строя. Бороться с этой особенностью схемы очень

Источники питания сложно, а итоговые габариты изделия могут оказаться совсем неприемлемыми. Первый принцип хотя и обладает гораздо меньшим быстродействием, значительно проще в реализации. А учитывая, что для типового преобразователя вполне приемлемы задержки порядка нескольких мкс, такая организация гальванической развязки становится оптимальной. Тогда быстродействие схемы определяется только частотой модуляции сигнала управления. Без специальных схемных решений задержка такой трансформаторной передачи теоретически не менее чем в три раза больше периода, а практически больше в 5–10 раз. Следовательно, для обеспечения приемлемого быстродействия необходима частота 10–100 МГц, что соответствует задержкам в максимальных пределах 0,1–1 мкс. На рис. 3 показан пример схемы такой развязки. Номиналы конденсаторов зависят от настраиваемой частоты контура. В частности, данная схема используется в модуле интеллектуального инвертора 5М31-50-12А (частота модуляции — 30 МГц). Осциллограммы работы такой развязки приведены на рис. 4 и 5, где сигнал канала 1 — управляющий, сигнал канала 2 — вторичная обмотка трансформатора. Впрочем, схемных решений такого типа трансформаторной развязки множество, и на этом нет смысла заострять внимание. Также существует немало конструктивных решений. Наиболее распространенное — трансформатор на ферритовом кольце. Но подобное решение, несмотря на свою простоту и привычность, обладает целым рядом недостатков: трудоемкость сборки (шесть трансформаторов для одного инвертора), нетехнологичность, слабая виброустойчивость, относительно большие габариты и относительно низкая прочность изоляции. Например, для 5-мм кольца зазор между первичной и вторичной обмотками не позволяет получить прочность изоляции лучше 2 кВ (АС). Герметизация сборки для повышения прочности изоляции, помимо усложнения и еще большего ухудшения технологичности, чревата потерей устойчивости к термоциклированию, поскольку компаунд, который не разрывает 0,1–0,2-мм проволоку при расширении, — это отдельная задача. А тонкий изолированный высоковольтный провод отечественная промышленность еще не изобрела. Но есть гораздо более простой и причем лучший по всем параметрам способ: трансформатор на печатной плате без сердечника как такового. На одной стороне стеклотекстолита «рисуется» первичная обмотка, на другой — вторичная. Связь между первичной и вторичной обмотками на частоте 10–100 МГц вполне достаточна для устойчивой передачи сигнала при индуктивности обмоток порядка мкГн. Конечно, КПД такого трансформатора (контура) невелик и желателен повышающий трансформатор, что легко реализовать последовательным включением обмоток, нанесенных на нескольких слоях многослойной платы, — в частности, в вышеупомянутом 5М31 две вторичные обмотки на третьем и четвертом слое платы, соединенные последовательно. Пример реализации такой развязки приведен на рис. 7.

Рис. 4. Сигнал трансформаторной развязки

Рис. 5. Сигнал трансформаторной развязки

Рис. 6. Плата с опторазвязкой на основе 5П161Б

www.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

Источники питания

Рис. 8. Пробивное напряжение слоев платы

Рис. 7. Плата с трансформаторной развязкой

Если сравнивать опторазвязку на отечественных комплектующих и трансформаторную развязку в плане габаритов, то, как видно из рис. 6 и 7, трансформаторная развязка сильно не проигрывает. А если сравнить с 2011ВВ014 (и т. п.), то трансформаторная развязка, обладая площадью около 2–3 см2 на канал, включая всю необходимую обвязку трансформатора, еще и выигрывает. Изоляция предложенной конструкции трансформатора также значительно превосходит показатели микросхем. На рис. 8 приведены пробивные напряжения (АС, 50 Гц) для четырехслойной платы толщиной 1,5 мм производства «Резонит»; напряжения фактически измеренные. То есть если не учитывать ухудшение связи между обмотками при их отдалении, на обычном стеклотекстолите типа FR-4 теоретически можно получить развязку с прочностью изоляции 7,5 кВ (АС), что в принципе недостижимо для любых сборок в металлокерамических корпусах.

Таким образом, учитывая современное состояние элементной базы, гальваническую развязку в схемах управления силовыми преобразователями целесообразно реализовать следующим образом: • Для низковольтных преобразователей без полной развязки — на основе 1308ЕУ3. • Для низковольтных преобразователей с полной развязкой — надежнее на микросхемах с трансформаторной развязкой, если габариты позволяют, или на основе 249ЛП8 (и т. п. оптопар) со схемой повышения устойчивости du/dt. • Для преобразователей 12-го класса без полной развязки — на основе микросхем с трансформаторной развязкой; оптопары производства «Протон» для этих целей почти неприменимы из-за крайне низкой устойчивости du/dt. • Для высоковольтных преобразователей — на основе трансформаторной развязки на отдельных универсальных элементах. Это фактически безальтернативно. Наилучшее решение — развязка с модуляцией входного сигнала частотой 10–100 МГц и его передача через трансформатор, представляющий собой дорожки соответствующей формы на разных сторонах (слоях) печатной платы. Данный способ надежен в плане прочности изоляции, вибропрочности, температуроустойчивости, не занимает много места. Плюс к этому технологичен, прост в реализации и дешев, что, конечно, для изделия с «приемкой 5» последний аргумент, но тем не менее. По крайней мере нами получен положительный опыт при использовании такой развязки в высоковольтных преобразователях, тем более на фоне весьма отрицательного опыта организации развязки на основе отечественных оптронов.

www.power e.ru

Источники питания

Силовая электроника, № 2’2020

Функциональные экраны панели и индикация преобразователей частоты «ПЕТРА» В статье описана разработанная НКВП «ПЕТРА» панель индикации режимов работы преобразователя частоты «ПЕТРА»: показаны сгруппированные на экране наладчики ПЧ, а также пульт дистанционной индикации преобразователя частоты.

Дарья Мамаева

darya.mamaeva.95@mail.ru Юрий Зинин Юрий Ройзман

Введение Научно-конструкторским внедренческим предприятием «ПЕТРА» создана новая система управления преобразователем частоты (ПЧ) [1], который разработан по технологии IGBT. Панель управления обеспечивает удобство индикации режимов работы наладчиков ПЧ. Данная система управления транзисторных преобразователей выполняет следующие функции: • использует высокоскоростной 32-разрядный микроконтроллер RISC с архитектурой на ядре CPU ARM Cortex-M4 32-Bit;

• позволяет регулировать и стабилизировать выходную мощность преобразователя; • выполняет мониторинг и контроль параметров силовых транзисторов, системы охлаждения; • обеспечивает связь с внешним оборудованием, в том числе по интерфейсу стандарта RS-232 и RS-485; • обеспечивает бесконтактное технологическое и аварийное отключение; • контролирует состояние нагрузки, поддерживая работу инвертора в области безопасных режимов; • показывает архив событий и параметров работы преобразователя [2, 3]. Панель индикации режимов работы преобразователя частоты

Рис. 1. Главный экран оператора

Рис. 2. Экран наладчика 1

В преобразователях частоты «ПЕТРА» в качестве панели индикации режимов работы и состояния применяется цветной жидкокристаллический дисплей размером 480×270 мм. Для удобства пользователя данные сгруппированы по экранам, предусмотренным на панели. На рис. 1 показан главный экран с краткой информацией о текущем состоянии преобразователя частоты. Навигация по экранам осуществляется кнопками «Вверх» и «Вниз». Индикатор статуса ПЧ (1) может понимать значения «Работа», «Готов», «Не готов». Имеются стрелочные индикаторы (2) визуального отображения напряжения и тока выпрямителя. В области (3) представлена информация о текущей входной мощности ПЧ, значения заданной и текущей мощности отображаются в процентах. На рис. 2 представлен экран наладчика 1. На экран выводятся сгруппированные текущие показания датчиков контроля и управление ПЧ. На индикаторном баре располагаются числовые величины, указывающие на пороговые и максимальные значения параметра: красным цветом отображается максимальное значение (порог защиты), желтым цветом — значение параметра, при достижении которого включается режим стабилизации (1). Индикация статуса (2) демонстрирует текущее состояние ПЧ. В области (3) индицируются дискретные www.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

статусы ПЧ, такие как «Резонанс», «Стабилизация мощности», «Ограничение максимальной частоты», и другие. В зоне (4) видны текущие значения заданной мощности косинуса нагрузочного контура и выходной частоты ПЧ. На рис. 3 изображена структура бара. Индикаторные бары (1) отображают текущие значения параметра положением треугольного индикатора (белый цвет — норма, желтый — стабилизация). На рис. 4 показан экран наладчика 2, который представляет сгруппированные дискретные сигналы текущего состояния блокировок аварий ПЧ. Индикация статуса (1) отображает текущее состояние преобразователя «ПЕТРА». В области (2) располагаются индикаторы блокировки пуска ПЧ. Индикаторы аварий (3) загораются в случае аварийной остановки ПЧ. В области (4) расположены справочные параметры ПЧ.

Источники питания Статус работы автоматики ПЧ отображается в области (5). Область (6) предназначена для вывода информации о сработавших блокировках во время работы ПЧ. Расширенный экран блокировок ПЧ проиллюстрирован на рис. 5. Сгруппированные дискретные сигналы состояния дополнительных блокировок ПЧ показаны на экране ниже. Экран состояния теплообменной станции можно видеть на рис. 6. Индикация экрана отображает статус канала системы охлаждения ПЧ. Схематично представлена теплообменная станция с датчиками контроля, текущие значения которых индицируются на экране. Экран датчиков температуры и давления показан на рис. 7. На экране заметны сгруппированные текущие значения датчиков контроля системы охлаждения ПЧ. Структуру индикации бара одного канала иллюстрирует рис. 8. Индикаторы каналов (1) указывают текущее значение, название канала, индикаторный бар с отображением пороговых значений. На индикаторе канала отображается статус датчика (рис. 9а–в), выход за пороговое значение индицируется красным цветом (рис. 9г). Вход преобразователя индикации частоты:

Рис. 3. Структура бара

Рис. 6. Экран состояния теплообменной станции

Рис. 4. Экран наладчика 2

Рис. 7. Экран датчиков температуры и давления

Рис. 5. Расширенный экран блокировок

www.power e.ru

Рис. 8. Структура индикации канала

Источники питания

Силовая электроника, № 2’2020

а б Рис. 9. Индикация статуса канала

Рис. 11. Пульт дистанционного управления

Информативный выносной пульт управления на базе микроконтроллера с цветным графическим дисплеем позволяет удобно работать и быстро диагностировать состояние установки. Заключение Рис. 10. Архив событий

• • • •

нет связи; обрыв датчика; КЗ датчика; температура воды. Система управления ПЧ выполняет логирование статусных событий с занесением их в архив (рис. 10), выход в который осуществляется из меню. Вход в меню выполняется кнопкой «Вправо».

Все технологические параметры ПЧ вводятся с сенсорной панели управления и активируются оператором из памяти микропроцессора. Система водяного охлаждения преобразователя защищена от засорения и образования накипи благодаря встроенной теплообменной станции. Нагрев оснастки по заданному температурному режиму обеспечивает блок управления преобразователя частоты. Цветной графический дисплей существенно упрощает работу интуитивно понятным интерфейсом и облегчает управление, диагностику и обслуживание индукционной установки.

Пульт дистанционной индикации преобразователя частоты

Литература

Управление преобразователя регулирует в индукторе мощность ВЧ. Пульт дистанционного управления ПЧ показан на рис. 11. Нагрев может проводиться по заданному оператором графику. Выносной пульт дистанционного управления содержит: • цветной графический дисплей 480×270 мм; • цифровую индикацию технологических параметров; • встроенные программируемые режимы; • удобный для персонала интерфейс.

1. www.nkvp-petra.ru/about/general-info 2. Мамаева Д., Зинин Ю., Ройзман Ю. Преобразователь частоты со встроенной теплообменной станцией типа «ПЕТРА-0133» и разработка малогабаритных закалочных трансформаторов ТВЧ // Силовая электроника. 2018. № 3. 3. Зинин Ю., Ройзман Ю., Кашлаков С., Мамаева Д. Преобразователь частоты типа «ПЕТРА-0133» для индукционного нагрева со встроенной теплообменной станцией // Силовая электроника. 2019. № 5.

Сотрудник компании «Протон Электротекс» стал лауреатом всероссийского конкурса «Инженер года — 2019» Сотрудник компании «Протон-Электротекс» (г. Орел) стал лауреатом всероссийского конкурса «Инженер года — 2019». В номинации «Инженерное искусство молодых» и направлении «Радиотехника, электроника, связь» победил ведущий инженер-исследователь АО «Протон-Электротекс» Денис Олегович Малый. Основная цель ежегодного всероссийского конкурса «Инженер года», который активно поддерживается Правительством Российской Федерации, — выявление лучших инженеров страны, популяризация инженерного искусства и при-

влечение внимания к достижениям и талантам российских специалистов. Конкурс проводится Российским и Международным союзом научных и инженерных общественных объединений и Академией инженерных наук имени А. М. Прохорова. Активная деятельность Д. Малого стала следствием создания полного цикла производства приборов IGBT в корпусах MIFA и MIAA. До этого подавляющая часть IGBT поставлялась в Россию из-за рубежа.

www.proton-electrotex.com

www.power e.ru

Электромагнитная совместимость

Силовая электроника, № 2’2020

Заземление и экранирование как способы обеспечения электромагнитной совместимости электронных устройств Существует два основных способа уменьшения влияния помех на электронные устройства: экранирование и заземление. Методы экранирования и заземления тесно связаны между собой. При правильном применении экраны могут значительно уменьшать взаимное влияние между устройствами по эмитированным помехам. Экраны можно устанавливать вокруг элементов схем и устройств, а также вокруг кабелей и линий передачи энергии и информации.

Виталий Скворцов

амый простой способ добиться электромагнитной совместимости электронного устройства (ЭМС) — принять ее требования в расчет при проектировании. Последующие меры по обеспечению ЭМС будут, в общем, значительно обширнее. Они часто слишком дороги из-за недостатка места и требуют дополнительных расходов. Это также относится к модернизации и техническому обслуживанию имеющегося оборудования. И только соблюдение требований ЭМС на этапе проектирования обеспечивает достаточную помехоустойчивость системы и минимальную помехоэмиссию, что делает ее экономически выгодной. Одним из важнейших методов обеспечения электромагнитной совместимости (ЭМС) является правильный монтаж, кроме этого, важно с учетом ЭМС обеспечить цепями заземления проектируемое устройство, чтобы создать необходимые контуры сброса паразитной энергии помех. Системы заземления

В соответствии с нормативными документами различают два вида заземления: защитное, выполняемое в целях электробезопасности, и функциональное, реализуемое для обеспечения работоспособности электроустановки (не в целях электробезопасности). В связи с этим все цепи заземления можно разбить на несколько групп. Они показаны в таблице. Таблица. Обозначения и названия цепей заземления Обозначение

Название

Цепи

Сигнальная «земля», или схемная «земля»

Цепи возврата сигнальных токов

Силовая «земля»

Цепи возврата постоянных токов

Корпусная «земля»

Цепи возврата переменных силовых токов и экранирующие корпуса

При разработке системы лучше всего изолировать друг от друга цепи возврата сигнальных токов, цепи возврата постоянных токов питания и цепи возврата переменных токов питания и построить систему заземления из трех независимых контуров, сходящихся в одной точке. Такой подход позволяет оптимизировать каждую заземляющую цепь в отдельности. Например, цепи заземления схем распространения сигналов должны иметь низкий импеданс в диапазоне частот до нескольких мегагерц и выше (в зависимости от спектра сигналов), и по ним, как правило, течет малый ток. Заземляющая цепь источников питания постоянного тока должна быть рассчитана на низкий импеданс, но значительно более высокий ток. А заземления источников питания по сети переменного тока (корпусная «земля») должны иметь низкий импеданс вблизи частоты 100 Гц и выдерживать токи в сотни ампер. В очень редких случаях различные контуры заземления могут не соединяться. Такие схемы с плавающим заземлением применяются для чрезвычайно чувствительных устройств. Они требуют хорошей изоляции схемы от корпуса (высокого сопротивления и низкой емкости), иначе оказываются малоэффективны. Причем в качестве источников питания таких систем должны использоваться гальванически развязанные источники питания или солнечные элементы и батареи, а сигналы должны поступать и покидать схему через трансформаторы или оптроны. Иногда точки сигнального и корпусного заземления соединяют высокоомным резистором, по которому стекают статические заряды. Заземление по цепям питания Широко используемые системы заземления предназначены для выполнения разнообразных задач. Они могут функционировать отдельно или вместе и обеспечивать одну или несколько функций: • защиту людей от поражения электрическим током; • защиту оборудования от повреждения электрическим током; www.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

• обеспечивать нулевую точку отсчета потенциала для слаботочных сигналов; • поддерживать требуемый уровень электромагнитной совместимости. Правильно выполненное заземление по цепям питания играет особую роль в бесперебойном функционировании установки. Очень важно, чтобы компоненты установки как в низкочастотном, так и в высокочастотном диапазоне имели единое заземление. Поэтому еще при проектировании установки следует учитывать высокочастотный характер заземления. Все компоненты установки должны быть заземлены с низким электрическим сопротивлением — как для низких частот (НЧ), так и для высоких частот (ВЧ). Система заземления обычно проектируется и устанавливается для обеспечения в этой цепи низкого сопротивления, способного отводить как токи короткого замыкания при срабатывании систем защиты, так и высокочастотные токи помех от электронных устройств и систем. Правильно выполненная система заземления и уравнивания потенциалов значительно улучшает электромагнитную обстановку помещения и электромагнитную совместимость оборудования, тем самым обеспечивая: • улучшенную электромагнитную совместимость вычислительных и иных систем; • соответствие требованиям электромагнитной совместимости (по излучению помех и устойчивости к ним); • возможность надежной и безотказной работы различного электронного электрооборудования. Существуют различные системы заземления, но для всех из них требуется соблюдение специальных условий, однако эти условия не всегда соблюдаются в стандартных промышленных и бытовых электросистемах, особенно когда идет речь о высокочастотном заземлении. Использование отдельной «чистой» системы заземления для электронного оборудования и «грязной» системы заземления для силового оборудования не рекомендуется с точки зрения обеспечения требуемой электромагнитной совместимости, так как при разряде молнии в электросистеме возникнут высокочастотные возмущения, токи короткого замыкания и переходные токи между этими «землями». Возникшие в результате переходные напряжения могут привести к повреждению или выходу из строя электронного оборудования. В типовой электросистеме для многоэтажного здания каждый этаж должен иметь собственную сеть заземления (обычно в виде сетки), и все сетки должны быть соединены между собой и присоединены к заземлению. Для обеспечения защиты от обрыва одного из проводников (чтобы ни одна из секций сети заземления не оказалась отсоединенной) требуются не менее двух соединений с этой сеткой (избыточное резервирование). На практике для получения более равномерного распределения токов используется более двух соединений. Это сглаживает различия в потенциалах и общем сопротивлении между www.power e.ru

Электромагнитная совместимость различными этажами здания и другими контурами заземления. Каждое помещение в здании должно иметь проводники системы заземления для эквипотенциального соединения устройств, систем, кабелепроводов и конструкций. Эту систему можно усилить с помощью металлических труб, лотков, опор, подставок и др. В специальных случаях, например в аппаратных серверных или в компьютерных помещениях, для выравнивания потенциалов при соединении устройств коммуникационными кабелями можно усилить существующую сеть заземления дополнительными заземляющими проводниками или шинами и создать специальную зону. Параллельные контуры заземляющего тока, как правило, имеют разные резонансные частоты. Если один из контуров отличается большим сопротивлением, он наверняка шунтируется другим контуром, имеющим другую резонансную частоту. В целом, в широком спектре частот (от десятков герц до мегагерц) наличие большого количества параллельных контуров с различными частотными параметрами статистически приводит к системе с низким полным сопротивлением. Есть и различные технические способы, чтобы обеспечить низкоомную цепь заземления, такие как: • соединение с широким поверхностным контактом, которое с двух концов имеет достаточный поверхностный контакт с общим выводом; • создание соединений из большого количества отдельных, изолированных друг от друга, проводников (заземляющий литцентрат); • применение экранированного провода, так как экран является для НЧ и ВЧ очень низкоомным соединением. Все указанные варианты имеют низкую индуктивность и, следовательно, обладают малым высокочастотным сопротивлением, что способствует обеспечению ЭМС. Конструкция При конструировании очень важным мероприятием становится функциональная разбивка прибора на узлы и блоки с учетом требований ЭМС.

Влияние помех на соединительные провода различных групп может быть сильно снижено при хорошо спланированной трассировке этих проводников. Причем во многих случаях возможна эксплуатация и с неэкранированными проводами. При скручивании информационных проводов также может быть сильно снижено воздействие помех. Скручивание становится тем эффективнее, чем больше витков приходится на единицу длины провода (приблизительно 75 витков на один 1 п. м). При малом воздействии помех расстояние между проводами должно быть тем больше, чем дольше провода идут параллельно. Пересечение между собой токонесущих проводников должно осуществляться под прямым углом между ними. Хорошим местом для установки фильтра по цепи питания является место непосредственно в приборе. В этом случае может представлять проблемы лишь линия между фильтром и местом ввода кабеля в корпус, так как теперь только на этот участок линии могут воздействовать помехи. Поскольку почти во всех фильтрах используются конденсаторы утечки заряда на «землю» C, то эффективность фильтра существенно зависит от качества заземления фильтра. Плохое заземление можно представить с помощью сопротивления R и индуктивности L (рис. 1). Эти элементы препятствуют закорачиванию напряжения помехи на конденсаторах утечки при высоких частотах. Так как фильтр закорачивает напряжение помехи, чтобы направить ток помехи на ее источник, то полное сопротивление соединения между фильтром и источником помехи должно быть как можно меньше. Причем правильный выбор структуры и параметров фильтра возможен только после проведения специализированных расчетов, исследований и измерений. Типы электромагнитных помех Рассмотрим отдельно четыре основных типа помех, от которых можно избавиться с помощью правильно выполненного заземления: • кондуктивные; • индуктивные; • емкостные; • электростатические.

Рис. 1. Заземление фильтра

Силовая электроника, № 2’2020

Электромагнитная совместимость

Рис. 2. Виды кондуктивных помех

Кондуктивные помехи распространяются при наличии непосредственного электрического контакта между электрическими цепями и делятся на два вида (рис. 2): 1. Помехи типа провод-«земля», напряжение которых приложено между каждым из проводников и «землей», которые еще называются несимметричными, или синфазными. 2. Помехи типа провод-провод, напряжение которых приложено между отдельными электрическими цепями или между элементами одной и той же электрической цепи, которые еще называются симметричными, противофазными или дифференциальными. В отличие от дифференциальных синфазные помехи в процессе работы не приводят к сбоям электронного оборудования. Однако могут полностью вывести из строя такое оборудование изза электрического пробоя внутренней изоляции (или p-n-переходов) в микросхемах и микропроцессорах в случае воздействия помех высокой энергии. С другой стороны, если электронное

оборудование полностью изолировано от «земли», то импульсные помехи и перенапряжения относительно «земли» (синфазные несимметричные помехи общего вида) никак не могут повлиять на это оборудование, подобно тому как высокое напряжение относительно «земли» не мешает птицам спокойно сидеть на высоковольтных проводах. Дифференциальные же помехи вообще не имеют отношения к наличию или отсутствию заземления, их можно рассматривать как пульсации по цепям питания. Что касается индуктивных помех, распространяющихся посредством электромагнитных полей, то, как известно, эффективная защита от помех данного типа осуществляется размещением чувствительной электронной аппаратуры внутри замкнутых металлических оболочек (клетка Фарадея), роль которых призваны выполнять корпуса электронных приборов или экраны. Как известно, заземление клетки Фарадея никак не влияет на эффективность ослабления ею индуктивных помех.

С емкостными помехами дело обстоит несколько сложнее, поскольку помехи этого типа распространяются через емкостные связи между находящимися рядом проводами, между близко расположенными металлическими корпусами, а также между перечисленными элементами и «землей». Заземление экранов проводов и металлических корпусов (впрочем, так же, как и снижение емкости) позволяет устранить емкостные помехи синфазного типа и практически не влияет на емкостные помехи дифференциального типа. Статические помехи могут появляться в результате накопления статического заряда на изолированном от «земли» корпусе и возникающих в результате этого периодических пробоев на «землю». Заземление корпуса позволяет предотвратить накопление статического заряда. Однако для устранения электростатических (и даже частично емкостных) помех синфазного типа вовсе не требуется наличие низкоомного заземления, достаточно соединить корпус с системой заземления высокоомным резистором. Иногда, для чувствительной электроники, используют отдельный контур заземления, соединенный в одной точке с общим контуром заземления (Signal Reference Subsystem), что принципиально не меняет сущности заземления. При этом предполагается, что многочисленные электронные устройства, имеющие электрические и информационные связи между собой, будут обладать общим нулевым (опорным) потенциалом, предотвращающим сбои в работе высокочувствительной электроники из-за электромагнитных помех, создающих дополнительную разность потенциалов между цепями нулевого потенциала, если их не заземлить. Обеспечение опорного потенциала помогает защитить оборудование и персонал от мощных высокочастотных воздействий. Это общепринятый подход и общая практика обеспечения ЭМС электронной аппаратуры. Считается, что если между всеми электронными устройствами будет сохраняться общий потенциал системы заземления, то есть не будет возникать разность потенциалов между цепями нулевого потенциала различных устройств, то повышение общего потенциала и отличие его от нуля, происходящее одновременно во всех устройствах, не способно вызвать нарушения в работе этих устройств. Ближняя и дальняя зоны эмиссии помех

Рис. 3. Магнитное поле

В решении задач ЭМС и экранирования в частности важно правильно определить характер поля источника излучения помех. На практике при характеристике электромагнитной обстановки при работе разнообразной электронной аппаратуры используют термины «электрическое поле», «магнитное поле», «электромагнитное поле». Кратко поясним, что это означает и какая связь существует между ними. Электрическое поле создается зарядами. Например, во всем известных школьных опыwww.power e.ru

Электромагнитная совместимость

Силовая электроника, № 2’2020

тах по электризации эбонита присутствует как раз электрическое поле. Для характеристики величины электрического поля используется понятие «напряженность электрического поля», имеющая обозначение Е. Электрическое поле Е создается между двумя проводниками с различными потенциалами. Оно измеряется в вольтах на метр и пропорционально подаваемому напряжению, деленному на расстояние между проводниками. Магнитное поле Н образуется вокруг проводника, по которому протекает электрический ток. Оно измеряется в амперах на метр и пропорционально току, деленному на расстояние до проводника (рис. 3). Физические причины существования электромагнитного поля связаны с тем, что изменяющееся во времени электрическое поле порождает магнитное поле, а изменяющееся магнитное поле порождает вихревое электрическое поле. При этом оба компонента, Е и Н, непрерывно изменяясь во времени, воздействуют друг на друга и создают электромагнитные волны (рис. 4). Электромагнитные волны характеризуются длиной волны (λ), единица измерения — метр. Источник энергии, генерирующий излучение, а по сути создающий электромагнитные колебания, характеризуется частотой (f), единица измерения — герц, а соответственно и электромагнитное поле (ЭМП) этой же частоты. Важное свойство электромагнитного поля — его разделение на так называемую ближнюю и дальнюю зоны. В ближней зоне, или зоне индукции, на расстоянии от источника излучения меньше длины волны r< λ, ЭМП можно считать квазистатическим. Здесь оно быстро убывает с расстоянием, обратно пропорционально кубу или квадрату расстояния. В ближней зоне излучения электромагнитная волна еще не полностью сформирована, поэтому для характеристики ЭМП оценку переменного электрического поля Е и переменного магнитного поля Н проводят раздельно. Поле в зоне индукции служит для формирования бегущих составляющих полей (электромагнитной волны), ответственных за излучение. Дальняя зона — это зона сформировавшейся электромагнитной волны, начинается с расстояния r > 3λ. В дальней зоне интенсивность поля убывает обратно пропорционально расстоянию до источника помех. Характеристики поля определяются параметрами источника, величиной Z = E/H и окружающей средой, а также расстоянием от источника до точки наблюдения. Вблизи источника свойства электромагнитного поля обусловлены в основном характеристиками источника, а вдали зависят главным образом от среды, в которой оно распространяется (воздух, вакуум или материал). Если в источнике протекает значительный ток при малом напряжении, то в ближней зоне преобладает магнитное (низкоомное) поле. Если же в источнике протекает малый ток при относительно большом напряжении, то в ближней зоне преобладает электрическое (высокоомное) поле. Поле в дальней зоне от любого источника называют электроwww.power e.ru

в Рис. 4. Электромагнитные поля: а) электрическое поле; б) магнитное поле; в) электромагнитная волна

магнитным, или плоской волной; для него Z = 120π ≈ 377 Ом (рис. 5). Таким образом, определение зоны и характера источника поля позволяет принимать более эффективные меры для уменьшения помех. Например, учитывая, что электрическое поле ближней зоны влияет на рецептор через паразитную емкостную связь с источником, а магнитное поле — через паразитную индуктивную связь, на основании этих данных выбирают соответствующий этому полю экран. В ближней зоне узлов и элементов радиоэлектронной аппаратуры, с большими напряжениями и малыми токами генерируются

электромагнитные поля с преобладанием электрической составляющей. При этом помехи создаются электрической индукцией, приближенно определяемой эквивалентной емкостью связи. Для ослабления этой связи можно: 1. Максимально разносить цепи рецептора и источника помех. 2. Компоновать цепи источника и рецептора помех, минимизируя емкость связи, например располагая помехонесущие и помеховосприимчивые провода под углом, близким к 90°. 3. Уменьшать размеры цепей источника и рецептора помех.

Рис. 5. Волновое сопротивление электрического и магнитного полей

Электромагнитная совместимость

Силовая электроника, № 2’2020

Экранирование электромагнитных полей в устройствах промышленной и силовой электроники

Рис. 6. Защита цепи резистора Z2 электростатическим экраном

4. Применять дифференциальное включение рецептора помех, что практически позволяет значительно ослабить влияние емкостных синфазных помех. 5. Применять компенсацию помех путем включения дополнительного источника противофазного сигнала помехи. 6. Если возможность применения указанных мер при проектировании аппаратуры ограничена, то для обеспечения требуемого ослабления помех необходимо прибегнуть к экранированию электрического поля. Конструкции, реализующие это ослабление, называют экранами. Экранирование электрического поля основано на замыкании силовых линий помехонесущего электрического поля на металлический экран, соединенный с корпусом аппаратуры или землей. Экранирующий эффект заземленного металлического экрана заключается в замыкании большей части емкости связи между экранируемыми элементами конструкции на корпус прибора. Устранение емкостной связи Для уменьшения электрической связи между цепями применяется электростатическое экранирование. Например, между двумя проводниками образуется паразитная емкость, вследствие чего через сопротивление Z2 проходит переменный ток, создаваемый переменным напряжением U. Это событие нарушает режим работы цепи, в которую включено сопротивление Z2, и поэтому нежелательно. Для устранения па-

разитной емкости между проводниками помещается заземленная пластина Э, называемая электростатическим экраном (рис. 6). Экран шунтирует часть тока источника переменного тока, тем самым снижается нежелательный ток сопротивления Z2. Таким образом, возникает емкостная связь между проводником цепи Z1 и экраном Э. Благодаря этому ток в цепи сопротивления Z2 устраняется. Каждая катушка индуктивности, кроме индуктивности, обладает и некоторой емкостью. Под влиянием этой емкости возле катушки создается электрическое поле, которое может вызвать паразитные связи. Для того чтобы экранировать не только магнитное, но и электрическое поле катушки, экран делают закрытым со всех сторон и заземляют (соединяют с корпусом установки). В катушках трансформаторов, кроме желаемой индуктивной связи между обмотками, как правило, возникает нежелательная емкостная связь, то есть между обмотками образуется паразитная емкость. Для сокращения этого явления между катушками помещают электростатический экран (рис. 7), который в данном случае не имеет замкнутых цепей для электрического тока и не оказывает воздействия на магнитные поля катушек. Для снижения такой паразитной емкости (емкостной связи) еще используют увеличенное расстояние между обмотками, решая при этом дополнительную задачу обеспечения предельно допустимого напряжения между обеими обмотками. При использовании указанных методов следует не забывать о снижении коэффициента связи между данными обмотками.

а Рис. 7. Устранение емкостной связи между катушками

Экранирование служит основным средством ослабления электромагнитных помех, вызванных излучением. Экраны применяются для отдельных элементов, узлов, блоков и устройств, которые могут быть либо источниками, либо рецепторами помех. Как правило, экранирование удорожает изделие, поэтому необходимость экранирования должна быть обоснована и рассматриваться только после того, как полностью исчерпаны схемотехнические решения и методы оптимальной компоновки аппаратуры. Основным назначением электромагнитных экранов является локализация поля помех, создаваемых источником питания, в местах их возникновения с целью ослабления влияния помех на элементы источника питания, чувствительные к помехам. Эффективность экранирования, электрической и магнитной составляющих поля определяется отношением напряженности поля в любой точке пространства, в отсутствие экрана и при его наличии. В общем случае экран не только локализует, но и искажает поле источника в защищаемой области пространства, а также оказывает побочное влияние на параметры паразитной индуктивности и другие паразитные параметры цепей электропитания, находящиеся в зоне действия экрана. Экран устанавливается между источником и приемником помех и снижает напряженности воздействующих полей от Е0 и Н0 до сниженных значений Е1, Н1 за экраном. Для представления вопросов экранирования рассматривается связь между двумя схемами в виде сосредоточенных емкости и индуктивности между проводниками, поэтому такую схему можно анализировать при помощи обычной теории цепей. При этом надо помнить ряд постулатов: • Первое — экраны в преобразовательных устройствах выполняются из немагнитных материалов, а на экранируемых частотах их толщина намного меньше глубины скинслоя этих частот. • Второе — приемник помех не настолько сильно связан с источником, чтобы служить для него нагрузкой. • Третье — индуктивные токи в схемах приемников сигналов малы и не искажают первоначальное поле. Экраны служат для ослабления электрических, магнитных и электромагнитных полей, а именно для того, чтобы исключить проникновение и воздействие таких полей на элементы, блоки, приборы, кабели, помещения и здания. Также для того, чтобы подавить исходящие от электрических и электронных промышленных средств и устройств помехи, обусловленные полями. Диапазон частот, определяющий электромагнитный режим работы экрана, как правило, соответствует условиям ближней зоны и излучения для частот порядка сотен мегагерц, поэтому принципы и особенности действия электроwww.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

магнитного экрана необходимо рассматривать применительно к электрической и магнитной составляющей поля в отдельности. Различают следующие режимы работы: магнитостатику, электромагнитный режим и волновой. Физическая сущность электромагнитного экранирования сводится к тому, что под действием источника электромагнитной энергии со стороны экрана, обращенной к источнику помехи, возникают заряды, а в его стенках — токи, поля которых во внешнем пространстве по интенсивности близки к полю источника, а по направлению противоположны ему, в результате чего происходит взаимная компенсация полей. В основу электромагнитного режима работы экрана положена теория ослабления электрического и магнитного полей за счет действия вихревых токов в толще материала экрана. Особенностью электромагнитного экрана является наличие электрических потерь мощности в толще экрана, вследствие чего экран нагревается. При относительно низких частотах вихревых токов мощность потерь прямо пропорциональна квадрату частоты. Поэтому при проведении экранирования выбирают материалы экрана с наибольшей удельной проводимостью или с большой магнитной проницаемостью. С точки зрения волновых представлений эффект экранирования проявляется и из-за многократного отражения электромагнитных волн от поверхности экрана и затухания энергии волн в его металлической толще. Отражение электромагнитной энергии обусловлено несоответствием волновых характеристик диэлектрика, в котором расположен экран, и материала экрана. Чем сильнее это несоответствие, чем больше отличаются волновые сопротивления экрана и диэлектрика, тем интенсивнее частичный эффект экранирования, определяемый отражением электромагнитных волн. Такое рассмотрение является упрощенным, природа же электромагнитного экранирования гораздо сложнее. Эффективность волнового экранирования αэ может быть записана как сумма потерь отражения R, переотражения A и поглощения B: αэ = R + A+ B, дБ. Это выражение известно как «модель линии передачи» для эффективности экранирования, и среди других моделей она выделяется важнейшим предположением, что связь между токами экрана и источника падающих волн ничтожно мала. На эффективность экранирования оказывают существенное влияние частота поля, электропроводность и магнитная проницаемость материала экрана, конфигурация, размеры и толщина экрана. Принципиально следует иметь в виду, что эффективность экранирования зависит от наличия дефектов и отверстий в стенке экрана (трещин, дверных, вентиляционных и оконных проемов, кабельных вводов и отверстий для элементов обслуживания и сигнализации), а также от того, что внутри экранированных объемов могут возникать резонансные эффекты. www.power e.ru

Электромагнитная совместимость Эффективность экранирующих устройств ориентировочно может быть оценена величиной коэффициента экранирования αэ следующим образом: • α э < 10 дБ — выполнено недостаточное экранирование; • 10 < αэ< 30 дБ — выполнены минимальные требования по экранированию; • 30 < αэ< 60 дБ — проведено достаточное экранирование; • 60 < αэ< 90 дБ — осуществлено хорошее экранирование; • 90 < αэ< 120 дБ — экранирование проведено предельно возможное. Для изготовления экранов используются два типа материалов: 1. Радиопоглощающие материалы (резины, поглощающие покрытия, ферритовые пластины). Эти материалы не относят к экранирующим материалам, хотя некоторые из них выпускаются на металлической основе, которая при тщательном соединении ее отдельных частей и элементов может служить экраном. Однако монтаж таких экранов очень сложен, а потому поглощающим материалом экран покрывают внутри с целью уменьшения отражения радиоволн. Они используются для защиты от СВЧ-излучений, но имеют ограниченное применение из-за высокой стоимости и узости спектра поглощения. 2. Радиоотражающие материалы (металлы), которые получили очень широкое применение. Их выбирают исходя из следующих условий: • достижение заданной величины ослабления электромагнитного поля и его составляющих в рабочем диапазоне частот при соответствующих ограничениях размеров экранов и его влияния на экранируемый объект; • устойчивость против коррозии и обеспечение требуемой механической прочности; • технологичность конструкции экрана, его конфигурации и массогабаритных характеристик. Первому требованию удовлетворяют практически все применяемые в настоящее время листовые материалы (сталь, медь, алюминий, латунь и др.), так как при соответствующей толщине они обеспечивают достаточно высокую эффективность экранирования. Для экранирования используются как немагнитные материалы, так и ферримагнитные материалы. Экранирующее действие немагнитных материалов происходит из-за магнитных полей, созданных вихревыми токами. При этом постоянное магнитное поле совсем не экранируется, а низкочастотное переменное ослабляется незначительно. Напротив, электрические поля очень хорошо демпфируются такими экранами. Экраны из магнитных материалов ослабляют электрические поля в области низких частот хуже, чем экраны из немагнитных, однако вызывают определенное ослабление постоянных магнитных полей. С повышением частоты демпфирующее действие в отношении электрических и магнитных полей возрас-

тает. Ввиду экономических и конструктивных соображений предпочтение отдается стальным конструкциям. Ферритовые экранирующие материалы широко распространены, так как обеспечивают самое простое, удобное и рентабельное решение проблемы радиочастотных помех в кабелях и соединителях. Более того, они подавляют нежелательные высокочастотные колебания, не ослабляя сигналы постоянного тока или низкой частоты. Основной состав ферритовых материалов — это комбинация оксида железа и одного или нескольких порошковых металлов, чаще всего марганца, цинка, кобальта и никеля. Имеется широкий выбор форм и размеров ферритов, а на заказ могут быть изготовлены ферриты специальной геометрии. Ферриты эффективны в подавлении электромагнитных помех из-за изменения их потерь с частотой. Через феррит, установленный как подавитель, более низкие частоты пройдут без существенных потерь. Но выше частоты, с которой потери резко возрастают, сигнал взаимодействует с ферритом, и импеданс участка с ферритом становится значительно выше по сравнению с остальной частью цепи. Именно большой резистивный импеданс позволяет этому, по существу пассивному и совершенно простому, материалу подавлять многочисленные сигналы в разнообразных случаях применения. Экранирование электромагнитного поля катушек В радиотехнических устройствах часто возникают нежелательные паразитные связи между отдельными цепями или деталями схемы. Они объясняются емкостным и индуктивным взаимодействием между близко расположенными проводами и элементами устройства. Особенно велика вероятность паразитных связей при наличии в схемах катушек индуктивности, магнитный поток которых пересекают витки других катушек или монтажные провода, расположенные поблизости. Паразитные связи в катушке или проводах могут нарушить нормальную работу радиотехнического устройства. Для устранения паразитных связей применяется как экранирование катушек, так и экранирование отдельных цепей или деталей устройства. Для экранирования катушки ее заключают в экран из материала, обладающего хорошей проводимостью (медь, латунь, алюминий). Экран выполняется в виде кожуха. Соединения экрана должны иметь надежный электрический контакт, а в ответственных случаях должны быть пропаяны. Экран ограничивает объем, занимаемый магнитным полем катушки. В то же время экран защищает катушку от влияния внешних полей и его можно рассматривать как короткозамкнутый виток, окружающий катушку. Переменное магнитное поле катушки возбуждает в экране переменную ЭДС и переменный ток. Магнитное поле этого тока вне экрана противофазно магнитному полю катушки и компенсирует его.

Силовая электроника, № 2’2020

Необходимо отметить, что экраны из меди, алюминия и других диамагнитных материалов защищают только от магнитных полей высокой частоты, при низких частотах токи, наводимые в экране, весьма незначительны и экранирующее действие экрана ничтожно. Поэтому при низких частотах экраны выполняются из материала с большой магнитной проницаемостью (сталь, специальные сплавы), и такие экраны называют магнитными. Введение экрана существенно изменяет параметры катушки, а следовательно, и контура, в который включена катушка. Токи, возбуждаемые катушкой в экране, действуют на катушку принципиально так же, как и вторичный контур на первичный при индуктивной связи. Можно считать, что экран вносит в катушку активное и реактивное сопротивление. Влияние экрана на параметры катушки зависит от соотношения размеров катушки и экрана. Чем меньше экран катушки по сравнению с ее размерами, тем сильнее влияние экрана на параметры катушки. Экранирование устройств промышленной и силовой электроники достаточно дорогое техническое решение в улучшении электромагнитных параметров изделий. Для эффективной практической защиты цепей преобразователя от индуктивных помех необходимо наличие возвратного пути для паразитных токов. Полностью замкнутый экран обеспечивает подобный путь, а также защиту технического средства от непосредственного воздействия нежелательного электромагнитного поля на внутренние цепи и проводники. Экранирование заключается в установке проводящей поверхности вокруг критических узлов в схеме преобразователя таким образом, чтобы электромагнитное поле, которое создает наводки на них, ослаблялось бы комплексом эффектов отражения и поглощения паразитной электромагнитной энергии. Экран (в основной части или полностью) должен быть в виде металлического кожуха. Ослабление низкочастотных магнитных полей определяется только материалом экрана и его толщиной, причем для эффективного ослабления магнитных полей материал экрана должен быть обязательно ненасыщенным. Для предотвращения насыщения экрана желательно, чтобы между экраном и защищаемыми компонентами был зазор не менее 6 мм. При этом, если экраны изготовлены из тонкой фольги, перекрытие в месте шва должно составлять более 13–20 мм, а радиусы кривизны должны по крайней мере вдвое превышать толщину материала экрана. Следует отметить, что магнитные поля с низким характеристическим сопротивлением (|Zw| ≤ 376,7 Ом) легко проникают сквозь границу раздела воздух-экран, но отражаются на границе раздела экран-воздух. При этом часть энергии волны, которая не поглощается в экране после многократных внутренних отражений, в конечном итоге рассеивается, превращаясь в тепло. Поэтому

Электромагнитная совместимость экраны, эффективно защищающие от магнитных полей, должны быть толстыми (по сравнению с толщиной скин-слоя δ), а также иметь высокую магнитную проницаемость μ и низкое удельное сопротивление ρ. В общем случае, когда толщина материала экрана обеспечивает его необходимую механическую прочность, данный экран, как правило, защищает от всех видов электромагнитного излучения, кроме магнитных полей низкочастотного диапазона. В ближней зоне узлов и элементов электронной аппаратуры, с большими токами и малыми напряжениями, создаются электромагнитные поля с преобладанием магнитной составляющей. Хорошее экранирование плоской металлической пластиной статического или низкочастотного магнитного поля, создающего помеху, выполнить очень трудно. Между тем в некоторых применениях это возможно. Источниками таких полей могут быть, например, индуктивные элементы аппаратуры или силовые кабели с большими токами промышленной частоты. В этих случаях прежде всего надо постараться ослабить влияние магнитной связи, что достигается следующими действиями: 1. Компоновать цепи рецепторов помех в плоскости, параллельной направлению воздействующего на них помехового магнитного потока. 2. Максимально разносить цепи рецепторов и источников помех, что снижает напряженность помехового магнитного поля в местах расположения восприимчивых цепей аппаратуры. 3. Уменьшать площадь контура рецептора помех. 4. Применять витые пары прямого и обратного проводников, где компенсируются токи, наводимые магнитным полем в соседних витках. Если применение указанных мер ограничено, то требуемое ослабление помех достигается магнитостатическим экранированием. При магнитостатическом экранировании (то есть магнитного поля, создаваемого постоянными магнитами или токами) происходит замыкание магнитного поля экраном вследствие его повышенной магнитной проводимости. Экран из немагнитного материала (медь, латунь, алюминий) не оказывает на магнитостатическое поле никакого влияния, поэтому эффективность экранирования будет равна нулю. Экран из ферримагнитного материала (пермаллой, сталь) с большим значением μr замыкает основную часть магнитного потока на стенки экрана, имеющего меньшее магнитное сопротивление, чем воздушное пространство, занятое экраном. При этом эффективность магнитостатического экранирования будет тем выше, чем выше μ r и толщина экрана, а также чем меньше в нем стыков, швов и разрезов поперек направления линий магнитной индукции. Поэтому если они есть, то должны быть

параллельны линиям магнитной индукции. Заземление экрана не влияет на эффективность его магнитостатического экранирования. Действие металлического экрана в переменном высокочастотном магнитном поле основано на использовании явления электромагнитной индукции, приводящего к образованию ЭДС, вызывающей вихревые токи в экране, которые создают вторичное магнитное поле, направленное встречно полю помехи в защищаемой экраном области. Тогда, согласно закону электромагнитной индукции, наводится ЭДС, которая создает переменный ток, чье магнитное поле направлено встречно, а за его пределами — в ту же сторону, что и возбуждающее поле. Результирующее поле оказывается ослабленным внутри экрана и усиленным вне его, то есть происходит вытеснение поля из защищаемой экраном области во внешнюю область пространства, а следовательно, и экранирование. Конструкции и разновидности экранов В зависимости от назначения экраны представляют собой самостоятельную конструкцию или часть конструкции экранизируемой радиоэлектронной аппаратуры. Назначение экрана соответствующим образом определяет и требования, предъявляемые к нему, поскольку выбор типа и конструкции экрана неразрывно связан с исследованием помех, создаваемых электронным устройством, основным источником поля. Причем сначала применяются экраны, предназначенные для ослабления электромагнитного поля в источниках помех. Сплошные замкнутые экраны в виде кожуха аппаратуры используют, когда с помощью местных экранов не удается снизить уровень помех. Однако часто, при экранировании разнообразной электронной аппаратуры, применяют сетчатые экраны, обладающие незначительной массой и обеспечивающие хороший теплообмен, удобные в сборке и эксплуатации. Экранирующие свойства таких экранов обусловлены в основном эффектом отражения электромагнитного поля. К недостаткам сетчатых экранов следует отнести их невысокую механическую прочность. В устройствах силовой электроники часто применяется установка специальных элементов для подавления кондуктивных помех, возникающих при работе активных помехообразующих элементов источников питания. При установке экранов между силовым транзистором и теплоотводящим радиатором, на котором помещен транзистор, происходит уменьшение уровня помех и предотвращение распространения их на корпус источника, а затем на «землю». Возврат помехи к помехообразующим элементам, а также уменьшение емкости между силовым транзистором и теплоотводящим радиатором — актуальные задачи. www.power e.ru

Силовая электроника, № 2’2020

В большинстве случаев металлический корпус сам по себе не является частью электронной системы и разрабатывается отдельно конструкторами механической части изделия. Они предусматривают в корпусе отверстия, необходимые, например, для прокладки кабелей, вентиляции, установки кнопок управления, динамиков, датчиков и дисплеев. Все это может привести к заметному ухудшению экранирующего эффекта. При наличии отверстий в металлическом корпусе, а также при соединении его частей невозможно обеспечить полную герметизацию без применения специальных накладок, в результате чего появляются пути для прохождения радиочастотных излучений. Поэтому при соединении двух частей металлического корпуса между ними не образуется непрерывное соединение. Следовательно, в месте сочленения экран прерывается неоднородностями, и с точки зрения высокочастотной техники данную область можно считать чрезвычайно уязвимой. Экраны кабелей

из хорошо проводящих материалов (медные или алюминиевые оплетки) позволяют ослабить напряжения противофазных и синфазных помех, однако при этом существенную роль играет заземление экрана. Если экран заземлен только с одной стороны, снижается противофазное напряжение помехи. При двустороннем заземлении экрана возникает замкнутый контур, в котором при изменении магнитного поля индуцируется ток. Синфазное напряжение при этом уменьшается. Если затухание недостаточно, используют два экрана, наложенных друг на друга и изолированных друг от друга Для металлических кабелепроводов (лотков) именно форма (плоская, U-образная, трубчатая), а не поперечное сечение определяет импеданс. Замкнутые формы лотков предпочтительней, чем открытые, поскольку в них снижаются несимметричные помехи. Кабелепроводы часто имеют пазы для крепления кабеля, и чем они меньше, тем лучше. Пазы, вызывающие минимальные проблемы, — это те, которые вырезаются параллельно и на некотором расстоянии от кабелей. Если металлический кабелепровод состоит из нескольких коротких секций, следует обеспечить его непрерывность надлежащим соединением различных секций. Желательно, чтобы секции сваривались по всем кромкам. Клепаные, болтовые или резьбовые соединения разрешаются в том случае, если контактные поверхности проводят ток (отсутствует краска или изолирующие покрытия) и защищены от коррозии.

Причем если выбрана конкретная форма кабелепровода, она должна использоваться по всей его длине. Все внутренние соединения (между секциями кабелепровода) должны иметь низкое полное сопротивление. Соединение секций кабелепровода с помощью одного провода (перемычки) создает большое местное сопротивление, которое резко ухудшает характеристики электромагнитной совместимости системы кабельных линий. Литература 1. Хабигер Э. Электромагнитная совместимость. Основы ее обеспечения в технике. Пер. с нем. Кужекина И. П. Под. ред. Максимова Б. К. М.: Энергоатомиздат, 1995. 2. Дьяков А. Ф., Максимов Б. К., Борисов Р. К., Кужекин И. П., Жуков А. В. Электромагнитная совместимость в электроэнергетике и электротехнике. Под ред. Дьякова А. Ф. М.: Энергоатомиздат, 2003. 3. Кармашев В. С. Электромагнитная совместимость технических средств. Справочник. М.: НОРТ, 2001. 4. Селяев А. Н. Электромагнитная совместимость устройств промышленной электроники. Учебное пособие. Томск, Томский государственный университет систем управления и радиоэлектроники, 2007. 5. Барнc Дж. Электронное конструирование: методы борьбы с помехами. Пер. с англ. М.: Мир, 1990.

Кабельные экраны предназначены для снижения влияния напряжений помех на кабели и излучение помех кабелями и проводами, а также для того, чтобы обеспечить развязку помехосодержащих и чувствительных к помехам проводов при их прокладке в общих кабельных трассах, каналах или жгутах, если это необходимо по какимлибо внешним условиям. Кабельные экраны

Электромагнитная совместимость

www.power e.ru

Энергетика

Силовая электроника, № 2’2020

Применение стандарта МЭК-61850 в микропроцессорных терминалах релейной защиты и автоматики В статье даны общие сведения о структуре и принципах работы цифровых подстанций. Выполнено сравнение текущих вариантов реализации комплексов релейной защиты и автоматики на микропроцессорной элементной базе. Представлены новые цифровые решения для массового применения в схемах электроснабжения потребителей и распределительных сетей 6–10 кВ. Рассмотрено применение оборудования цифровых подстанций в лабораторных комплексах, предназначенных для обучения и переподготовки специалистов в области релейной защиты и автоматики.

Алексей Андреев Рустам Хусаинов

office@labsys.ru

Введение Активное внедрение цифровых технологий становится современной тенденцией развития самых различных отраслей. При этом электроэнергетика является ведущей отраслью мировой промышленности, в которой инновационные технологии находят применение одними из первых. Так было с внедрением электронных вычислительных машин, силовых полупроводниковых элементов, микропроцессорных средств автоматизации и управления и др. В частности, уже в 2003 году появилась первая редакция международного стандарта МЭК-61850 [1]. Этот документ определяет не только протоколы обмена данными между интеллектуальными устройствами на электрических станциях и подстанциях, но и всю идеологию построения микропроцессорных систем автоматического управления и защиты, выполненных с помощью цифровых технологий измерения, обработки и передачи информации в электронном виде. Важнейшей частью стандарта является описание процесса конфигурирования устройств и комплексного проектирования электроэнергетических объектов, соответствующих требованиям стандарта МЭК-61850. Несмотря на то, что микропроцессорные средства управления в электроэнергетике активно применяются достаточно давно — так, микропроцессорные терминалы релейной защиты и автоматики (РЗА) активно внедряются на электрических станциях и подстанциях с начала 90-х годов, а централизованные комплексы противоаварийной автоматики на базе ЭВМ применяются уже с 80-х годов прошлого века, — в начале XXI века появляются новые термины, такие как «цифровая подстанция» и «цифровая энергетика». Так в чем

же заключается новизна? Ключевым моментом, определяющим отличие «цифровой энергетики» от традиционной энергетики с активным применением микропроцессорных средств управления, является переход от аналоговой формы передачи сигнала к передаче сигнала в оцифрованном виде. Так, широко применяемые в настоящее время микропроцессорные терминалы релейной защиты и автоматики, несмотря на внутреннюю обработку информации в «цифре», получают входные сигналы в виде аналоговых значений с измерительных трансформаторов тока и напряжения. Выходные сигналы управления также формируются в виде «аналоговых» напряжений, коммутируемых выходными реле микропроцессорных блоков управления. Данный подход обеспечивает высокую степень совместимости с уже имеющимся оборудованием на электрических станциях и подстанциях, в частности коммутационными аппаратами и измерительными трансформаторами, что предоставляет возможность поэтапной реконструкции комплексов релейной защиты и автоматики как на отдельных подстанциях, так и в целых сетевых районах единой электроэнергетической системы. В настоящее время микропроцессорные системы все более широко используются в самом разном электроэнергетическом оборудовании, например в современных элегазовых и вакуумных выключателях, измерительных трансформаторах и т. п. Наличие данных измерений и сигналов управления в цифровом виде непосредственно в измерительных элементах и конечных элементах управления обусловливает закономерный отказ от аналоговой формы передачи сигнала. В противном случае будет иметь место многократное дублирование операций преобразования сигналов из аналоговой формы в цифровую и наоборот. www.power e.ru

Энергетика

Силовая электроника, № 2’2020

Реализация комплекса РЗА на микропроцессорной элементной базе Рассмотрим структурную схему классического варианта реализации комплекса РЗА, представленную на рис. 1. На данной схеме показаны основные блоки, входящие в состав большинства современных микропроцессорных терминалов РЗА, а именно блоки входных вторичных измерительных трансформаторов тока и напряжения TA и TV, измерительные преобразователи ИП аналоговых входных сигналов в цифровую форму, логическая часть ЛЧ, реализующая все функции защиты и управления в соответствии с заданными параметрами и уставками, блоки дискретного управления (ДУ), обеспечивающие формирование выходных сигналов защиты в виде «сухого контакта». Перечислим основные недостатки данного подхода: во-первых, это сложность монтажа и обслуживания вторичных измерительных цепей и цепей управления; во-вторых, необходимость «подвести» аналоговый сигнал для каждого терминала РЗА, использующего его при выполнении своих функций (в частности, речь идет о сигналах с измерительных трансформаторов напряжения, но не ограничивается этим); в-третьих, потребность в гальванической развязке и преобразовании уровней входных аналоговых сигналов тока и напряжения в каждом терминале РЗА через вторичные измерительные трансформаторы тока и напряжения; в-четвертых, применение дорогостоящих аналого-цифровых преобразователей (АЦП) в каждом терминале РЗА для операции преобразования в цифровую форму одного и того же сигнала; в-пятых, существенные расходы «на медь» при передаче аналоговых сигналов от измерительных трансформаторов к микропроцессорным терминалам РЗА с учетом удаленности, потерь сигнала и допустимого уровня помех.

Рис. 1. Классический вариант реализации комплекса РЗА на микропроцессорной элементной базе

на физическом уровне интерфейса Ethernet. Поскольку фильтрация входящих данных в цифровой форме может осуществляться на программном уровне, нет необходимости в индивидуальных связях между отдельными устройствами, вместо этого они могут быть объединены в единую сеть. Для обеспечения более эффективной работы сети с точки зрения коллизий при передаче данных, обеспечения требуемого быстродействия и надежности доставки команд управления на цифровой подстанции применяется две независимые сети — шина процесса и шина присоединения. Шина процесса используется для передачи данных от измерительных трансформаторов тока и напряжения. Шина присоединения предназначена для передачи команд управления выключателями, обмена данными между терминалами РЗА, удаленного конфигурирования оборудования и реализации функций

АСУТП. Необходимо отметить, что стандарт МЭК-61850 обеспечивает полноценную замену ранее широко используемому стандарту МЭК-60870 [2] для реализации систем АСУТП на электрических станциях и подстанциях. Тем не менее имеющиеся в настоящий момент на рынке готовые решения, в частности микропроцессорные терминалы РЗА, соответствующие требованиям МЭК-61850, оказываются значительно дороже их «менее цифровых» аналогов. Связано это в первую очередь с тем, что данные решения полностью совместимы с предыдущим поколением оборудования, то есть способны принимать как цифровые, так и аналоговые входные сигналы и формировать управляющие воздействия как в «цифре», так и через обычные выходные реле в виде «сухого контакта». Фактически это означает присутствие в составе терминала РЗА всех блоков, имеющихся и в обычных,

Реализация комплекса РЗА на цифровой подстанции На рис. 2 показана структурная схема комплекса РЗА, выполненного в соответствии с принципами реализации цифровых подстанций. Здесь измерительные преобразователи (ИП) входят в состав вторичных измерительных преобразователей тока и напряжения TA и TV, формирующих выходной сигнал в уже оцифрованном виде. Коммутационные аппараты (трехфазные высоковольтные выключатели) содержат блок дискретного управления выключателем ДУ, обеспечивающий удаленное управление состоянием коммутационного аппарата цифровыми командами управления. В этих условиях обязательной частью терминала РЗА будет только логическая часть, что позволяет существенно уменьшить их массу и габариты, снизить стоимость за счет отсутствия дорогих АЦП и элементов гальванической развязки. Кроме того, сокращаются расходы на передачу сигналов между отдельными устройствами комплекса РЗА благодаря применению для передачи сигналов www.power e.ru

Рис. 2. Реализация комплекса РЗА на цифровой подстанции

Энергетика

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 3. Структурная схема цифрового комплекса РЗА ИПП «Промэлектромодуль»

не совместимых со стандартом МЭК-61850 терминалах. Понятно, что ни о каком снижении стоимости не может быть и речи. Усугубляет данную ситуацию тот факт, что большинство промышленно выпускаемых решений, поддерживающих МЭК-61850, в реальности обеспечивают лишь работу по шине присоединения, что несомненно упрощает и облегчает монтаж и эксплуатацию вторичных цепей, позволяет работать напрямую с современным коммутационным оборудованием, но не избавиться от аналоговых входных цепей, по-

скольку это единственный в данных решениях путь получения информации с измерительных трансформаторов тока и напряжения. Таким образом, в настоящий момент наблюдается определенный дефицит цифровых решений в достаточно широком ценовом диапазоне. Цифровые решения для распределительных сетей 6–10 кВ ООО «Инженерно-производственное предприятие «Промэлектромодуль» со-

вместно с ООО «Лабораторные системы» разработало комплексное решение, предназначенное для внедрения в схемах электроснабжения мощных потребителей и распределительных сетях 6–10 кВ (рис. 3), ключевым отличием которого является полный отказ от аналоговой передачи данных. Для преобразования аналоговых сигналов с измерительных трансформаторов тока TA и напряжения TV в цифровую форму созданы измерительные преобразователи токов и напряжений CVC, обеспечивающие

Рис. 4. Лабораторный стенд «Модель цифровой подстанции»

www.power e.ru

Энергетика

Силовая электроника, № 2’2020

Применение в учебном процессе Рассмотренные выше решения широко используются в специализированном учебном оборудовании ООО «Лабораторные системы», в частности в лабораторном стенде «Модель цифровой подстанции» (рис. 4). Стенд содержит физическую трехфазную модель двухтрансформаторной подстанции с возможностью создания симметричных и несимметричных коротких замыканий. Данный лабораторный стенд полностью соответствует требованиям международного стандарта МЭК-61850 как в части передачи сигналов измерений по МЭК-61850-9.2, так и передачи команд управления по МЭК-61850-8.1. Стенд обеспечивает исследование вопросов, связанных с настройкой и эксплуатацией интеллектуального оборудования цифровых подстанций, включая цифровые измерительные трансформаторы тока и напряжения, трехфазные выключатели с цифровым управлением, микропроцессорные терминалы релейной защиты и автоматики. Стенд позволяет изучить используемые протоколы передачи данных, исследовать процессы взаимодействия устройств РЗА в штатных и аварийных режимах работы, приобрести навыки настройки параметров комплекса РЗА цифровой подстанции. Заключение Разработанные ООО «ИПП «Промэлектромодуль» решения для цифровых подстанций нацелены на более широкое внедрение циф-

ровых технологий в комплексах релейной защиты и автоматики распределительных сетей 6–10 кВ за счет снижения эксплуатационных и капитальных затрат. Данные решения могут быть использованы как для модернизации существующих сетей, так и при обучении и/или переподготовке специалистов в области релейной защиты и автоматики в соответствии с новейшими тенденциями развития в области электроэнергетики. Литература 1. IEC 61850. Communication networks and systems in substations, 2003. 2. IEC 60870-5-104. Telecontrol equipment and systems — Part 5-104: Transmission protocols — Network access for IEC 60870-5101 using standard transport profiles, 2006. 3. IEC 61869-9. Instrument transformers — Part 9: Digital interface for instrument transformers, 2016. 4. IEC 61850-9-2. Communication networks and systems in substations - Part 9-2: Specific Communication Service Mapping (SCSM) — Sampled values over ISO/IEC 8802-3, 2004. 5. IEC 61850-8-1. Communication networks and systems in substations — Specific Communication Service Mapping (SCSM) Mappings to MMS (ISO 9506-1 and ISO 9506-2) and to ISO/IEC 8802-3, International Electrotechnical Commission (IEC), 2004. 6. IEC 62439-3. Industrial communication networks – High availability automation networks — Part 3: Parallel Redundancy Protocol (PRP) and High-availability Seamless Redundancy (HSR), 2016.

преобразование до четырех каналов тока и до четырех каналов напряжения в цифровую форму в соответствии со стандартом МЭК-61869 [3]. Данный стандарт определяет требования к цифровому выходному сигналу современных цифровых измерительных трансформаторов тока и напряжения и фактически является более новой редакцией раздела 9.2 МЭК-61850 [4]. Преобразователи могут быть установлены как непосредственно в ячейках КРУ 6–10 кВ, так и в отдельном шкафу/стойке. Для управления выключателями CB разработан блок цифрового управления выключателем CBC, обеспечивающий прием и передачу команд управления по протоколам GOOSE и MMS, определенным в стандарте МЭК-61850 [5]. Данные преобразователи также могут быть размещены непосредственно в ячейке КРУ ЗРУ 6–10 кВ. Терминал релейной защиты и автоматики PU состоит из основной платы MB, контроллеров шины процесса PBC, контроллеров шины присоединения UBC и контроллера пользовательского интерфейса UIC. Таким образом, все входные и выходные сигналы терминала поступают по четырем интерфейсам Ethernet (с учетом реализации протокола параллельного резервирования PRP [6]). Контроллер пользовательского интерфейса может иметь как классическую реализацию в виде монохромного графического OLED-дисплея с элементами управления, так и в виде беспроводного модуля, обеспечивающего доступ к настройкам терминала через специализированное мобильное приложение.

www.power e.ru

Софт

Силовая электроника, № 2’2020

ШКОЛА MATLAB. Виртуальные лаборатории устройств силовой электроники и электромеханики в среде Matlab-Simulink. Урок 33. Энергетические характеристики гибридной генераторной установки с асинхронной машиной с фазным ротором Статья продолжает тематику уроков 24–27, где представлены результаты исследований мехатронных генераторных установок с вентильной магнитоэлектрической машиной и редкоземельными магнитами на роторе (в английской терминологии — PMSM Permanent Magnet Synchronous Machine). В настоящее время эти машины выпускаются на мощности от нескольких ватт до десятков мегаватт и закрывают весь требуемый диапазон мощностей генераторных устройств в автономных системах электроснабжения. Однако PMSM имеют недостатки, которые вынуждают проектировщиков иногда отказываться от применения PMSM и заменять их другими типами машин. К таким недостаткам относится зависимость магнитных свойств редкоземельных магнитов ротора от температуры и подверженность их резким перепадам напряжения на якорных обмотках машины — такой режим работы характерен для современных мехатронных систем, в которых электрическая машина питается от силового полупроводникового преобразователя. В статье описана генераторная установка с асинхронной машиной с фазным ротором (АМФР). В последнее время она находит применение в генераторных установках, скорость вращения вала которых изменяется в широких пределах (ветрогенераторы, судовые и авиационные валогенераторы). Осуществлен анализ электромагнитных процессов в такой генераторной установке, рассчитаны ее энергетические характеристики в установившемся режиме работы, построена виртуальная модель и проведены модельные исследования различных режимов функционирования.

Сергей Герман Галкин, д. т. н., профессор

s.german-galkin@am.szczecin.pl

Введение Генераторные установки, в которых несколько источников энергии работают на общую нагрузку, получили название гибридных. Гибридные генераторные установки (ГГУ) широко используются в автономных системах электроснабжения (АСЭ) [4, 7–9, 33]. Эти системы не имеют постоянного соединения с промышленными сетями, а источники энергии

в них, как правило, имеют соизмеримые мощности. Именно эта специфика автономных систем с гибридными генераторными установками вызывает ряд проблем при проектировании, среди которых наиболее актуальными являются проблемы синхронизации источников энергии, проблемы оптимального разделения мощностей между источниками, проблемы анализа устойчивости всей автономной системы, проблемы исключения обменных колебаний www.power e.ru

Софт

Силовая электроника, № 2’2020

между источниками и др. [16–19, 21, 23, 24, 29]. На сегодня не разработана обобщенная методика решения перечисленных проблем, они решаются применительно к конкретным автономным системам. В данной статье исследуется гибридная генераторная установка переменного тока, в которой предусмотрено два первичных источника энергии: 1. Механический вал с переменной скоростью вращения, связанный с асинхронным генератором, построенным на базе асинхронной машины с фазным ротором (АМФР). 2. Аккумуляторная батарея. Предложена система управления, позволяющая поддерживать в нагрузке стабильную частоту и напряжение при изменении скорости вращения генератора и при изменении нагрузки. История создания электромеханических систем с асинхронной машиной с фазным ротором насчитывает уже многие десятилетия [1, 2, 10, 13, 20–22, 25–27]. Первоначально эти машины использовались при построении мощных электроприводов с ограниченным диапазоном регулирования, поскольку в таких системах мощность регулятора в роторной цепи машины, равная мощности скольжения, составляет несколько процентов от выходной мощности. С возрастанием требований к расширению диапазона регулирования отмеченное преимущество электроприводов с АМФР постепенно теряло свое значение, а сложности в построении системы управления возрастали, нивелируя отмеченное преимущество АМФР. Кроме того, произошли революционные изменения в устройствах силовой электроники, в их системах управления, в создании новых модульных конструкций электрических машин. Поэтому интерес к построению электроприводов на базе АМФР значительно ослаб. Однако в дальнейшем преимущества АМФР проявились при построении генераторных установок с переменной скоростью вращения вала. К таким установкам относятся ветрогенераторы, судовые валогенераторы, авиационные турбогенераторы, генераторы электрического и гибридного автотранспорта и т. д. В связи с этим интерес к построению генераторных установок с АМФР вновь возник, свидетельством чему являются публикации последнего времени [5, 7, 11, 14, 15, 28, 32].

го тока достаточно использовать только один АПП, подключенный к роторным обмоткам АМФР [6]. Функциональная схема такой ГГУ приведена на рис. 1. Она содержит асинхронную машину с фазным ротором (АМФР), трехфазный активный полупроводниковый преобразователь с системой управления (СУАПП). В цепи питания АПП включен источник постоянного тока (аккумуляторная батарея — АБ). Статорные обмотки асинхронной машины подключаются непосредственно к нагрузке, в которой поддерживаются постоянными напряжение и частота (U1 = const, f1 = const) при изменении скорости вращения вала машины и изменении нагрузки. При анализе электромагнитных и электромеханических процессов и расчете энергетических и динамических характеристик систем, в которых управление электрической машиной осуществляется от полупроводникового преобразователя, следует различать процессы, связанные с передачей мощности, и процессы, связанные с энергетическим обменом. Передача мощности в таких системах осуществляется на частоте модуляции, эта частота часто называется основной составляющей. Для замкнутых систем эта составляющая (частота) зависит и от сигнала управления, и от значения переменных состояния системы. В соответствии с теорией Булгакова [3], динамика и энергетика рассматриваемых систем определяются в основном передачей мощности и зависят от частоты модуляции. Электромагнитные и электромеханические процессы на частоте модуляции часто называют гладкими. Электромагнитные и электромеханические процессы на частоте модуляции описываются дифференциальными уравнениями, обычно нелинейными.

Составленные дифференциальные уравнения для установившегося режима работы системы преобразуются в алгебраические, решая которые удается рассчитать электромагнитные и энергетические характеристики системы в установившемся режиме. Обменные энергетические процессы в рассматриваемых системах осуществляются на несущей частоте, которая при современных технологиях изготовления полупроводниковых элементов достигает значения нескольких килогерц. Электромагнитные и электромеханические процессы, связанные с преобразованием энергии на несущей частоте, вызывают в системе дополнительные пульсации напряжений, токов, момента и мощности. Несущая частота в современных замкнутых системах, как правило, изменяется в зависимости от значений переменных состояния. Электромагнитные, электромеханические и энергетические процессы на несущей частоте не поддаются математическому описанию. Для исследования влияния этих процессов на систему приходится создавать имитационную (виртуальную) модель, в которой рекурентная математика «спрятана» в библиотечных имитационных блоках. С использованием имитационной модели могут быть исследованы квазидинамические характеристики. В установившемся режиме работы системы, когда скорость и момент на выходе системы неизменны, электромагнитные и энергетические характеристики системы, полученные на имитационной модели, принято называть квазиустановившимися. Таким образом, полное исследование замкнутых гибридных генераторных установок включает планомерное решение следующих задач: 1. Математическое описание системы по основной составляющей с учетом принятого закона управления.

Функциональная схема гибридной генераторной установки с асинхронной машиной с фазным ротором Классическая схема построения гибридной генераторной установки (ГГУ) с АМФР содержит в роторной цепи машины два активных полупроводниковых преобразователя (АПП), разделенных звеном постоянного тока с емкостным фильтром. Один АПП подключен к роторным обмоткам АМФР, другой — к статорным обмоткам. Такая структура получила название машины двойного питания (МДП) [13]. В автономных системах электроснабжения, где используются накопители энергии постоянного тока (аккумуляторы, суперконденсаторы), в генераторной установке переменноwww.power e.ru

Рис. 1. Функциональная схема гибридной генераторной установки с АМФР

Софт

Силовая электроника, № 2’2020

2. Составление системы алгебраических уравнений, расчет электромагнитных и энергетических характеристик ГГУ в установившемся режиме работы. 3. Построение имитационной модели ГГУ. Исследование квазидинамических и квазиустановившихся процессов. Описанный алгоритм исследования и расчета использован далее в статье. Анализ электромагнитных установившихся процессов и расчет энергетических характеристик гибридной генераторной установки с асинхронной машиной с фазным ротором Качественно энергетические свойства ГГУ с АМФР (рис. 1) можно выяснить предварительно, не проводя анализ электромагнитных процессов, если не учитывать потери в активных сопротивлениях машины и активного полупроводникового преобразователя. В этом случае для стабилизации частоты напряжения (тока) в нагрузке частота тока в цепи ротора АМФР должна поддерживаться в соответствии с выражением: ω2 = ω1 – pωm

(1)

где ω1 — требуемая угловая частота напряжения на нагрузке; ωm — угловая скорость вращения ротора АМФР; p — число пар полюсов. Тогда механическая мощность на валу Pm и мощность в роторной цепи АМФР PR при принятом допущении определятся выражениями: Pm = (1–s)PL; PR = sPL.

(2)

где s = (ω 1 – pω m)/ω 1 — скольжение; P L — мощность в нагрузке. Из выражений (1, 2) следует: • при всех скольжениях мощность на выходе ГГУ (в нагрузке) равна алгебраической сум-

ме механической мощности на валу машины и электрической мощности в роторной цепи машины; • при положительных скольжениях в нагрузке складываются мощности от обоих источников и аккумулятор отдает энергию (разряжается); • при отрицательном скольжении механическая мощность вала обеспечивает питание нагрузки и заряд аккумулятора; • при скольжении, равном нулю, мощность в роторной цепи АМФР также равна нулю. В этом случае электрическая мощность в нагрузке ГГУ равна механической мощности на валу машины. Электромагнитные процессы в АМФР по основной составляющей описываются известными уравнениями [22]:

Xm = ω1Lm — индуктивное сопротивление ветви намагничивания; RL, XL = ω1LL — активное и индуктивное сопротивления нагрузки ω2 = ω1 – pωm— угловая частота токов в роторе. В дальнейшем для АПП выбрано токовое управление [2] в роторной цепи АМФР, а в качестве базового вектора выбран ток статора , являющийся током нагрузки. При таком законе управления токи ротора, представляющие собой токи на выходе АПП, определятся из уравнений:

(5) Проекции напряжения нагрузки на вращающиеся оси X, Y находят из уравнений:

(6)

(3) Система уравнений, описывающая электромагнитные процессы машины в установившемся режиме по основной (полезной) составляющей [3] с использованием метода результирующего вектора [10], может быть получена из (3):

Проекции напряжения ротора на вращающиеся оси X, Y находят из уравнений:

(7) Момент машины при выбранном управлении равен: (8)

(4) — результирующий вектор где тока в статоре машины (ток нагрузки); — результирующий вектор напряжения на нагрузке; , — приведенные результирующие векторы напряжения и тока ротора; RS, XS = ω1LS — активное сопротивление и индуктивное сопротивление статора; RR, XR = ω1LR — приведенные активное и индуктивное сопротивления ротора;

Мощности в статорной (в нагрузке) и роторной цепях, а также мощность в цепи постоянного тока рассчитываются по уравнениям:

(9)

Рис. 2. Энергетические характеристики гибридной генераторной установки с АМФР: а) механическая мощность на валу АМФР; б) мощность в цепи постоянного тока

www.power e.ru

Софт

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 3. Энергетические характеристики гибридной генераторной установки с АМФР: а) активная мощность в нагрузке; б) реактивная мощность в нагрузке

Механическая мощность на валу машины равна: .

(10)

Энергетические характеристики ГГУ с АМФР, рассчитанные по уравнениям (7–10), приведены на рис. 2–4. Расчеты осуществлены для асинхронной машины, параметры которой приведены в таблице. Проекции рассчитанных мощностей на основную плоскость представляют собой зависимости между током нагрузки и скоростью вращения вала машины, при которых соответствующая мощность постоянна. Механическая мощность на валу машины (рис. 2а) во всем диапазоне изменения тока нагрузки и скорости принята отрицательной. Эта мощность растет с ростом скорости и тока. При этом ее зависимость от скорости практически линейна, а от тока

Таблица. Параметры асинхронной машины Pнам, кВт

Uнам, В

fнам, Гц

Rs, Ом

Lsi, мГн

RR, Ом

Lri, мГн

Lm, мГн

160

400

0,01379

0,152

0,007728

0,152

7,69

нагрузки — нелинейна (близка к экспоненциальной). Мощность в цепи постоянного тока (рис. 2б) отрицательна, когда источник отдает мощность (аккумулятор разряжается), и положительна, когда источник потребляет мощность. Из характеристики (рис. 2б) видно, что аккумулятор отдает в нагрузку мощность при малых скоростях вращения вала генератора и потребляет при больших скоростях. На скорости холостого хода ω 0 = (2π × 50)/p = 157 (1/c) мощность, потребляемая от аккумулятора, равна нулю. В этом режиме работы в нагрузку поступает мощность только с вала генератора.

Активная и реактивная мощности в нагрузке (рис. 3) не зависят от скорости и растут (нелинейно) с увеличением тока нагрузки. Мощность в роторной цепи АМФР практически равна мощности источника постоянного тока (аккумуляторной батареи), так как потери в обмотках ротора достаточно малы. Построение имитационной модели ГГУ. Исследование квазиустановившихся и квазидинамических процессов Имитационная (виртуальная) модель ГГУ приведена на рис. 5 и 6. Модель содержит

Рис. 4. Энергетические характеристики гибридной генераторной установки с АМФР: а) активная мощность в роторной цепи АМФР; б) реактивная мощность в роторной цепи АМФР

www.power e.ru

Софт

Силовая электроника, № 2’2020

Рис. 5. Имитационная модель гибридной генераторной установки с АМФР

силовую, управляющую и измерительную части. Силовая часть содержит АМФР (Asynchronous Machines), АПП, включенный в роторную цепь АМФР (Universal Bridge2), изменяющуюся нагрузку (блоки RL Load, R Load, ThreePhase Breaker), блоки для измерения токов

и напряжений (Three Phase RLC Branch1, Three Phase RLC Branch2, Filtr1). Управляющая часть представлена блоком Control System. Модель управляющей части показана на рис. 6. В управляющей части рассчитывается частота тока в роторе машины по уравнению (1).

По заданному току статора Is рассчитываются токи ротора по уравнению (5), при этом заданный ток статора формируется на выходе ПИ регулятора, сигналом задания которого является разность заданного действующего фазного напряжения на нагрузке (230 В) и действительного напряжения.

Рис. 6. Имитационная модель системы управления гибридной генераторной установки с АМФР

www.power e.ru

Софт

Силовая электроника, № 2’2020

В блоке xy_abc реализуется преобразование Парка — Горева [30, 31]. Блок Hist_Control2 является релейным регулятором, реализующим токовое управление АПП. Энергетические процессы в гибридной генераторной установке с АМФР представлены на рис. 7. Эти процессы определяются при моделировании в нескольких заданных режимах работы: 1. При постоянной скорости 100 рад/с и мощности 60 кВт на интервале времени до 0,5 с (квазиустановившийся режим). 2. При постоянной скорости 100 рад/с и увеличении нагрузки от 60 до 120 кВт в момент t = 0,5 с (квазидинамический режим). 3. При постоянной скорости 100 рад/с и мощности 120 кВт на интервале времени 0,5–1 с (квазиустановившийся режим). 4. При возрастании скорости от 100 до 250 рад/с в момент t = 1 c и постоянной нагрузке 120 кВт (квазидинамический режим). 5. При постоянной скорости 250 рад/с и мощности 120 кВт на интервале времени 1–1,5 с (квазиустановившийся режим). 6. При постоянной скорости 250 рад/с и уменьшении нагрузки от 120 до 60 кВт в момент t = 1,5 с (квазидинамический режим). 7. При постоянной скорости 250 рад/с и мощности 60 кВт на интервале времени 1,5–2 с (квазиустановившийся режим). В течение первых трех режимов, при низкой скорости (100 рад/с) в нагрузке складываются мощность механическая и мощность, потребляемая от аккумуляторной батареи (аккумулятор разряжается). При этом возрастание тока нагрузки компенсируется возрастанием тока аккумуляторной батареи. При большой скорости вала (250 рад/с) мощности механической достаточно как для снабжения нагрузки, так и для заряда аккумулятора. Следует при этом заметить, что изменение скорости вращения вала не приводит к изменению мощности в нагрузке в квазиустановившемся режиме. Результаты определения мощностей в квазиустановившихся режимах, полученные при моделировании (рис. 7), достаточно точно совпадают с результатами аналитического расчета установившихся режимов (рис. 2–4). Электромагнитные процессы в ГГУ представлены осциллограммами: • напряжением нагрузки; • током нагрузки; • основной составляющей тока АПП. Эти процессы показаны на рис. 8–10 и соответствуют всем семи рассмотренным режимам работы.

Рис. 7. Энергетические процессы в гибридной генераторной установке с АМФР

Заключение В гибридной генераторной установке переменного тока с АМФР, построенной в соответствии с функциональной схемой (рис. 1), при принятом законе управления напряжение и частота в нагрузке остаются стабильными при изменении скорости www.power e.ru

Рис. 8. Электромагнитные процессы в гибридной генераторной установке с АМФР при постоянной скорости 100 рад/с и увеличении нагрузки от 60 до 120 кВт

Софт

Силовая электроника, № 2’2020

3. Выбор базового вектора тока статора и определение управляющих значений токов ротора в соответствии с уравнением (5). При реализации всех перечисленных условий гибридная генераторная установка переменного тока с асинхронной машиной с фазным ротором выполняет все предписанные ей требования. Литература

Рис. 9. Электромагнитные процессы в гибридной генераторной установке с АМФР при возрастании скорости от 100 до 250 рад/с и постоянной нагрузке 120 кВт

вращения вала машины и изменении мощности в нагрузке. Принятый закон управления АПП, реализующий, по сути, структурный синтез системы управления в роторной цепи [34], включает:

1. Реализацию токового управления («токового коридора») АПП в роторной цепи АМФР. 2. Задание частоты тока в роторе АМФР в соответствии с уравнением (1).

Рис. 10. Электромагнитные процессы в гибридной генераторной установке с АМФР при постоянной скорости 250 рад/с и уменьшении нагрузки от 120 до 60 кВт

1. Б о т в и н н и к М . М . , Ш а к а р я н Ю . Г . Управляемая машина переменного тока. М.: Наука, 1969. 2. Бродовский В. Н., Иванов Е.С. Приводы с частотно-токовым управлением. М.: Энергия, 1974. 3. Булгаков А. А. Новая теория управляемых выпрямителей. М.: Наука, 1970. 4. Васьков А. Г., Тягунов М. Г. Распределенные системы энергоснабжения на основе гибридных энергокомплексов с установками возобновляемой энергетики // Новое в российской электроэнергетике. 2013. № 4. 5. Герман-Галкин С. Г. Аналитическое и модельное исследование асинхронной машины с фазным ротором при положительных скольжениях // Электротехника. 2015. № 7. 6. Герман-Галкин С. Г. Виртуальные лаборатории полупроводниковых систем в среде Matlab — Simulink. СПб: Лань, 2013. 7. Гуляев И. В., Тутаев Г. М. Системы векторного управления электроприводом на основе асинхронизированного вентильного двигателя. Монография. Саранск, изд-во Мордов. ун-та, 2010. 8. Долуденко А. Н., Жораев Т. Ю., Новиков А. Н., Новиков Н. Л., Шакарян Ю. Г. Разработка многофункционального энергетического комплекса на основе гибридной ветродизельной установки с накопителем энергии. www.ras.ru/FStorage/download 9. Ермоленко Г. В., Ермоленко Б. В., Фетисова Ю. А. Оптимизация схем децентрализованного энергоснабжения с использованием возобновляемых источников и накопителей энергии // Энергия: экономика, техника, экология. 2013. № 12. 10. Ковач К. П., Рац И. Переходные процессы в машинах переменного тока. Пер. с нем. М.-Л.: Госэнергоиздат, 1963. 11. М е щ е р я к о в В . Н . , М у р а в ь е в А . А . Асинхронный генератор на базе машины двойного питания // Известия СПбГЭТУ «ЛЭТИ». 2016. № 4. 12. Мещеряков В. Н., Безденежных Д. В. Возможности машины двойного питания в отношении двухзонного регулирования // Электротехнические комплексы и системы управления. 2010. № 1. 13. Онищенко Г. Б., Локтева И. Л. Асинхронные вентильные каскады и двигатели двойного питания. М.: Энергия, 1979. 14. К л о ч к о в С . Е . , З а в ь я л о в В . М . Особенности применения асинхронизированного синхронного генератора. Сборник докладов 4-й международной научно-практической конференции в рамках выставки «Энергосбережение. www.power e.ru

Софт

Силовая электроника, № 2’2020

Отопление. Вентиляция. Водоснабжение». Екатеринбург, изд-во УМЦ УПИ, 2015. 15. Клочков С. Е., Завьялов В. М. Особенности режимов работы асинхронизированного синхронного генератора. Сборник докладов всероссийской научно-практической конференции с международным участием «Повышение эффективности производства и использования энергии в условиях Сибири». Иркутск, изд-во УМЦ УПИ, 2015. 16. Коваленко П. В., Коваленко В. В., Степанов С. Ф. Система обеспечения параллельной работы генераторов различной мощности на общую шину постоянного тока // Вестник СГТУ. 2012. № 2 (66). Вып. 2. 17. Липужин И. А. Исследование устойчивости ветро-дизельного комплекса с использованием имитационного моделирования. Материалы докладов X международной молодежной научной конференции «Тинчуринские чтения»: под общ. ред. ректора КГЭУ Э.Ю. Абдуллазянова. В 3 т. Т. 2. Казань, КГЭУ, 2015. 18. Липужин И. А., Семерикова М. В. Критерии устойчивости автономных энергосистем. XXII Нижегородская сессия молодых ученых. Технические науки: мат. докладов. Том II: НГИЭУ, 2017. 19. Лукутин Б. В., Суржикова О. А., Шандарова Е. Б. Возобновляемая энергетика в децентрализованном электроснабжении. М.: Энергоатомиздат, 2008. 20. Плесков В. И., Хватов С. В., Дерюжкова Н. Е., Сахаров В. Л. Исследование асинхрон-

ного реверсивного привода с частотным управлением со стороны ротора // Труды Горьковского политехнического института. 1969. Т. 25. № 15. 21. Cавенко А. Е., Голубев А. Н. Обменные колебания мощности в судовых электротехнических комплексах. Иваново, 2016. 22. Слежановский О. В., Дацковский Л. Х., Кузнецов И. С., Лебедев Е. Д., Тарасенко Л. М. Системы подчиненного регулирования электропривода переменного тока с вентильными преобразователями. М.: Энергоатомиздат, 1983. 23. Соснина Е. Н., Шалухо А. В., Липужин И. А. Исследования устойчивости изолированных систем электроснабжения с ветродизельными электростанциями. Труды II международной научно-технической конференции «ПромИнжиниринг». Челябинск, ЮУрГУ, 2016. 24. Соснина Е. Н., Шалухо А. В., Липужин И. А. Оценка устойчивости локальной системы электроснабжения с ветро-дизельной электростанцией на основе имитационного моделирования. Электроэнергетика глазами молодежи: труды VI межд. науч.техн. конф. В 2 т. Т 1. Иваново, ФГБОУВПО ИГЭУ им. В.И. Ленина, 2015. 25. Хватов С. В., Титов В. Г., Поскобко А. А. Асинхронно-вентильные нагружающие устройства. М.: Энергоиздат, 1986. 26. Хватов С. В. Электрооборудование промышленных установок. Труды Нижегородского государственного технического университета, 2002.

27. Bogalecka E. Zagadnienia sterowania maszyną dwustronnie zasilaną pracuącą jako prądnica w systemie elektroenergetycznym. Prace Naukowe Wyższej Szkoły Morskiej w Gdynia, 1997. 28. Łuszczyk T., Iwanski G.. Control of a Doubly Fed Induction Generator at Grid Voltage Imbalance // Power Electronics and Drives. 2017. Vol. 2 (37). No. 2. 29. Bottrell N., Prodanovic M., Green T. Dynamic stability of a microgrid with an active load // IEEE Trans. Power Electron. 2013. No. 28 (11). 30. Gorev A. A.: Transient processes of synchronous machine/ Leningrad – Moscow: State Energy Publishing House (Gosenergoizdat), 1950. 31. Park R. H. Two-reaction Theory of Synchronous Machines-II // AIEE Transactions. June 1933. Vol. 52. 32. Vilsboll. Analysis of Advantages of the Double Supply Machine with Variable Rotation Speed Application in Wind Energy Conversion // DEWI-Magazin. 1999. 33. Saad M. K., Zoghby H. M., Bendary F. M., Elissa M. M. Hybrid wind-diesel power systems stabilization using STATCOM and genetic algorithm optimization technique // International Journal of Electrical and Power Engineering. 2014. No. 8 (1). 34. P o p o v O . S . E l e m e n t y t e o r i i s y s t e mów — systemy dynamiczne. Politechnika Szczecińska, Wydział Informatyki. Szczecin, 2005.

Новая версия программы теплового расчета SemiSel V5

Компания SEMIKRON представляет новую версию популярной программы теплового расчета SemiSel V5 с расширенными функциональными возможностями. Повышение эффективности и уменьшение габаритов преобразователей при одновременном увеличении плотности мощности, сокращение времени выхода на рынок и снижение затрат — вот лишь некоторые из проблем, стоящих перед разработчиками изделий силовой электроники. Решение этих задач связано с необходимостью выбора оптимального силового модуля из огромного числа разнообразных продуктов. Программа теплового расчета SemiSel — эффективный инструмент, помогающий разработчикам принять правильное решение. Программа SemiSel, предназначенная для исследования тепловых режимов силовых электронных преобразователей в различных условиях эксплуатации, обеспечивает идеальный баланс между

www.power e.ru

удобством использования, широкими функциональными возможностями и скоростью вычисления. Онлайн-версия SemiSel, доступная на сайте www.semikron.com, позволяет проводить моделирование анонимно и без регистрации. Однако полные возможности программы раскрываются только после регистрации. Помимо основных функций, таких как выбор схемы и типа модуля, расчет мощности потерь и температуры в разных зонах модуля, сохранение результатов моделирования или загрузка предыдущей сессии, версия 5 предлагает множество новых возможностей. Новая функция экспорта позволяет делиться расчетными моделями с коллегами или заказчиками. В процессе анализа можно менять любые параметры схемы, например, исследовать влияние резисторов затвора или максимального прямого напряжения на потери переключения. Основные особенности SemiSel V5: • анализ 26 различных вариантов электронных схем; • моделирование с различной степенью сложности; • моделирование стационарных режимов и сложных профилей нагрузки, заданных пользователем; • оптимизация системы отвода тепла в режиме принудительного воздушного и жидкостного охлаждения, а также естественной конвекции; • быстрое получение результатов (мощность потерь, температура в разных точках модуля в динамических режимах) в интерактивном режиме; • сохранение и загрузка результатов, редактирование исходных данных.