Elektkomp 02 2016 by mihailfedotov1998

«Производство электроники» №1 – журнал в журнале

(c. 6) Григорий Хренов: «Мы смотрим на перспективу. Нельзя стоять на месте»

(c. 17)

(c. 34)

Вопросы проектирования теплового режима электронных устройств

Как создать ГНСС-модули для коммерческого использования

2/2016

содержание ЭК

№2/2016 РЫНОК 6 «Байкал Электроникс». И один в поле воин

РАЗРАБОТКА И КОНСТРУИРОВАНИЕ 9 Павел Конышев Анализ влияния перекрестных помех на частоту битовых ошибок: методы и решения 17 Владимир Кондратьев Расчет теплового режима компонентов. Часть 2

25 Николай Егоров ВЧ переключательные матрицы от AWT Global с низким уровнем пассивной интермодуляции 26 Кристоф Мадлейн Бесконтактное тестирование электронных компонентов

30 Сергей Владимиров Особенности проектирования линий передачи на печатных платах

БЕСПРОВОДНЫЕ ТЕХНОЛОГИИ 34 Вадим Польщиков Особенности построения ГНСС-модулей для коммерческого использования 40 Стив Таранович Устройство и принцип действия радаров для военных и авиакосмических приложений

ИСТОЧНИКИ И МОДУЛИ ПИТАНИЯ 48 Анна-Мари Бэйлисс 3-я редакция стандарта медицинской безопасности для использования силовых преобразователей

журнал для разработчиков

ИСПЫТАНИЕ И ТЕСТИРОВАНИЕ

ТОПОЛОГИЯ ПЕЧАТНЫХ ПЛАТ

www. elcp.ru

редакционная коллегия: Владимир Фомичёв; Леонид Чанов; директор по рекламе: Ольга Попова; реклама: Антон Денисов; Елена Живова; распространение и подписка: Марина Панова, Василий Рябишников; директор издательства: Михаил Симаков Адрес издательства: Москва,115114, ул. Дербеневская, д. 1, п/я 35, тел.: (495) 741-7701; факс: (495) 741-7702; эл. почта: info@elcp.ru, www.elcp.ru ПРЕДСТАВИТЕЛЬСТВА: Мир электроники (Самара): 443080, г. Самара, ул. Революционная, 70, литер 1; тел./факс: (846) 267-3139, 267-3140; е-mail: info@eworld.ru, www.eworld.ru. Радиоэлектроника: 620107, г. Екатеринбург, ул. Гражданская, д. 2, тел./факс: (343) 370-33-84, 370-21-69, 370-19-99; е-mail: info@radioel.ru, www.radioel.ru. ЭЛКОМ (Ижевск): г. Ижевск, ул. Ленина, 38, офис 16, тел./факс: (3412) 78-27-52, е-mail: office@elcom.udmlink.ru, www.elcompany.ru. ЭЛКОТЕЛ (Новосибирск): г. Новосибирск, м/р-н Горский, 61; тел./факс: (3832) 51-56-99, 59-93-31; е-mail: info@elcotel.ru, www.elcotel.ru. Издательство «Электроника инфо»: 220015, Республика Беларусь, г. Минск, пр. Пушкина 29Б. Teл./факс: +375 (17) 204-40-00. E-mail:electronica@nsys.by, www.electronica.by. Журнал включен в Реферативный журнал и Базы данных ВНИТИ. Сведения о журнале ежегодно публикуются в международной справочной системе по периодическим и продолжающимся изданиям «Ulrich’s Periodicals Directory». Использование материалов возможно только с согласия редакции. При пере печатке материалов ссылка на журнал «Электронные компоненты» обязательна. Ответственность за достоверность информации в рекламных объявлениях несут рекламодатели. Индекс для России и стран СНГ по каталогу агентства «Роспечать» — 47298, индекс для России и стран СНГ по объединенному катало гу «Пресса России. Российские и зарубежные газеты и журналы» — 39459. Свободная цена. Издание зарегистрировано в Комитете РФ по пе чати. ПИ №77-17143. Издание зарегистрировано на Украине, свидетельство о государственной регистрации КВ№17602-6452 ПР. Подписано в печать 11.02.2016 г. Учредитель: ООО «ИД Электроника». Тираж 6000 экз. Отпечатано в типографии ООО «Акцент Групп», 194044, Санкт-Петербург, Б. Сампсониевский пр., д. 60 лит. И

электронные компоненты

Руководитель направления «Разработка электроники» и главный редактор Леонид Чанов; ответственный секретарь Марина Грачёва; редакторы: Елизавета Воронина; Виктор Ежов; Екатерина Самкова; Владимир Фомичёв; Леонид Чанов;

ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ СРЕДСТВА И ПРИБОРЫ 50 Вольфганг Вендлер, Кирилл Румянцев Новый анализатор фазовых шумов R&S FSWP

содержание

АЦП и ЦАП

54 Роб Ридер Анализ точности системы сбора данных на постоянном токе

МИКРОКОНТРОЛЕРЫ И МИКРОПРОЦЕССОРЫ 60 Александр Аникеев 8-разрядные микроконтроллеры от Microchip

АНАЛОГОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ 62 Марк Райсигер Увеличение динамического диапазона измерения сигналов высокоимпедансного датчика

ПАМЯТЬ 66 Микросхемы памяти. Редакционный обзор 72 Айли Грамбин Тестирование физического уровня устройств DDR4 на соответствие стандарту

www.elcomdesign.ru

76 Винай Маниккот, Нилеш Бадодекар Проектирование высокоскоростной SRAM-памяти с резервным батарейным питанием 80 Джеймс Гэй Усовершенствованный интерфейсный протокол для DDR-памяти

ПАССИВНЫЕ КОМПОНЕНТЫ 85 Татьяна Каминская Самовосстанавливающиеся предохранители для автомобилей – рывок вперед

СПРАВОЧНЫЕ СТРАНИЦЫ 88 Кирон Бреннан LTC2875 – трансиверы шины CAN, стойкие к перенапряжению ±60 В

ТЕОРИЯ И ПРАКТИКА 93 Фредерик Достал Понижение уровня шумов в импульсных источниках питания 100 НОВЫЕ

КОМПОНЕНТЫ НА РОССИЙСКОМ РЫНКЕ

contents # 2 / 2 0 1 6

E L E C T R O N I C CO M P O N E N T S #2 2016

MARKET 6 Baikal Electronics. One Soldier Makes a Battle

DESIGN and DEVELOPMENT 9 Pavel Konyshev Analyzing Crosstalk’s Impact on BER Performance: Methods and Solutions 17 Vladimir Kondratiev Tips for Predicting Component Temperatures. Part 2

TESTING 25 Nikolay Egorov High-Frequency Switch Matrices from AWT Global with Low Level of Passive Intermodulation 26 Kristof Maddelein Contactless Tests for Electronic Components

PCB TOPOLOGY

WIRELESS 34 Vadim Polshchikov Building Commercial Modules for Global Navigation Satellite Systems 40 Steve Taranovich A Technical View into Modern MIL/AERO RADAR Systems

POWER SUPPLIES 48 Ann-Marie Bayliss The Third Edition Medical Safety Standard Using DC/DC Converters

INSTRUMENTATION 50 Wolfgang Wendler and Kirill Rumyantsev New Phase Noise Analyzer from R&S FSWP

54 Rob Reeder An Inside Look at High-Speed ADC Accuracy

MCU and MPU 60 Alexander Anikeev 8-bit Microcontrollers from Microchip

ANALOG 62 Mark Reisiger Guarded Limiters Improve High-Impedance Sensor Dynamic Range

MEMORY 66 New Memory IC. Editorial Review 72 Ailee Grumbine Physical Layer Compliance Testing for DDR4 76 Vinay Manikkoth and Nilesh Badodekar Designing High-Speed SRAM with Standby Battery Supply 80 James Gay An Improved and Simplified Interface Protocol for DDR Memory

PASSIVE 85 Tatyana Kaminskaya Future of Resettable Fuses for Automotive Electronics

REFERENCE PAGES 88 Ciaran Brennan CAN Bus Transceivers Operate from 3.3V or 5V and Withstand ±60V Faults

THEORY and PRACTICE 93 Frederik Dostal Reducing Noise Generated By Switching Regulators 100 NEW

COMPONENTS IN THE RUSSIAN MARKET

электронные компоненты №2 2016

содержание

30 Sergey Vladimirov Designing PCB Transmission Lines

ADC and DAC

«Байкал Электроникс»: И один в поле воин

Рынок

«Байкал Электроникс» – первая и единственная на сегодняшний день российская компания, разработавшая коммерческий микропроцессор общего назначения для открытого рынка. Ее продукции еще предстоит завоевать место под солнцем, но уже сегодня ясно, что первый блин не вышел комом и в конкуренции с грандами, среди которых Qualcomm, Freescale, Cavium, «Байкал Электроникс» не выглядит аутсайдером. Это обстоятельство и побудило нас к интервью с Григорием Хреновым, д. ф.м. н., техническим директором «Байкал Электроникс». Учитывая специфику нашего журнала, нас, главным образом, интересовали техни‑ ческие аспекты деятельности компании.

– Расскажите о компании – об истории ее появления, учредителях, численности. Ис тория «Байкал Элек троникс » начинается в 2012 г. По инициативе Всеволода Опанасенко, поддержанной Минпромторгом РФ, а позже «Роснано», был создан центр разработки, задачей которого с тало соз дание семейства высокопроизводительных многоядерных систем на кристалле (СнК), способных на равных конкурировать на российском и глобальном рынках. Предпосылками для этого проекта стали три фактора: 1) коммерческий потенциал для нового процессора в России, где доминируют иностранные производители микропроцессоров; 2) наличие свободной ниши в развивающемся сегменте эффективных и высокопроизводительных процессорных архитектур, отличных от х86. Эта ниша не ограничена только российским рынком, что позволяет выйти на большие объемы производства и конкурировать с иностранными производителями; 3) необходимость развивать собственные компетенции в микроэлектронике. В отрасли идет непрерывная смена не только технологий производства, но и технологий проектирования. И если упустить момент, то возникнет опасность навсегда отстать от иностранных разработчиков. На сегодняшний день в компании работает 95 человек, основная часть сотрудников – инженеры.

www.elcomdesign.ru

– Почему Вы выбрали ядро MIPS для микропроцессора, хотя ядро ARM более распространено? – Это не совсем верное утверждение. Компании, специализирующиеся в телекоме и мультимедиа, используют ядра MIPS. Например, Cavium занимает значительную долю рынка микросхем для телекома и также использует MIPS. При этом их микропроцессоры (МП) хорошо известны высокой производительностью и функциональными возможностями. Коммуникационные инфраструкт уры мы рассматрива ли как одно из ключевых приложений для нашей СнК, поэтому и выбрали архитектуру MIPS. Уже в составе Imagination Te c h n o l o g i e s п о я в и л и с ь н о в ы е ядра серии Warrior с архитек т урой MIPS. Кстати говоря, мы рассматривали еще и ядра компании Tensilica, которая в настоящее время входит в Cadence. Это тоже очень интересные конфигурируемые ядра, но в тот момент мы остановили свой выбор на Warrior. Таким образом, мы перебрали несколько возможных вариантов. По ряду причин вариант с ПЛИС мы сразу исключили из рассмотрения. Мы очень серьезно подошли к выбору архитектуры и постарались учесть все факторы. Поскольку мы понимали, что при выходе на открытый рынок нашему микропроцессору придется конкурировать с сильными зарубежными производителями, такими как Qualcomm, Freescale, Cavium, он не должен уступать конкурентам ни по функциональным возможностям, ни по цене.

– Учитывались ли при выборе ядра квалификация сотрудников, их опыт? – У наших сотрудников высокая квалификация. Одни из них уже работали с MIPS, другие – с ARM, а кто-то даже участвовал в разработках собственных ядер. Мы были уверены в квалификации своих инженеров и не сомневались в их способности быстро освоить любую архитектуру. – Выбор MIPS окончателен или возможны варианты? – Для линейки Байкал-Т – да. Коммуникационные решения мы будем развивать на платформе MIPS. Конечно, мы не будем себя ограничивать. Мы отлично понимаем, что если выйдем на рынок только с одной СнК, то едва ли добьемся серьезного успеха, – необходимо несколько линеек продукции. В настоящее время мы параллельно работаем над проектом с использованием 64‑бит ядра ARM. При выборе архитектуры мы не руководствуемся соображениями «лучше» или «хуже». Обе архитектуры отлично подходят для наших задач, у них обеих – отличный потенциал. При выборе, скорее, следует ориентироваться на традиции использования архитектуры в конкретных приложениях. Не секрет, что в инженерных кругах существует определенный консерватизм. Если, к примеру, в каком-то сегменте используются ARM-процессоры, то едва ли следует предлагать MIPS на этом рынке. И дело не в косности, а в трезвом расчете. Суть в том, что специалисты, работающие с этим при-

ложением, привыкли к определенной архитектуре, и нет смысла ее менять, т. к. разработчикам потребуется переучиваться, что увеличит время проектирования и риск ошибки. К тому же, при переходе на новую архитектуру сложно использовать уже наработанные программные решения и библиотеки. – Многие производители микропроцессоров производят модели с очень малым потреблением. – Я понял, о чем Вы спрашиваете. В приложениях, на которые мы ориентированы, не требуются такие микропроцессоры. Тем не менее, микросхемы со слишком большим энергопотреблением неконкурентоспособны. Поэтому мы использовали некоторые методы по уменьшению потребляемой мощности, например, за счет динамического изменения частоты. Однако мы не стали применять наиболее действенные методы – отключение питания неиспользуемых в тот или иной момент доменов. Эти методы используются в мобильных приложениях, где, прежде всего, необходимо увеличить срок службы батарей. Нам это не даст конк урентных преимуществ, а время разработки увеличится. Поскольку мы нацелены на промышленные, а не на мобильные приложения, мы включили в состав МП интерфейсы Ethernet, PCIe, SATA. В разных приложениях требуется разное соотношение производительность/энергопотребление. Для нас в данном проекте производительность важнее.

– Давайте перейдем к периферии. – Значительную часть периферийных блоков мы купили. Так в настоящее время поступают практически все производители СнК. На современном рынке имеется немало компаний, специализирующихся на разработке готовых IP-блоков. Это очень большая, сложная и дорогостоящая работа, которую делать самим нет смысла. Допустим, мы сами взялись за разработку с нуля всех IP-блоков. Окончательная отладка из-за их сложности возможна только в кремнии, т. е. блок необходимо изготовить. Циклы разработки и производства, а затем испытания и тестирование займут не менее полутора лет. Скорее всего, потребуется внести изменения, после чего вновь изготовить и протестировать блоки, на что уйдет еще не менее полугода. С такими темпами разработка всего МП затянется на годы. Когда мы выйдем на рынок, наша продукция будет уже никому не нужна – нас опередят конкуренты. Поэтому выгоднее приобрести готовые блоки, а не разрабатывать их самостоятельно. И хотя их стоимость высока, игра стоит свеч. Не следует думать, что, купив готовый блок, достаточно подключить его к стандартной шине, и дело сделано. Ничего подобного! Блок следует правильно сконфигурировать под архитектуру изделия и обеспечить требуемые функциональные характеристики, а это,

поверьте, непросто. К тому же, топологию блоков мы разрабатывали сами. Да и не все блоки можно купить – некоторые пришлось создавать самим. – Вы хотите сказать, что сами, не имея опыта работы с технологией 28 нм, создали топологию, и у вас все получилось с первого раза? – Да, именно так. У нас даже не было опыта работы с 40‑нм технологиями. Тем не менее, все заработало с первого раза, и серьезных проблем не возникло. Сейчас, перед массовым производством, мы внесли некоторые изменения – улучшения. – Как осуществлялось взаимодействие с производителем? – Когда мы выбирали производителя, то только три компании работали с 28‑нм процессом. Выбор пал на TSMC . Поскольк у эта компания занимает более половины рынка контрактного производства микросхем, разработчики IP-блоков, в первую очередь, ориентируются на TSMC. По этой причине на рынке имеется большое количество IP-блоков, ориентированных на технологии данной компании. У нас не было опыта работы с TSMC – взаимодействие выстраивалось на ходу. Этим занимался я и еще один мой сотрудник. Мы работали не напрямую с TSMC, а через бельгийский институт IMEC. Он собирает для этой фабрики заказы, объемы которых относительно невелики по меркам TSMC. Примерна такая же ситуация и в производстве корпусов, где крупнейшим производителем является ASE. С этой компанией, которая предоставляет комплекс услуг по производству корпусов, сборке, тестированию, мы и работали. Функциональные испытания и исследования опытных образцов

Основные характеристики микропроцессора Baikal-T1:

• 2 ядра Warrior P5600 MIPS32r5, частота до 1,2 ГГц; • напряжение питания ядра: 0,9 В; • число выводов корпуса: 576; • кэш L2: 1 Мбайт; • объем внешней памяти SDRAM: до 8 Гбайт; • контроллер памяти: DDR3-1600; • энергопотребление: менее 5 Вт; • технологический процесс 28 нм; • интегрированные интерфейсы: 1 порт 10 Gb Ethernet; 2 порта 1 Gb Ethernet; контроллер PCIe Gen.3; 2 порта SATA 3.0; USB 2.0; 32-bit GPIO; 2x UART; 3x SPI; 3x I2C.

Рынок

– Первый чип – и сразу по технологии 28 нм. Не слишком ли велик риск? Может быть, стоило начать, например, с 90 нм? – Технология 28 нм, действительно, непростая. Ее использование связано с немалыми трудностями, но, как я уже

говорил, мы были уверены в своих специалистах. К тому же, для нас важна конкурентоспособность. У нас коммерческая компания, которая должна зарабатывать на своей продукции. Если бы мы сделали свой МП по технологии 90 нм, размер его кристалла получился бы существенно больше, а стоимость – выше. Такой МП не был бы востребован на конкурентном рынке.

Рис. Структурная схема микропроцессора Baikal-T1

электронные компоненты №2 2016

мы проводили у себя. Блоки функционального контроля тоже разрабатывали сами совместно со специалистами материнской компании «Т‑Платформы». По результатам всех испытаний процент выхода годных образцов оказался очень большим, что свидетельствует не только о зрелости технологии, но и о качестве проектирования МП. Но мы говорим об исследовании опытных образцов, на которых мы проверяли в т. ч. свои проектные решения. При серийном производстве нам потребуется специальное тестовое оборудование, которое позволит автоматизировать процесс разбраковки кристаллов и проводить окончательные испытания после корпусирования. – Расскажите о средствах отладки. Разрабатывает ли компания свои программные библиотеки, стеки? – «Байкал Электроникс» поставляет средства разработки SDK (software development kits), в которые входят библиотеки, компиляторы, отладчики, средства портирования, драйверы. В этом вопросе мы тесно взаимодействуем с Imagination Technologies. Кроме того, мы производим демонстрационные платы (reference boards). Некоторым нашим заказчикам мы по могаем

портировать программное обеспечение в наши микропроцессоры. Поскольку у нас небольшая фаблесскомпания, которая, прежде всего, занимается разработкой кристаллов, мы не пишем прикладные стеки и библиотеки, как это делают крупные фирмы. Наши программисты создают тесты, SDK, заняты операционной системой. Отчасти им приходится заниматься и вопросами техподдержки. – Вы планируете разрабатывать МП для авиакосмической или военной промышленности? – Мы работаем только на отрытом рынке и в ближайшем будущем не думаем о деятельности в других сегментах. К нашей продукции уже проявляют интерес не только на российском, но и на зарубежных рынках. В нашей ценовой категории это, пожалуй, единственный МП со встроенной технологией 10 Gigabit Ethernet и шиной PCIe Gen 3. Мы не пытаемся объять необъятное и потому продолжим работу в том сегменте рынка, где уже кое-чего добились. – Если не секрет, у компании уже сформирован портфель заказов? – На тек ущий момент подтвержденный интерес к нашей продукции

проявили около сотни отечественных производителей устройств и несколько зарубежных. Среди наших контрагентов такие компании как «Акситех», НИИ «Масштаб», Qtech, «Т‑Платформы», Fastwel. У нас подписаны соглашения о сотрудничестве с мировыми грандами. – Ведутся ли в компании перспективные разработки? На сколько лет вперед Вы смотрите? – Перспективные разработки, конечно, ведутся. Нельзя стоять на месте. В настоящее время мы организуем специальное подразделение перспективных разработок. Мы изучаем рынок, проводим маркетинговые исследования, определяем, на какие приложения в ближайшие два–три года будет самый высокий спрос, какие технические требования станут предъявляться к МП для этих приложений. В настоящее время мы работаем над 8‑ядерным процессором. По нашим з а д у м к а м , о н буде т в о с т р е б о в ан в микросерверах, в приложениях с большим объемом вычислений. Мы достаточно хорошо представляем себе будущее компании на пять лет вперед, но говорить сейчас об этом в подробностях, думаю, не стоит. Материал подготовил Леонид Чанов

Новости «Байкал Электроникс»

Рынок

| «Байкал Электроникс» представила продуктовую дорожную карту |

В плане – создание высокопроизводительных процессоров на базе ARM. В 2014 г. «Байкал Электроникс» приобрела лицензию на 64-бит процессорное ядро ARM Cortex-A57 (архитектура ARM v8). Дорожная карта, рассчитанная до 2017 г., включает три новые линейки продуктов вдобавок к уже существующим продуктам компании. Baikal-M – для настольных ПК, встраиваемых систем, средств промышленной автоматики, смарт-камер. СнК этой линейки получат до восьми высокопроизводительных ядер ARMv8-A, векторные сопроцессоры ARM NEON, а также до восьми графических ядер ARM Mali-T628. Инженерные образцы будут представлены во второй половине 2016 г. Baikal-MS – для микросерверов и встраиваемых систем. Эти СнК включают в себя до восьми ядер ARMv8-A. Микропроцессоры этой линейки с малым энергопотреблением оснастятся двумя портами 10GB Ethernet для высокоскоростной передачи данных и маршрутизации пакетов. Инженерные образцы появятся до конца 2016 г. Baikal-S – для серверного оборудования. Эти СнК получат до 32 высокопроизводительных ядер ARMv8-A и обеспечат поддержку интерфейса нового типа оперативной памяти – HMC (Hybrid Memory Cube). Проектируемое энергопотребление микропроцессоров не превысит 50 Вт. Микропроцессоры этой линейки разрабатываются по 16-нм технологическому процессу и появятся в конце 2017 г. | «Байкал Электроникс» и «Базальт СПО» создают отечественный дистрибутив Linux для архитектуры ARM v8 |

«Байкал Электроникс» и «Базальт СПО», российская софтверная компания, заявили, что в ходе сотрудничества будет создано полнофункциональное программное обеспечение для процессорных систем на базе архитектуры ARM v8 (AArch64). Выпуск готовых модификаций на базе серверных и клиентских операционных систем Linux запланирован до конца 2016 г. Завершен первый этап сотрудничества, разработана система сборки и репозитория для процессора «Байкал-М» на основе архитектуры ARM v8 (AArch64). Репозиторий доступен для тестирования (www.altlinux.org/Ports/aarch64). На втором этапе сотрудничества компаний предполагается тестирование на различных системах AArch64, на третьем – сборка дистрибутивов разного назначения и тестирование на опытных образцах процессора «Байкал-М». www.baikalelectronics.ru

www.elcomdesign.ru

Анализ влияния перекрестных помех на частоту битовых ошибок: методы и решения Павел Конышев, инженер

В статье обсуждаются две основных задачи, связанные с перекрестны‑ ми помехами в канале, – модели, полученные в результате измерений, и алгоритмы для расчета частоты битовых ошибок (BER). Представлено практическое решение, в котором рассматривается влияние перекрест‑ ных помех, определяемых группой 4‑портовых S‑параметров, на ближнем и дальнем концах линии. Кроме того, описаны два метода моделирования канальных перекрестных помех – синхронный и асинхронный, а также их реализация во временной и статистической областях. Наконец, рассма‑ тривается несколько примеров использования предложенных методов, реализованных с помощью буферных моделей IBIS-AMI, их сравнительные преимущества и ограничения.

N‑портовое представление связанных каналов Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

При наличии N+1 дифференциальных каналов с наводками между ними рекомендуется сгенерировать модель с S‑параметрами с 4∙(N+1) портами этих каналов (исходя из того, что каждый из них имеет по четыре вывода), а затем соединить ее с моделями SERDESустройств – IBIS-AMI-моделями Tx и Rx. Такой метод выглядит достаточно общим, но не вполне практичным для изучения защищенности SERDESустройств от наводок. На практике характеристика канала, как правило, измеряется с помощью анализаторов цепей, которые генерируют только 4‑портовые модели с S‑параметрами (см. рис. 1). Стационарная линия и тракт, реализованные на основе симметричного кабеля, предназначены для передачи информационного сигнала между пространственно разнесенными точками и, следовательно, представляют собой протяженные объекты. Если источник сигнала, порождающего наводку, и средство ее измерения находятся на одном конце этих объектов, то говорят о переходном затухании на ближнем конце (Near End Crosstalk, NEXT), если на разных – о переходном затухании на дальнем конце (Far End Crosstalk, FEXT). В с лучае сис темы, сос тоящей из N+1 канала, трудно с помощью анализатора цепей измерить и сгенерировать S‑параметрическое представление

Рис. 1. Перекрестные помехи и схемы измерения

с 4∙(N+1) портами. Разработчики, как правило, используют несколько 4‑портовых измерений и генерируют набор 4‑портовых S‑параметров, чтобы определить влияющий канал («агрессор») и канал, который является объектом воздействия («жертвой»). Рассмотрим в качестве примера объединительную плату с 5–8 (N = 4–7) агрессорами, расположенными вокруг жертвы, как показано на рисунке 2. Разработчикам необходимо знать величину BER жертвы. Требуется оценить преимущества и возможные осложнения, связанные с использованием модели с 4∙(N+1) портами.

Рис. 2. Каналы, связанные через разъем

электронные компоненты №2 2016

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

Рис. 3. Параметры каналов

П о с к о л ьк у м о д е л ь , со с т о я щ а я из N+1 канала, больше, требуется больше усилий для измерения, генерации и моделирования харак терис тики каналов. Суммарное число матричных элементов в модели из N+1 канала равно [4∙(N+1)]2; при том же числе моделей 4 ∙(N+1) с ум марное чис ло матрич ных элементов составляет 4∙2∙(N+1). При использовании трех связанных каналов (N=2) число компонентов увеличивается с 64 до 144. Эта разница увеличивается с ростом N. С другой стороны, в модели с большим числом каналов хранится больше информации,

Рис. 4. Пример связанных каналов

www.elcomdesign.ru

что позволяет изучить эффект использования разных оконечных согласованных нагрузок на неактивных портах. При измерении с помощью только 4‑портовой модели того, как распространяется наводка, всегда требуется исходить из соответствующего предположения об импедансах неактивных портов, которое не меняется позже в процессе моделирования. Определение параметров связанных каналов

Хорошо известно, что в анализе каналов применяются точные моде-

ли устройств, например модели IBISAMI, а также характеристики каналов. Эти данные собираются путем извлечения информации из импульсной харак терис тики аналоговой час ти канала. В характеристику каналов входят все соединения между передающей (Tx) и приемной (Rx) частями тракта, а также аналоговые блоки IBIS-моделей (см. рис. 3). Для анализа наводок необходимо получить данные о воздействии каналов‑агрессоров на жертву. К этим данным относятся, например, отк лики на ступенчатые или импульсные сиг-

Рис. 5. Пример схемы со связанными дифференциальными цепями

В этом случае определение характеристики выполняется путем моделирования во временной области. Например, при необходимости определить характеристику перекрестной помехи с помощью дифференциального пробника U2 (см. рис. 4) источник сигнала жертвы U8 должен находиться в устойчивом режиме. Источник сигнала агрессора U7 должен совершить переход или серию переходов. В общей сложности, следует выполнить, по крайней мере, N+1 симуляцию во временной области. При этом в каждой из них моделируется либо характеристика сигнала (в канале-жертве), либо помехи (от канала-агрессора). Асимметрия переходных характеристик

Рассмотрим две пары связанных дифференциальных цепей, изображенных на рисунке 5. Простоты ради предположим, что все проводники этих цепей проходят по одному и тому же сигнальному слою. Местоположение зонда показано зеленым эллипсом, а источника сигналов на стороне воздействующего объекта – оранжевым. Каждая дифференциальная пара (AB

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

налы. Средство для анализа каналов использует эти сведения для расчета перекрестных помех методом наложения (или свертки) на основе известного цифрового входного сигнала. Рассмотрим, например, два связанных друг с другом канала, изображенных на рисунке 4. Как видно из рисунка 4, один из каналов является жертвой, а другой – агрессором. Известны два метода генерации переходных характеристик во временной области. В первом из них предполагается, что выходная (или входная) характеристика источника сигналов (или приемника) линейна и имеет известный импеданс. Исходя из этих данных, можно получить передаточную функцию перекрестной помехи в частотной области между входом канала и точкой зондирования (см. рис. 3). Затем эта передаточная функция преобразуется в переходную характеристику во временной области с помощью обратного быстрого преобразования Фурье. Во втором упомянутом методе считается, что выходная (или входная) характеристика источника сигнала (или приемника) имеет ярко выраженную нелинейность, либо неизвестна оконечная нагрузка канала.

или CD) рассчитана так, чтобы минимизировать асимметрию (сдвиг фазы) во избежание воздействия синфазной составляющей на дифференциальный сигнал. В силу этого характеристика сигнала, измеренного зондом, является симметричной по отношению к исходному состоянию или полярности импульса помех источников сигналов жертвы (CD). Однако этого не происходит в случае переходной характеристики, обусловленной переключением источников сигналов (AB) в линии воздействующего объекта. Причину этого легко понять. Например, при измерении отклика на переход в высокое состояние источник сигналов А изначально находится в низком, а B – в высоком состоянии. Как бы тесно ни были связаны оба канала, проводник, соединенный с устройством B (которое переключается из высокого состояния в низкое), в большей мере связан с цепью объекта-жертвы, чем проводник, подключенный к А. Поскольку импеданс задающего устройства может быть разным в разных состояниях, характеристики, измеренные с помощью зонда, различаются, что зависит от полярности переключения устройства-агрессора. На рисунке 6 представлена переходная характеристика, обусловленная такой «несбалансированной» связью. «Асимметрия» другого типа обусловлена состояниями источников сигнала жертвы; при этом измеряются отклики на воздействие переходов объекта-агрессора. На рисунке 7 показаны характеристики (без составляющей постоянного тока), полученные при переходе воздействующего объекта в высокое состояние; при этом источники сигналов жертвы поочередно находятся в двух разных состояниях – высоком и низком. Разница

Рис. 6. Характеристики перекрестных помех, полученные при переходе дифференциальных источников сигнала в разные состояния: красным цветом показан переход потенциала агрессора в высокое состояние, синим – его переход в низкое состояние (источник сигналов жертвы не переключается)

Рис. 7. Характеристики перекрестных помех, полученные при переходе в высокое состояние с разными устойчивыми режимами. Красный цвет: высокое состояние; синий: низкое

электронные компоненты №2 2016

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

между этими характеристиками легко объяснима: выходной импеданс источников сигналов играет роль оконечной нагрузки портов при измерении переходных помех, а выходной импеданс источника сигналов с подключенным проводником C с наиболее сильной связью зависит от состояния источника сигналов (CD). При изменении сос тояния этих источников сигналов на стороне жертвы импеданс (или оконечная нагрузка) порта изменяется, как и переходная характеристика перекрестной помехи. В общей сложности, имеются, по крайней мере, четыре разных характеристики в зависимости от комбинации переходов и устойчивых состояний: устройства AB переходят в высокое состояние при высоком состоянии устройств CD; AB переходят в низкое состояние при высоком состоянии CD; AB переходят в высокое состояние при низком состоянии CD; AB переходят в низкое состояние при низком состоянии CD. На самом деле, можно определить еще характеристики, когда источники сигналов агрессора и жертвы переключаются одновременно. В этой связи возникают следующие вопросы: -- какие из четырех характеристик использовать во временной области и в статистическом анализе? -- как отра жаетс я выбор одной из четырех характеристик на моделировании во временной области и статистическом анализе переходных помех? Теоретически моделирующее средство может выбирать соответствующую характеристику во временной области исходя из направления перехода и состояния источника сигналов на стороне жертвы. Однако при этом усложняются алгоритмы симуляции. Более простым и безопасным способом является выбор для симуляции «наихудшей» характеристики перекрестной помехи из перечисленных выше. Под «наихудшими» параметрами подразумевается не только максимальная амплитуда помех, но и возможность проявления в наибольшей степени эффекта межсимвольной интерференции (ISI). Если предположить, что рабочие частоты каналов с перекрестной помехой и каналов связи одинаковы, а фазовое соотношение не меняется за время симуляции, можно определить искажение путем сложения значений импульсной характеристики по отдельным точкам дискретизации. Это искажение позволяет судить о возможном влиянии помехи. На рисунке 8 представлены две из четырех характеристик перекрестных помех. В каждой соответствующей точке единичного

www.elcomdesign.ru

интервала (см. рис. 8б) делаются выборки импульсной характеристики, разделенные промежутком в 1 бит (см. отрезки зеленого, красного и коричневого цвета на рисунке 8 а). Если пределы изменения рабочего напряжения невелики, выбирается та характеристика (в данном случае, вторая по счету), у которой самая широкая гистограмма вблизи возможной точки дискретизации, т. к. она оказывает наиболее значимое воздействие. При анализе временных границ выбирается первая характеристика, которая вызывает наибольшее временное рассогласование.

Однако в отсутствие жесткой взаимосвязи между фазами сигнала и перекрестной помехи необходимо пройти по точкам дискретизации битового интервала и найти максимальное искажение для каждого канала. Сравнение характеристик позволяет выбрать ту, у которой наибольшее максимальное искажение, и использовать ее в моделировании во временной области. Это та же задача, что и выявление самой высокой плотности распределения вероятности (см. рис. 8). Как видно из рисунка 9, использование функции плотности вероятности в бито-

Рис. 8. Две из четырех характеристик перекрестных помех

Рис. 9. Максимальное искажение наблюдается у переходной характеристики 1

вом интервале позволяет установить, насколько велико возможное влияние той или иной характеристики. При использовании статистического анализа рекомендуется определить плотности распределения вероятности перекрестных помех для каждой характеристики и соответствующего «среднего» значения в каждой точке выборки. Для описания каналов выбирается характеристика с наибольшим искажением. Методы моделирования помех в канале

Корректный расчет перекрестных помех зависит от алгоритмов, используемых в анализе связи между каналами. Известны два метода моделирования помех в канале – синхронный и асинхронный. Поскольку каждый из них можно использовать во временной области или в статистическом моделировании, этот анализ предоставляет четыре возможных варианта выбора: 1) синхронные перекрестные помехи во временной области; 2) синхронные статистические перекрестные помехи; 3) асинхронные перекрестные помехи во временной области; 4) асинхронные статистические перекрестные помехи. Синхронный метод предполагает, что фазы переходов между разными каналами перекрестных помех, а также между каждым каналом помехи и каналом связи являются постоянными (возможны небольшие отклонения, обусловленные джиттером). Например, такая ситуация наблюдается, если у каналов имеется общий тактовый сигнал. Плотность распределения вероятности помехи на стороне приемника в канале-жертве в данном случае зависит от точки выборки внутри единичного интервала следующим образом: Pxtalk_i = P (V, t), i = 1,2 … Преимущество синхронного алгоритма состоит в его способности учитывать эффекты, вызванные многими

незначительными факторами, включая взаимные задержки между передними/задними фронтами в разных каналах. Однако этот алгоритм требует определить много параметров, включая набор входных воздействий и шифрование, а так же возможное распределение джиттера. В асинхронном методе считается, что фазы в разных каналах статистически независимы – они могут произвольно быть связаны друг с другом и с синхросигналом канала связи. В этом случае влияние перекрестной помехи на глазковую диаграмму усредняется по единичному интервалу, а BER определяется следующим образом: i = 1, 2… Наконец, если у перекрестных помех и сигнального канала связи – разные несоизмеримые рабочие час тоты, используется средняя плотность распределения вероятности (probability density function, PDF). Однако генерация «меток» перекрестных помех должна осуществляться отдельно для каждой входной помехи на основе импульсных характеристик и собственной скорости передачи битов. Далее усредненная плотность распределения вероятности разных источников помех объединяется в один суммарный показатель путем их свертки. При необходимости используется даже комбинация «синхронных» и «асинхронных» плотностей распределения вероятности с помощью свертки в каждой точки выборки в пределах периода битового потока объекта-жертвы. Единственная разница заключается в том, что в синхронном методе функции распределения вероятностей зависят от выбора момента времени, а в асинхронном методе такая зависимость отсутствует. Временная область и статистический анализ помех в канале

Рассмотрим факторы, учитывающиеся при выборе моделирования во вре-

Рис. 10. Моделирование во временной области с несколькими перекрестными помехами на входе

менной области и статистического анализа перекрестных помех канала. Во временной области влияние перекрестных помех моделируется «физически», с учетом собственной уникальной скорости битового потока, шифрования, распределения джиттера и т. д. каналов‑агрессоров (см. рис. 10). Каждая поступающая на вход перекрестная помеха может вызвать предыскажение (или ослабление ВЧ-составляющей). После того как все перекрестные помехи сложатся на приемном конце, результирующий сигнал подвергается высокочастотной коррекции, выравниванию частотной характеристики с помощью эквалайзера и обработке другого типа согласно модели Rx. Считается, что такой метод достаточно продолжительного моделирования в точности соответствует действительной характеристике системы. В случае перекрестной помехи синхронного типа относительные фазы битового потока в канале помех следует синхронизовать с основным каналом. Для моделирования эффекта асинхронной помехи в каждый канал добавляется неравномерно распределенный и некоррелированный джиттер по всему единичному интервалу. Самой большой проблемой в анализе перекрестных помех во временной области является недостаточный размер выборки – невозможно составить полное представление о статистической достоверности только на основе нескольких миллионов бит, с которыми работают современные симуляторы. При необходимости учесть помехи сложность системы многократно увеличивается. Например, если межсимвольная интерференция возникает при длительности передаваемого символа 20 бит, – а такова продолжительность основной доли сигналов, – все возможные битовые комбинации (около 10 6) просчитываются с помощью генератора псевдослучайных битовых последовательностей. Однако с учетом сигналов той же длительности от двух дополнительных каналов помех сложность задачи повышается, и количество комбинаций вырастает до 1018, что превышает возможности анализа во временной области. Чтобы решить эту проблему, анализ основного канала во временной области объединяется со статистическим учетом некоторой части или всех источников помех (см. рис. 11). Предполагается, что на приемном конце можно определить правильно восстановленные характеристики перекрестных помех (например, для этого в AMI-моделях Tx и Rx используются функции вызова Init, специфицирован-

электронные компоненты №2 2016

Рис. 11. Учет статистического влияния перекрестных помех в построении глазковой диаграммы и расчете BER

ные в IBIS-AMI). Затем средство моделирования каналов рассчитывает общее вероятностное распределение плотности и использует его для построения глазковой диаграммы или графиков BER, полученных путем анализа канала без помех во временной области. Симуляция во временной области, как правило, осуществляется с помощью достаточно большого набора данных (объемом в нескольких миллионов бит), в результате чего создается глазковая диаграмма (см. рис. 12а). Поперечные сечения глазковой диаграммы в определенные моменты времени выборки позволяет получить гистограммы, аппроксимирующие частичную PDF-функцию. Участок, который соответствует расчетному «высокому» уровню, показан красным цветом, а участок синего цвета – низкому. Кривая черного цвета представляет статистические PDF-данные о помехах. В этом распределении учтено влияние отдельных откликов на все источники помех, а также возможная статистическая зависимость (или независимость). При последующей обработке данных две гистограммы (с данными о высоком и низком уровнях) свер-

тываются с вероятностной плотностью распределения перекрестных помех. В результате мы получаем два более широких PDF-распределения (см. рис. 12б). Заметим, что они могут частично перекрываться (до или после свертки), приводя к битовым ошибкам. Численную величину BER можно рассчитать для каждого значения напряжения и момента времени дискретизации, найдя взвешенную сумму участков сплошного цвета. Результат объединения, отдельно осуществляемого для высоких и низких частей гистограмм, представлен на рисунке 12в. Комбинирование симуляции во временной области со статистическими данными дает намного лучшее представление о характеристике перекрестных помех в канале. Однако у этого подхода все еще имеется несколько ограничений, поскольку он не может должным образом учесть нелинейные преобразования в R x, к о т о р ы е н е о бхо д и м о п р и м е н и т ь в отношении комбинации сигнала и перекрестных помех. Мы не можем наблюдать влияние, которое оказывает перекрестная помеха на восстановление синхронизации данных (Clock-Data

Recovery, CDR), поскольку эти эффекты нельзя совместить. Следует положиться на заранее определенную фильтрацию харак терис тики помех. Так ую фильтрацию можно использовать только один раз на этапе инициализации, не учитывая зависящие от времени эффекты. Напр и м ер, пр и и сп ольз о в ании моделей AMI используется выравнивание характеристик помех путем вызова функций Init, которые определены в модели динамической библиотеки. Если считать, что эта трансформация остается точной в течение длительного времени, нет необходимости в коррекции и учете других эффектов – два потока (временная область и статистический анализ) должны дать схожие результаты. Удобнее изучать разные аспекты статистической зависимости источников помех с помощью симуляции во временной области, чем с использованием статистического метода, или с помощью пользовательского битового потока (например, с периодическими комбинациями) для каналов помех. Для каждой составляющей перекрестной помехи можно назначить равные

Рис. 12. Добавление статданных о перекрестных помехах в глазковую диаграмму, полученную путем симуляции во временной области

www.elcomdesign.ru

Рис. 13. Результаты моделирования характеристик канальных помех: а) без учета влияния перекрестных помех; б) с помощью статистического асинхронного метода; в) с помощью статистического синхронного метода; г) с помощью асинхронного метода во временной области; д) с помощью синхронного метода во временной области

или разные начальные случайные векторы генерации и применить разные или схожие псевдослучайные битовые последовательности для тестирования выбранных каналов помех. Од нако с т ат и с т ич е ско е о пи с а н и е п о м е х п оз в о л я е т п р а в и л ь н о проанализировать либо полностью независимые, либо полностью коррелированные входные данные. В первом случае частичные PDF-функции свертываются, чтобы получить результирующую функцию плотности вероятности поступающей помехи. Во втором случае используются условные плотности распределения, что усложняет и удорожает вычисления. Наконец, можно воспользоваться таким моделированием, когда компоненты сигнала и помех рассчитываются только с помощью статистического метода. При этом не применяется моделирование во временной области. Например, можно воспользоваться очень быстрым алгоритмом StatEye, который, однако, обеспечивает невысокую точность результатов. Понятно, что и у моделирования во временной области, и у статистического анализа помех в канале имеются свои достоинства и недостатки. Таким образом, рекомендуется испытать оба метода, прежде чем сделать выводы о характеристиках канала в системе с наводками. Примеры

Для моделирования канала, подвергающегося влиянию эффектов взаимосвязи, мы предлагаем метод, в котором используютс я только измеренные 4‑портовые S‑параметры, описывающие характеристики жертвы и агрессоров.

Взяв за основу пример на рисунке 4, мы поначалу предполагаем, что выводы Rx (U2) описывают два 4‑портовых S‑параметра: один – жертвы Tx (U1), другой – агрессора Tx (U7). Далее извлекается импульсный отк лик U2 на перекрестную помеху с помощью S‑параметров выводов U7. Сохранив данные о характеристике помехи, можно с помощью средства для анализа каналов получить характеристику канала жертвы, задействовав S‑параметры для выводов U1. Используя характеристики каналов жертвы и агрессора, аналитическое средство моделирует все каналы с помощью IBIS-AMI-моделей Tx и Rx и генерирует глазковую диаграм му, кривые интенсивности отказов и пок аз ате ль B ER д л я р асс м ат р и ваемой помехи. Пять изображений на рисунке 13 демонстрируют плотность глазковой диаграммы на приемном конце R x канала-жертвы, полученную без учета влияния перекрестных помех и с его учетом. Сравнение раскрывов глазковой диаграммы ясно показывает, что метод синхронного моделирования позволяет определить влияние помехи в наихудшем случае. Качество диаграммы в это м с лу чае з ависит от вы б ора моментов времени в битовом интервале. Однако эти результаты достигаются ценой достаточно объемных вычислений. Рассмотрим два других случая, когда на канал жертвы оказывают влияние два разных источника перекрестных помех – NEXT и FEXT. Для простоты анализа не станем добавлять периодический или случайный джиттер и предположим, что все каналы работают на одинаковой частоте. Кроме того,

задающее ус тройс тво на ближнем конце агрессора может работать без выравнивания, с предварительным искажением и с восстановлением предыскаженного сигнала на приемном конце (см. рис. 14). В случае с предварительно искаженным сигналом величина пика в переходном процессе увеличивается, но уровень установившегося значения на стороне Tx агрессора остается неизменным. Восстановление предыскаженного сигнала не изменяет эту пиковую величину, но уменьшает напряжение в установившемся режиме. Предварительная коррекция повышает ВЧ-содержимое помехи на стороне жертвы; в результате устранения ВЧ-составляющих сигнала пропорционально ослабляется доля НЧ-составляющих, что не имеет существенного влияния на характеристику сигнала жертвы. На рисунке 15 представлены результирующие показатели BER в случае разных перекрестных помех на входе.

Рис. 14. Сигнал Tx в канале-агрессоре. Синим цветом обозначен невосстановленный сигнал; красным цветом – предыскаженный сигнал; зеленым цветом – восстановление предыскаженного сигнала

электронные компоненты №2 2016

В с лучае а) не рассматриваетс я помеха на ближнем конце, но учитывается эффект межсимвольной интерференции и влияние помех на дальнем конце. Наклон BER становится почти вертикальным вблизи уровня 10 –16 . В с л у чае б) у читыв ае тс я в ли яние помехи на ближнем конце, а Tx агрессора не подвергается выравниванию. Профиль BER сужается в направлении напряжения и времени. Поскольк у статистическая характеристика всей сис темы ус ложняетс я (из-за пере крестных помех), у характеристики BER отсутствуют вертикальные «стены» даже при очень малой вероятности, что типично для систем с джиттером, а также при наличии перекрестной помехи. Предварительная коррекция в еще большей мере усиливает влияние помехи на ближнем конце. На рисунках в–г) представлены результаты моделирования синхронным и асинхронным методами с учетом предварительной коррекции, соответственно. Когда ширина глазковой диаграммы или профиль BER становятся уже, различие между этими двумя подходами проявляется в большей мере: синхронная перекрестная помеха заметнее изменяет характеристику BER. В случае д) иллюстрируются результаты, полученные при устранения ВЧ-составляющих. Профиль BER, полученный в этом случае, несколько уже, чем в случаях а) и б). Следует заметить, что хотя при устранении ВЧ-составляющих суммарная энер-

гия сигнала на передающей стороне агрессора меньше, она не поступает в ВЧ-область. Таким образом, ближний конец канала-жертвы получает равное или большее количество шума в зависимости от фазового соотношения. Выводы

Из пр ак т ич е ск и х со о бр а жений разработчики предпочитают использовать в анализе перекрестных помех в канале набор 4 ‑портовых S ‑ параметрических моде лей вме с то N ‑портовой модели. Мы сравнили преимущества и ограничения т ако го р е ш е ни я с и сп о льз о в ани ем N‑портовой S‑параметрической модели. Кроме того, мы проанализировали асимметрию характеристик перекрестных помех от связанных каналов и выяснили, что ее влияние может оказаться более значительным, чем в случае использования основного канала связи. Учитывая сложность анализа перекрестных помех в канале, мы подробно обсудили две основные методологии симуляции: синхронную и асинхронную, а также проблемы, возникающие при реализации этих двух алгоритмов во временной области и в статистическом анализе. Было установлено, что ни один из этих подходов не является безукоризненным, а использование одного из указанных методов зависит от конкретной задачи. В том случае, если параметры системы нелинейны и меняются со временем, требуется

Рис. 15. На характеристику канала на ближнем конце влияют перекрестные помехи разных типов

www.elcomdesign.ru

моделирование во временной облас ти. В других с лучаях д ля анализа перекрестных помех применяются с татис тические данные. Посколь ку добавление перекрестных помех в систему намного усложняет расчет, необходимо учитывать межсимвольную интерференцию даже при очень малых значениях вероятности, где, как правило, можно ожидать лишь появления случайного неограниченного джиттера. На примерах моделирования мы показали, как данные, полученные с использованием каждого метода, позволяют определить характеристики связанных последовательных каналов. Эта информация помогает проектировать приложения с высокой скоростью передачи данных. литература 1. IBIS 5.0 (IBIS-AMI) Specification. 2. Li M. etc. A New Crosstalk Jitter Separation Method. Proceedings of DesignCon 2010. 3. Morgan C. Validation of Quasi-Analytical and Statistical Simulation Techniques for MultiGigabit Interconnect Channels. Proceedings of DesignCon 2010. 4. Patel P. etc. Crosstalk Measurement, Extraction and Validation in 10 Gbps Serial Systems. Proceedings of DesignCon 2008. 5. Sanders A. etc. Channel Compliance Te s t i n g U t i l i z i n g N o ve l Sta t i s t i c a l Ey e Methodology. Proceedings of DesignCon 2004. 6. Steinberger M. etc. Comparison of BER Estimation Methods which Account for Crosstalk. Proceedings of DesignCon 2009.

Расчет теплового режима компонентов Часть 2 Владимир Кондратьев, инженер

В первой части этой статьи (см. ЭК1, 2016 г.) мы обсудили ключевые фак‑ торы, определяющие температуру компонентов. В качестве примера был описан метод теплового расчета осветительных светодиодов. Кроме того, мы рассмотрели вопросы теплового анализа печатных плат. В этой части обсуждаются основные рекомендации по выбору материа‑ лов для управления тепловым режимом, а также ключевые вопросы, свя‑ занные с созданием тепловой модели электронных устройств с помощью программного обеспечения Mentor Graphics.

Материалы для оптимального управления тепловым режимом

Теплоотводы

Многие силовые элек тронные устройства построены с использованием технологии DBC (Direct Bonded

Рис. 1. В гибридных схемах применяются материалы из палладиево-серебряного сплава и медной пасты

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

Одной из самых трудных задач при проектировании электронных систем является выбор таких материалов, которые обеспечили бы максимальную и схожую друг с другом теплопроводность во избежание проблем с надежностью. Отвод тепла от электронного устройства и его охлаждение необходимы для того, чтобы исключить эффект несоответствия тепловых характеристик. Например, металлизированная подложка в силовых устройствах позволяет проводить большие токи с минимальными потерями. Такая подложка должна не только обеспечить теплоотвод всего электронного устройства, но и минимальное тепловое сопротивление. Кроме того, материал подложки должен обеспечить высокую механическую прочность и изоляцию, а также совместимость со стандартными технологиями производства. В прошлом большинство материалов, которые применялись в автомобильной индустрии, работало в диапазоне –55…150°C. Поскольку в настоящее врем я управляющие элек тронные системы стали ближе располагаться к электродвигателю, возникла необходимость в материалах для продолжительной эксплуатации при более высоких температурах до 300°C. В буровой промышленности, например, требуются материалы, которые работают при температуре около 175°C и выше.

Co p p e r – пр я м о пр и со е д ин е нна я медь). В этой технологии на керамическую пластину из оксида или нитрида алюминия помещается медная фольга выбранной толщины, после чего конструкция подвергается нагреву. И хотя такие подложки успешно применяются в сильноточных устройствах, у этой технологии имеются некоторые ограничения. К ним относятся растрескивание подложек и отслаивание металлизации из-за несхожих коэффициентов теплового расширения (КТР) подложки и медных слоев, что снижает эксплуатационную надежность электронных устройств, особенно при высоких температурах. К числу материалов, обеспечивающих лучший тепловой режим, относятся медь, серебро и палладиево‑серебряные сплавы (см. рис. 1). Например, бессвинцовая система на основе меди от компании Heraeus используется как толстопленочная проводящая паста, состоящая из металла, стекла и керамики (см. рис. 2), что улучшает соответствие тепловых и электрических параметров пасты параметрам подложки, которая эксплуатируется при высоких температурах. Толстопленочная технология применяется многие десятилетия для изготовления надежных электронных схем на керамических подложках устройств, применяющихся в автотранспорте, военной и авиакосмической технике. Использование оксида алюминия затрудняется в тех случаях, когда необходимо поддерживать относительно небольшую температуру устройства. Теплопроводность этого материала в восемь раз ниже, чем у нитрида алюминия. Компания Heraeus разработала

17 Рис. 2. Толстопленочные гибридные схемы изготавливаются методом трафаретной печати пасты на керамической подложке. Эта паста подвергается обжигу для создания электрической схемы

несколько проводящих материалов на основе палладиево‑серебряного сплава, серебра и меди, которые нанос ятс я на с лой нитрида а люминия методом трафаретной печати, чтобы сформировать электронные цепи. Медные и серебряные проводники толщиной 300 мкм обеспечивают

электронные компоненты №2 2016

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

хорошие тепловые и электрические харак теристики, а так же отличный проводной монтаж и пайку. Они совместимы со стандартными подложками с 96-% оксидом и нитридом алюминия. Трафаретная печать позволяет плотно размещать на одной подложке тонкопленочные электронные схемы обработки сигнала и участки с толстопленочными элементами для управления силовым устройством. Кроме того, эти материалы можно использовать для создания сквозных отверстий, обеспечивающих теплоотвод и электрические соединения на обеих сторонах подложки. Преимущество усовершенствованных методов нанесения этих толстопленочных паст на подложку, в отличие от тонкопленочных методов и технологии прямо присоединенной меди, заключается в повышении стойкости к высоким тепловым цик лическим нагрузкам и к резким перепадам температуры. Подытожим наши рекомендации по проек тированию элек тронных устройств: -- коэффициенты теплового расширения разных материалов, которые используются в устройстве, должны быть схожими; -- чтобы минимизировать тепловое сопротивление, следует устранить тепловые интерфейсы; -- использование материалов с высокой теплопроводностью позволяет уменьшить тепловое сопротивление; -- следует применять те материалы, характеристики которых не ухудшаются при высоких рабочих температурах; -- толс топ леночные м атер иа лы позволяют решить многие проблемы по обеспечению оптимального теплового режима. Основные вопросы проектирования теплового режима электронных устройств

Рабочая температура компонентов, указанная в спецификации, – универсальный показатель, который позволяет определить применимость устройства. Охлаждающие радиаторы увеличивают вес, объем и стоимость изделия, не повышая его функциональность, но увеличивая надежность. Как обеспечить оптимальный тепловой режим изделия, удовлетворив при этом другие требования к проектированию? Чтобы ответить на этот вопрос, мы рассмотрим основные задачи, которые необходимо решить для охлаждения электронного устройства.

www.elcomdesign.ru

Функционально-законченный продукт с единым окном Графический интерфейс для работы с САПР с геометрической машиной и управлением Ход выполнения задачи и окно для обмена сообщениями Объекты SmartPart и полнофункциональная библиотека

Поддержка интерфейсов всех основных САПР Импорт PDML для поддержки имеющихся моделей FloTHERM

Рис. 3. Возможности пользовательского интерфейс пакета HyperLynx для создания тепловой модели

Рис. 4. Тепловая модель, полученная с помощью средства FloEFD в САПР NX от Siemens Среды проектирования

В некоторых компаниях тепловое моделирование рассматривается наряду с основным проектированием электронного устройства как часть маршрута проектирования печатной платы. Например, так делается при необходимости создать изделие, которое устанавливается в стандартную стойку. В этом случае разработчики, отвечающие за тепловое моделирование, могут воспользоваться такими инструментами САПР для электроники как Xpedition Enterprise от компании Mentor [1] и, в частности, пакетом HyperLynx (см. рис. 3), который осуществляет тепловой анализ, контроль над соблюдением проектных норм, анализ целостности питания и сигналов, электромагнитный анализ и аналоговую симуляцию. С другой стороны, тепловое моделирование изделия можно рассматривать наряду с механическим. Этот под ход получил распрос транение в таких сегментах рынка как автомобильная электроника, где до недавних пор электронная начинка систем изме-

нялась достаточно медленно. В этом случае тепловым расчетом занимаются инженеры-механики или технологи с помощью таких систем автоматизированного проектирования в PLM-среде как CATIA V5, SolidWorks от Dassault Systèmes, Creo от PTC или NX от компании Siemens (см. рис. 4). Полнофункциональное решение FloEFD от Mentor для 3D-анализа вычислительными методами гидрогазодинамики (CFD) [2] интегрируется во все упомянутые САПР механических изделий и хорошо совместимо с системами твердотельного и поверхностного моделирования Inventor компании Autodesk и SolidEdge от Siemens, которые поддерживаются модулями для приложений по расчету средств охлаждения электронных устройств и светодиодных систем освещения. В более общем смысле, тепловым моделированием занимаются на этапах между маршрутами проектирования САПР электроники и САПР механических изделий. Данные из обоих инструм ента льны х наб ор ов пер е д аютс я инженерам, отвечающим за тепловой

осуществляет численное планирование компьютерных экспериментов (Design of Computer Experiments, DoCE), заполняя пространство параметров методом латинского гиперкуба. Кроме того, он занимается последовательной оптимизацией (Sequential Optimization, SO) и оптимизацией поверхности отклика (Response Surface Optimization, RSO). Оптимальные решения, полученные с помощью методов SO и RSO, можно автоматически моделировать, чтобы обеспечить соответс твие рабочих характеристик результатам расчетов. Устройство для моделирования объемных тел, интегрированное в программу FloTHERM XT, позволяет анализировать параметры. Адаптация под технологические изменения Рис. 5. Окно модуля FloEDA.Bridge с тепловой моделью собранной платы

Типы и объемы производства проектируемых изделий

Итак, эффек тивность теплового моделирования определяется используемым набором средств проектирования. Кроме того, она зависит от типа проектируемого изделия и объема производства. В приложениях для авиакосмической, ядерной, автомобильной отраслей, где применяются CFD-методы для оценки качества изделий, а на разработку тратится достаточно много времени, безопасность и надежность их эксплуатации имеют больший приоритет по сравнению со стоимостью и характеристиками. Тепловое моделирование электронной техники для этих отраслей определяется теми же требованиями. Чтобы увеличить срок службы компонентов, основное внимание уделяетс я возможнос ти уменьшить их рабочую температуру до значения намного ниже номинального. Кроме того, система охлаждения должна обладать такой избыточностью,

чтобы при выходе вентилятора из строя она работала с заданными параметрами, а вентилятор можно было заменить, не отключая оборудование. В крупносерийном производстве электроники ключевыми факторами являются стоимость и рабочие характеристики. Поскольку время, отведенное на воплощение эскизного проекта в крупносерийное производство, исчисляется всего несколькими месяцами, минимизация стоимости изделия имеет наибольший приоритет среди прочих факторов. В свою очередь, это приводит к необходимости определить пространство проектных решений, чтобы выбрать наиболее эффективное охлаждение с учетом всех аспектов проекта, к которым относится выбор корпуса, топологии печатной платы и ее структуры, конструкции вентилятора, местоположения вентилятора и вентиляционных отверстий и т. д. [3–7]. Острая необходимость в быстром анализе и исследовании возможных решений привела к появлению ПО для расчета теплового режима электронных устройств на основе CFD-методов. Эти решения используют разные методы вычислительной гидрогазодинамики для расчета стандартных аппроксимирующих моделей, позволяя быстрее получить первый результат и намного увеличить скорость расчета при последующих итерациях. Одним из ключевых преимуществ этой технологии является возможность полностью автоматизировать модификации тепловых моделей, включая изменения геометрических размеров, сеточного разбиения и изменения в последующей обработке данных. Например, пакет FloTHERM дополнен сценарием Command Center, который

Интеграция в инструментальные средства проектирования

Совместное использование методов механического и электрического проектирования, необходимость в котором возникла как следствие миниатюризации изделий, требует, чтобы изменения, сделанные в одном маршруте проектирования, учитывались и в другом маршруте. Традиционные 2D-методы для проектирования печатных плат к настоящему времени дополнились 3D-методами, библиотекой и опциями для проверки проектных норм в системе

электронные компоненты №2 2016

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

расчет. Если окажется, что разработчики не знакомыми с этими САПР, наилучшим решением в таком случае может стать использование автономного модуля, который полностью интегрируется в эти основные маршруты проектирования. Как правило, ПО для расчета теплового режима на основе CFD-методов успешно справляется с этой задачей. Пакет FloTHERM от Mentor, в который входят такие программы как FloTHERM, FloTHERM XT, FloTHERM PCB и FloTHERM PACK, дополненные FloMCAD. Bridge, FloEDA. Bridge (см. рис. 5) и Command Center, обеспечивает наиболее полный инструментальный набор для решения подобных задач.

Одним из следствий миниатюризации на уровне электронного изделия является сокращение набора алгоритмов для конвективного охлаждения. Небольшие участки миниатюрного устройства делают воздушный поток ламинарным, исключая необходимость в учете эффектов турбуленции. С течением времени основной вклад в повышение температуры устройства относительно внешней среды, главным образом, вносит растущая температура перехода ИС. Миниатюризация предъявляет строгие требования к точности соблюдения формы и размеров устройства, выбору материалов, характеристикам поверхности, излучению между поверхностями и т. д. Плотность тока, протекающего по силовым и заземляющим плоскостям, увеличилась настолько, что стало необходимым учитывать вклад источников тепла на самой плате. В результате этих изменений ужесточились требования к интеграции тепловой модели в инструментальные наборы САПР механических изделий и электроники. Уменьшение размеров элементов печатной платы и корпусов кристаллов потребовало соответствующей высокоуровневой детализации.

проектирования Xpedition Enterprise VX от Mentor. Программа FloTHERM XT (см. рис. 6) со встроенным ядром САПР для механических изделий позволяет импортировать геометрические параметры из основных платформ упомянутых выше САПР. Части проекта, модифицированные в программе FloTHERM XT, можно экспортировать в том же собственном формате САПР для реимпорта в среду САПР механических изделий, что гарантирует сохранение ретроспективных данных об изделии. FloTHERM XT поддерживает синхронизацию с пакетами САПР электроники от Cadence, Zuken, Altium и других компаний альянса ODB++ Solutions Alliance [9]. Схему печатной платы можно отредактировать, компоненты – повернуть на любой требуемый угол или изменить их размер. Поддерживается также импорт IDF-файлов. Почти полная интеграция с САПР электроники и механических изделий – обязательное требование к реализации эффективного теплового моделирования в соответствии с маршрутом проектирования. Однако недостаточно соблюдения только этого требования.

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

Поддержка методов охлаждения

Миниатюризация оказывает влияние также на метод охлаждения. В свое время из-за ограниченного пространства ноутбуков в них стали использоваться центробежные вентиляторы вместо вентиляторов канального типа, которые применялись в настольных компьютерах; в свою очередь, тепловые трубки отводят тепло от центрального процессора к ребристой секции центробежного вентилятора в окружающую среду. В устройствах с ограниченным пространством также используются теплоотводы и термопрокладки. Для охлаж дения систем светодиодного освещения применяются также синтетические струи. Помимо инновационных теплоотводов и вентиляторов, получивших широкое распространение, все чаще используется жидкостное охлаждение. Программа FloTHERM XT легко справляется с созданием подобных моделей, что позволяет ее использовать для проектирования систем охлаждения сложной геометрической формы. Вентиляторы, теплоотводы, тепловые трубки, как правило, являются покупными компонентами, но их тоже необходимо включить в САПР электроники и механических изделий. Тепловые трубки представляют собой продолговатые тонкие цилиндры, которые легко сгибаются и при необходимости сжимаются. Однако такие простые

www.elcomdesign.ru

Рис. 6. Тепловая модель платы планшета Microsoft Surface Pro, полученная с помощью программы FloTHERM XT [8]

приспособления влияют на тепло вой режим устройства. Прибор T3Ster от Mentor проверяет, насколько хорошо эти трубки выполняют свои функции (см. рис. 7). П о ско л ьк у т е п л о о т в о д ы ч а с т о имеют сложную форму, от производителя этих устройств требуется детальная информация о геометрических размерах модели САПР. Необходимо, чтобы инструментальные CFD-средства для моделирования охлаждающего устройства позволяли импортировать САПР-модели в любом формате. Например, для корректного расчета того, как воздействует на вентилятор система, оказывающая сопротивление воздушному потоку, следует знать аэродинамические характеристики вентиляторов,

в т. ч. зависимость полного давления от их производительности. Кроме того, необходимо, чтобы инструментальные CFD-средства для моделирования охлаждающего устройства правильно учитывали несоосные составляющие скорости потока в случае использования вентиляторов канального типа. Этот эффект проявляется в наибольшей мере, если сопротивление системы потоку очень велико. Работа в широком диапазоне длин элементов

Одной уникальной характеристикой электронных систем является широкий диапазон длин элементов, который начинается с нанометров, если речь идет о кристаллах, и заканчивается

Рис. 7. Измерение характеристики переходного режима тепловой трубки с помощью прибора T3Ster

Рис. 8. Тепловое моделирование и решения по определению характеристик с помощью ПО Mentor, представленные в виде V-модели

ной сборки, детализованные модели компонентов, критичных к тепловому режиму, а также любых используемых теплоотводов. Многие компании применяют традиционные V‑модели для проектирования, реализации и проверки тепловых моделей, чтобы повысить точность результатов симуляции (см. рис. 8), несмотря на невозможность сделать это на всех уровнях корпусирования на этапах разработки и производства. Полная интеграция в наборы средств проектирования означает, что детализованные модели, сгенерированные в САПР электроники и механических изделий, на финальных этапах разработки можно заменить моделями, ранее полученными с использованием ПО для теплового анализа, чтобы согласовать результаты с эскизным проектом и проектными расчетами. Обновленные таким образом модели можно беспрепятственно применять после их доработки в САПР. Давайте посмотрим, что необходимо для использования этой информации в тепловом анализе. Нецелесообразно использовать уровень детализации, обеспечиваемый аппроксимирующими CFD-сетками, с соответствующей полной поддержкой симуляции теплопереноса из-за больших затрат времени на сеточное разбиение. В результате декартовы методы, которые изначально применялись в приложениях для расчета теплоотводов (благодаря коробкообразной форме моделей), были дополнены для создания точных моделей другой формы. В отличие от традиционных методов вычислительной гидрогазодинамики и разбиения на ячейки сетки, данные о которых передаются в CFD-

решатель в виде контрольных объемов, для непосредственного формирования этих объемов используется информация о структуре каждой ячейки, что исключает необходимость в дальнейшем разбиении на ячейки. Например, программа FloTHERM XT разделяет пространственный объект и соответствующие значения параметров потока на множество контрольных объемов, которые затем связываются с учетом граничных условий. Такой метод множественных контрольных объемов (multiple control volumes) позволяет моделировать композитные структуры и воздушные каналы, например, между ребрами теплоотвода. Доступ к данным и их повторное использование

До сих пор мы обсуждали вопросы, связанные со сборкой и оптимизацией физического представления тепловой модели, а также ее подготовку к эффективной тепловой симуляции с учетом проек тных изменений. Коррекция тепловой модели в соответствии с изменениями в основном маршруте проектирования необходима для принятия своевременных решений, чтобы избежать дальнейшей переделки проекта и ускорить передачу изделия в производство. Помимо геометрических параметров для теплового моделирования требуется другая информация. В частности, необходимы сведения о материалах, используемых в изделии, а также об энергопотреблении компонентов. Данные о потребляемой мощности импортируются из соответствующих инструментов, как правило, в виде

электронные компоненты №2 2016

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

метрами в случае стоек в центрах обработки данных. Поскольку диапазон этих значений составляет девять порядков, к средствам автоматизированного проектирования предъявляются дополнительные требования, в особенности при использовании аппроксимирующих сеток. Нецелесообразно включать непосредственно в модель все параметры. Дело в том, что на том этапе, когда программа моделирования предоставляет наилучшую возможность улучшить проект, многих данных еще не хватает. Например, разводка печатных плат осуществляется на поздних этапах проектирования после установки компонентов. Неверное размещение компонентов может негативно сказаться на тепловом режиме устройства. Широкое распространение получили поведенческие модели корпусирования кристаллов [10–11], печатных плат, вентиляторов, теплоотводов и т. д. Пакет FloTHERM использует объекты SmartPart для этих и других стандартных компонентов, позволяя ускорить построение модели и упрощая изучение пространства проектных решений, особенно на ранних этапах разработки. Кроме того, благодаря использованию более подробной информации ускоряется коррекция моделей. На завершающих этапах проектирования часто бывает необходимо учесть значительный объем данных о геометрических параметрах изделия, чтобы обеспечить как можно более точные результаты симуляции: например, подробную информацию о проводниках печатной платы, о силовых и заземляющих плоскостях внутри многослой-

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

CSV- файла с указанием компонентов модели. Эти табличные значения должны автоматически обновляться при изменении оценки потребляемой мощности. При самом высоком уровне детализации модели корпуса может появиться необходимость в наборе данных, определяющих распределение энергии по кристаллам для разных приложений. При этом указывается несколько отдельных источников тепла, чтобы оценить теплопроизводительность при моделировании переходных процессов. Такой подход, позволяющий оценить фактическую потребляемую мощность, а не потребление в установившемся режиме, оптимизирует рабочий процесс. Модели для создания средств охлаждения электронных устройств в каждом конкретном случае уникальны из-за различных граничных условий. Помимо геометрических параметров, в информацию о граничных условиях входят данные о материалах, тепловые параметры, шероховатость поверхности, а в случае с использованием вентиляторов, например, – данные о производительности и динамические модели. Возможность хранить всю эту информацию в едином доступном месте значительно сокращает время, отведенное на создание модели. Помимо метода, который позволяет легко проектировать инновационные устройства, инструментальным средствам для моделирования теплоотводов требуется возможность повторно использовать уже применявшиеся части проекта, например данные о шасси. Такая возможность реализуется с помощью библиотеки. Поскольку первый релиз программы FloTHERM состоялся в 1989 г., она сохраняла все данные, относящиеся к конкретному элементу проекта, в собственной библиотеке, которая импортировала и экспортировала модели, сборки и отдельные части проекта. Эта библиотека широко использовалась

Рис. 9. Моделирование теплового потока, созданного изогнутыми ребрами вентилятора, с помощью метода множественных контрольных объемов. Для построения объемной сетки была задействована окт-структура данных

во всей цепочке поставок для распространения тепловых моделей среди производителей полупроводников, сборщиков кристаллов, поставщиков оборудования и системных интеграторов. Программа FloTHERM X T обратно совместима с FloTHERM, что позволяет импортировать проектные данные, а также язык PDML, обеспечивая к тому же использование унаследованных проектных данных отдельной организацией и участниками цепочки поставок. Компания Mentor Graphics предоставляет оборудование для измерения теплопроводности клеев, паст, материалов, а также для снятия тепловых характеристик силовых полупроводников и ИС, которые можно использовать при создании моделей в ПО для теплового расчета. Например, это оборудование применяется, чтобы получить детализованные тепловые модели с очень высокой степенью точности, что достигается коррекцией тепловой модели в соответствии с результатами измерений (см. рис. 9). На этапе макетирования тепловая модель снова дорабатывается, чтобы обеспечить точность представления на уровне платы и системы (см. рис. 10). Оборудование, предлагаемое компанией Mentor, оснащено ПО для теплового расчета, которое

позволяет использовать полностью проверенные модели не только в текущем, но и в будущих проектах. С помощью этого оборудования также определяется эксплуатационная надежность корпусов и модулей для ответственных применений в автомобильной электронике и авиакосмической технике. Работа с неопределенными значениями

Типичной проблемой теплового расчета, связанной с характеристиками материала и энергопотреблением, являются неопределенные значения, используемые для построения модели. Неопределенность возникает и в отношении геометрических параметров, к которым относится фактическая толщина медных слоев на печатной плате, клея и других интерфейсных слоев. При тепловом моделировании необходимо установить, какие факторы неопределенности оказывают наибольшее влияние на критические температуры компонентов. Мы уже обсудили использование параметрического анализа, методов численного планирования эксперимента и оптимизацию в контексте детерминированного исследования пространства проектных решений, позволяющего уменьшить стоимость решения и повысить его надежность.

Рис. 10. Калибровка тепловой модели корпуса с помощью структурных функций, сгенерированных прибором T3Ster

www.elcomdesign.ru

Рис. 11. Рост эффективности теплового расчета за период 2009–2015 гг. на примере данных от компании Denso [12]

Сокращение времени проектирования

Из рисунка 11 видно, как компании оптимизируют разработку, повышая качество автоматизации проектирования. Время проектирования можно значительно сократить, если обеспечить соответствие результатов теплового расчета измеренным значениям. Ри с у н о к 12 и л л ю с т р и руе т, к а к сокращается время проектирования, начиная с момента построения модели и заканчивая анализом результатов, по крайней мере, на 50% по сравнению с тем временем, которое расходуется на проектирование с помощью аппроксимирующих сеток. Такой выигрыш, главным образом, обеспечивается за счет исключения необходимости в коррекции геометрических построений в САПР или их упрощении для генерации сетки, а также благодаря уменьшению времени, затраченному на ликвидацию искажений аппроксимирующей сетки, которые ухудшают качество результатов. Однако это далеко еще не все преимущества. Программа FloTHERM XT

позволяет модифицировать модель из маршрутов проектирования САПР электроники или САПР для механических изделий. При этом запоминаются предыдущие значения параметров для обработки исходных данных проекта, а сеточное представление модели автоматически изменяется всего за несколько минут. Ушли в далекое прошлое те времена, когда требовалось составить объемный отчет с обоснованием изменений в проекте. Эффективные программные средства позволяют сократить каждый этап проектирования, по результатам которого автоматически выдается соответствующий отчет. Специальные инструменты позволяют установить, какие результаты требуются для принятия конкретного решения. Кроме того, даже неспециалист может усовершенствовать проект, зная, например, ограничивающие факторы (BottleNeck) и способы их обхода (ShortCuts) [13]. У разработчиков также появилась возможность получить наглядное представление о распределении температуры по поверхности исследуемого объекта (см. рис. 13).

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

Тот же автоматизированный подход применяется для определения того, насколько устойчив к ошибкам тепловой расчет при тех изменениях, которые случаются на этапе производства. После анализа стохастических вариаций надежность решения можно повысить, просчитав возможные изменения параметров и получив более точные данные для симуляции. Измерения помогают исправить ошибки моделирования [12], сократить на 60% время и стоимость труда, затраченного на тепловой расчет. При этом достигается высокое качество представления, позволяющего установить превышение температуры устройства над температурой окружающей среды с точностью до 5%. Итак, вместо традиционной коррекции ошибок проектирования физического макета, применяющейся после его создания, используются результаты измерения, по которым проверяется соответствие компонентов тепловой модели расчетным данным. При таком подходе 90% времени, усилий и стоимости расходуются на виртуальное макетирование, а физический прототип создается по завершению теплового расчета.

Рис. 12. Сокращение времени проектирования благодаря упрощению геометрических построений в САПР и исключению необходимости устранять искажения при использовании аппроксимирующей сетки

электронные компоненты №2 2016

а)

б)

Рис. 13. Распределение температуры воздушного потока по поверхности объекта: а) полученное из общих соображений; б) фактическое. Места прохождения обратного потока обозначены овалами

Программа моделирования также позволяет установить, какие переменные в большей мере влияют на тепловой расчет, и определить оптимальную комбинацию. Кроме того, можно оптимизировать проект по стоимости (или по назначению), что сэкономит большое количество времени.

Ра з ра б о т к а и к о н с т р у и р о в а н и е

Перспективы

В этой статье мы не рассматривали такую проблему и ее возможное решение как автоматизация. Необходимость в ней возникла из потребности обеспечить более высокий уровень эксплуатационной надежности, исключив влияние человеческого фактора и вариативность, которая возникает, когда над проектом работает большое количество специалистов разного уровня. Очевидно, что хороших экспертов всегда не хватает, и они должны заниматься не повседневной работой по устранению, например, проблем на финальных этапах разработки, а проектированием оборудования следующего поколения на ранних стадиях его создания, иначе история повторится.

Автоматизация позволяет найти наилучшую технологию, а затем обеспечить ее безотказное применение в автоматизированном процессе. Одни изделия для монтажа в стойки часто выпускаются в нескольких конфигурациях с разными платами и их расположением, тогда как другие изделия, например шасси, модифицируются для использования с изделиями одной продуктовой линейки, но разных поколений. Таким образом, представляется разумным автоматизировать моделирование разных конфигураций: можно, например, выбрать наименование платы для установки в соответствующее гнездо из списка имеющихся вариантов, после чего программа выдаст значения основных рабочих параметров, в т. ч. температуры перехода компонентов. Литература 1. www.mentor.com/pcb/xpedition. 2. www.mentor.com/products/mechanical/ floefd. 3. 7 Key Considerations for Effective ChipPackage Thermal Co-Design… A High-Level

‘How To’ Guide. Mentor Graphics Whitepaper. January. 2014. 4. 10 T ips for Predic ting Component Temperatures… A High-Level ‘How To’ Guide. Mentor Graphics Whitepaper. January. 2014. 5. 10 Tips for Streamlining PCB Thermal Design… A High-Level ‘How To’ Guide. Mentor Graphics Whitepaper. January. 2014. 6. 12 Key Considerations in Enclosure Thermal Design… A High-Level ‘How To’ Guide. Mentor Graphics Whitepaper. January. 2014. 7. 11 Top Tips for Energy-Efficient Data Center Design and Operation… A High-Level ‘How To’ Guide. Mentor Graphics Whitepaper. January. 2014. 8. Electronic Cooling Solutions. 2915 Copper Road. Santa Clara. CA 95051. 9. www.odb-sa.com. 10. Two-Resistor Compact Thermal Model Guideline. JEDEC Guideline JESD15–3. July. 2008. 11. D ELPH I Co m p a c t T h e rm a l M o d e l Guideline. JEDEC Guideline JESD15–4. October. 2008. 12. State of the Art Automotive Thermal Design by DENSO. Engineering Edge. Vol. 2. Iss. 1. Mentor Graphics. 2013. 13. United States Patent. US 8,628,236 B2. January. 14. 2014.

События рынка

| «Вертолеты России» перейдут на «Эльбрусы», с Cisco – на «Булат» и с Windows – на Linux |

Холдинг «Вертолеты России», входящий в госкорпорацию «Ростех», заменяет иностранные аппаратные и программные решения открытыми изделиями и отечественными разработками. Не исключено, что холдинг воспользуется в своих серверах отечественными процессорами «Эльбрус», сообщает «Интерфакс» со ссылкой на директора по информационным технологиям холдинга Михаила Носова. Кроме того, «Вертолеты России» намерены отказаться от сетевых решений Cisco и заменить их российскими аналогами. К концу 2015 г. холдинг протестировал ряд аппаратных решений от «Объединенной приборостроительной корпорации», которая тоже входит в состав «Ростеха». В частности, это коммутаторы и сетевое оборудование «Булат». По словам Носова, они уже производят замену оборудования. В рамках программы импортозамещения холдинг также планирует к 2019 г. отказаться от операционных систем Microsoft Windows и перейти на Linux. Внутренний аудит, проведенный летом 2015 г.,показал, что доля отечественного ПО в холдинге не превышает 5–7%, все остальное – либо очень старые унаследованные системы на базе иностранного ПО, либо покупные вещи. В течение трех лет, начиная с 2016 г., «Вертолеты России» намерены реализовать программу перехода на свободное программное обеспечение. Планируется, что до 50% инфраструктурных компонентов и бизнесприложений будут реализованы на базе открытого ПО. www.russianelectronics.ru

www.elcomdesign.ru

ВЧ переключательные матрицы от AWT Global с низким уровнем пассивной интермодуляции Николай Егоров, к.т.н., ООО «Радиокомп» AWT Global относится к числу компаний, гармонично сочетающих выпуск относительно сложного измерительного и тестового оборудо‑ вания и радиоэлектронных компонентов. Так, компания разрабатывает и выпускает генераторы для тестирования радиолокационных станций, фильтры, кабели, кабельные сборки, нагрузки, малошумящие усилители. В этой публикации приведены характеристики новых переключательных матриц AWT Global.

Таблица. Характеристики переключательных матриц Характеристики Количество портов Диапазон рабочих частот, МГц

Тип матрицы LPSU5X6

LPSU1X4

5×6

1×4 700–2700

Вносимые потери, дБ

≤1,2

Обратные потери, дБ

КСВН

1,58:1

Развязка, дБ

≥50

Непрерывная входная мощность, Вт Уровень ПИМ, дБн Время переключения, мс Количество переключений на один переключатель (без подведения мощности) Электропитание Потребляемая мощность, Вт Диапазон рабочих температур, ºС Размеры, мм Масса, кг

≤100 <–163 (при двух сигналах по 20 Вт) <100 >100 000 100–240 В, 50/60 Гц 38 5–40 483×635×190 15,2

Рис. Переключательная матрица серии LPSU с количеством портов 5×6

Новые высокочастотные переключательные матрицы AWT Global выпускаются с количеством портов 5×6 и 1×4. Они предназначены для определения уровня ПИМ и других характеристик многодиапазонных антенн и радиотехнических устройств. Применение новых переключательных матриц позволяет существенно сократить время тестирования. В таблице приведены основные характеристики новых матриц. Матрицы выполняются с радиочастотными соединителями DIN 7/16 (f). Установка осуществляется в стандартные приборные 19‑дюймовые стойки. Использование конкретных портов отображается с помощью светодиодных индикаторов. Новые матрицы AWT Global используются с выпускаемым управляющим оборудованием. Удаленное управление осуществляется с помощью стандартных команд SCPI через интерфейс Ethernet. На рисунке приведена передняя панель переключательной матрицы серии LPSU. При проведении измерений матрицы могут использоваться совместно с анализаторами ПИМ, выпускаемыми AWT Global [2]. Новые переключательные матрицы могут представлять интерес для российских пользователей. Официальным дистрибьютором AWT Global в России является ООО «Радиокомп» [3]. Ссылки 1. Сайт компании AWT Global//www.awt-global.com. 2. Белов Л. А., Сокальский И. А. Анализаторы пассивной интермо дуляции – продукция компа-нии AWT Global. Электроника НТБ. 2015. 9. 3. Сайт ООО «Радиокомп»//www.radiocomp.ru.

электронные компоненты №2 2016

И с п ы та н и е и т е с т и р о в а н и е

Переключательные матрицы весьма активно применяются при проведении измерений и тестировании многоканальных радиотехнических устройств и систем. Новые переключательные матрицы серии LPSU, выпущенные компанией AWT Global [1], отличаются малым уровнем пассивной интермодуляции (ПИМ) и высокой рабочей мощностью. Явление ПИМ возникает при прохождении достаточно мощных ВЧ/СВЧ-сигналов через пассивные радиотехнические тракты и цепи, имеющие слабые нелинейности. При этом могут появляться нежелательные комбинационные составляющие, попадающие в полосу приемного устройства конкретной радиотехнической или другой системы. Проблемы, связанные с ПИМ, обостряются для радиотехнических средств и систем со сложными методами модуляции и высокой скоростью передачи информации.

Бесконтактное тестирование электронных компонентов Кристоф Мадлейн (Kristof Maddelein), FLIR Systems

И с п ы та н и е и т е с т и р о в а н и е

Одна из основных тенденций развития электроники в настоящее время заключается в уменьшении массогабаритных показателей изделия, что влечет за собой увеличение плотности мощности. В результате повышается нагрев, который может служить причиной выхода изделия из строя. В статье рассматриваются методы контроля температуры с помощью тепловизоров.

По ско льк у эл е к т р о нны е п лат ы и компоненты становятся все меньше и мощнее, выделяемое ими тепло м о ж е т п р и ч и н и т ь з н ач и т е л ь н ы е повреждения. Инфракрасная термография позволяет выявлять горячие точки, улучшая управление распределением тепла и обеспечивая большие преимущес тва в конс труировании плат. Электроника не любит высоких температ ур. Именно поэтому конструкторы электронных систем ищут способы поддерживать охлаждение компонентов по мере уменьшения размеров устройств. C уменьшением микросхем и увеличением плотности размещенных на них компонентов высокая температура становится реальной проблемой не только для устройств гражданского назначения, но и для военной техники. В последнем случае эта проблема ухудшает безопасность систем. Правительственные агентства тратят огромные средства на разработку новых технологий управления тепловым режимом, которые помогли бы конс трук торам уменьшить размер и массу электронных компонентов, а также их энергопотребление, решив, таким образом, проблему теплоотвода. Однажды при разработке плат VXI доля возврата продукции из-за их п ер е г р е в а з начи те льн о в ыр о с ла . Инженеры использовали имитационное моделирование, чтобы определить мес та ус тановки ус тройс тв теплоотвода и дополнительных вентиляторов для рассеяния тепла. Они так же устанавливали на платы термопары на этапах тестирова-

www.elcomdesign.ru

Рис. 1. Тепловизионное изображение печатной платы, сделанное тепловизором FLIR SC8300 с помощью 50-мм объектива

Рис. 2. Тепловизионное изображение термопары

ния и проверки качес тва, пытаясь выявить потенциальные проблемы устройства. Не получив убедительных данных, они, в конце концов, воспользовались инфракрасной камерой для сканирования плат. Преимущество такого метода над использованием термопар заключается в том, что с его помощью можно легко определить, в какое место платы (см. рис. 1) следует установить термопару (см. рис. 2). Точное понимание того, с чего следует начать поиск и устранение неисправностей – лишь первый шаг. Данный метод позволил убедиться в том, что на упомянутой конструкции плат вентиляторы и теплоотводы были установлены вовсе не рядом с самыми разогретыми компонентами. В связи с этим возникли вопросы о правильности установки вентиляторов и теплоотводов, а также о неправильном расчете энергопотребления элементов управления тепловым режимом. Более подробные данные о фактических тепловых характеристиках и теплоотводе устройства могут стать ключевым фактором в улучшении имитационных моделей, совершенствовании всей конструкции и ускорении и без того короткого этапа создания прототипа в цикле разработки. Сложности миниатюризации

сивного тепловидения можно усо вершенствовать за счет технологии Lock-In Thermography («синхронная термография»), которая повышает чувствительность камеры более чем в 10 раз, облегчая выявление небольших, едва заметных перегретых участков. Инфракрасная дефектоскопия обеспечивает высокое качество пайки, определяя места с недостаточным количеством припоя. Недостаток припоя повышает сопротивление цепи в месте паяного соединения, из-за чего увеличивается его температура. Это отклонение позволяет выявить инфракрасная камера. Неисправная электрическая схема отличается от нормально функционирующей по температурному профилю, что помогает определить качество ее изготовления. Проблемы измерения

По мере миниатюризации электронных компонентов термография становится все более выгодным методом, позволяющим сократить затраты на тестирование. Разрешение современных ИК-камер в 16 раз больше (см. рис. 2), чем 10 лет назад практически при той же цене. По мере сокращения стоимости тепловизионные инфракрасные камеры станут стандартным инструментом для измерения теплового излучения на испытательном стенде наряду с мультиметрами, осциллографами и вольтамперными анализаторами. Следует учитывать и дальнейшее совершенствование технологий (см. рис. 3). Тепловидение по-прежнему имеет в се в оз м о ж н о с т и со в е р ш е н с т в о ваться в тестировании электронных устройств. Одна из проблем тепловидения состоит в учете поправки

на излучательную способность поверхности. Многие элек тронные платы оснащены компонентами с разной излучательной способностью; некоторые из них – блестящие и, следовательно, имеют низкую излучательную способность. Измерять их абсолютную температуру сложнее. К числу компенсирующих мер относятся такие технологии как покрытие с высокой излучательной способностью, вычитание изображений и составление карты излучательной способности. При использовании метода вычитания изображений програм мное обеспечение системы инфракрасной дефектоскопии делает снимок устройства до подачи на него питания, чтобы определить тепловое излучение при исходной температуре. Это исходное изображение вычитается из последующих тепловизионных изображений, сделанных после включения устройства, оставляя только фак тические изменения температ уры, которые связаны с нагревом устройства. Вычитание изображений позволяет удалить все видимые горячие участки, появившиеся в результате статического отображения температ уры ус тройс тв с низ ко й о т р а ж ате льн о й сп о со б ностью, и увидеть действительные перегретые участки, возникшие из-за разогрева устройства. Борьба с контрафактной продукцией

Термография может применяться и для выявления контрафактных изделий, увеличение объема которых стало еще одной проблемой в производстве военной техники. Поддельные копии устройств, изготовленные из более дешевых материалов, могут отличаться по «тепловому отпечатку» от оригина-

электронные компоненты №2 2016

И с п ы та н и е и т е с т и р о в а н и е

По мере сокращения размеров устройств растут проблемы, связанные с увеличением выделяемого тепла. Например, размеры отдельных элементов небольшого устройства составляют всего несколько сотых микрона. На такие элементы даже нельзя установить термопару д ля измерения выделяемого тепла. В качестве решения можно использовать термометр сопротивления, который по размерам схож с термопарой, но немного меньше ее. Однако даже такой чувствительный элемент датчика может исказить результаты измерения температуры, поскольку он станет выполнять функцию теплоотвода. В таких с лучаях требуется бесконтактный способ измерения температуры, например инфракрасное тепловидение. Тепловизионные камеры нашли широкое применение среди конструкторов и изготовителей электроники также для выявления горячих участков при анализе неисправностей. В этом случае измерение абсолютной температуры не так важно, как определение небольших разогретых участков, приводящих к малейшим перепадам температуры. Эти участки могут стать причиной возникновения неисправностей или неполадок устройства. Достаточно эффективный метод пас-

Рис. 3. Детализованное тепловизионное изображение части кристалла

лов, даже если внешне они выглядят одинаково. Такие элек тронные компоненты широко предлагаются в интернете по привлекательным ценам. По данным Счетной Палаты США, ни один из недавно проверенных поставщиков не пред ложил иск лючительно законный товар. Разослав запросы на поставку, Счетная Палата получила ответ от 396 поставщиков, 334 из которых наход ятс я в Китае, 25 в США , а остальные 37 – в других странах, включая Великобританию и Японию. Счетная Палата США выбрала предложени я с сам ой низкой ценой – от 16 поставщиков из Китая. Сокращение времени тестирования

Рис. 4. Тепловизионная камера FLIR T650

Еще одно преимущес тво тепло видения заключается в том, что оно позволяет увидеть полную тепловую карту платы со значениями температуры для каждого пиксела. При этом нет необходимос ти беспокоитьс я о том, что термопары или термометры сопротивления установлены в непра-

вильном месте и их показания ошибочны. Тепловизионные изображения точно определяют местонахождение перегретых участков на плате. Тепловидение можно применять на многих этапах исследований и разработки продукции, а не только для съемки изображений плат.

И с п ы та н и е и т е с т и р о в а н и е

Самая активная работа по методу инфракрасного тепловидения начинается при тестировании и выявлении проблем, которые прежде вовсе нельзя было обнаружить или сложно было выявить сразу. Производители могут быстро оправдать затраченные средства, получив точные изображения недостатков устройства (см. рис. 4), что сокращает продолжительность испытаний и время вывода продукции на рынок.

www.elcomdesign.ru

Особенности проектирования линий передачи на печатных платах Сергей Владимиров, фрилансер

Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат

В этой статье рассматриваются основные типы линий передачи и их области применения, а также некоторые практические вопросы, связанные с расчетом характеристик проводников в линиях передачи на печатных платах.

Л и н и и п е р е д ач и р а з л и ч а ю т с я по своей структуре и рабочим характеристикам, что затрудняет процесс их изготовления при использовании компонентов активных и пассивных цепей. По этим линиям передается электромагнитная энергия в отдельные схемы и системы. Линии передачи, будь то микрополосковые структуры в виде плоских антенн для беспроводных мобильных устройств или большие волноводы высокомощных радаров, служат для передачи высокочастотных сигналов с использованием диэлектрических подложек или без них. Линии передачи, созданные на основе материалов д ля печатных плат и подложек для полупроводников, обладают характеристическим импедансом, который, как правило, составляет 50 Ом. Характеристики линий передачи описываются с помощью модели с сосредоточенными параметрами – сопротивлением (R), емкостью (C), индуктивностью (L) и крутизной (G). Материалы подложек играют большую роль в определении характеристического импеданса каждой конкретной линии. Такие параметры материалов как диэлектрическая проницаемость, диэлектрические потери и даже шероховатость поверхности медных проводников непосредственно влияют на рабочие характеристики цепей, изготовленных из этих материалов. Микрополосковые линии

Микрополосковая линия – один из трех наиболее распространенных типов линий передачи благодаря высокой эффективности и относительно простому способу изготовления. Эта линия состоит из верхнего проводящего слоя и нижней заземляющей плоскости, между которыми имеется диэлектрик (см. рис. 1). Спрос на микрополосковые линии растет за счет роста числа и объема

www.elcomdesign.ru

беспроводных приложений – прямоугольные микрополосковые антенны, например, находят применение в портативных беспроводных устройствах. Такие антенны с невысоким профилем достаточно просты в изготовлении. Рабочие характеристики микрополосковых антенн, как правило, существенно улучшаются при использовании толстых подложек с малой диэлектрической проницаемостью, т. к. эти материалы обеспечивают требуемую диаграмму направленности антенны при высокой эффективности и широкой полосе пропускания. Применение более тонких подложек с более высокой диэлектрической проницаемостью приводит к сужению полосы пропускания и меньшей эффективности. Однако использование материалов с достаточно большой диэлектрической проницаемостью позволяет уменьшить размеры схемы при заданном характеристическом импедансе.

Полосковые линии передачи

Полосковые линии передачи тоже широко применяются в ВЧ/СВЧ-прило жениях. В отличие от микрополосковых линий, где электромагнитные волны проходят по диэлектрику и частично распространяются по незанятому пространству, проводник в полосковой линии окружен со всех сторон диэлектриком (см. рис. 2). К одному из типов стандартных полосковых линий относятся смещенные линии (см. рис. 3), у которых центр проводника находится ближе к одной из дву х зазем ляющих плоскос тей. К другому типу относится подвешенная полосковая линия, у которой нанесенный на диэлектрик проводящий слой находится в верхнем воздушном слое, а заземляющие плоскости окружают верхний и нижний воздушные слои (см. рис. 4). В этом случае роль диэлектрика также играет воздушная прослойка. Этот тип линий, вероятно, является

Рис. 1. Микрополосковая линия состоит из верхнего проводящего слоя и нижней заземляющей плоскости с диэлектриком между ними

Рис. 2. Полосковая линия образована проводником и диэлектриком, который окружает его со всех сторон

самым распространенным, но изготовление и сборка схем с использованием полосковых линий данного типа может оказаться сложной и обойтись дороже по сравнению с производством полосковых линий других типов. Благодаря такой конструкции полосковой линии обеспечивается более широкая полоса пропускания, улучшается диаграмма направленности антенны, и снижаются потери в цепях. Полосковую линию еще одного типа образуют два проводника разной ширины, один из которых находится на поверхности другого. Их окружают слои диэлектрика, которые, в свою очередь, окружены заземляющими плоскостями (см. рис. 5). Полосковые линии этого типа можно рассматривать как две микрополосковые цепи с проводниками неравной толщины. Полосковые линии этих трех типов достаточно сложно изготовить. Поскольку их компоненты расположены между заземляющими плоскостями или другими структурами, например между сквозными отверстиями с металлизацией, необходимо обеспечить электрические соединения с этими отдельными элементами и микросхемами, установленными на микрополосковые линии путем поверхностного монтажа. Другие типы линий передачи

ных диэлектриком. Между проводниками имеется щелевое пространство. Эти линии, генерирующие кольцевые электромагнитные поля, часто применяются в системах с циркуляторами и изоляторами. Однако линии этого типа сложны в изготовлении и имеют высокую стоимость. Интегрированные в подложку волноводы прямоугольной формы, скорее всего, найдут большой спрос в системах, работающих на частоте выше 100 ГГц. Практические вопросы создания печатных проводников

При разводке печатных плат (ПП) используются 50‑Ом проводники для передачи цифровых сигналов. Однако целесообразно делать это не во всех

Рис. 3. Конструкция смещенной полосковой линии Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат

К дру гому тип у линий пер е д а чи, которые традиционно изготавливаютс я на печатных платах д ля ВЧ/СВЧ-приложений, относятся копланарные волноводы, щелевые линии, волноводно-щелевые линии и волноводы, интегрированные в подложку. В копланарном волноводе проводник и заземляющие плоскости по обе его стороны находятся поверх диэлектрика (см. рис. 6). Теоретически, электромагнитное поле распространяется по проводнику и диэлектрику с минимальными потерями. Копланарный волновод можно изготовить как заземленную конструкцию с дополнительной заземляющей плоскостью на нижней стороне подложки. Копланарные волноводы широко применяются в ВЧ-приложениях благодаря тому, что дискретные элементы схемы и активные устройства можно установить поверх цепи, как в случае с микрополосковой линией. Цепи копланарного волновода поддерживают работу на частоте миллиметровых волн при малых потерях. Несколько цепей копланарных волноводов можно беспрепятственно соединить с заземляющей плоскостью. Рассе яние теп ла, вы де л яе м ого копланарными волноводами, зависит от толщины и характеристик материала

печатной платы. Эффективная диэлектрическая проницаемость подложки копланарного волновода рассчитывается как среднее значение диэлектрического материала и воздуха, поскольку, как и в случае с микрополосковой линией, одна половина линий электрического поля находится в свободном пространстве, а другая – в диэлектрике. В щелевой линии между двумя проводниками имеется щель, находящаяся на поверхности диэлектрической подложки. Как и в случае с микрополосковыми линиями и копланарными волноводами, на открытые линии передачи легко устанавливаются активные и пассивные компоненты. Волноводно-щелевая линия (см. рис. 7) состоит из двух проводников и заземляющих плоскостей, окружен-

Рис. 4. Конструкция подвешенной полосковой линии

Рис. 5. Конструкция полосковой линии с двойным проводником

электронные компоненты №2 2016

Определение характеристик проводников и линий передачи

Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат

Рис. 6. В копланарном волноводе проводник и заземляющие плоскости по обе его стороны находятся поверх диэлектрика

случаях. Следует исходить из общего баланса стоимости, рабочих характеристик и технологичности изделия. В других случаях первоочередное внимание уделяется величине контролируемого импеданса линий передачи печатной платы и другим импедансам. Посмотрим, как ширина проводников на многослойной плате влияет на их стоимость и импеданс. На рисунке 8 показаны трассировочные каналы одинаковой ширины на сигнальном слое: 100‑Ом дифференциальная пара, 50‑и 60‑Ом несимметричные линии. 100‑Ом дифференциальная пара, как правило, определяется до расчета однопроводных линий. Она находится в трассировочном канале (между сквозными отверстиями) и не должна содержать неоднородностей, влияние которых особенно проявляется при передаче цифровых сигналов на высокой скорости. После расчета ширины проводников 100‑Ом дифференциальной пары и расстояния между ними определяется ширина проводников 50 ‑и 60 ‑ Ом однопроводных линий того же слоя. Если изменить только ширину однопроводных линий, импеданс проводников с танет разным. В результате трассировки получаем следующие результаты: -- сверху: одна 100‑Ом дифференциальная пара с проводником шириной 4 мил; зазор: 5,5 мил;

Рис. 7. Конструкция волноводно-щелевой линии

www.elcomdesign.ru

-- посередине: два 60‑Ом проводника шириной 4 мил; зазор: 4 мил; -- снизу: один 50 ‑ Ом проводник шириной 6,5 мил; зазор: 7,4 мил. Примечание. В этом примере пред полагается, что минимальная ширина проводника и расстояние между ними составляет 4 мил. В рассматриваемом случае разработчику следует принять решение о том, какие проводники использовать – для 50‑Ом требуется больше места на печатной плате и, возможно, больше слоев, чем 60‑Ом проводникам. Использование исходных проектов

В качестве отправных точек для разработки схем и топологий печатных плат часто применяются исходные проекты и рекомендации, представленные в документации от производителей ИС. Изложенные в этих документах методы проектирования высокоскоростных цифровых схем соединений уже неоднократно использовались для создания конечных изделий. Например, решение использовать интерфейс памяти без согласованной нагрузки принимается исходя из широкого рабочего диапазона памяти, указанного в исходной схеме. Однако с целью экономии средств разработчик может выбрать другие устройства с отличающимися характеристиками буфера ввода/вывода данных из тех, что представлены в исходном проекте. Далее придется решить вопрос, оставить ли в новом проекте несогласованный интерфейс памяти. Исходные проекты – неотъемлемая часть проектирования печатных плат. Однако следует хорошо понимать принципы и ограничения предлагаемых методов – только в этом случае принятое решение станет оптимальным.

При определении характеристик проводников для передачи цифровых сигналов по печатной плате необходимо учитывать следующие факторы: -- время нарастания (tR)/спада фронтов цифрового источника сигнала и возможность управления ими; -- выходной импеданс (ZO), параметры токовых драйверов и других буферов; -- в р е м я п р охож д е н и я си г н а л а по печатной плате (tPCB); -- в н у т р е н н ю ю с о г л а с о в а н н у ю нагрузку источника сигнала и приемника; -- внешнюю согласованную нагрузку источника сигнала и приемника. На рисунке 9 представлены типы проводников на печатной плате, обесп еч и в аю щ и х со е д и н е н и е м е ж д у источником цифрового сигнала и приемником. В таблице 1 перечислены возможные типы проводников печатной платы, служащих для этого соединения. Электрически длинные проводники (tPCB ≥ 0,2tR) служат в качестве линии передачи на печатной плате (PCB TL). Электрически короткие проводники (t PCB < 0, 2 tR ) раб отают как LC- цепь с сосредоточенными параметрами. Параметры печатных проводников с контролируемым импедансом указываются в файле проек тирования печатной платы, чтобы импеданс ее

Рис. 8. Трассировочные каналы одинаковой ширины на сигнальном слое: 100-Ом дифференциальная пара, 50- и 60-Ом однопроводные линии

Таблица 1. Типы проводников печатной платы Время прохождения/время нарастания (tPCB/tR)

Категория проводников Несогласованная линия передачи Линия передачи, согласованная на дальнем конце (параллельно) Линия передачи, согласованная у источника (последовательно)

≥ 0,2

Согласованная нагрузка источник сигнала

приемник

нет

да

нет

Согласованная линия передачи

да

Проводник несогласованной линии передачи

нет

да

нет

да

Проводник линии передачи с согласованием на дальнем конце Проводник линии передачи с согласованием у источника

< 0,2

Проводник линии передачи, согласованной с двух концов

распределенная (ZC, отражение, время прохождения)

с сосредоточенными параметрами (RLC, звон, затухание)

Таблица 2. Значения импеданса линии передачи для согласования нагрузки Коэффициент отражения @ источник сигнала

Коэффициент отражения @ приемник

См. примечание**

(ZO – ZPCB-TL)/(ZO + ZPCB-TL)

≈ 1***

(ZO – ZPCB-TL)/(ZO + ZPCB-TL)

Линия передачи

Импеданс проводника ZPCB-TL*

Несогласованная Согласованная на дальнем конце Согласованная у источника

ZO + RS

≈ 1***

С согласованным импедансом для несимметричного канала

ZO + RS = RT

С согласованным импедансом для симметричного канала

ZO = RT

* ZO – выходной импеданс источника сигнала; RT – оконечное согласующее сопротивление; RS – согласующее сопротивление у источника. ** По возможности, ZPCB устанавливается равным нулю, чтобы избежать отражения от источника сигнала к приемнику. *** Предполагается, что у входа – высокий импеданс. шений достаточно велики, во многих цифровых интерфейсах применяются несогласованные линии передачи. Поведение печатных проводников зависит не только от их длины, но и от характеристик ввода/вывода источника цифровых сигналов и приемника, а также от используемой нагрузки. Ширина печатного проводника определяет его импеданс и пропускную способность канала: для канала с невысокой пропускной способностью требуется

большее число слоев печатной платы. У разработчиков должен быть выбор между несколькими значениями импеданса линии передачи ПП, чтобы не всегда использовать только линии с 50‑Ом проводниками. Литература 1. Howard Johnson, Martin Graham. High Speed Digital Design: A Handbook of Black Magic. 2. Pi Zhang. Taking a Closer Look at PCB Traces//www.edn.com.

Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат

проводников был в дозволенном диапазоне. Изготовитель печатных плат может измерить фактический импеданс проводников и представить отчет по требованию заказчика. Время прохож дения сигнала по печатной плате tPCB – единственный параметр, связанный с ее топологией, среди тех параметров, которые определяют, является проводник линией передачи или нет. В таблице 2 показано, как рассчитывается импеданс линии передачи для согласования нагрузки (см. рис. 9). Линии п ер е д ачи ПП с со гласо ванным импедансом обеспечивают целостность сигнала благодаря тому, что исключают его отражения между источником и приемником. Однако согласующие резисторы, установленные на печатных платах, увеличивает стоимость приложения и энергопотребление, если используется оконечная нагрузка. Оконечная нагрузка применяется в многоканальных линиях, а согласование у ис точника – при использовании однонаправленных сигналов, например синхросигналов. Если диапазоны значений логического напряжения и временных соотно-

Электрическая модель

Рис. 9. Типы проводников на печатной плате, обеспечивающих соединение между источником цифрового сигнала с приемником

электронные компоненты №2 2016

Особенности построения ГНСС-модулей для коммерческого использования Вадим Польщиков, начальник отделения разработки НАП, АО «НИИМА ПРОГРЕСС»

Беспроводные технологии

В статье рассматриваются особенности архитектуры и реализации набора микросхем (чипсета) для построения навигационного модуля ГЛОНАСС/GPS/SBAS, предназначенного для коммерческого использования.

В последние пять–семь лет в России наблюдается быстрый рост телематических сервисов и технологий в различных областях применения, начиная с персональных и заканчивая корпоративными. Ключевым компонентом конечного телематического оборудования наряду со связным модулем является модуль ГНСС (глобальные навигационные спутниковые системы), предназначенный для получения в реальном времени данных о местоположении, скоро сти объекта и времени. К настоящему момент у полностью разверну тыми являются две спутниковые системы – ГЛОНАСС и GPS. На подходе – европейская ГАЛИЛЕО и китайская Бэйдоу. В связи с повышенной конкуренцией на рынке телематических сервисов актуальным становится вопрос о снижении себестоимости конечного оборудования и, как следствие, одного из его основных элементов – модуля ГНСС.

У разработчиков конечного телематического оборудования де-факто имеется определенный набор требований к тактико-техническим характеристикам (ТТХ) навигационных модулей (см. табл. 1). Следует заметить, что приведенные в таблице 1 требования не являются неизменными. Каждое новое поколение модулей использует СБИС с меньшими топологическими нормами, в результате чего характеристики модулей выходят на качественно новый уровень. При этом размеры СБИС, их потребляемая мощность, а также себестоимость имеют тенденцию к существенному уменьшению. Средний срок жизни каждого поколения можно оценить в три–пять лет. Ключевым элементом модуля является ГНСС-чипсет, который представляет собой набор, как правило, двух или трех микросхем (СБИС) следующего функционального назначения:

Рис. 1. Упрощенная структурная схема ГНСС модуля «Геос»

www.elcomdesign.ru

Таблица 1. Набор требований к ТТХ навигационных модулей Параметр

Значение

Время до первых координат, с: –– холодный старт –– теплый старт –– горячий старт –– повторный захват

28 25 2 1

Погрешность определения координат, автономный режим, 95%, м, не более: –– плановые координаты –– высота

5–6 7–10

Чувствительность по обнаружению, дБ мВт, не хуже

–144

Чувствительность по слежению, дБ мВт, не хуже

–160

Потребляемая мощность, мВт

< 100

-- высокочастотный преобразователь; -- навигационный процессор; -- флэш-память.

Рис. 2. Структурная схема СБИС высокочастотного преобразователя «Геос»

Беспроводные технологии

Рис. 3. Частотный план (опорная частота 16,369 МГц)

электронные компоненты №2 2016

Таблица 2. Основные характеристики СБИС-преобразователя Параметр Диапазон частот (L1), МГц

Значение 1575, 42±2 (GPS) 1598–1606 (ГЛОНАСС)

Эквивалентный коэффициент шума, дБ

Беспроводные технологии

Диапазон регулировки усиления, дБ

2,5 не менее 50

Диапазон опорных частот, МГц

13-20

Макс. ток, выдаваемый в антенну, мА

Напряжение питания, аналоговое/цифровое, В

1,8/1,8

Разрядность АЦП, бит

2,5

Ток потребления, мА

Размер кристалла, мм

1,5×1,2

Работу чипсета в составе модуля обеспечивает ряд вспомогательных компонентов: -- опорный кварцевый генератор; -- дополнительный кварцевый резонатор на 32 кГц; -- ПАВ‑фильтры; -- пассивные компоненты. Себестоимость чипсета составляет основную долю в себестоимости навигационного модуля. Факторами, напрямую влияющими на уровень себестоимости чипсета, а также обеспечение целевых ТТХ, являются его архитектура, функциональный состав, используемые микроэлектронные технологии. Рассмотрим основные особенности архитектуры ГНСС-модулей на приме-

Рис. 4. Упрощенная структура ESD защиты

ре чипсетов двух поколений: используемого в модуле «Геос» и СБИС СНП-М, разработанной в рамках ОКР «Дюйм». На рисунке 1 приведена структурная схема модуля «Геос». СБИС высокочастотного преобразователя разработана по технологии КМОП 130 нм. Ее основные функции – усиление принятых антенной сигналов, перенос их спектров на низкую промежуточную частоту (ПЧ), фильтрация полезной части спектра, аналого-цифровое преобразование сигналов промежуточной частоты. Кроме того, в СБИС осуществляется формирование сигнала тактовой частоты для навигационного процессора. Управление СБИС производится навигационным процессором по последовательному интерфейсу SPI. Сигналы ПЧ GPS представлены в действительной форме, ГЛОНАСС – в комплексной.

Рис. 5. Структурная схема СБИС навигационного процессора «Геос»

www.elcomdesign.ru

Структурная схема СБИС приведена на рисунке 2. Сигналы с антенны пост упают на вход малошум ящего усилителя (МШУ). Коэффициент усиления МШУ составляет 14–16 дБ (тип.), коэффициент шума – около 2 дБ. Ток потребления, а, следовательно, и коэффициент усиления, программируется в диапазоне от 0 (выключен) до 4 мА, что позволяет оптимизировать ток потребления в зависимости от типа используемой антенны. После усиления в МШУ групповой спектр ГЛОНАСС + GPS фильтруется во входном ПАВ‑фильтре. ПАВ‑фильтр и м е е т д и ф ф ер е нц иа льный в ы ход с импедансом 100 Ом для подключения к первому смесителю. В тракте GPS первый смеситель реализован в комплексном виде, в тракте ГЛОНАСС – в действительном. Сигнал гетеродина

-- антенный монитор, который служит для формирования напряжения питания антенны, измерения ее тока потребления и защиты от короткого замыкания; -- управляемый ключ питания опорного кварцевого генератора, который обеспечивает выключение TCXO при реализации режимов энергосбережения; -- температурный сенсор (на рисунке 2 не показан); -- источник опорного напряжения (band-gap, на рисунке 2 не показан). Управление СБИС производится по интерфейсу SPI. Управление включает: -- программирование тока МШУ; -- настройку частотного синтезатора ФАПЧ; -- компенсацию смещения нуля АЦП ГЛОНАСС (через служебный ЦАП); -- регулировку усиления сигнальных трак тов д ля организации контура АРУ. Дополнительно через SPI производится чтение следующих данных: управляющее напряжение в петле ФАПЧ, код измеренного значения температуры, код измеренного тока потребления антенны. Важным аспектом надежности СБИС является уровень защиты от электростатических разрядов (ESD). Поскольку уровень собственной защиты СБИС невысок (самое чувствительное место – вход МШУ, уровень менее ±1000 В Human Body Model), то для обеспечения ее на требуемом уровне (не менее ±2000 В) совместно с цепями согласования применяется специализированный высокочастотный защитный диод (см. рис. 4). В таблице 2 перечислены основные характеристики СБИС-преобразователя. В навигационном процессоре осущес тв ляетс я основная обработка принимаемых сигналов и получение

навигационных определений. Процессор выполнен в виде СБИС СнК (система-на-кристалле) по технологии КМОП 130 нм. Структурная схема СБИС приведена на рисунке 5. Желтым цветом на этом рисунке выделены блоки, которые находятся в батарейной зоне питания. В состав СБИС входят: -- процессорное ядро ARM7 TDMI, рабочая частота (макс.): 50 МГц; -- ОЗУ без тактов ожидания объемом 2,5 Мбит; -- ПЗУ загрузчика и ПЗУ данных; -- корреляционное ядро; -- формирователь местной шкалы времени и секундной метки времени; -- системная периферия, обеспечивающая работу процессорной подсистемы: тактовый генератор, формирователь сигналов обнуления, контроллер прерываний, блок управления режимами энергосбережения, часы реального времени (RTC); -- набор интерфейсов: параллельный асинхронный 16‑разрядный для подключения внешней памяти, блок SPI для обмена с внешней флэш-памятью, двухканальный UART, 4‑канальный SPI-мастер, I2Cмастер, 16‑портовый GPIO. Основу корре ляционного ядра составляют 32 универсальных канала слежения и система быстрого поиска (поисковая машина, ПМ). Наличие системы быстрого поиска является необходимым для достижения заявленных ТТХ по чувствительности по обнаружению и времени до первых координат. Поисковая машина обеспечивает параллельную корреляцию входных ГЛОНАСС/GPS дальномерных кодов (ПСП) в полном диапазоне задержек на четырех частотных позициях одновременно. ПМ представляет собой

Беспроводные технологии

формируется в частотном синтезаторе на основе петли ФАПЧ. ГУН работает на частоте в два раза выше (~3142 МГц) частоты первого гетеродина (~1571 МГц). Опорная частота 16,369 МГц задается внешним кварцевым термо-компенсированным генератором TCXO (описанный ниже частотный план приведен для этой частоты TCXO). Для GPS спектр переносится на ПЧ за одно преобразование. Поскольку частота гетеродина расположена близко к центральной частоте входного сигнала (ПЧ около 4 МГц), то избирательность по зеркальному каналу обеспечивается использованием полифазного поло сно - пр опускающего фильтра (ПППФ). Уровень ослабления зеркального канала в фильтре – около 25 дБ. После ПППФ спектр дополнительно фильтруется полосовым фильтром с полосой около 4 МГц. Для ГЛОНАСС спектр переносится на ПЧ за два преобразования. Поскольку первая ПЧ составляет примерно 30 МГц, избирательность по зеркальному каналу при первом преобразовании обеспечивается входным ПАВ‑фильтром. Выделение полезной части спектра первой ПЧ осуществляется во встроенном полосовом фильтре (transconductance amplifier and capacitors, GmC). GmC-фильтр – пятого порядка с полосой 8 МГц. Второе преобразование частоты производится в комплексной форме. I‑ и Q‑компоненты после второго смесителя дополнительно фильтруются ФНФ с полосой 5 МГц. На рисунке 3 приведены частотные преобразования спектров от входа СБИС до выхода. Каждый сигнальный тракт оканчивается аналого-цифровым преобразователем. Разрядность АЦП – 2,5 бита. Цифровые отсчеты принимают четыре значения: +1, +3, –1, –3. СБИС имеет в своем составе следующий ряд вспомогательных блоков:

Рис. 6. Структура блока быстрого поиска «Геос»

электронные компоненты №2 2016

Таблица 3. Основные характеристики аналоговой части СБИС СНП-М Параметр Диапазон частот (L1), МГц

Беспроводные технологии

Рис. 7. Организация питания в навигационном процессоре

согласованный фильтр на полную длину ПСП обрабатываемых сигналов. Шаг поиска по задержке составляет пол-чипа дальномерного кода, так что для GPS диапазон поиска по задержке – 2046 позиций, для ГЛОНАСС – 1022 позиции. Таким образом, общее количество частотно-временных позиций поиска превышает 8000. Учитывая, что длина дальномерного кода ГЛОНАСС в два раза меньше, чем GPS, в целях эффективного использования ресурсов ПМ в режиме ГЛОНАСС свертка производится еще на двух дополнительных частотных позициях. Таким образом, для ГЛОНАСС ПМ одновременно анализирует восемь частотных позиций. Рассмотрим структуру ПМ (см. рис. 6) и ее работу. Преобразование входных отсчетов, следующих с частотой дискретизации 16,369 МГц, на нулевую частоту производится в два этапа. На предварительном этапе обработки входные отсчеты комплексно перемножаются на отсчеты первой опорной несущей (Fn). Полученные отсчеты передискретизируются со значительно меньшей тактовой частотой – удвоенной частотой следования символов дальномерной кодовой последовательности. В результате этой операции спектр входных отсчетов переносится на первую (ненулевую) промежуточную частоту. Выходные I/Q‑отсчеты поступают в регистр сдвига на 2046 бит. Тактируется регистр сигналом удвоенной символьной частоты, что обеспечивает шаг анализа по задержке в пол-чипа. Основная обработка отсчетов с переносом спектра на нулевую частоту производится на следующем этапе – полной комплексной свертки. На нем опорные отсчеты представлены набором символов дальномерной ПСП (2046 бита для GPS и 1022 бита – для ГЛОНАСС), перемноженными на однобитовые отсчеты второй опорной несущей частоты. Отсчеты второй несущей частоты представлены четырьмя значениями (Fm, Fm+∆F, Fm+2∆F, Fm+3∆F), отличающимися друг от друга на заданный шаг поиска по частоте ∆F. В результате операции

www.elcomdesign.ru

комплексной свертки за интервал 1 мс (период дальномерных кодов) получается массив I/Q‑отсчетов в полном диапазоне задержек. Перед занесением массива отсчетов в память (ОЗУ) осуществляется дополнительное когерентное суммирование отсчетов на нескольких периодах дальномерного кода. Время накопления программируется и принимает значения Tког = 1, 2, 5, 10 мс. Более длительные времена накопления используются при поиске слабых сигналов. Предпоследним этапом обработки является вычисление амплитуды (A = √ (I2 + Q2)), их некогерентное накопление и занесение отсчетов в память для хранения. Интервал некогерентного накопления программируется. Для сокращения логических ресурсов ПМ (и, как следствие, уменьшения занимаемой площади и потребляемой мощности) на всех этапах перемножения и накопления производится

Значение 1575, 42±2 (GPS) 1598–1606 (ГЛОНАСС)

Коэффициент шума, дБ

3,0

Диапазон регулировки усиления, дБ

не менее 55

Диапазон опорных частот, МГц

13–33

Максимальный ток, выдаваемый в антенну, мА

Напряжение питания, аналоговое/цифровое, В

1,8/1,8

Разрядность АЦП, бит

Ток потребления, мА

сокращение разрядности (децимация). Децимация приводит к некоторым энергетическим потерям ( д ля ПМ «Геос» – в пределах 2,0 дБ), что является неизбежной платой за оптимизацию ресурсов. Задача выбора допустимого компромиссного варианта децимации решается математическим моделированием на предварительном этапе проектирования СБИС. Ф и н а л ьн ы м э т а п о м о б р а б о т к и в ПМ является отбор 16 ‑ти максимальных значений из всего массива из 8000 амплитудных отсчетов и их ранжирование с занесением в буферную память. В результате этой операции в буферной памяти хранится 16 амплитудных отсчетов и их частотно-врем е н н ы е о ц е н к и (н о м е р п оз и ц и и по задержке, номер частотной позиции).

Таблица 4. Сравнение ключевых особенностей навигационных процессоров «Геос» и СНП-М Параметр

«Геос»

СНП-М

Процессорная подсистема Процессорное ядро (макс. тактовая частота, МГц)

ARM7TDMI (50)

CORTEX-M3 (123)

ОЗУ, Мбит

2,5

Векторный контроллер прерываний

–

Интерфейсы UART

I2C

I2C master

I2C master, I2C slave

SPI

4-канальный

Интерфейс Flash

SPI

Quad SPI

АЦП

–

8-канальный

Корреляционное ядро Каналы слежения Сигналы (L1) Встроенный декодер Витерби (SBAS, GALILEO) Количество частотно-временных позиций поиска в ПМ

GPS C/A, ГЛОНАСС СТ, SBAS

GPS C/A, ГЛОНАСС СТ, GALILEO E1B/C, SBAS

– ~8000

~64000

LDO

PoR (Power-on-Reset)

Подсистема питания

Дальнейшая программная обработка включает в себя принятие решения о наличии сигнала (обнаружение) и уточнение частотно-временных оценок обнаруженного сигнала. Полученные на основе выходных данных ПМ грубые оценки частоты и задержки используются как предустановки в каналах слежения. В комбинации с программным обеспечением приемника каналы используются для ус тановления и дальнейшего поддержания синхронизации (слежения) по задержке, частоте и фазе обрабатываемых сигналов. Рассмотрим схему питания чипсета «Геос». Напряжение питания СБИС преобразователя – 1,8 В. СБИС навигационного процессора имеет два напряжения питания: основное 1,8 В и портов ввода–вывода: 1,8–3,6 В. Рассмотрим подробнее организацию питания навигационного процессора (см. рис. 7). СБИС имеет в своем составе два встроенных линейных LDO-стабилизатора: основной и резервный. Основной LDO обеспечивает ф ор м ир ов ани е напр я жени я я д р а 1,2 В из входного напряжения питания 1,8 В при максимальном токе нагрузки 150 мА. Батарейный LDO формирует напряжение 1,2 В из входного нестабилизированного напряжения резервной

батареи. Его особенностью является крайне малый (~1 мкА) собственный ток потребления (quiescent current) при максимальном токе нагрузки 3 мА. Для организации теплого и горячего старта навигационного приемника в СБИС выделена батарейная зона (домен), которая получает питание (от резервного источника), даже если основное питание модуля выключено. В этом домене находятся RTC и резервная память. RTC осуществляет отсчет времени от встроенного малопотребляющего кварцевого осциллятора, работающего на частоте 32,768 кГц. В резервной памяти хранится ряд важных данных, позволяющих реализовать теплый/горячий старт с заданными временными характеристиками. Для питания батарейной зоны применяется детектор питания с управляемым к лючом. Блок анализирует наличие и величину основного напряжения питания и при его падении ниже определенного порога переводит ключ на резервный источник (батарейный LDO), что обеспечивает бесперебойное питание элементов батарейной зоны. В заключение по чипсету «Геос» следует заметить, что выбранные архитектурные решения обеспечивают малую мощность потребления (80/110 мВт в слежении/поиске) приемника при

достижении ТТХ на уровне или незначительно хуже приведенных в таблице 1. СБИ С СН П - М р а з р а б а т ы в а л а с ь по технологии КМОП 55 нм с использованием архитектурных решений, чипсета «Геос». В аналоговой части (ВЧ-преобразователь) был улучшен ряд параметров. В цифровой части (навигационный процессор) реализован ряд значительных улучшений: -- добавлены новые интерфейсные блоки; -- более чем в 2,5 раза увеличена производительность процессорной подсистемы; -- повышена производительность и расширены возможности корреляционного ядра по обработке новых сигналов. Площадь цифровой час ти была сокращена на 25%, а потребление – на 20%. В таблице 4 сравниваются ключевые особенности навигационных процессоров Геос и СНП-М. В результате применения технологии 55 нм размер СБИС СНП-М, в состав которой также входит SPI-флэш объемом 8 Мбит, был уменьшен до 8×8 мм, что позволит создать ГНСС-модуль с размерами 12×12 мм (ориентировочно) и ТТХ, соответствующими современным требованиям.

Беспроводные технологии

электронные компоненты №2 2016

Устройство и принцип действия радаров для военных и авиакосмических приложений Стив Таранович (Steve Taranovich), Analog Devices

В статье очень подробно, начиная с истории создания, описаны струк‑ турные и функциональные схемы построения радаров, приведены их характеристики, рекомендованы отдельные схемные решения.

Беспроводные технологии

Из истории создания радара

Р а д а р (r a d a r) – а б б р е в и а т у р а от английского термина Radio Detection and Ranging. Это устройство предназначено для обнаружения воздушных, морских и наземных объектов, а также для определения их скорости, размеров и расстояния до них. Принцип действия радара основан на излучении радиоволн и регистрации их отражений от объектов [1]. Передатчик радара (радиолокационная станция, РЛС) генерирует СВЧ радиолокационные сигналы, которые излучаются в пространство через антенну с очень узкой диаграммой направленности. Отраженные от цели сигналы принимаются приемником радара и обрабатываются процессором. Зная задержку по времени между излученным и отраженным сигналами, можно вычислить расстояние до цели. Данные о фазовых изменениях излученного и отраженного сигналов, а также положения антенны используются для определения двух других координат – угла азимута и угла места. В 1897 г. русский ученый Александр Попов обнаружил явление отражения радиоволн от корабля. В 1905 г. Кристиан Хюльсмейер (Christian Hulsmeyer) изобрел радар непрерывного действия, работающий на частоте 650 МГц. Этот прибор мог регистрировать корабли в условиях тумана и плохой видимости, но не был способен определить расстояние до них. В 1914 г. Никола Тесла, один из ведущих мировых ученых, сформулировал законченную концепцию обнаружения предметов с помощью отраженного радиосигнала. С тех пор во всех развитых странах стали проводиться интенсивные исследования в этой области. Термин RADAR впервые ввели ВМС США в 1940 г. В июле 1941 г. корпорация US Signal Corp. разработала и построила первую мощную американскую радиолокационную систему наземного бази-

www.elcomdesign.ru

Рис. 1. Американская РЛС SCR-270 [1]

рования, получившую название SCR‑270. Спустя пять месяцев при нападении на Перл-Харбор эта система зарегистрировала приближающийся японский самолет (см. рис. 1). Шотландский физик Роберт ВатсонВатт (Robert Watson-Watt) сконструир о в а л в 1936 г. од н у из п ер в ы х радиолокационных станций (РЛС), предназначенных для обнаружения воздушных объектов. Его РЛС, позволяющие обнаружить самолеты на расстояниях более 60 км, во многом способствовали успешной борьбе английских ВВС с германскими самолетами во время Второй мировой войны. В Германии, которая была лидером в области изучения электромагнитных явлений, в 1937 г. был разработан пульсирующий радар, использующий магнетрон с разрезным анодным и частотой 600 МГц. Это устройство было наилучшим в своей области к началу Второй мировой войны. Аналогичные разработки проводились в Японии и в СССР.

Современные авиационные радары, по сути, являются главным элементом поиска, обнаружения, сопровождения цели, а также дистанционного программирования автопилотов выпущенных ракет. Кроме того, они выполняют функции навигатора – измеряют высоту и скорость движения и позволяют выполнять полет при полном отсутствии видимости. Последние разработки бортовых радиолокационных систем (БРЛС) могут использоваться также в высокоскоростных системах обмена данными между пилотами и командным пунктом. Ведутся разработки по использованию БРЛС в качестве «лучевого оружия», способного поражать электронику противника. Радар с прямым преобразованием и радар на базе супергетеродина

Существует несколько современных схемотехнических решений, использующихс я в нас тоящее врем я д ля

Рис. 2. Структурная схема приемника РЛС на базе супергетеродина (слева) и схема с приемником прямого преобразования (справа) [7]

построения радиолокационных приемо-передатчиков. В этой статье рассматриваются две основные схемы, получившие наибольшее распространение – радар с прямым преобразованием и радар на базе супергетеродина. На рисунке 2 показаны структурные схемы приемника РЛС на базе супергетеродина (слева) и приемника прямого преобразования (справа). В обеих схемах используется понижение частоты и последующее преобразование аналогового сигнала в цифровую форму. Схема прямого преобразования проще, и в ней используется меньше блоков по сравнению со схемой гетеродина.

В схемах с прямым преобразованием, схемах с преобразованием на нулевую частоту и схемах синхронного детектирования используется одинаковая архитектура. Характерная особенность этой архитектуры в том, что в ней не используется промежуточная частота, а усиление и преобразование происходит на основной частоте приема. Далее этот сигнал преобразуется в цифровой и обрабатывается процессором. Радиосигнал РЛС можно представить в I/Q‑форме, которая является суммой двух синусоидальных составляющих с разностью фаз 90°. I (синфазная составляющая) определяется следующим образом: I = I(t)cos(wt) Q (квадратурная составляющая) определяется как: Q = Q(t)sin(wt) Изменяя амплит уды I/Q ‑ сос тав ляющих и суммируя их, можно получить сигнал любого вида модуляции. В част-

Рис. 3. Пример структурной схемы современного трансивера прямого преобразования с нулевой промежуточной частотой

ности, I/Q‑представление является базовым методом, который используется при квадратурной амплитудной модуляции (QAM). При приеме отраженного сигнала любой дисбаланс амплитуды и фазы I/Q может вызвать искажения амплитуды вектора ошибок (EVM), изменить отношение сигнал-шум (SNR) и чувствительность при восстановлении комплексного сигнала. В результате этого возникают недопустимые ошибки при вычислении параметров и скорости регистрируемой цели. Таким образом, для коррекции искажений I/Q‑составляющих в современных РЛС используются специальные методы. Э ф ф ек ты, связ анные с пер еко сом I/Q‑составляющих, особенно необходимо учитывать в системах с прямым понижением. В то же время, архитектура прямого понижения с нулевой промежуточной частотой (zero-IF) имеет ряд своих преимуществ по сравнению с архитектурой цифровой промежуточной частоты (digital-IF architecture).

Современные методы коррекции искажений I/Q‑составляющих позволяют создавать надежные, малогабаритные, экономичные приемники высокочастотных сигналов. Структурная схема современного приемника прямого понижения с нулевой промежуточной частотой (zero-IF) показана на рисунке 3. В приемниках с прямым понижением частота принимаемого сигнала снижается до уровня комплексного немодулированного сигнала. В отличие от архитектуры с прямым понижением, в устройствах на базе гетеродина частота принимаемого сигнала сначала снижается до промежуточной частоты перед обработкой на демодуляторе комплексного сигнала. Пример структурной схемы устройства с архитектурой на базе гетеродина показан на рисунке 4. Преобразование аналогового сигнала в цифровую форму

Первый блок приемника радара – синхродетектор [14], который фиксирует

электронные компоненты №2 2016

Беспроводные технологии

Схема прямого преобразования в приемнике радара

Беспроводные технологии

Рис. 4. Пример структурной схемы современного IQ-трансивера для радара

отраженный сигнал и преобразует его в цифровую I/Q‑форму для обработки с помощью стандартного процессора. Пример упрощенной структурной схемы входного блока приемника радара показан на рисунке 5. Схема позволяет определять фазовые смещения в диапазоне 0–360 °C точностью 1° на частоте 900 МГц. Квадратурный демодулятор AD5380 выделяет синфазную I(t) и квадратурную Q(t) составляющие принимаемого сигнала, которые сдвинуты между собой по фазе на 90°. Понижающее преобразование с помощью четной функцией гетеродина (косинус) позволяет определить I(t), а преобразование нечетной функцией (синус) позволяет найти Q(t). Подобные приемники выпускаются в виде систем-на-кристалле в монолитном исполнении. Например, квадрат урный демод улятор прямого

преобразования AD5380 обеспечивает понижение частоты входных сигналов в диапазоне 0,6–6 ГГц до уровней стандартных АЦП. Эта интегральная схема содержит на одном кристалле все компоненты, необходимые для усиления, преобразования с понижением частоты, фильтрации и демодуляции радиолокационных сигналов. В схеме, приведенной на рисунке 5, сигнал с квадратурного демодулятора поступает на драйвер АЦП ADA4940–2. Этот драйвер имеет крайне малые гармонические искажения (–122 дБ при 50 кГц и –96 дБ при 1 МГц), малый входной шум напряжения (3,9 нВ/√Гц) и очень небольшую потребляемую мощность (6,25 мВт при питании 5 В). Далее сигнал преобразуется цифровую форму с помощью АЦП AD7903. Этот дву хканальный 16 ‑разрядный АЦП с дифференциальным входом имеет быстродействие 1 MSPS и потре-

Рис. 5. Упрощенная структурная схема входного блока приемника радара

www.elcomdesign.ru

бляемую мощность 12,0 мВт. Следует заметить, что в большинстве радаров последнего поколения используется моноимпульсный метод [13], в отличие от старых моделей, принцип действия которых основан на обработке непрерывных или нескольких последовательно принимаемых импульсных сигналов [12, 15]. В современных радарах, в основном, используется амплитудное сравнение сигналов. Реже встречаются модели с фазовым сравнением сигналов. Моноимпульсный радар с амплитудным сравнением принимает отраженный сигнал одновременно по нескольким каналам. При определении одной угловой координаты этим методом используются два идентичных приемных канала и антенна с двумя облучателями, смещенными относительно ее фокуса. В результате, направления максимумов их диаграмм направленности образуют некоторый угол. Процессорный блок сравнивает амплитуды сигналов в нескольких каналах и устанавливает зависимость их амплитуды от направления прихода волн. По отношению амплитуд определяется значение и знак смещения направления на объект относительно равносигнального направления (сигнал ошибки). Этот сигнал управляет устройством автоматического поворота антенны в направлении на объект. Цифровая обработка в приемнике радара

Сигнал с выхода АЦП приемника поступает на понижающий передискретизатор (Digital Downconverter, DDC), с помощью которого формируется комплексный сигнал. На рисунке 6 показана структурная схема перепрограммируемого цифрового блока приемника радара на базе DDC. Этот блок обеспечивает формирование выходного сигнала в формате I/Q, который воспринимается

и принимается к обработке цифровым сигнальным процессором (DSP). Передатчик радара с прямым цифровым синтезатором частоты

Передатчик радара состоит из двух основных блоков – синтезатора частоты и выходного силового каскада. Синтезатор частоты предназначен для выработки частоты излучения радара. В современных радарах, в основном, используется прямой цифровой синтезатор частоты (Direct Digital Synthesis, ЦСЧ), который из опорной частоты вырабатывает на выходе требуемую частоту в соответствии с управляющими сигналами процессора (SDP). Структурная схема DDS на базе интегральных сборок на кристалле AD показана на рисунке 7. Синтезаторы DDS обеспечивают заданные параметры сигнала с очень высокой точностью и стабильностью. Кроме того, в схемах с использованием DDS можно постоянно контролировать и корректировать частоту, амплитуду и фазу сигнала. В с хеме на рис унке 7 применяется полнофункциональный синтезатор прямого цифрового синтеза AD9834 с быстродействием 75 МГц и потребляемой мощностью 20 мВт. Сигнал с DDS поступает на малошумящий (3,5 нВ/√Гц) усилитель AD8014 с полосой 400 МГц и скоростью нарастания

Рис. 6. Структурная схема стандартного понижающего передискретизатора [3]

4000 В/мкс. Выходной каскад блока DDS выполнен на базе эллиптического фильтра низких частот седьмого порядка, который позволяет формировать выходной сигнал по очень узкому заданному коридору АЧХ. Выходной каскад передатчика радара

Низковольтный выходной каскад передатчика, как правило, содержит стандартную схему фазовращателя (Phase Shifter), которая контролирует работу антенны радара [9, 14].

Выработанные синтезатором СВЧимпульсы модулируются по амплитуде, усиливаются в усилителе мощности и излучаются в эфир с помощью антенны. Основное требование к антенне радара – узкая диаграмма направленности и высокая скорость переключения направления излучения. В современных военных и авиакосмических радарах используются различные типы фазированных антенных решеток (ФАР), которые представляют собой матрицу из независимо управляемых отдельных антенн. Эффективное Беспроводные технологии

Рис. 7. Генератор частоты на базе прямого цифрового синтезатора с выходным каскадом на основе эллиптического фильтра низких частот седьмого порядка

электронные компоненты №2 2016

Беспроводные технологии

излучение ФАР усиливается в определенном направлении и подавляется во всех остальных, что позволяет с высокой частотой менять заданную суммарную диаграмму направленности. Одна из серьезных проблем, связанных с ФАР современных радаров, получила название beam squinting (перекос диаграммы направленности) [4, 9]. Этот эффект возникает на больших частотах переключения направления излучения антенны в условиях круговой поляризации. В этом случае направленность луча может изменяться случайным образом в зависимости от частоты переключения, вызывая нежелательные ошибки идентификации цели. Для коррекции эффекта перекоса используются специальные методы, к которым относится, например, True Time-Delay Beamsteering. Этот метод основан на управлении положением диаграммы направленности антенны с действительной временной задержкой [5]. Как правило, в настоящее время используются схемы фазовращателя (Phase Shifter) с действительной временной задержкой. Если она постоянна, то перекос диаграммы направленности не должен зависеть от частоты. В том случае, когда вносимое изменение фазы пропорционально частоте, влияние эффекта перекоса сводится к нулю [4]. Однако если изменение фазы не зависит от частоты, перекос диаграммы направленности играет значительную роль, что приводит к заметным ошибкам. Силовую часть выходного каскада радара можно реализовать следующими способами [11]: -- усилитель со скрещенными полями (Crossed-Field Amplifier), или амплитрон (amplitron); -- клистронный усилитель (klystron amplifier); -- усилители на DMOS-транзисторах. Усилители со скрещенными полями

Усилители со скрещенными полями (УСП) – специальный класс сверхмощных радиоламп, используемых для усиления сигналов в выходных каскадах СВЧ-передатчиков. В УСП электрические и магнитные поля перпендикулярны друг другу. В отличие от классического магнетрона, УСП имеют нечетное число резонаторов, соединенных друг с другом и работающих в последовательном режиме – колебания усиливаются, переходя из одного волновода в другой. Пиковая мощность УСП достигает десятков МВт в импульсе, а средняя мощность при непрерывной работе составляет десятки кВт при КПД около 70% при использовании устройства на 70% мощности. К классу УСП относят-

www.elcomdesign.ru

ся: платинотрон (platinotron), амплитрон (amplitron), стабилотрон (stabilotron). Платинотрон был изобретен америк анск и м ин женер о м Уи лья м о м Брауном в 1949 г. Платинотрон представляет собой прибор магнетронного типа с обратной волной. От магнетрона платинотрон отличается тем, что его система резонаторов разомкнута. При этом электронный поток в платинотроне замкнут. Усиление реализуется только на тех частотах, которые синхронизованы с электромагнитным полем бегущей волны, распространяющейся вдоль системы резонаторов. Современный усилительный СВЧприбор, прообразом которого является платинотрон, получил название «амплитрон». В мощных и сверхмощных амплитронах КПД превышает 85%. В непрерывном режиме амплитроны работают с выходной мощностью до 500 кВт, в импульсном – выше 10 МВт. Коэффициент усиления амплитрона достигает 30 дБ при ширине полосы частот 5–10%. Анодное напряжение составляет десятки киловольт, а ток анода может превышать 50 А. Стабилотрон – стабилизированное по частоте, механически перестраиваемое усилительное СВЧ-устройство, состоящее из платинотрона и цепи обратной связи. Обратная связь в стабилитроне реализуется с помощью отражения генерируемого в платинотроне СВЧ-сигнала от объемного резонатора. Усилители мощности передатчика радара должны работать без искажений в широком СВЧ-диапазоне. Эти усилители содержат несколько каскадов. Как правило, первые два каскада изготавливают на лампах бегущей волны (ЛБВ), третий выходной каскад – на УСП. Поскольку ЛБВ и УСП имеют протяженное плато АЧХ, усилители этого класса работают в широком диапазоне частот с коэффициентом усиления до 20 дБ. Харак терной особенностью УСП является то, что при снятии с лампы напряжения питания она начинает пропускать сигнал непосредственно с входа на выход практически без потерь. В этом режиме УСП работает как обычный волновод. Таким образом, в режиме экономии, когда не требуется максимальная мощность, можно отключить питание УСП. Кроме того, можно включить последовательно два УСП, создав резервный каскад, на который не подается питание. В случае выхода из строя первого УСП питание подается на второй. Более подробную информацию об УСП см. в [11]. Клистронный усилитель

Простейшим прибором этого типа является двухконтурный к листрон, конструктивно выполненный в виде

ваку умной трубки, на одном конце которой размещен электронный прожектор. Однородный поток электронов, генерируемый прожек тором, попа д ает в объ емный р езонатор, который представляют собой колебательную систему с собственными частотами в диапазоне миллиметровых волн. По фидерной линии к первому объемному резонатору (первому контуру) клистрона подводится модулированное напряжение с частотой, равной его собственной частоте. Электроны, оказавшиеся в пространстве между сетками резонатора, подвергаются воздействию его электрического поля; часть из них тормозится, а часть ускоряется и достигает второго резонатора – улавливателя. Из-за разности скоростей электронов они образуют т. н. сгустки в пространстве дрейфа, свободном от СВЧ-поля. Электроны, прошедшие улавливатель, собираются коллектором. Полезная мощность из улавливателя передается в нагрузку с помощью элемента связи и фидерной линии. Такой тип приборов получил название «пролетный клистрон» (ПК). Реальный КПД двухрезонаторного ПК не превышает 20%. Основным достоинством ПК является большой коэффициент усиления по мощности, достигающей десятков миллионов. В современных шестирезонаторных клистронах коэффициенты усиления по мощности превышают 70 дБ. К недостаткам ПК следует отнести сравнительно низкий КПД не больше 50%. Кроме того, ПК работают только в очень узком диапазоне частот. Пролетные клистроны используются в мощных СВЧ-передатчиках когерентных радиосистем, где необходима высокая степень стабильности частоты. Например, пролетные клистроны с водяным охлаждением установлены в выходных каскадах самых мощных в мире межпланетных радиолокационных телескопов. В другом типе приборов этого класса, получивших называние «отражательные клистроны» (ОК), вместо второго резонатора установлен отрицательно заряженный электрод – отражатель. Электроны, образовавшиеся в резонаторе, под действием электрического поля отражателя останавливаются и летят в обратном направлении к резонатору. Таким образом, электроны вторично проходят через резонатор. Напряжение на отражателе устанавливается таким образом, что замедленные и ускоренные электроны возвращаются к резонатору одновременно. В результате образуются сгустки электронов, которые отдают резонатору значительно больше энергии, чем было затрачено на изменение скорости

однородного потока. Характерной особенностью отражательных клистронов является возможность изменения частоты генерируемых колебаний с помощью изменения напряжения на отражателе. Реально достижимое значение КПД отражательных клистронов не превышает нескольких процентов. Эти приборы используются в аппар а т у р е в к ач е с т в е м а л о м о щ н ы х генераторов. Из-за низкого КПД отражательные клистроны применяются, в основном, в маломощных передатчиках, а также в качестве гетеродинов СВЧприемников. Усилители на DMOSтранзисторах

БРЛС с активной фазированной антенной решеткой

БРЛС с ак тивной фазированной антенной решеткой (Active Electronically Scanned Array RADAR, AESA) [4, 9] – новое, интенсивно развивающееся направление бортовых авиационных РЛС. АФАР сос тоит из ак тивных из лучающих элементов, в которых направление излучения и форма диаграммы направленности регулируются с помощью только электроники путем изменения амплитудно-фазового распределения токов и полей возбуждения. Базовое отличие от системы с пассивной ФАР заключается в том, что системы АФАР не содержат механических устройств управления ячейками антенны. Поскольку современные лучшие образцы АФАР содержат более тысячи отдельных приемо-передающих модулей (ППМ) небольшой мощности, отпадает необходимость в мощных выходных каскадах, высоковольтных источниках питания, системах охлаждения, присущих традиционным схемам БРЛС. Вес и габаритные размеры БРЛС с АФАР

Рис. 8. Радар FOPEN TRACER от Lockheed Martin предназначен для установки на беспилотные летательные платформы [16]

в разы меньше классических радаров с пассивной ФАР (ПФАР). Модули ППМ одновременно работают в широком диапазоне частот, генерируя поток сигналов с разными частотами, промодулированными по сложному алгоритму с помощью мощного бортового цифрового процессора. Такой подход делает практически невозможным перехват и расшифровку сигналов радара оборудованием противника. Благодаря большому количеству независимых передатчиков, система АФАР имеет расширенный диапазон углов, на который отклоняются лучи, что, в свою очередь, значительно повышает чувствительность и разрешающую способность радара. Системы АФАР позволяют сканировать выбранные области пространства меньше чем за 1 мс. Электронное управление лучом обеспечивает высокую степень надежности, многофункциональности, чувствительности и помехозащищенности. Одной из очень важных и перспективных отличительных особенностей АФАР является возможность ее интеграции в систему связи и обмена данными. Так, например, тесты Northrop Grumman продемонстрировали возможность работы БРЛС с АФАР в качестве точки доступа Wi-Fi со скоростями около 600 Мбит/с. Большая разрешающая способность и возможность одновременной работы в нескольких частотных диапазонах позволяют БРЛС с АФАР одновременно отслеживать воздушные и наземные цели. Кроме того, следует отметить возможность постановки с помощью АФАР направленных радиоэлектронных помех сразу по нескольким целям. Синтезированная апертура

В к лассическом варианте БРЛС осуществляет обзор земной поверхности путем сканирования антенной

в горизонтальной плоскости, например в секторе ±90° относительно вектора скорости самолета. Основным недостатком этого режима яв ляетс я низкая разрешающая способность по азимуту, которая при некогерентной обработке опреде ляется шириной диаграммы направленно с ти ( ДН) р еа льной антенны в горизонтальной плоскости. В свою очередь, ширина ДН зависит от горизонтального размера антенны (апертуры) и длины волны РЛС сигнала. Так, например, при длине волны 3 см, апертуре антенны 150 см и ширине луча 1,15° на расстоянии 120 км линейное разрешение составит около 2,5 км. Метод синтезированной апертуры (Synthetic Aperture RADAR, SAR) позволяет более чем в 1000 раз увеличить угловую разрешающую способности БРЛС. Основное отличие синтезированной апертуры (СА) от реальной апертуры (РА), определяемой физическими размерами антенны, заключается в том, что СА вычисляется по последовательным отраженным сигналам движущегося самолета. За время длительности сканирующего импульса самолет успеет пролететь десятки метров и принять несколько последовательных сигналов, отраженных от одной цели. Специальный алгоритм обработки позволяет вычислить угловые координаты на основе виртуальной апертуры, составляющей десятки метров. При этом обеспечивается идентификация наземных объектов с разрешением в несколько сантиметров. Американская компания Lockheed Martin Corporation – крупнейшая корпорация, специализирующаяся в области авиастроения, авиакосмической техники, судостроения, автоматизации почтовых служб и аэропортовой логистики. В начале 1950 гг. эта корпорация разработала и внедрила первую систему SAR [16]. С этого времени началась новая эпоха в авиационной радиолока-

электронные компоненты №2 2016

Беспроводные технологии

В последние годы технологии производства полупроводниковых приборов позволили создать мощные СВЧ полевые транзисторы с изолированным затвором класса VDMOS, которые объединяют достоинства полевых транзисторов с вертикальным каналом и приборов DMOS, изготовляемых методом двойной диффузии. Эти транзисторы с выходной мощностью до нескольких кВт позволяют работать с частотами до нескольких гигагерц. На базе этих транзисторов выпускаются законченные усилители мощности в виде автономных блоков, например модель ASR–E, производства EADS. Этот транзисторный усилитель предназначен для использования в радарах, устанавливаемых на борту самолета и в наземных РЛС аэропортов. Более подробную информацию о транзисторных усилителях этого типа см. в [11].

Беспроводные технологии

ции. В настоящее время практически все современные БРЛС оснащены системами SAR, лучшие из которых обеспечивают качество реконструкции наземных целей, сравнимое с аэрофотосъемкой. В качестве примера можно привести радар AN/APY‑12 Lockheed Martin, который отслеживает с высокой точностью наземные цели 24 ч в сутки при любых погодных условиях. В качестве другого примера можно привести SAR-радар TRACER Lockheed Martin для наблюдения наземных объектов сквозь лиственный покров (foliage penetrating, FOPEN). Этот радар устанавливается как на легких управляемых летательных аппаратах, так и на беспилотных устройствах типа MQ‑9 или беспилотных вертолетах YMQ‑18A Hummingbird (см. рис. 8). В отличие от большинства радаров, низкочастотный TRACER работает на частотах 30–300 МГц и 300–3000 МГц. Принцип его работы основан на методе проникновения радиоволн сквозь листву (FOPEN), который был специально разработан для обнаружения транспорта, техники и зданий на территориях, расположенных в густых лесных массивах. Параметры этого радара позволяют отфильтровать помехи, обусловленные отраженными сигналами от подстилающей поверхности, и выделить полезную информацию с высокой разрешающей способностью. Радар распознает наземные цели, укрытые маскировочной сеткой и под пологом леса в любую погоду – дождь, снег, туман, а также в условиях большой задымленности. Уникальной особенно-

стью этого радара является способность обнаружения взрывных устройств, закопанных в почву. БРЛС TRACER оснащен каналом спутниковой связи и может передавать полученную информацию на наземный командный пункт в непрерывном режиме. Оборудование для БРЛС производства Hughes Aircraft

Крупная американская военно-промышленная авиастроительная компания Hughes Aircraft последовательно приобреталась фирмами General Motors, а затем Raytheon. На рисунке 9 показана структурная схема передатчика радара, работающего в Х‑диапазоне 7–11,22 ГГц. Схема, разработанная фирмой Hughes Aircraft, в настоящее время является классическим примером передатчика для авиационного всепогодного доплеровского радара. Для адаптации сигнала Х‑диапазона до уровней, приемлемых для современных АЦП, в этой схеме используются два смесителя и модулятор/демодулятор. Следует отметить уникальность таких, например, разработок как система фазированных антенных решеток E‑2C, БРЛС для истребителя F‑14 и N/AWG‑9 Block V, Grumman Corp. Позднее эти идеи были реализованы в проекте Hughes AN/APG‑71. Реактивный истребитель-перехватчик четвертого поколения с изменяемой геометрией крыла F‑14 Tomcat оснащен РЛС AN/APG‑71 RADAR. Этот радар имеет низкопрофильную фазированную антенную систему, защищенную от устройств

Рис. 9. Структурная схема передатчика радара, работающего в Х-диапазоне 7–11,22 ГГц

www.elcomdesign.ru

подавления сигнала. Кроме того, эта РЛС оснащена мощным сигнальным процессором последнего поколения, управляющим оборудованием высокоскоростного кругового моноимпульсного сканирования с программируемой частотой. Эта система, как и модель AN/AWG‑9, поддерживает запуск, сопровождение и наведение на цель шести ракет типа AIM‑54C или AIM‑120. Программируемый сигнальный процессор позволяет одновременно работать с приближающимися и удаляющимися на больших скоростях целями. Система идентификации цели за пределами прямой видимости (Beyond Visual Range, BVR), использующая Доплер-регистратор высокого разрешения, позволяет пилоту различать близко расположенные друг к другу цели. Функция синтезированной апертуры (SAR) обеспечивает последовательный прием сигналов при различном положении реальной антенны БРЛС в пространстве. Бортовое радиолокационное оборудование от Northrop Grumman

А м ериканска я фир ма N or throp Grumman (NG) на протяжении 60 лет является лидером в области разработки и производства активных электронных сканирующих радиолокационных устройств (Active Electronically Scanned Array RADAR, AESA). Научно-технический департамент фирмы непрерывно совершенствует продукцию, используя новейшие достижения и научные открытия.

цию со спутников связи, спутников GPS и систем A‑GPS. Это позволяет подключать огромные вычислительные мощности внешних компьютеров для вычисления параметров цели с уникальной точностью. Следует также упомянуть и другую разработку Northrop Grumman, предназначенную для истребителя F‑35 – оптикоэлектронную систему с распределенной апертурой АN/AAS‑37 (Electro-Optical Distributed Aperture System, EODAS). Система EODAS, построенная на базе ИК-датчиков и установленных в специальных точках крыльев и фюзеляжа F‑35, информирует летчика о приближающихся ракетах противника, а также поддерживает ИК-поиск и сопровождение цели.

Рис. 10. Радар AN/APG-81 производства корпорации Northrop Grumman, предназначенный для многоцелевого истребителя пятого поколения F-35

Беспроводные технологии

Именно поэтому Northrop Grumman предлагает в настоящее время наилучшие решения в области радиолокационной техники, предназначенной для военной и гражданской авиации [2, 17, 18]. Среди этой продукции можно назвать такие известные БРЛС как AN/APG‑77 (истребитель F‑22), ASQ‑236 (всепогодный многоцелевой авиационный радар), MP-RTIP и AN/ZPY‑3 MFAS (самолетные системы дальнего радиолокационного обнаружения и управления), другие авиакосмические БРЛС. Последняя разработка Nor throp Grumman – радар AN/APG‑81, который имеет наилучшие тактико-технические характеристики на сегодняшний день. Эта модель разрабатывалась для многоцелевого истребителя пятого поколения F‑35. БРЛС AN/APG‑81 не имеет аналогов в мире и по своим параметрам многократно превосходит аналогичные конкурирующие системы. АФАР радара AN/APG‑81 содержит больше тысячи активных элементов (см. рис. 10). По сравнению с другими моделями, AN/APG‑81 имеет меньшие габариты, вес и энергопотребление. Отличительной особенностью этой модели является новый мощный процессорный блок, кодирующий и обрабатывающий информацию с помощью сложных математических моделей. Процессор и математическое обеспечение позволили на программном уровне решить ряд технических проблем, свойственных современным БРЛС. Например, известный эффект перекоса луча решается с использованием анализа шумов, отраженных от боковых лепестков АФАР. На сайте Northrop Grumman Corporation в открытом доступе размещен видеоролик, демонстрирующий возможности APG‑81 [18]. Система в считанные секунды обнаруживает, идентифицирует и начинает сопровождать цели в радиусе 100 миль. Информация выводится на большой управляющий сенсорный экран, на котором изображаются захваченные цели, их параметры, реальные карты местности. Электроника радара позволяет реконструировать геометрические контуры цели и наносить их на карту реальной местности. Пилот может масштабировать карту с захваченными целями. Разрешение радара позволяет отличить боевой танк от пассажирского автобуса на расстоянии 100 миль. Радар APG‑81 и сопутствующая электроника относятся к пятому поколению военной авионики, которое подразумевает единое информационное пространство для всех единиц боевой техники. Пилот истребителя F‑35, оснащенного APG‑81, может общаться по каналу высокоскоростной связи не только с другими самолетами, но и с наземным командным пунктом. Кроме того, F‑35 может получать информа-

Литература 1. Massimo Guarnieri. The Early History of RADAR. IEEE Industrial Electronics Magazine. Sept. 2010. 2. P. Sgambato, N. Botta, S. Celentano, C. Di Dio, G. Marzano, O. Musio, C. Petrillo. System Manager for AESA RADAR Systems. IEEE. 3. J. J. Alter, J. O. Coleman. Radar Digital Processing. Radar Handbook. Naval Research Laboratory. 4. S. K. Garakoui, E. A. M. Klumperink, B. Nauta, F. E. van Vliet. PhasedArray Antenna Beam Squinting Related to Frequency Dependency of Delay Circuits. ICD Group. 5. M. Longbrake. True Time-Delay Beamsteering for RADAR. Wright State University. Air Force Research Laboratory Sensors Directorate. Dayton. OH. 6. Thomas Schilcher, Paul Scherer. Digital Signal Processing in RF Applications. Part 1. CAS. Sweden. 7. E. Nash, Y. Toh, G. Hendrickson. Single Chip Realizes Direct-Conversion Rx. Analog Devices. Microwaves & RF. October. 2002//http://mwrf.com. 8. Dr. Robert M. O’Donnell. RADAR Systems Engineering. Lecture 9. Antennas. Part 2. Electronic Scanning and Hybrid Techniques.., IEEE New Hampshire Section. 2010. 9. R. R. Romanofsky. Array Phase Shifters: Theory and Technology. NASA Glenn Research Center. Cleveland. OH. 2007. 10. IQ Demodulator Product Training Module by Digi-Key//http://dkc1. digikey.com. 11. Overview of Radar Transmitter//www.radartutorial.eu. 12. In- phase and quadrature Procedure: The Synchronous Detector//www.radartutorial.eu/10.processing/sp06.en.html. 13. Monopulse Technology//www.radartutorial.eu. 14. Analog Devices RF/IF Circuits, Chapter 4//www.analog.com. 15. Techniques for Radar and EW Signal Simulation for Receiver Performance Analysis, Keysight, Agilent//www.keysight.com. 16 . Lo ck h e e d M a r ti n Co r p o rati o n //w w w. l o ck h e e d m a r ti n . com/us/products/electronic-warfare.html. 17. Steve Taranovich. F‑35 Lightning II: Advanced Electronics for Stealth, Sensors, and Communications//www.edn.com. 18. Сайт Northrop Grumman Corporation//www.northropgrumman. com.

электронные компоненты №2 2016

3-я редакция стандарта медицинской безопасности для использования силовых преобразователей Анна-Мари Бэйлисс (Ann-Marie Bayliss), Murata

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

Любое электрическое медицинское оборудование должно соответство‑ вать стандартам безопасности на основе IEC60601-1. В статье рассма‑ триваются общие требования к безопасности и основным характери‑ стикам силовых преобразователей, включенные в третью редакцию стандарта.

Согласно Директиве ЕС об изделиях для медицинского применения оконечное оборудование должно отвечать требованиям стандарта ISO 14971 («Изделия медицинские. Применение менеджмента риска к медицинским изделиям»). Однако рабочая группа IECEE (IEC System for conformity testing and certification of electrical equipment – системы проверки соответствия и сертификации электрического оборудования МЭК), участвующая в разработке стандартов для медицинских электрических изделий, пришла к заключению, что AC/DC и DC/DC источники питания не подчиняются требованиям к менеджменту риска. Условия эксплуатации, местонахождение используемой конечной продукции, возможность присутствия загрязняющих веществ, проводящих и непроводящих ток, а также попадание влаги – все те факторы, которые необходимо учесть при проектировании источников питания и конечных изделий. К другим критичным факторам относятся механическая прочность корпуса, доступ к частям оборудования, находящимся под опасным напряжением, высокая температура, а также возможность получить механические повреждения. Третья редакция стандарта предусматривает две категории защиты. В каждой из них существуют свои требования. К этим категориям относятся средства защиты оператора (Means of Operator Protection, MOOP) и средства защиты пациентов (Means of Patient Protection, MOPP). Для обеих категорий ключевым требованием является повышение защиты человека от непреднамеренного доступа к опасным токоведущим частям. Необходимость в электрической изоляции обеспечивается с помощью ограждений или оболочек, окружающих внутреннюю часть оборудования, либо путем использования изолирующих материалов. Чтобы предотвратить воздействие опасного напряжения на оператора или пациента при нарушении работы системы, требуется надежный изолирующий барьер. Для его создания необходимы два независимых средства защиты оператора или пациента либо одинарное средство – физическая изоляция, обеспечиваемая требованиями к минимальным размерам воздушных зазоров и путей утечки, либо использование твердых изоляционных материалов. В предыдущих версиях стандарта IEC60601 источник питания, например, который отвечал требованиям второй редакции в отношении усиленной изоляции, соответствует

www.elcomdesign.ru

Рис. 1. Двойные меры защиты от поражения электрическим током

требованиям третьей редакции стандарта касательно двойной защиты оператора (2 MOOP). Однако в отношении двойной защиты пациента (2 MOPP) эти требования ужесточились. В частности, увеличились минимальные размеры воздушных зазоров и путей утечки, а также толщина используемого изоляционного материала. Кроме того, для обеспечения более надежной защиты пациентов выросло испытательное значение напряжения (HiPot), а токи утечки уменьшились. Проектирование системы, отвечающей требуемой категории гальванической изоляции, зависит от таких факторов как напряжение системы (сетевое питание), категория перенапряжения системы, тип материала, образующего поверхность утечки, степень загрязнения и рабочая высота. Последний параметр часто не учитывается, но следует помнить, что, например, при эксплуатации оборудования на высоте 2,85 м безопасные воздушные зазоры и пути токов утечки должны увеличиться на 15%, чтобы обеспечить защиту оператора. Для создания изоляции применяются разные методы. На рисунке 1 представлена схема защиты от поражения электрическим током в результате контакта токоведущей части с пациентом. Эти методы могут различаться и комбинировать использование безопасного расстояния, твердого изоляционного материала или несколько слоев тонкой изоляции. Например, для защиты пациента от поражения током системы, работающей под напряжением 250 В СКЗ, толщина изоляционного барьера должна составлять 8 мм. В случае использования двух барьеров толщина каждого из них равна 4 мм. На практике, например, первый защитный барьер обеспечивается AC/DC-преобразователем, отвечающим требованиям IEC60950 к усиленной изоляции. За ним с ледует DC/DC-преобразователь, который соответствует базовому

Рис. 2. Изолированный DC/DC-преобразователь обеспечивает двойную защиту

Рис. 3. DC/DC-преобразователь обеспечивает защиту от протекания тока с внешнего неисправного оборудования

Рис. 4. Тестирование безопасности комбинированной системы из AC/DC- и DC/DC-преобразователей

DC/DC-преобразователей MEJ1 компании Murata оснащена одинарной защитой MOOP при 250 В СКЗ в диапазоне температуры окружающей среды до 85°C, а серия NCM6 имеет двойную защиту MOOP при 250 В СКЗ. Для серии преобразователей MEJ1 можно выбрать двойную защиту, но за счет меньшего рабочего напряжения.

электронные компоненты №2 2016

И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я

требованию защиты (1 MOPP) согласно IEC60601. Комбинация этих двух средств защиты эквивалентна двойной защите (2 MOPP). AC/DC-преобразователь, который отвечает требованиям IEC60950–1 к усиленной изоляции, должен соответствовать требованиям IEC60601–1 в отношении 2 MOOP или 1 MOPP. Однако для обеспечения полной защиты пациента необходимо, кроме того, учитывать такие факторы как оплавление предохранителя и суммарный ток утечки. В некоторых приложениях изолированные DC/DC-преобразоват ели обеспечивают двойную защиту. На рисунке 2 показана схема с сетевым питанием, которая генерирует промежуточное неизолированное напряжение 12 В, поступающее на изолированный DC/DC-преобразователь, чтобы обеспечить 5 В. Поскольку этот DC/DC-преобразователь напрямую связан с высоковольтным преобразователем переменного тока, он должен иметь двойную защиту. Еще один пример, в котором DC/DC-преобразователю может потребоваться защита, иллюстрируется на рисунке 3. В этом случае полная защита пациента от воздействия сетевого напряжения обеспечивается путем эксплуатации AC/DC-преобразователем в нормальном режиме (барьер Б). Однако одинарная защита MOPP (барьер Е) DC/DC-преобразователя предохраняет от протекания тока от другого оборудования по телу пациента и обратно через этот преобразователь на землю. При использовании не соответствующих техническим условиям входной и выходной линий, подключенных к оборудованию (сигнальный вход и выход на рисунке 3), DC/DC-преобразователь должен иметь двойную защиту MOPP. Если сигнальный вход/выход соответствуют ТУ и обладают одинарной защитой MOPP, DC/DC-преобразователю требуется только 1 MOPP. Иногда DC/DC-преобразователь с высоким уровнем изоляции удобно использовать при тестировании изделий. На рисунке 4 представлено типовое приложение, в котором за AC/DC источником питания с полной защитой установлен DC/DC-преобразователь с меньшей электрической прочностью изоляции, небольшой емкостью и высоким изоляционным сопротивлением. Сквозное испытание высоким напряжением показывает, что большая часть испытательного напряжения падает на DC/DC-преобразователе и, возможно, на несколько большую величину, чем его номинальное значение. Если при этом не происходит отказа DC/DC-преобразователя, считается, что электрическая прочность изоляции AC/DC-преобразователя не подтверж дена. Оборудованием можно безопасно пользоватьс я, ес ли DC/DC-преобразователь оснащен всеми средствами защиты. При выборе силового преобразователя для медицинского оборудования и других приложений с сертифицированной безопасностью рабочее напряжение оговаривается техническим условиями. Для AC/DC-преобразователей, как правило, должно быть указано входное сетевое напряжение. У DC/DC-преобразователей рабочее напряжение может меняться в зависимости от приложения. Например, серия

Новый анализатор фазовых шумов R&S FSWP Вольфганг Вендлер (Wolfgang Wendler), менеджер по продукции, Rohde & Schwarz Кирилл Румянцев, менеджер по продукции, Rohde & Schwarz

В статье рассматриваются методы измерения фазового шума. Приведен обзор приборов для измерения фазового шума, описаны их функциональ‑ ные возможности.

ΔL = 5 log (n),

(1)

где ΔL – улучшение чувствительности к фазовому шуму благодаря использованию метода взаимной корреляции, дБ; n – количество корреляций/усреднений. Например, увеличение количества корреляций в 10 раз позволяет снизить уровень фазового шума в измерительной установке на 5 дБ. ¹ Также называемый аддитивным фазовым шумом.

www.elcomdesign.ru

Рис. 1. Анализатор фазовых шумов и тестер ГУН R&S FSWP. На экране показан результат измерения фазового шума высокодобротного термостатированного кварцевого генератора (OCXO), для которого уровень шума при отстройке частоты 1 МГц составляет –190 дБн/Гц

Основные технические характеристики R&S FSWP Частота Частотный диапазон измерения фазового и амплитудного шумов R&S FSWP8: 1 МГц…8 ГГц; R&S FSWP26: 1 МГц…26,5 ГГц; R&S FSWP50 : 1 МГц…50 ГГц. Базовые измеряемые параметры • однополосный (SSB) фазовый шум; • побочное излучение; • СКЗ девиации фазы; • паразитная ЧМ; • временной джиттер. Диапазон частот отстройки

Измерительные средс тва и приборы

Введение

Качество источника сигнала – определяющий показатель производительности в передовых радиолокационных приложениях. Чем ниже уровень фазового шума, тем выше пространственное разрешение и точнее результаты измерения скорости движущихся объектов. Для измерения фазового шума источников сигналов, функционирующих в импульсном режиме, а также для улучшения технических характеристик разработчикам приходится использовать весьма сложные системы из целого ряда компонентов, таких как фазовые детекторы, БПФ-анализаторы и высококлассные источники опорного сигнала. Для обеспечения надлежащей точности измерений такие источники должны обладать значительно более высоким уровнем качества, чем испытуемые устройства (ИУ). Если это недостижимо, разработчики могут задействовать метод взаимной корреляции с использованием двух параллельных приемных трактов, двух различных источников опорного сигнала и двух фазовых детекторов. Подавление собственного шума источников и компонентов измерительной установки реализуется путем усреднения шума двух измерительных трактов, что значительно усложняет измерительную установку, но позволяет добиться существенных улучшений в части чувствительности. Уравнение 1 характеризует ожидаемые улучшения:

входной сигнал ≤ 1 ГГц

от 10 МГц до 30% от несущей частоты

входной сигнал > 1 ГГц

10–300 МГц

Вместе с тем, поскольку фазовый шум является ключевым параметром не только для радиолокационных применений, часто для решения задач, требующих особой точности измерения, используются технически сложные

системы, упомянутые выше. Технологии высокоточного измерения фазовых шумов также применяются в научных целях и системах передачи данных при измерении параметров высокочувствительных генераторов, таких как термостатированные кварцевые генераторы (OCXO), генераторы с диэлектрическим резонатором (DRO) и синтезаторы. Анализатор фазовых шумов и тестер ГУН R&S FSWP (см. рис. 1) позволяет выполнять все требуемые измерения нажатием одной кнопки, что избавляет от необходимости использовать сложные измерительные установки. Благодаря этому разработчики получают возможность заняться решением задач по совершенствованию систем, не отвлекаясь на вопросы, связанные с контрольно-измерительным оборудованием. Внутренние источники опорного сигнала высшего класса и методы взаимной корреляции в сочетании с дополнительными опциями измерения, такими как измерение фазового шума импульсных источников и опре-

деление характеристик вносимого¹ фазового шума компонентов (также в импульсном режиме) делают измерительный прибор незаменимым инструментом для решения задач в области радиолокации. Прибор R&S FSWP поддерживает также работу в режиме анализатора спектра и сигналов. Этот инструмент является незаменимым, например, для проверки уровня и частоты измеряемого сигнала на соответствие ожидаемым значениям. Поскольку анализатор R&S FSWP является комплексным решением, технические специалисты могут легко переключаться между измерительными каналами (см. рис. 2). Измерение фазового и амплитудного шума с высокой чувствительностью

Таблица. Типовые измеренные значения фазового шума на несущей частоте 1 ГГц, с кросс-корреляцией Отстройка от несущей

Частота на ВЧ-входе

1 Гц

1 ГГц

–62

10 Гц –94

100 Гц –122

1 кГц –146

онной обработки с участием второго внутреннего гетеродина, что обеспечивает чувствительность до 25 дБ (опция R&S FSWP-B60). Серая область под измеренной кривой показывает достижимый уровень чувствительности для конкретного измерения при выбранном количестве корреляций (см. рис. 1–2). Расчет корреляции прерывается автоматически, если последующие шаги не приводят к улучшению чувствительности. Благодаря внутренним малошумящим

10 кГц

100 кГц

–172

–179

1 МГц –179

10 МГц –179

≥ 30 МГц –179

источникам анализатора для измерения характеристик высокодобротного генератора часто достаточно всего нескольких корреляций. Пользователи получают достоверные результаты в 100 раз быстрее, чем при использовании сопоставимых систем, что является явным преимуществом, позволяющим сократить время разработки и производства. В дополнение к измерению фазового шума анализатор R&S FSWP под-

Измерительные средс тва и приборы

Использование прибора R&S FSWP избавляет от необходимости применять внешние источники опорного сигнала или других сложных установок для измерения фазового шума стабильных генераторов радиолокационных систем. Его внутренний гетеродин превосходит большинство доступных на рынке генераторов или источников сигнала по характеристикам фазового шума. На рисунке 3 показано типовое значение фазового шума для внутреннего гетеродина. Для достижения еще более высокого уровня чувствительности используется метод кросскорреляци-

Рис. 2. Многооконный режим отображения результатов измерений в импульсном режиме. На едином экране показан результат измерения фазового шума, амплитудного шума, анализа спектра в нулевой полосе обзора с режимом спектрограмма, и анализа спектра при установленной полосе обзора

Рис. 3. Фазовый шум внутреннего гетеродина прибора R&S FSWP на различных частотах

электронные компоненты №2 2016

держивает возможность измерения амплитудного шума – характеристики, значимость которой постоянно растет, особенно в части методов цифровой модуляции. Пользователи имеют возможность задействовать высокоэффективный метод взаимной корреляции для проведения измерений с чувствительностью на 20 дБ больше, чем при использовании диодных детекторов (самый распространенный в настоящее время метод). Фазовый и амплитудный шумы можно одновременно отобразить на диаграмме или в двух окнах (см. рис. 2). В таблице приведены типовые измеренные значения фазового шума на несущей частоте 1 ГГц, с кросс-корреляцией.

Измерительные средс тва и приборы

Измерение фазового шума импульсных источников

Сигналы радиолокационных систем в авиационной и оборонной про мышленностях почти всегда имеют импульсную форму. Прежде в состав испытательных установок для измерений фазового шума ис точников этих сигналов входили чрезвычайно дорогие и сложные системы, поскольк у требовалось синхронизировать импульсные источники с ИУ. Кроме того, инженеры испытывали необходимость в получении точной информации о характеристиках импульсов, что, при условии получения стабильных результатов измерения, требовало достаточно большого количества времени. Теперь все это в прошлом. Анализатор R&S FSWP, оснащенный опцией R&S FSWP-K4, позволяет выполнять эти измерения простым нажатием кнопки. Прибор обеспечивает запись сигнала, автоматически рассчитывает все требуемые параметры, такие как частота следования и длительность

импульсов (см. рис. 4), демодулирует сигнал и отображает графики фазового и амплитудного шумов. Определение максимального диапазона отстройки частоты и калибровка измерения выполн яютс я ав то м ат иче ск и, ч то избавляет пользователей от необходимости задания точных значений данных параметров. При этом пользователи могут определить настройки с тробирования, например д ля подавления импульсных помех или увеличения чувствительности. Для измерения характеристик высококачественных источников также можно воспользоваться методом взаимной кросс-корреляции, что компенсирует падение чувствительности, которое приводит к сужению динамического диапазона, поскольку наличие длительных межимпульсных интервалов является причиной значительного снижения средней мощности импульсных сигналов. Благодаря использованию в качестве анализатора спектра и сигналов возможности прибора R&S FSWP не ограничиваются только измерением фазового шума в импульсном режиме. Опция R&S FSWP-K6 позволяет также автоматически измерять все параметры для определения характеристик импульсных источников, такие как длительность, частота повторения, время нарастания и спада импульса и т. д., а также прослеживать динамику изменения значений этих параметров. Внутренний источник для измерения вносимого фазового шума

При определении характеристик и оптимизации радиолокационных систем следует учитывать остаточный фазовый шум таких компонентов

как усилители. Для этого прибор R&S FSWP оснащен внутренним источником сигналов (опция R&S FSWP-B64). Двухпортовые компоненты (четырехполюсники) могу т оказывать отрицательное влияние на фазовый шум сигнала и вносить шум (аддитивный фазовый шум), даже если они сами по себе не генерируют сигнал. При разработке передовых радиолокационных решений необходимо знать, какой уровень фазового шума добавляют отдельные компоненты системы, в частности, усилители, к фазовому шуму гетеродина в сигнальном тракте. Без соблюдения этого условия разработка передатчиков с исключительно малым уровнем шума становится невозможной. С помощью анализатора R&S FSWP это некогда сложное измерение, требующее высококачественных источников и дополнительных внешних фазовращателей, выполняется простым нажатием кнопки. Пользователям достаточно лишь соединить внутренний источник сигнала со входом ИУ и подключить выход ИУ к прибору R&S FSWP. В этом режиме работы анализатор R&S FSWP использует метод кросс-корреляции, позволяющий подавлять вносимый фазовый шум внутреннего преобразователя частоты. О пци я R& S FSW P- K4 п озв ол яе т использовать прибор R&S FSWP для измерения вносимого фазового шума импульсных сигналов. При определении характеристик и оптимизации ко м п о н е н т о в р а д и о л о к ац и о н н ы х передатчиков измерение должно проводиться в реальных условиях, т. е. с использованием импульсных сигналов, поскольку импульсные и непрерывные сигналы оказывают различное влияние на характеристики компонентов. Выводы

Рис. 4. Режим отображения параметров измеряемого импульсного сигнала. Прибор автоматически измеряет параметры импульса; при этом имеется возможность задавать настройки стробирования

www.elcomdesign.ru

Новый анализатор фазовых шумов и тестер ГУН R&S FSWP является не просто представителем нового поколения анализаторов сигналов высшего класса. Этот инструмент позволяет реализовать комплексные измерения фазовых шумов в рабочих режимах приемо-передающих модулей РЛС, отдельных компонентов и любых других источников сигналов, не прибегая к постоянному изменению измерительной установки, использованию дополнительных приборов других типов или построению сложной многокомпонентной измерительной системы, требующей непростой настройки и калибровки. Прибор FSWP – готовое заводское решение, настройка и управление которым под силу не только опытным специалистам, но и начинающим инженерам.

Анализ точности системы сбора данных на постоянном токе Роб Ридер (Rob Reeder), ведущий инженер по применению, ADI

АЦП и ЦАП

Анализ точности сигнального тракта может оказаться трудной зада‑ чей при изучении системы сбора данных. Погрешности, которые накапли‑ ваются при обработке сигналов датчиков, в конечном счете, поступают на АЦП. Поскольку этот преобразователь, являющийся «узким местом» сигнального тракта, устанавливает точность представления сигна‑ ла, выбор АЦП определяет уровень требований ко всей системе. В этой статье [1] рассматривается анализ погрешностей на постоянном токе, которые накапливаются в сигнальном тракте и влияют на итоговую точность системы сбора данных.

В сигнальном трак те сис темы сбора данных накапливаются два типа погрешностей – постоянного и переменного тока. Статические погрешности на постоянном токе, такие как усиление или напряжение смещения, описывают точность сигнального тракта или чувствительность. Погрешности на переменном токе, например искажения и шум, определяют граничные оценки качества и динамического диапазона системы. Оба типа погрешностей важны для понимания, поскольку они совместно определяют разрешение системы. Погрешности переменного тока были проанализированы в [2–3]; обзор основных шумовых параметров, таких как суммирование полосы частоты и накопление погрешностей переменного тока, поможет определить общее отношение сигнал/шум аналогового сигнального тракта.

Рис. 1. Сигнальный тракт простой системы сбора данных

Сигнальный тракт

Мы поставили перед собой цель построить систему сбора данных, удовлетворяющую точности 0,1%¹ (см. рис. 1). Система имеет два усилительных каскада, коммутатор и АЦП. Датчик, кабели, разъемы, паразитные параметры печатной платы и любые внешние воздействия и погрешности не учитываются в этом анализе, поскольку они могут существенно зависеть от приложения или измеряемого сигнала. Чтобы определить источник каждой погрешности, разделим анализ на этапы, связанные с функциональными блока-

Рис. 2. Дифференциальный усилитель - первый каскад сигнального тракта

ми. Первый каскад сигнального тракта в системе сбора данных представляет собой простой дифференциальный усилитель (ДУ, см. рис. 2). Конденсаторы установлены для дополнительной фильтрации.

¹ При наличии идеальной аналоговой части – прим. перев.

www.elcomdesign.ru

Выходной сигнал дифференциального усилителя подается на один из восьми входов коммутатора (см. рис. 3). Каждый вход «буферизован» с помощью демпфирующего резистора (RO), чтобы минимизировать обратный выброс заряда

Рис. 3. Стандартный 8-канальный коммутатор

Рис. 4. На выходе коммутатора установлен буферный усилитель

Рис. 5. После буферизации сигнал поступает на 12-разрядный АЦП

от переключения каналов коммутатора. Каждый канал обладает некоторыми паразитными параметрами и характеризуется сопротивлением включенного канала Ron, приведенным в техническом описании коммутатора. Выходной сигнал каждого канала коммутатора поступает на буферный усилитель с единичным усилением (см. рис. 4). Резисторы установлены для минимизации разбаланса от входного тока. После буферизации сигнал подается на 12‑разрядный АЦП, где он, наконец, переходит в цифровую область (см. рис. 5). Последовательный резистор R ADC установлен для буферизации или демпфирования сигнала между усилителем и преобразователем, что добавляет сопротивление источника между двумя приборами. В результате обратный выброс заряда от преобразователя в усилитель минимизируется, почти как в коммутаторе, благодаря чему устанавливается выходное напряжение усилителя, что предотвращает его генерацию. Конденсатор C ADC обеспечивает НЧ-фильтр наложенного спектра, чтобы ослабить сигналы и шум за пределами полосы полезных частот. Схема фильтра в значительной мере зависит от конструкции системы и приложения. Наконец, диоды на шине питания защищают вход АЦП от любых повреждений в условиях перегрузки сигналом, который прилагается ко входу преобразователя. Определив все компоненты сигнального тракта, рассмотрим погрешности пассивных и активных элементов, связанные с каждым каскадом.

ного типа резистора и его структуры в данном случае не рассматривается.) Следует заметить, что в зависимости от приложения некоторые типы резисторов могут лучше подходить, чем другие. Погрешности резисторов на постоянном токе являются следствием допусков. Недостаточно использовать только допустимое отк лонение номинала. Однако чрезмерное внимание к допустимой погрешности резисторов может привести к дополнительным затратам и усложнить анализ. По меньшей мере, четыре важных параметра требуют внимания при задании типа резистора для данного сигнального тракта: 1) допуск номинала, % (Rtol); 2) температурный коэффициент (ТКС), или дрейф, ppm/°C (1∙10 –6/°C) (Rcoeff); 3) временной дрейф, % за установленный период времени (как правило, 1000 ч) (Rlife); 4) отношение допуска к номиналу, или допуск номинала, указанный в %, когда два или более резистора установлены в схему или в один корпус и согласованы по номиналу². Чтобы показать, как накапливаются погрешности резисторов, определим следующее: 100‑Ом резистор с допуском 1%, температ урным дрейфом 1∙10 – 4 /°С и временным дрейфом 5% принимает значения сопротивления 93,15–106,85 Ом за 5000 ч в диапазоне температ ур 85°С. Полное отк лонение от номинала составит (Rvalue ± Rtol ± ± Rcoeff ± Rlife) = (Rvalue ± ((Rtol /100) ∙ Rvalue) ± ± (((Rcoeff ∙ 0,000001) ∙ TempRange) ∙ Rvalue) ± ± ((Rlife/100) ∙ Rvalue)) = 94–106 Ом. Заметим, что для некоторых компонентов указан временной дрейф параметров только за 1000 ч. Несмотря на это, изделие может работать гораздо большее время. Чтобы рассчитать дрейф, например, за год, не следует умножать значение показателя для 1000 ч на 8,76 (из расчета 8760 ч за год), – это слишком пессимистичная оценка.

Поскольк у долговременный дрейф в любой прецизионной аналоговой схеме имеет случайный характер, правильнее использовать среднеквадратичное значение (СКЗ) этой величины, или √8,76 ≈ 3. Следовательно, показатель временного дрейфа для 1000 ч следует умножить на три, чтобы получить дрейф за год. Значение временного дрейфа за 10000 ч составит √10000 = 3,16 ∙ (значение дрейфа за 1000 ч). Заметим, что конденсаторы и катушки индуктивности также имеют погрешности. Однако эти погрешности, как правило, не существенны для анализа на постоянном токе³. Эти реактивные устройства оказывают наибольшее влияние на фильтрацию и допуски диапазона частот, которые не применимы к анализу на постоянном токе.

Все пассивные компоненты, особенно резисторы, имеют связанные с ними погрешности. Резисторы могут вызывать погрешности по всему сигнальному тракту, если не задать правильно значения сопротивлений. (Выбор правиль-

Сигнальный тракт на рисунке 1 описывает один из подходов к построению системы сбора данных. Он содержит два усилителя, коммутатор и АЦП. Все активные компоненты дают разного рода погрешности на постоянном токе. Необходимо решить, какую из них учитывать при расчете, чтобы оценить точность системы при проектировании. Таблица 1. Характерные погрешности усилителей Параметр

Погрешность

Дрейф входного напряжения смещения, В/°С

3,50E–6

Дрейф входного тока, В/°С

200E–15

Входной ток, А

150E–9

Долговременный дрейф 1000 ч, В

3,75E–3

Разность входных токов, А

10E–9

Подавление нестабильности источника питания, дБ

–120

Входное напряжение смещения, В

200E–6

Ослабление синфазного сигнала или КОСС, дБ

–80

² Например, в схеме дифференциального усилителя важен не паспортный допуск номиналов резисторов относительно абсолютных значений из ряда Е192, а относительный разброс реальных номиналов в двух парах резисторов, который и определяет КОСС – прим. перев. ³ Некоторые типы конденсаторов генерируют постоянный ток при изменении окружающей температуры. Это обстоятельство следует учитывать при разработке усилительных схем, чтобы минимизировать дополнительные погрешности – прим. перев.

электронные компоненты №2 2016

АЦП и ЦАП

Погрешности пассивных элементов на постоянном токе

Погрешности активных элементов на постоянном токе

Таблица 2. Характерные погрешности коммутатора Параметр

Погрешность

Сопротивление канала во включенном состоянии, RON, Ом

400

ТКС, RON, ppm/°C

200

Разброс сопротивления канала, RON, %

Разделение каналов, дБ

–70

АЦП и ЦАП

По сути, две группы погрешностей влияют на точность на постоянном токе. Они являются характерными и общими для всех активных устройств. Характерные погрешности активных приборов демонстрируют известную погрешность на постоянном токе, связанную только с конкретным устройством. Такие погрешности приводятся в соответствующих технических описаниях. Например, входное напряжение смещение усилителя можно считать характерной погрешностью, поскольку она присуща только этому активному прибору. Погрешности второй группы являются общими для каждого из активных компонентов в сигнальном тракте или системе, но по-разному проявляются в зависимости от индивидуальных параметров активного прибора. К общей погрешности относится нестабильность напряжения питания и температура. Рас-

смотрим отдельно эти погрешности для трех активных приборов в сигнальном тракте. Хорошо известно, что усилители все еще далеки от идеала. Они обладают множеством погрешностей, которые, как правило, перечислены в техническом описании. Помимо напряжения и тока смещения, которые относятся к общим погрешностям, следует учитывать любые погрешности дрейфа, долговременные погрешности и подавление нестабильности источника питания (PSRR). В таблице 1 приведен список погрешностей, которые следует учитывать при использовании усилителей. Коммутаторы имеют меньше погрешностей, чем усилители. Сопротивление канала во включенном состоянии и разделение каналов являются наиболее важными источниками погрешностей на постоянном токе. В таблице 2 перечислены погрешности, которые следует учитывать при использовании коммутаторов. Параметры АЦП хорошо известны. Кроме того, необходимо учесть чувствительность к нестабильности питания. В данном примере рассмотрим следующие погрешности АЦП: -- интегра льную не линейно с ть: 1,5 МЗР;

Рис. 6. Квантование сигнала в идеальном и реальном АЦП

-- погрешность смещения: 10 МЗР; -- погрешность коэффициента передачи: 0,1% (полной шкалы); -- дрейф смещения: 30 ppm/°C; -- дрейф коэффициента передачи: 40 ppm/°C; -- коэффициент влияния нестабильности источника питания (КВНИП): 60 дБ. Идеальное отношение сигнал/шум для 12‑разрядного АЦП составляет 74 дБ. Минимальное (паспортное) отношение сигнал/(шум + искажения): 65 дБ; эффек тивная разряднос ть (ENOB): 10,5 бит. Поясним подробнее шумовые харак теристики. Все ак тивные ус т р о й с т в а , в к люч а я в н у т р е н н и е схемы АЦП, производят шум, который присутствует даже в сигналах постоянного тока и влияет на изменения в передаточной функции преобразователя (см. рис. 6). Следовательно, принятие решения о выходном коде АЦП становится функцией вероятности (см. рис. 7) с Гауссовым распределением гистограммы отсчетов (если дифференциальная нелинейнос ть не превышает ±0,5 МЗР). В результате, при измерении сигналов постоянного тока (или медленно изменяющихся сигналов), эффективная разрядность преобразователя с тановитс я при мерно на (74–65) = 9 дБ или 1,5 разряда меньше, в данном случае. При конструировании систем с АЦП следует иметь в виду, что существуют две составляющих точности системы: самого АЦП и всего остального, используемого для предварительной обработки сигнала. Каждый потерянный разряд приводит к 6‑дБ сужению динамического диапазона, а ка ж дый приобре тенный разряд повышает чувствительность системы в два раза. Отношение сигнал/шум системы сбора данных определяется отношением полной шкалы АЦП к п о д ко р е н н о й с у м м е к в а д р а т о в входного шума АЦП и выходного шума аналогового тракта как независимых величин, т. е. ОСШ = 20log (U пш, АЦП / √ (U ш, а2 + U ш, АЦП2)), дБ. Таким образом, е с л и в ы хо д н о й ш у м а н а л о го в о го трак та не изменяется, использование в нашем примере 14‑разрядного АЦП вместо 12‑разрядного практически не повысит целевое разрешение системы⁴. Таблица 3. Общие погрешности сигнального тракта Параметр

Рис. 7. Гистограмма выходного кода реального АЦП при «заземленном входе»

Коэффициент стабилизации источника питания, %/В

Погрешность 50E–3

⁴ Если шум (случайная погрешность) средства измерения в три раза меньше шума измеряемого устройства, дальнейшее снижение шума измерительной системы нецелесообразно в большинстве случаев – прим. перев.

www.elcomdesign.ru

Мы не станем обсуждать, как каждая из этих погрешностей описывается в пределах самого активного прибора. Все погрешности вполне определены и уже описаны в других работах. Заметим, что мы рассматриваем все важные погрешности, чтобы анализ стал достаточно ясным и удовлетворял заданным параметрам точности системы. Выше были предложены и определены характерные погрешности активного прибора. Теперь рассмотрим общие погрешности, которые влияют на сигнальный тракт в целом (см. табл. 3). В нашем примере только температура и нестабильность питания учитываются как общие погрешности. Однако следует добавить и другие внешние воздействия, свойственные конкретному приложению или системе. Таблица погрешностей

Определив активные и пассивные погрешности, соберем их в электронную таблицу, чтобы оценить точность сигнального тракта на постоянном токе. Таблица 4 демонстрирует один из подходов к выполнению этой задачи. Несмотря на существование множества способов анализа точности сигнального тракта, использование метода электронных таблиц отличается наибольшей гибкостью, а также обеспечивает хорошее понимание, как перейти к декомпозиции погрешности в пределах сигнального тракта. Этот метод позволяет быстро и эффективно выбрать оптимальные соотношения между используемыми устройствами.

В верхней части таблицы 4 определены общие погрешности и параметры сигнального трак та, поскольк у эти цифры влияют на качество сигнального трак та в целом. Погрешности и параметры усилителя также находятся вверху, т. к. в сигнальном тракте существует много погрешностей и два усилительных каскада. Ниже в левой части таблицы все погрешности поделены между каждым каскадом схемы. Погрешности резисторов сгруппированы с каждым каскадом, чтобы представить оптимальные соотношения. Правая сторона таблицы показывает, как вычис ляются и накапливаются погрешности при прохождении сигнала через каскады. В расчетах все погрешности приведены в формате напряжения. Это удобнее, поскольку преобразователь находится в конце сигнального тракта и имеет полную входную шкалу, о пи сыв ае м у ю напр я жени е м . Зна чение, приведенное ко входу (RTO), используется для описания постоянного накопления погрешностей между каскадами. Чтобы можно было увидеть, как происходит накопление погрешностей в зависимости от используемого метода, каждый каскад предоставляет отдельную итоговую сумму (Sum) и итоговое СКЗ (RSS). Таким образом, конечный результат в таблице 4 представляет итоговое накопление ±3,4% суммированной погрешности и ±1,6% СКЗ погрешности для всего сигнального тракта, заданного параметрами технических описаний

для каждого узла и общими условиями (26°С). Итоговое накопление

Точность рассчитывается многими способами и принимает разный вид . Она должна быть осмыс лена и документирована конструктором во избежание искажения результатов. Извлечение квадратного корня из суммы квадратов погрешностей всех источников дает слишком пессимистичную оценку, а статистический допуск (итоговая сумма погрешностей, поделенная на их количество) – слишком оптимис тичную. Фак тическое значение допуска погрешности сигнального трак та находитс я меж ду этими двумя оценками. Таким образом, при добавлении (накоплении) систематических погрешностей сигнального тракта в целом или при любом анализе точности системы можно воспользоваться методом взвешенных погрешностей источников, а затем найти квадратный корень из суммы квадратов этих погрешностей. Данный метод считается наилучшим для определения общей погрешности всего сигнально тракта. Выводы

И в пассивных, и в активных устройствах возникает много ошибок. Не все являются существенными, но следует выбрать те, которые важны для конкретного использования сигнального тракта. Решение о том, какие погрешности являются доминирующими, имеют наи-

Комментарий переводчика статьи Статья Роба Ридера в значительной мере воспроизводит фирменные учебные материалы МТ‑001, МТ‑004 и др. (ADI), написанные известным автором книг и справочников по аналоговым схемам и АЦП Уолтом Кестером (Walt Kester), сотрудником компании ADI с 1969 г. Тем, кто хочет глубже ознакомиться с этой темой, лучше обратиться к первоисточникам. Ценность статьи Ридера состоит в разработке методологии автоматизированного расчета погрешностей системы сбора данных в виде электронной таблицы. Читатель может подставить в нее характеристики своих устройств, оценить результирующую погрешность системы и «поиграть» ее параметрами. Статья является хорошим учебным пособием для студентов и начинающих инженеров при освоении ИС систем сбора данных, выпускаемых, например, компаниями TI (ADS8684, ADS8201 и др.) и ADI (AD7124–8, AD7175–2 и др.). Много лет назад на русском языке вышла очень полезная книга Патрика Гарета (Patrick H. Garret) «Аналоговые устройства для микропроцессоров и миниЭВМ» (Мир, 1981), в которой анализируются статические и динамические погрешности устройств аналогового ввода, начиная с датчиков и заканчивая цифровыми интерфейсами. К сожалению, последнее, значительно дополненное автором издание на ту же тему (Advanced Instrumentation and Computer I/O Design, IEEE Press,

1994), переведено не было. Молодым специалистам я рекомендую иметь эти книги в качестве настольных, – это позволит избежать многих ошибок в проектировании систем сбора данных (даже на микросхемах). Замечу, что систематическая погрешность «хороша» тем, что поддается измерению и компенсации путем подачи на аналоговый вход системы известного сигнала (например, опорных напряжений и нуля) с последующей калибровкой. Поскольку выходной код АЦП поступает на вычислительное устройство (в виде управляющей ПЛИС или микроконтроллера), оно же вычисляет необходимые поправки в цифровом виде. Таким способом практически устраняются линейные аддитивные и мультипликативные погрешности. При добавлении точек калибровки в пределах шкалы можно существенно компенсировать интегральную нелинейность сигнального тракта, включая коммутатор и преобразователь, а при использовании калибровочного ЦАП и специальных алгоритмов удается нейтрализовать дифференциальную нелинейность АЦП. В этом смысле повышение разрядности АЦП может оказаться полезным: несмотря на сохранение шумовых параметров аналогового тракта, с уменьшением собственного шума преобразователя математическая обработка результатов преобразования (например, усреднение) повысит точность калибровки.

электронные компоненты №2 2016

АЦП и ЦАП

Андрей Данилов, к.т.н., danilovaudio.ru

Таблица 4. Анализ точности Параметры сигнального тракта

Значения

Входной сигнал, В Разрядность АЦП, бит Размах вх. ПШ АЦП (дифф., размах, В), с/зап. Размах вх. ПШ АЦП (дифф., размах, В) 1 МЗР АЦП (размах, В) Диапазон температур (–50...80°C) ≥ 1 = 26°С Кельвин, K Постоянная Больцмана, Дж/K Коэфф. стабилизации питания, %/В Синф. напряжение 1-го каскада, В Синф. напряжение буфера, В Напряжение питания Полоса частот, Гц Полоса шума, Гц, – система 1-го порядка Полоса шума, Гц, – система 2-го порядка

10,00E+0 12,00E+0 9,97E+0 10,00E+0 2,44E-3 1,00E+0 299,15E+0 13,80E-24 50,00E-3 5,00E+0 5,00E+0 7,00E+0 200,00E+3 314,00E+3 244,40E+3

Тракт дифференциального усилителя (DIFF)

Значения

Параметры усилителя Дрейф вх. напряжения смещения, В/C Дрейф входного тока, A/C Входной ток Долговременный дрейф, В (5000 ч) Разность входных токов, A КВНИП, дБ Входное напряжение смещения, В КОСС 1-го каскада, дБ КОСС буфера АЦП, дБ En_op (В/sqrt(Гц)) – СПЭШ In_op (нА/sqrt(Гц)) – СПТШ Напряжение шума (размах, В) Входы

3,50E-6 200,00E-15 150,00E-9 3,75E-3 10,00E-9 -120,00E+0 200,00E-6 -80,00E+0 -80,00E+0 6,00E-9 800,00E-15 150,00E-9

В А А В А В В В В В А В

Итоговый допуск (Ri1+Rtol+Rcoeff+Rlife) Итоговый допуск (Rf1+Rtol+Rcoeff+Rlife) Итоговый допуск (Rp1+Rtol+Rcoeff+Rlife) Итоговый допуск (Ro1+Rtol+Rcoeff+Rlife) Итоговый допуск (Av = Rf1/Ri1) Уровень сигнала (Разность вх. токов) х Rp1 – RTO Вх. напряжение смещения – RTO Погрешность входного тока – RTO Итоговая сист. погр. 1-го каскада (Sum) Итоговая сист. погр. 1-го каскада (RSS) Уровень сигнала (Sum) Уровень сигнала (RSS) Итоговый допуск (Ron1+Rtol+Rcoeff) Погрешность разделения каналов

Min 24,8122E+3 24,8745E+3 12,4217E+3 99,6475E+0 995,4660E-3 9,9547E+0 874,8575E-9 406,0773E-6 -21,6197E-6 1,3831E-3 1,0774E-3 9,9560E+0 9,9557E+0 319,9200E+0 1,5811E-3

Ом Ом Ом Ом В/В В В В В В В В В Ом В

Max 24,9878E+3 24,9878E+3 12,4939E+3 100,3525E+0 1,0071E+0 10,0707E+0 883,9525E-9 408,4398E-6 21,7455E-6 1,4346E-3 1,0837E-3 10,0722E+0 10,0718E+0 480,0800E+0 1,5811E-3

25,00E+0 100,00E-3 250,00E-3 1,00E+0 56,00E+3 56,20E+3 33,20E+0

Итоговый допуск (Ri2+Rtol+Rcoeff+Rlife) Итоговый допуск (Rf2+Rtol+Rcoeff+Rlife) Итоговый допуск (Av = Rf2/Ri2) Уровень сигнала (Sum) Уровень сигнала (RSS) (Разность вх. токов) x Ri2 – RTO Вх. напряжение смещения – RTO Погрешность вх. тока – RTO Систематическая погр. буфера АЦП (Sum) Систематическая погр. буфера АЦП (RSS) Уровень сигнала (Sum) Уровень сигнала (RSS)

55,9426E+3 56,1424E+3 1,0015E+0 9,9727E+0 9,9724E+0 280,5049E-6 3,9595E-3 15,6844E-6 4,7564E-3 4,0009E-3 9,9775E+0 9,9764E+0

Ом Ом В/В В В В В В В В В В

56,0574E+3 56,2576E+3 1,0056E+0 10,1305E+0 10,1301E+0 280,5039E-6 3,9758E-3 74,3156E-6 4,8334E-3 4,0179E-3 10,1353E+0 10,1342E+0

1,50E+0 10,00E+0 100,00E-3 30,00E+0 40,00E+0 -60,00E+0 400,00E+3 74,00E+0 65,00E+0 10,50E+0

-----------------------> -----------------------> -----------------------> -----------------------> -----------------------> -----------------------> Итоговая систематическая погр. АЦП Итоговая систематическая погр. (Summed) Итоговая систематическая погр. (RSS) Уровень сигнала (Summed) Уровень сигнала (RSS) Точность на постоянном токе (±), %

34,3610E-3 27,0070E-3 10,0041E+0 10,0031E+0 1,5774E+00

В В В В В В В В В В В %

3,6621E-3 24,4141E-3 10,0000E-3 300,0000E-6 400,0000E-6 3,5000E-6 26,6403E-3 34,4895E-3 27,0097E-3 10,1620E+0 10,1608E+0

1-й каскад схемы усиления – дифф. усилитель Коэфф. передачи (Av) Ri1, Ом Rf1, Ом Rp1, Ом = Ri1 || Rf1 Ro1, Ом ТКС, ppm/°C Допуск номинала, % Дрейф сопротивления за 5000 ч, %

Коммутатор сигналов (MUX) Ron1, Ом ТКС, ppm/°C Разброс сопротивления канала, % Разделение каналов, дБ Схема буферного усилителя (BUF) ТКС, ppm/C Разброс, % Дрейф сопротивления за 5000 ч, % Коэфф. передачи буфера (Av) Ri2, Ом Rf2, Ом Radc, Ом

1,00E+0 24,90E+3 24,90E+3 12,45E+3 100,00E+0 25,00E+0 100,00E-3 250,00E-3

400,00E+0 200,00E+0 20,00E+0 -70,00E+0

58 Схема АЦП (ADC) Интегральная нелинейность (МЗР) – 1,5 = DS Погрешность смещения (МЗР) – 10 = DS Погр-ть коэфф. передачи (%FS) – 0,1 = DS Дрейф смещения (ppm/C) – 30 = DSFT Дрейф коэфф. передачи (ppm/C) – 40 = DSFT КВНИП (дБ) – 5МЗР = DSFT Тактовая частота, Fs, Гц Идеальное ОСШ для 12 бит, дБ DS Min SINAD FS, дБ DS эфф. Разрядность, бит

www.elcomdesign.ru

Значения

3,50E-6 200,00E-15

3,50E-9 500,00E-6 500,00E-6 3,36E-6 448,29E-12 53,03E-9

Обозначения цветом: Входные переменные Накопление сигнала Накопление погрешности Выходные результаты Обозначения: RTO – приведенный к выходу DS – параметр из техописания DSFT – полный диапазон температур из техописания Summed – суммированные погрешности RSS – СКЗ погрешностей

большее влияние или «вес», является необходимым в любом анализе систематической погрешности на постоянном токе. Чтобы показать, как описанный пример сигнального тракта удовлетворяет требованию обеспечить точность менее ±2,0%, была составлена электронная таблица. Правильный выбор пассивных элементов обеспечивает столь же большую разницу в итоговой накопленной погрешности в сигнальном тракте, что и выбор активных устройств. Электронная таблица упрощает анализ погрешностей от разных устройств и позволяет быстро найти оптимальные соотношения.

ПШ (FS) – полная шкала МЗР – младший значащий разряд с/зап. – с запасом °С – градус Цельсия КВНИП – коэфф. влияния нестабильности ист. питания КОСС – коэфф. ослабления синфазного сигнала СПЭШ – спектральная плотность ЭДС шума СПТШ – спектральная плотность тока шума ТКС – температурный коэфф. сопротивления ОСШ – отношение сигнал/шум ppm – 1E-6 SINAD – сигнал/(искажения + шум)

Наконец, наиболее распространенным на практике методом является расчет точности с помощью среднеквадратичного значения (СКЗ). Метод суммирования с учетом веса, возможно, является более правильным способом определить истинную «наихудшую погрешность на постоянном токе»⁵, однако его применение может неоправданно усложнить сигнальный тракт, увеличив количество прецизионных элементов для компенсации исходного ряда погрешностей. При этом увеличиваются затраты, габариты, вес и энергопотребление системы.

Повышение разрядности преобразователя также не повысит точности измерения – более детальное измерение шума входных цепей обойдется удорожанием системы. Литература 1. R o b R e e d e r . A n I n s i d e L o o k a t H i g h - S p e e d A D C A c c u r a c y// h t t p : // electronicdesign.com. 2. MT-230: Noise Considerations in HighSpeed Converter Signal Chains, Analog Devices. 3. Noise considerations in high-speed converter signal chains. DSP – FPGA. August. 2013.

⁵ При наличии случайной помехи и дрейфа (временного и температурного) определение наихудшей погрешности не представляется возможным, поскольку за время работы системы может произойти событие, которое вызовет превышение погрешности – прим. перев.

электронные компоненты №2 2016

8-разрядные микроконтроллеры от Microchip Александр Аникеев, инженер-разработчик

Микроконтроллеры и микропроцессоры

Конец эпохи 8-разрядных микроконтроллеров многие отраслевые эксперты предсказывали еще более 20 лет назад. Однако они до сих пор составляют крупнейший сегмент рынка микроконтроллеров, в т.ч. в финансовом выражении.

Для многих приложений 8‑разрядные микроконтроллеры (МК) являются наилучшим выбором. Их преимуществом является сбалансированность по ряду параметров, к которым относятся энергопотребление, габариты, простота проектирования, программно-ориентированный подход, стоимость. Интеллектуальная периферия, используемая в 8‑разрядных МК компании Microchip, позволяет выполнять ряд операций без использования ресурса ядра, тем самым повышая производительность МК. Правильное соотношение меж ду аппаратным и программным обеспечением, а также мощные инструменты разработки и отладки позволяют уменьшить время разработки решения с 8‑разрядными МК и поддержать на них спрос. Предсказание у хода 8 ‑ разрядных микроконтроллеров с рынка вызвано устоявшимися заблуждениями относительно этих микросхем. Первое из этих заблуждений порождено компьютерным бумом середины 1990‑х гг. Вычислительные возможности персональных компьютеров росли с изумительной быстротой, так же быстро менялись и архитектуры. На смену 8‑разрядным процессорам пришли 16‑разрядные, их в скором времени сменили 32‑разрядные. В настоящее время в ПК уже используются многоядерные 64‑разрядные процессоры, а воспоминания о ПК с 8‑разрядным процессором могут вызвать только улыбку. Экспертам казалось, что и в остальных приложениях произойдет схожая эволюция, но это очевидное заблуждение. В ря де при ложений, напр и м ер во многих встраиваемых системах, системах промышленной автоматизации и т. д., быстрая смена элементной базы невозможна. В таких приложениях срок с лу жбы из делий может достигать 20–25 лет, следовательно, и заложенная в них элементная база

www.elcomdesign.ru

должна производиться весь этот срок. Кроме того, во многих приложениях на электронику накладываются ограничения по размерам, энергопотреблению, рассеянию тепла, стоимости, времени разработки, преемственности разных поколений и т. д. К преимуществам 32‑разрядных МК, предвещающим у ход со сцены их 8‑разрядных предшественников, относится и технологический КМОПпроцесс с меньшими проек тными нормами от 60 нм и ниже, за счет чего имеется возможность увеличить чис ло транзис торов на крис талле и повысить функциональность. Это справедливо, но лишь отчасти. Оборотной стороной медали является у в е л ич е н и е э н е р г о п о т р е б л е н и я , в т. ч. за счет увеличения токов утечки. Поэтому в ряде 32‑разрядных МК, используемых для приложений, где важно свести к минимуму ток потребления, приходится идти на снижение энергопотребления, например за счет динамического изменения частоты или отключения доменов, не используемых в тек ущем цик ле. С ледует также учесть, что аналоговая часть не масштабируется, как цифровая. Например, в нынешних 8‑разрадных МК площадь ядра может не превышать 5% от площади кристалла. Часто к недостаткам 8‑разрядных МК причисляют их низкую производительность. Действительно, если для сравнения использовать известные тесты, в которых производительность измеряется при решении различных вычислительных задач, то 8‑разрядные МК заметно проигрывают 32‑разрядным. Однако следует учесть, что на практике 8‑разрядные МК используются совсем с другой целью, например в системах управления, где не требуется очень высокой быстродействие, а с задачей отключить/включить клапан при превышении заданных параметров пре-

красно справятся периферийные блоки, не задействующие ресурсов ядра. Так же просто реализовать на 8‑разрядном МК, например, ПИД-регулятор для системы термостатирования и прочих аналогичных задач. К потенциальным преимуществам 32‑разрядных процессоров, производимых по 40‑нм технологии и ниже, относится работа при пониженном напряжении, а значит, с меньшей потребляемой мощностью. Это, действительно, важное преимущество, например, для многих мобильных систем, но следует иметь в виду, что 8‑разрядные МК часто работают в среде с электромагнитными помехами и уменьшение напряжения питания приведет к снижению помехоустойчивости, что недопустимо. Именно по этой причине цифровая схема в подобных случаях питается от напряжения 5 В. Рассуждая о настоящем и будущем 8‑разрядных МК, следует понимать, что они не конкурируют напрямую с 32‑разрядными МК. Эти микросхемы предназначены для разного круга задач. В настоящее время 8‑разрядные МК Microchip представляют собой системы смешанных сигналов с модулями интеллектуальной периферии. Вкратце опишем эти модули. – Перестраиваемые логические ячейки (CLC). Эти ячейки обеспечивают реализацию схем на базе комбинационной и последовательной логики. С их помощью устанавливаются внутренние связи между периферийными модулями и входами/выходами МК, что сокращает число внешних компонентов, кодовое пространство и повышает функциональность. – Генераторы с цифровым управлением (NCO). Эти устройства являются программируемыми прецизионными генераторами частотных сигналов в диапазоне < 1 Гц…500 кГц. NCO позволяют повысить производительность, упро-

Рис. 1. Структурная схема МК PIC12(L)F1571/2 с тремя прецизионными 16-разрядными ШИМ

Микроконтроллеры и микропроцессоры

стив при этом проектирование приложений с прецизионным линейным регулированием частоты. Примерами таких приложений являются устройства управления люминесцентными лампами, системы регулирования освещения, схемы настройки радиоаппаратуры, звуковые усилители класса D и т. д. – Аппаратно реализованные емкостные делители напряжения (CVD). CVD-датчики реагируют на приближение и прикосновение к экрану. Эти устройства позволяют упростить проектирование и уменьшить размер кода. – Генератор выходных комплементарных сигналов (COG)/гене ратор комплементарных сигналов (CWG). CWG-генератор вырабатывают комплементарные сигналы с возм о ж н о с т ью у п р а в л е н и я м е р т в о й зоной между передними и задними фронтами, что обеспечивает син хронное переключение без помощи процессора. CWG-генератор оснащен функциями автоматического выключения/перезапуска и может напрямую подключаться ко входам других периферийных/внешних устройств. COG строятся на базе CWG, но обладают лучшими характеристиками за счет функций управления перекрытиями и фазами сигналов. – Программируемый импульсный контроллер (PSMC). PSMC-контроллер является высокопроизводительным 16‑разрядным ШИМ с шестью перестраиваемыми выходами, который работает в нескольких режимах. Обладая специализированным тактовым генератором на 64 МГц, универсальным подключением к внешним входам, а также собственными периферийными и тактовыми устройствами, PSMC-контроллер обеспечивает наивысший уровень и точность ШИМ-регулирования в 8‑разрядном микроконтроллере. PSMC-контроллер упрощает реализацию широкого ряда приложений, в т. ч. управление приводом, системами освещения и источники питания. Разработчики могут комбинировать периферийные модули для автономного выполнения функций приложения, а также могут соединять их, чтобы увеличить число интегрированных интеллектуальных аналоговых периферийных модулей. Конфигурирование периферии удобно реализовать с помощью программной платформы 3.0 MPLAB Code Configurator (MCC). Это самая последняя версия свободно распространяемого графического ПО. В производственную линейку МК компании входят около 900 различных модификаций, отличающихся числом выводов, объемом памяти, набором

Рис. 2. Структурная схема МК PIC12(L)F1612/16(L)F1613

периферии, производительностью. В качестве примера приведем два из последних МК, произведенных компанией. На рисунке 1 показана структурная схема МК PIC12 (L)F1571/2 с тремя прецизионными 16‑разрядными ШИМ. Этот МК выполнен по технологии XLP с очень ма лым энергопотреблением . При напряжении питания 1,8 В потребление микроконтроллера не превышает 20 нА, а в рабочем режиме при том же напряжении ток потребления составляет 30 мкА/МГц. Тактовая частота МК достигает 32 МГц. Микроконтроллер выпускается в 8‑выводных корпусах разного типа. На рисунке 2 представлена структ урная с хема микроконтроллеров

PIC12 (L)F1612/16 (L)F1613. Они выпускаются в 8-, 14‑и 16‑выводных корпусах и имеют то же ядро, что и МК PIC12 (L)F1571/2, но периферийные модули у них совсем другие. Таким образом, именно за счет широкого функционального набора перифе рийных модулей при одном и том же ядре компания Microchip соз дает, по сути, совершенно разные системы управления и контроля. В этом и зак лючаетс я «изюминка», позво ляющая найти в производственной линейке компании микроконтроллер, подходящий для очень многих приложений, начиная с систем измерения ресурсов и заканчивая силовой электроникой.

электронные компоненты №2 2016

Увеличение динамического диапазона измерения сигналов высокоимпедансного датчика Марк Райсигер (Mark Reisiger)

А н а л о го в ы е ко м п о н е н т ы

В статье рассмотрены варианты трансимпедансных схем с ограничени‑ ем выходного сигнала. Описаны требования к компонентам схем, и при‑ ведены результаты сравнительного эксперимента.

Измерение сигнала датчиков с очень большим, тераомным выходным сопротивлением – довольно-таки трудная задача. Выходной ток этих датчиков крайне мал, и для его измерения используются электрометрические операционные усилители. Применение электрометрических усилителей в трансимпедансных схемах позволяет измерять токи до 1 фА. Заметим, что при таких величинах тока в обратной связи усилителя используются резисторы величиной в сотни ГОм или даже ТОм. В то же время во многих случаях требуется защитить входной каскад усилителя от перегрузки, т. е. ограничить выходное напряжение так, чтобы усилитель не входил в насыщение. К сожалению, компоненты для ограничения выходного напряжения могут ухудшить параметры схемы измерения. На рисунке 1 показана часто и сп о льзуе м а я т р ан си м п е д ан сн а я схема усилителя сигнала высокоомного датчика. За счет отрицательной обратной связи напряжение на инвертирующем входе равно 0 В, т.е. этот вход виртуально заземлен. Поскольку неинвертирующий вход соединен с землей, дифференциальное входное напряжение также равно 0 В. Выходной сигнал в этом случае равен произведению тока датчика и сопротивления резистора обратной связи. Такое положение дел сохраняется, пока произведение тока датчика и сопротивления обратной связи не с танет равным максимальному выходному напряжению операционного усилителя, т.е. пока ток датчика протекает только через резистор обратной связи. Если выходное напряжение дос тигло максимума, а ток датчика продолжит увеличиваться, напряжение на выходе усилителя увеличиваться не станет. Следовательно, ток датчика частично начнет протекать через входные защитные диоды, и диф-

www.elcomdesign.ru

Рис. 1. Схема с простым диодным ограничителем

Рис. 2. Схема с защитным ограничением напряжения

ференциальное входное напряжение начнет увеличиваться до напряжения насыщения защитных диодов, что приведет к перегрузке входного каскада. Простейший способ избежать перегрузки заключается во введении в цепь обратной связи ограничительного диода (см. рис. 1). Однако этот способ имеет ряд недостатков. Во‑первых, су жается динамический диапазон, т. к. выходное напряжение усилителя ограничено напряжением насыщения диода. Во‑вторых, из-за экспоненциальной вольт-амперной характеристики диода схема станет нелинейной, и возрастет погрешность. Но даже если по каким-то соображениям решено выбрать в качестве ограничителя простую схему с диодом, как

показано на рисунке 1, то из-за очень большого сопротивления резистора обратной связи RF к выбору диода следует подойти со всей тщательностью. При значениях напряжения, которые меньше температурного потенциала kT/q (26 мВ при T = 300 K), диод ведет себя как резистор с очень большим сопротивлением. При этом величина сопротивления в значительной мере зависит от температуры и уменьшается вдвое при повышении температуры на 10°C. Чтобы избежать погрешности, сопротивление диода должно быть значительно выше сопротивления резистора обратной связи RF. П р и з н ач е н и я х п р и л о ж е н н о г о напряжения выше температ урного потенциала kT/q начинает преобладать экспоненциальная харак теристика

Рис. 3. Схема с использованием электрометрического усилителя

Рис. 4. Результаты эксперимента Таблица. Компоненты, используемые в натурном эксперименте Производитель

Обозначение

Электрометрический усилитель

Наименование компонента

Analog Devices

ADA4530-1

Оценочная плата

Analog Devices

ADA4530-1ARMZ

Ohmite

RX-1M1009FE

AVX

UQCFVAOR3BAT2A/500

Linear Integrated Systems

PAD1

100-ГОм резистор обратной связи Конденсатор обратной связи 300 фФ Ограничивающий диод Выходной диод 1

Fairchild

1N418

Выходной диод 2

Fairchild

1N5230

мультиметром Keysight 3458a. Напряжение питания схемы: ±5 В; температура в лаборатории: 25°C; входные токи: 10 фА…100 пА; выходное напряжение: 1 мВ…5 В. Результаты измерений представлены на графике (см. рис. 4). Линейность оценивалась как разность между идеальным и измеренным выходным напряжением (см. рис. 5).

В качестве опорной кривой можно использовать результат, полученный в отсутствие ограничения (кривая черного цвета). Погрешность в этом случае не превышала 1 мВ, пока выходное напряжение усилителя находилось в диапазоне напряжения питания и усилитель не входил в насыщение. Выходное напряжение в схеме с простым диодным

¹Внутренний буфер представляет собой усилитель с единичным напряжением, отслеживающий входное синфазное напряжение.

электронные компоненты №2 2016

А н а л о го в ы е ко м п о н е н т ы

и вносить нелинейную погрешность. Следовательно, требуется использовать либо специальные пикоамперные диоды (например, PAD1 с крайне высоким сопротивлением при малых токах), стоимость которых составляет несколько долларов, либо вместо диода задействовать полевой транзистор с p‑n‑переходом, что усложняет схему. Возможно и иное решение для увеличения выходного сигнала (см. рис. 2). Данный метод можно назвать ограничением с защитным напряжением (guard limiter). Как видно из схемы, ограничение выходного напряжения начнет действовать после того, как напряжение на сопротивлении R1 превысит значение kT/q. Например, если R1 = 1 кОм, ограничение начнет действовать при 26 мкА, что значительно больше, чем в схеме на рисунке 1. При этом D2 может быть стандартным недорогим диодом. Схема настраивается за счет использования вместо диода D2 стабилитрона или последовательной цепи диодов. Схема на рисунке 2 существенно увеличивает динамический диапазон, но в ней еще задействован дорогостоящий диод D1. Положение дел можно улучшить, если выбрать электрометрический усилитель с защитными ESD-диодами и встроенным буфером, формирующим напряжение V GUARD , которое подается на отдельный вывод микросхемы. Одним из таких усилителей является ADA4530–1 от компании Analog Devices. Внутренний буфер¹ защитного напряжения через резистор подключен к ESD-диодам, чтобы уменьшить составляющие входных токов через эти диоды за счет уменьшения прямого смещения на них до 0 В. ESD-диоды имеют крайне малый ток утечки. На рисунке 3 представлена схема с усилителем ADA4530–1 с защитным ограничением напряжения (guard limiter), причем R1 = 1 кОм. В этой схеме для ограничения напряжения требуется только один внешний элемент – диод D2. Схема начинает ограничивать сигнал, как только температ урный потенциал сравнивается с напряжением VGUARD. Заметим, что поскольку напряжение VGUARD изменяется, его не следует подключать к охранным кольцам вокруг входов усилителя. Охранные кольца подключаются к сигнальной земле. Для сравнения всех описанных схем был проведен натурный эксперимент. Используемые в нем компоненты приведены в таблице. В качестве источника тока применялся источник с электрометрической градуировкой Keithley 6430. Измерение выходного напряжения проводилось высокоточным цифровым

ла динамический диапазон, в котором погрешность выходного напряжения не превышала 1 мВ: входной ток возрос до 10 пА, а выходное напряжение – до 1 В. Заметим, что в этом случае схема ограничения вступила в работу при токе значительно меньшем, чем 1 мА. Именно такой ток указан в специ фикации стабилитрона при напряжении пробоя (номинальное напряжение стабилизации) 4,7 В. Для увеличения динамического диапазона желательно выбирать стабилитроны с минимальной температурной чувствительностью, например 1N4624. Динамический диапазон также можно увеличить, установив внешний резистор между выводом VGUARD и сигнальной землей. Выводы

А н а л о го в ы е ко м п о н е н т ы

Рис. 5. Погрешность выходного напряжения при различных схемах ограничителей

ограничителем PAD1 совпадало с исходным вариантом, и погрешность выходного напряжения не превышала 1 мВ при малых входных токах. Это означает, что сопротивление диода PAD1 при 25°C значительно превышало сопротивление резистора обратной связи 100 ГОм. Такое положение дел сохранялось при входных токах до 600 фА, что соответствовало выходному напряжению 60 мВ. При испытании схемы с использов анием ESD -диодов (см . рис. 3)

и 1N418 в качестве диода D2 диапазон входных токов, при котором погрешность выходного напряжения не превышала 1 мВ, увеличился до 2,5 пА, а выходное напряжение возрос ло до 250 мВ; по сравнению с простым ограничителем, динамический диапазон увеличился в четыре раза. Этот результат подтверж дает хорошие параметры встроенных ESD-диодов. Замена диода 1N418 стабилитроном 1N5230 в еще большей мере увеличи-

В с хемах с элек трометрически м и ус и л и т е л я м и ч а с т о т р е буе т с я ограничить выходное напряжение. Ес ли использовать прос т ую с хему ограничения (см. рис. 1), придется использовать специальный дорогостоящий диод или даже два диода, ес ли ограничение двуполярное. Стоимость таких диодов достигает нескольких долларов. Однако можно воспользоватьс я более экономичн ы м р е ш е н и е м со сп е ц и а л ьн ы м и электрометрическими усилителями, подобными ADA4530–1 с внутренним буфером VGUARD . При этом потребуется всего лишь один внешний диод стоимостью несколько центов.

События рынка

| V Всероссийская научно-техническая конференция «электромагнитная совместимость (ЭМС)» |

Москва, 18 мая 2016 г. Компания «ТЕСТПРИБОР» совместно с Международной ассоциацией участников космической деятельности (МАКД) и Ассоциацией «Электропитание» проводит V ежегодную Научно-техническую конференцию на тему: «Электромагнитная совместимость». Тематика конференции: • испытания радиоэлектронного оборудования на ЭМС; • защита РЭА от ЭМИ; • оборудование для испытаний на ЭМС; • нормативно-правовая база испытаний ТС на ЭМС; • метрологическое обеспечение испытаний в области ЭМС; • аттестация ИО, применяемого при оценке соответствия оборонной продукции; • вопросы конструирования радиоэлектронной аппаратуры с учетом требований электромагнитной совместимости. • СВЧ-компоненты. Сроки и место проведения: 18 мая 2016 г., Москва, конференц-зал «Сатурн», гостиничный комплекс «Космос». В работе конференции ежегодно принимают участие руководители и ведущие специалисты Минобороны РФ, Госкорпораций «Роскосмос» и «Росатом», фирм-разработчиков РЭА, авиационных предприятий, испытательных центров, изготовителей и разработчиков испытательного и измерительного оборудования. Предлагаем Вашим специалистам принять участие в конференции. Для участия необходимо направить заявку в организационный комитет. Для формирования программы тему доклада необходимо направить не позднее 14.03.2016 г. Предоставленные доклады будут опубликованы в виде сборника тезисов и выданы каждому участнику. В рамках конференции состоятся кофе-брейки, а также банкет в ресторане «Галактика». Сбор и регистрация: гостиничный комплекс «Космос», Москва, Проспект Мира, 150 (м. ВДНХ). Стоимость оплаты целевого взноса за одного участника конференции 8000 руб., включая НДС. Справки по тел./эл. почте: +7 (495) 232-1467/tp@test-expert.ru. www.test-expert.ru

www.elcomdesign.ru

Микросхемы памяти Редакционный обзор

Мы отлично понимаем, что невозможно объять необъятное, поэтому в этом кратком обзоре остановимся на микросхемах энергонезависимой памяти, производимых компаниями, которые широко представлены в России.

Микросхемы памяти

FRAM

Этот вид энергонезависимой памяти по нескольким показателям превосходит другие типы энергонезависимой памяти – EEPROM и FLASH. В FRAM перед записью не требуется проводить стирание ранее записанных данных, запись происходит поверх них. Время записи данных в FRAM составляет примерно 150 нс, тогда как у EEPROM и FLASH это время составляет примерно 5 мс и 150 мкс соответственно. И, наконец, число циклов чтение/запись достигает 1013, что значительно превосходит аналогичные показатели EEPROM и FLASH. Наиболее крупной из рассматриваемых в обзоре компаний, производящих данный вид памяти, является Fujitsu. В ее продуктовую линейку входят микросхемы FRAM с последовательными (I2C и SPI) и параллельными интерфейсами. Обобщенные параметры микросхем с различными интерфейсами приведены в таблице 1. И пару с лов о новинках компании. К ним относится 1‑Мбит (256 К×8) MB85RS2MT с SPI, ее «изюминка» заключается в корпусе WL–CSP (wafer level chip) размером 3,09×2,28×0,33 мм. Напряжение питания MB85RS1MT составляет 1,8–3,6 В, гарантированное число циклов чтение/запись достигает 1013, срок сохранения данных – 10 лет при температуре 85°C. Структурная схема MB85RS2MT показана на рисунке 1. Другая новинка, 4‑Мбит (256 К×8) MB85R4M2T с параллельным интерф ейсо м , пр оизв оди тс я в корп усе TSOP‑44. Напряжение питания микросхемы: 1,8–3,6 В; время цикла: 150 нс;

Рис. 1. Структурная схема последовательной памяти Fujitsu FRAM MB85RS2MT

Рис. 2. Структурная схема параллельной памяти Fujitsu FRAM MB85R4M2T

Таблица 1. Обобщенные параметры микросхем FRAM Fujitsu с различными интерфейсам Интерфейс I2C SPI Параллельный

Емкость памяти

Напряжение питания, В

Максимальная частота, МГц

Диапазон рабочих температур, °С

Число циклов чтения/ запись

Корпус

4 Кбит…1 Мбит

1,8–3,6; 2,7–3,6; 5,7–5,5

1; 3,4

–40…85

1012; 1013

SOP-8, SON-8

10 ; 10

SOP-8, SON-8, WL-CSP

1010; 1012; 1013

TSOP-28, SOP-28, TSOP-44, TSOP-48

16 Кбит…2 Мбит

1,8–3,6; 2,7–3,6

15–33

–40…85; –40…95; –40…105

256 Кбит (32 К×8)….4 Мбит (256 К×16 и 512 К×8)

1,8–3,6; 2,7–3,6; 3,0–3,6

Время цикла 150 нс

–40…85

www.elcomdesign.ru

число циклов чтение/запись: 1013; ток потребления: 20 мА в рабочем режиме и 20 мкА в режиме сна. Структурная схема этой микросхемы памяти приведена на рисунке 2. Отметим, что Fujitsu производит также FRAM для RFID; эти ИС предназначены для использования в диапазоне частот UHF (860–960 МГц) и HF (13,56 МГц), их емкость варьируется в пределах 36 байт…9 кБайт, а число циклов запись/чтение составляет 1010 и 1012. Другим крупным производителем FRAM является Cypress. Компания производит около 20 модификаций микросхем этого типа с последовательными (I 2C и SPI) интерфейсами. Их обобщенные основные параметры приведены ниже. –– Емкость памяти: 4 Кбит…4 Мбит. –– Число циклов чтение/запись: 1014. –– Максимальная тактовая частота: 40 МГц (SPI) и 3,4 МГц (I2C). –– Напряжение питания: 2,0 –3,6 В; 2,7–3,65 В; 2,7–5,5 В; 4,5–5,5 В. –– Диапазон рабочих температ ур: –40…85°C; –40…105°C; –40…125°C. Микросхемы FRAM производит также компания LAPIS Semiconductor из ROHM group, но ее продуктовая линейка заметно меньше: в нее входят 5 микросхем с последовательными (I2C и SPI) и парал-

лельными интерфейсами. Их основные параметры. –– Е м к о с т ь п а м я т и : 3 2 К б и т (4 К×8)…2 Мбит (256 К×8). –– Число циклов чтение/запись: 1012. –– Максимальная тактовая частота:

15 МГц и 34 МГц (последовательный интерфейс). –– Время цикла: 150 нс (параллельный интерфейс). –– Напряжение питания: 2,7–3,6 В и 2,5–3,6 В.

Рис. 3. Структурная схема памяти Cypress 256-Мбит NOR FLASH S25FL256L с последовательным интерфейсом Quad SPI

Таблица 2. Обобщенные параметры микросхем EEPROM Производитель

Renesas

Емкость памяти, Кбит

Напряжение питания, В(1)

Максимальная частота, МГц

Диапазон рабочих температур, °С

Корпус

I2C

2–512

1,8–5,5

0,4–1

–40…85; –40…105

SOP-8/TSSOP-8, -14

SPI

2–512

1,8–5,5

3–5

–40…85; –40…105

SOP-8/TSSOP-8, -14

Параллельный

64 –1024

2,7–5,5

–40…85

TSOP28, SOP28, SOP32

I2C

1–2048

1,6–5,5

0,4–1

–40…85; –40…105

SPI

1–2048

1,7–5,5

5–20

–40…85; –40…105

Microwire

1–16

1,8–5,5

–40…85; –40…105

SO8N, TSSOP, UFDFPN5 и 8 (DFN5 и 8), n WLCSP

2–2048

1,8–5,5

0,4–1

–40…125

SPI

1–2048

1,8–5,5

5–20

–40…125

Microwire

2–16

1,8–5,5

–40…125

I2C

128 бит…1024

1,7–5,5

0,4–1

–40…85; –40…125

SPI

1–1024

1,8–5,6

1–20

–40…85; –40…125 40…150

Microwire

1–16

1,8–5,5

2–3

–25…85; –40…85; –40…125

UNI/O

1–16

1,8–5,5

0,1

–40…85; –40…125

3/SOT-23, 3/TO-92, 8/MSOP, 8/PDIP, 8/SOIC 150mil, 8/TDFN

Microsemi

параллельный

1024 (128К×8)

140–300(4)

0…70; –40…85; –55…125

32 DIP, 32 CSOJ

Microsemi MCP(2)

параллельный

1024–4096(5)

80–150; 125–300; 150–300(4)

0…70; –40…85; –55…125

32 DIP, 66 HIP PGA, 68 CQFP

Microsemi QML(3)

параллельный

1024 (128К×8)

140–300

–55…125

32 DIP, 32 CSOJ

90–150; 150–200; 150–300(4)

–55…125

32 DIP, 66 HIP PGA, 68 CQFP

STMicroelectronics (стандарт AEC-Q100)

Microchip

Microsemi MCP QML

параллельный

1024–4096

SO8, TSSOP8, WFDFPN8

0/BMPD WFR, 4/CSP, 5/SC-70, 5/SOT-23, 6/SOT-23, 8/DFN, 8/ MSOP, 8/PDIP, 8/SOIC 150 mil, 8/TDFN, 8/TSSOP

(1)

Даны наибольшие и наименьшие значения в семействе микросхем. MCP – Custom Memory Multi-Chip Packages. QML – Qualified Manufacturing Line. (4) Время доступа, нс. (5) Конфигурация 128К×8; 256К×8; 512К×8; 512К×16; 32К×32; 128К×32. (2) (3)

электронные компоненты №2 2016

Микросхемы памяти

STMicroelectronics (стандартная линейка)

Интерфейс

Микросхемы памяти

Рис. 4. Структурная схема памяти Cypress 256-Мбит HyperFlash S26KS256S с последовательным интерфейсом HyperBus

Рис. 5. Структурная схема 256-Мбит NOR FLASH памяти Cypress S29GL256S с параллельным интерфейсом с постраничным чтением EEPROM

Э тот тип пам яти пр оизводитс я давно и отлично знаком отечественн ы м р а з р а б о т ч и к а м , п оэ то м у м ы ограничимся таблицей, в которой указаны основные параметры микросхем EEPROM крупнейших производителе, присутствующих на российском рынке (см. табл. 2). FLASH

Мы рассмотрим только микросхемы FLASH, оставив за скобками накопители FLASH. В этом случае под наши условия подпадают 2 компании – Cypress Semiconductor и Microchip Technology. У Cypress – наиболее полная продуктовая линейка. В нее входят микросхемы NAND FLASH и NOR FLASH.

www.elcomdesign.ru

NOR FLASH производится с параллельным и последовательным интерфейсами, в т.ч. с фирменным п о с л е д о в а т е л ьн ы м и н т е р ф е й со м Cypress HyperBus, обеспечивающим скорость чтения 333 Мбит/с, что выше, чем в обычных FLASH с интерфейсом Quad SPI. Семейство микросхем

с HyperBus носит название HyperFlash и, как многие другие микрос хемы FLASH этой компании, отвечает требованиям стандарта AEC-Q100. Компания производит также и MCP (Multi-Chip Packages) FLASH. В этом случае в одном корпусе могут находиться несколько разных кристаллов памяти. Структурные схемы FLASH с интерфейсом Quad SPIи HyperFlash показаны на рисунке 3 и рисунке 4 соответственно. ИС памяти NOR FLASH с последовательным интерфейсом Quad SPI и HyperFlash состоят из 2 семейств каждая, различающихся напряжением питания и емкостью. Разнообразие параметров, а также особенности интерфейсов и режимов работы FLASH-памяти заставляют нас ограничиться самими общими квалификационными параметрами. Для NOR FLASH с последовательным интерфейсом они приведены в таблице 3. NOR FLASH с параллельным интерфейсом состоит из 8 семейств (см. табл. 4), которые различаются емкостью памяти, напряжением питания и способами чтения: стандартный; режим группового обмена (burst-mode); постраничное чтение (см. рис. 5); одновременное чтение и запись данных из разных банков памяти, для чего память разбивается на независимые банки. Память NAND FLASH производится по технологии с одноуровневыми ячейками SSL (Single-Level Cell) и делится на 5 семейств, которые различаются по емкости памяти и напряжению питания (1,8 В и 3,0 В); также есть модификации с повышенной надежностью или повышенной степенью защиты данных (см. рис. 6). Емкость памяти NAND FLASH охватывает диапазон 1–16 Гбит. Интерфейс стандартный Open NAND Flash Interface (ONFI) с мультиплексированной шиной команд, адреса и данных. В продуктовую линейку Microchip входят простые, экономичные микросхемы NOR FLASH с последовательным и параллельным интерфейсом. Емкость памяти микросхемы обоих семейств одинакова и варьируется в пределах 1–64 Мбит. Тактовая частота микросхем с последовательным интерфейсом изменяется в диапазоне 20–104 МГц, а время

Таблица 3. Квалификационные параметры NOR FLASH Cypress Semiconductor с последовательным интерфейсом Интерфейс Quad SPI HyperFlash

Напряжение питания, В

Емкость памяти, Мбит

Максимальная тактовая частота, МГц

Стандарт AEC-Q100

1,8

64–512

133

–

3,0

16–1024

133

1,8

128–512

333

3,0

128–512

333

доступа в параллельных NOR FLASH колеблется в пределах 55–90 нс. И в заключение нашего краткого обзора приведем самые последние и наиболее интересные, на наш взгляд, новости этого сегмента рынка. IP-ядра встраиваемой памяти SRAM с очень малым энергопотреблением от компании sureCore

Флэш-память от Renesas для автомобильных аналоговых устройств

Компания Renesas Electronics разработала встраиваемую 90‑нм флэш-память MONOS (Metal/Oxide/Nitride/Oxide/ Silicon – с трук т ура оксид /металл/ оксид/нитрид/кремний) с ячейками на одном транзисторе, которую можно изготавливать по разным техпроцессам, например по КМОП и BiCDMOS. Однотранзис торным ячейкам памяти, для изготовления которых используется сочетание нескольких разных процессов с меньшим числом дополнительных маскирующих слоев, для чтения требуется положительное напряжение на затворах. Кроме того,

Емкость памяти, Мбит

Напряжение питания

Интерфейс

1–32

Стандартный JEDEC Flash

8–16

1,5

Стандартный JEDEC Flash

8–16

3,0

Стандартный JEDEC Flash

16–32

2,5–3,0

Групповой обмен (burst-mode), частота 75 МГц

32–128

3,0 В

Одновременное чтение и запись данных

32–128

3,0 В

Одновременное чтение, запись данных и постраничное чтение

32–2048

3,0 В

Режим параллельных страниц

1,8

Групповой обмен, одновременное чтение и запись данных

64–512

Примечания

Для жестких условий эксплуатации в подкапотном пространстве автомобиля

Рис. 6. Структурная схема 2-Гбит NAND FLASH памяти Cypress S34SL02G2 с защитой данных

небходима более тонкая пленка для захвата заряда, чтобы обеспечить энергоэффективное туннелирование Фаулера-Нордхейма при операциях программирования/стирания (P/E). Оба этих обстоятельства уменьшают надежность эксплуатации запоминающих ус тройс тв при высоких температурах, типичных, например, для автомобильных приложений. Для устранения этой проблемы компания Renesas объединила технологию однотранзисторной флэш-памяти с новой архитектурой массива, что исключило необходимость в подаче положительного напряжения при операциях чтения и обеспечило высокое качество

решений, необходимое для автомобильной электроники. Уменьшилось и энергопотребление при операциях программирования и стирания. Таким образом, новая технология позволит устанавливать флэш-память в аналоговые устройства для автомобильных приложений с усовер шенствованными характеристиками и повышенной надежностью. Новая функция IPEMU (Idling Pr o g r a m E r a s e M a n a g e m e n t U n i t) флэш-памяти управляет перезаписью, когда двигатель остановлен системой старт–стоп, что позволяет уменьшить энергопотребление в холостом режиме на 99%.

электронные компоненты №2 2016

Микросхемы памяти

Компилятор памяти от компании sureCore, построенный на основе 28‑нм технологии FDSOI (Fully Depleted Silicon On Insulator – полностью обедненный кремний на изоляторе), поддерживает IP-ядра Single Port SRAM и Dual Port SRAM с малым энергопотреблением, предназначенные для использования в 28‑нм техпроцессе FDSOI. Компилятор располагает емкостью памяти до 1 Мбит при длине слов до 288 бит и поддерживает мультиплексирование с коэффициентами 4, 8 и 16. У IP-ядра Single Port SRAM – широкий диапазон рабочего напряжения 0,6–1,2 В, а энергопотребление в динамическом режиме на 50% меньше, чем у современных аналогов. В статическом режиме энергопотребление IP-ядра на 35% меньше. Такая экономия достигается ценой незначительного (на 10%) увеличения занимаемой на кристалле площади. Компилятор памяти от компании sureCore позволяет выбрать размер SRAM по количеству слов, их длине и коэффициенту мультиплексирования. Он автоматически генерирует таблицы данных, модели симуляции (Verilog), топологии элементов (LEF) и модели для расчета временных соотношений и энергопотребления (Liberty), позволяющие ускорить процесс проектирования. Областью применения этой памяти являются приложения, где востребовано длительное время автономной работы.

Таблица 4. Семейство NOR FLASH Cypress Semiconductor с параллельным интерфейсом

Микросхемы памяти

Новые карты памяти SD и Micro SD от Swissbit

Благодаря архитектуре FTL (firmware translation layer – уровень трансляции микропрограммы), которую компанияразработчик Swissbit впервые в мире реализовала на SD-картах встроенного ПО на основе подстраниц, новое семейство запоминающих устройств S‑45 получило несколько важных преимуществ. К ним относятся: меньшие производственные издержки; больший эксплуатационный ресурс и время хранения данных; исключение ошибок чтения типа read disturb; поддержка функции произвольной записи при операциях с малым объемом данных, а также защита от сбоев питания. Благодаря подстраничной архитектуре FTL значительно уменьшился типоразмер внутренних блоков управления, и увеличилась скорость обработки записи в малых сегментах. Кроме того, скорость произвольной записи в малые сегменты памяти семейства S‑45 выросла в среднем в 50–100 раз по сравнению с аналогами от других производителей. В результате значительно повысилась скорость функционирования встраиваемых приложений. При увеличении скорости произвольной записи в той же мере снижается коэффициент WAF, а эксплуатационный ресурс флэш-памяти на основе ячеек с несколькими уровнями (MLC) почти достиг показателя памяти с одноуровневыми ячейками (SLC). Семейства запоминающих устройств S‑45 (SD-карты емкостью 4–64 Гбайт) и S‑45u (карты Micro SD емкостью 4–64 Гбайт) совместимы с режимом шины UHS-I. Скорость карт этих семейств: class 10; скорость последовательной передачи данных: 38 Мбит/с. Новинки оснащены интеллек т уальной функцией RDM (read disturb management – исключение ошибок чтения типа read disturb, когда при чтении одного бита изменяется состояние

соседнего бита) и обладают возможностью «автообновления» в фоновом режиме, которое не сказывается на производительности. Такое управление данными повышает их достоверность, в первую очередь, в приложениях с большим числом операций чтения. Благодаря подстраничной структуре период занятости этих запоминающих устройств меньше указанного в спецификациях значения, что обеспечивает высокую скорость IOPS (число операций ввода-вывода в секунду) и гарантирует совместимость с самыми распространенными промышленными и сетевыми приложениями SD-карт. Микропрограммное обеспечение с журналом транзакций способствует повышению защиты от сбоев питания. Функции диагностики SD-карт семейства S‑45 предоставляют очень детальную информацию, а также позволяют вести файл данных в автономном режиме, что гарантирует их хранение в течение многих лет даже в условиях жесткой эксплуатации, в т. ч. при высоких температурах. Более продолжительный срок службы в полевых условиях наряду с большей достоверностью хранения данных сокращает до минимума возможное время простоя. Высокопроизводительный контроллер обеспечивает наилучший код коррекции ошибок (ECC) из предлагаемых на рынке. ИС EEPROM-памяти с несколькими I2C-адресами от STMicroelectronics

Компания STMicroelectronics пополнила семейство M24 последовательной памяти EEPROM четырьмя запоминающими устройствами, которые полностью совместимы с 4‑выводным корпусом WLCSP промышленного стандарта. Эти новинки впервые обеспечивают подключение двух 4‑выводных ИС памяти EEPROM к одной шине I2C с индивидуаль-

ным адресом, что позволяет использовать выделенные устройства на одной и той же шине с определенными целями, например в модулях видеокамеры переднего/заднего видов. ИС семейства M24 последовательной памяти EEPROM обеспечивают 4 млн циклов стирания/записи и позволяют хранить данные в течение 200 лет. Компания пре д лагает опытные образцы этой ИС памяти M24C32‑FCU6TP/TF, M24C32M-FCU6T/TF, M24C64‑FCU6TP/TF и M24C64M-FCU6T/TF объемом 32 и 64 Кбайт. Флэш-память с повышенной отказоустойчивостью от Express Logic

Система управления файлами FileX от компании Express Logic стала поддерживать файловую систему exFAT (Extended File Allocation Table) компании Microsoft. Эта поддержка позволяет в максимальной степени повысить надежнос ть и отказоус тойчивость флэш-памяти разных мультимедийных устройств, начиная с плоскопанельных телевизоров, центров и заканчивая флэш-памятью USB и типа CF (compact flash). В случае использования систем, которым также требуется алгоритм нивелирования износа, компания Express Logic предлагает дополнить систему управления файлами FileX соответствующим программным обеспечением LevelX, с помощью которого увеличивается срок службы запоминающих устройств. Пос тоянно функционирующие устройства часто работают с потоками данных большого объема. Управление файлами должно быть эффективным. Поддержка exFAT системой управления файлами FileX позволяет управлять отдельными файлами данных с объемом выше 4 Гбайт. Это серьезный шаг вперед для приложений, работающих с видеоданными HD-формата.

События рынка

| Спутники ГНСС оборудуют аппаратурой «КОСПАС-САРСАТ» |

Аппаратура системы поиска и спасания «КОСПАС-САРСАТ» будет устанавливаться на спутники навигационных систем ГЛОНАСС и Galileo, а в будущем, возможно, и на спутники GPS. Об этом на конференции «Развитие международного сотрудничества и использование ГНСС в решениях по обеспечению безопасности грузов и транспорта» сообщил Владимир Климов, исполнительный директор Ассоциации «ГЛОНАСС/ГНСС-Форум». «Аппараты, которые были запущены на низкую орбиту, доживают свой век. Ретрансляторы этой системы будут на аппараты ГЛОНАСС и Galileo, а в перспективе – на GPS. Сейчас пока мы с европейцами подписали определенные соглашения. Американцы тоже близки к этому», – сказал он. Размещение на космических аппаратах глобальных навигационных спутниковых систем аппаратуры, принимающей сигналы с терминалов «КОСПАС-САРСАТ» и передающей их в службы спасения, позволит повысить оперативность передачи сигнала и увеличит эффективность системы в целом. www.russianelectronics.ru

www.elcomdesign.ru

Тестирование физического уровня устройств DDR4 на соответствие стандарту Айли Грамбин (Ailee Grumbine), Keysight Technologies

DDR4 представляет собой четвертое поколение динамической памяти SDRAM с удвоенной скоростью передачи данных.

DDR4 имеет большую скорость, плотность и меньшее энергопотребление по сравнению с памятью предыдущего поколения (DDR3) (см. табл.). Эти улучшения естественным образом влекут за собой повышение производительности и энергетической эффективности, позволяя разработчикам создавать более компактные устройства, которые потребляют меньше энергии и выделяют Таблица. Сравнение характеристик DDR 3 и DDR4 DDR3

Скорость передачи, ГТ/с данных

3,2

2,1

Напряжение питания, В

1,2

1,5

Плотность, Гбит на кристалл

Целостность сигнала на физическом уровне (стандарты JEDEC)

Целостность сигнала чрезвычайно важна для надежной работы любой высокоскоростной цифровой системы, в т. ч. памяти. Измерение целостности сигнала начинается с физического уровня с учетом того, что в системе памяти DDR данные передаются по заднему и переднему фронтам тактового сигнала. Таким образом, тестирование физического уровня устройств памяти DDR4 порождает новые проблемы.

Микросхемы памяти

DDR4

меньше тепла. Такие ключевые отличия требуют создания новых спецификаций и методов тестирования.

Рис. 1. Проверка глазковой диаграммы на соответствие маске

www.elcomdesign.ru

Стандарты JEDEC требуют измерения электрических параметров входных и выходных сигналов, а так же временных характеристик и глазковой диаграммы, что влечет за собой длинный список измерений, гарантирующих корректную и безошибочную работу устройств памяти. Повышенная скорость работы DDR4 требует измерения временных характеристик новым способом, разделяя циклы чтения и записи. Другим последствием увеличения скорости является рост случайного джиттера (RJ). DDR4 является первой памятью, достаточно быстрой для того, чтобы иметь необходимость в контроле джиттера. Таким образом, окно досто-

верности данных памяти DDR4 должно быть четко определено. Конечной целью является обеспечение полной функциональности системы памяти при одновременном росте эффективности и производительности. Четкое понимание описанных в специ фикациях требований к тестированию DDR4 и процессов испытания позволяет сократить время проектирования, снизить затраты и ускорить продвижение изделия на рынок. Анализ глазковой диаграммы в режиме реального времени

Процесс тестирования памяти DDR4

Три этапа корректного тестирования 1. Выбор соответствующего пробника и его правильная установка. 2. Выбор контрольно-измерительного оборудования с подходящими функциями анализа. 3. Использование измерительного приложения для автоматической проверки соответствия стандартам JEDEC. 1. Выбор пробника. Для компьютерных систем памяти на базе DDR4 можно использовать несколько способов доступа к сигналам для их измерения. Первый вариант предназначен для пользователей, работающих с компьютерными системами, в которых имеется слот/разъем для подключения памяти DIMM или SODIMM. Для такой конфигурации простейший способ доступа к сигналам заключается в применении слотового переходника (интерпозера). Слотовый переходник ответвляет все управляющие сигналы в кабель, п од к л ючае м ы й н е п о ср е д с т в е н н о ко входу осциллографа смешанных сигналов вместо стандартного кабеля MSO (см. рис. 2). Для доступа к сигналу строба данных (DQS) и выходным данным (DQ) головку пробника можно припаять к слотовому переходнику и подключить к аналоговым каналам (см. рис. 3). Другим вариантом является снятие сигнала с выводов BGA памяти DDR4 для тестирования встраиваемых систем или модулей DIMM. В этом случае переходник BGA впаивается между ИС DRAM и печатной платой (см. рис. 4).

Рис. 2. Подключение к осциллографу смешанных сигналов

Рис. 3. Подключение к аналоговым каналам осциллографа

Контрольные точки для припаиваемого наконечника расположены в верхней части переходника BGA. В случаях, когда пространство ограничено (например, при тестировании модулей DIMM), может потребоваться проставка для подъема переходника, чтобы он не задевал соседние компоненты. В этом случае к нижней части переходника может припаиваться переходная проставка. 2. Контрольно-измерительное обо рудование. Следующим важным шагом

Микросхемы памяти

Из -з а б оле е высокой скор о с ти DDR4 сокращаются запасы на допуски параметров, и увеличивается процент ошибок. Отображение захваченных сигналов в виде глазковой диаграммы в реальном времени позволяет глубже понять природу джиттера последовательных сигналов. Это дает комплексное представление о качестве физического уровня системы и предлагает четкое визуальное представление джиттера и шума. Построение глазковой диаграммы в режиме реального времени позволяет измерить высоту, ширину глазка и оценить окно достоверности данных, что необходимо для проверки целостности сигнала. Однако только измерение параметров глазка не дает полного представления об окне достоверности данных или о предполагаемой частоте появления битовых ошибок. В настоящее время для оценки целостности сигнала спецификации DDR4 рекомендуется измерять запас допуска по временным параметрам (tDIVW) и напряжению (vDIVW) для наихудшего случая. Тестирование глазковой диаграммы по маске является одним из самых важных измерений физического уровня, которые используются для оценки общей целостности сигнала. Запас рассчитывается для минимального времени и минимального напряжения по отношению к маске глазковой диаграммы, которая рассчитывается по полному джиттеру. Тестирование глазковой диаграммы по маске (см. рис. 1) гарантирует, что она не выходит за заданные пределы в область, где возникает джиттер и, следовательно, битовые ошибки. Кроме того, по результатам измерения tDIVW определяется минимальный запас параметров (четыре значения времени по четырем углам маски). Спецификации DDR4 учитывают тот факт, что джиттер и коэффициент битовых ошибок (BER) являются наиболее важными параметрами. Следует правильно рассчитать предполагаемое значение джиттера при том или ином

теоретическом коэффициенте битовых ошибок, чтобы сформировать статистическое распределение полного джиттера (сумму случайного и детерминированного джиттера) и получить результирующее окно достоверности, после чего оценить скорость, на которой можно ожидать допустимое число ошибок.

Рис. 4. Переходник BGA

электронные компоненты №2 2016

Микросхемы памяти

после выбора пробника является выбор контрольно-измерительного оборудования. И хотя спецификации коэффициента битовых ошибок для систем памяти сравнительно новы, тесты такого рода хорошо известны в сфере проектирования высокоскоростных схем и широко поддерживаются контрольноизмерительными приборами, например осциллографами. Очень важно использовать осциллограф с расширенными функциями анализа, в т. ч. с функциями компенсации влияния тестовой оснастки, измерения глазковой диаграммы в режиме реального времени, одновременного измерения аналоговых и цифровых сигналов, а также функциями сравнения результатов измерения с результатами моделирования. П р е и м у щ е с т в о, п р е д л а г а е м о е осциллографами смешанных сигналов, заключается в возможности разделения данных при чтении и записи. Пользователи могут подключить к цифровым каналам осциллографа шину команд, сигналы строба адреса строк (RAS), строба адреса столбцов (CAS), разрешения записи (WE), выбора кристалла (CS) и сигнал тактовой частоты, а затем нас троить осциллограф на запуск по команде чтения, записи или по комбинации упомянутых сигналов. Соответствующие данные захватываются отдельно, в результате чего можно измерять электрические параметры и параметры синхронизации. Кроме того, осциллограф смешанных сигналов позволяет просматривать поток команд, что помогает выявлять нарушения протокола. 3. Измерительное ПО для проверки соответствия стандарту. Программное обеспечение является финальной частью контрольно-измерительного

решения. ПО для проверки соответствия спецификациям DDR4 (например, ПО тестирования на соответствие электрическим параметрам DDR Keysight N6462A) позволяет осциллографам, которые используются для повседневной отладки, выполнять автоматизированное тестирование и анализ запаса параметров в соответствии со спецификациями JEDEC. ПО автоматически настраивает осциллограф на каждый тест и выдает информативные результаты. Кроме того, оно осуществляет анализ запаса параметров, выявляя, насколько устройство готово пройти тест по каждому из параметров. ПО проверки соответствия специ фикациям DDR4 компании Keysight охватывает тесты тактовой частоты, электрических и временных характеристик в соответствии с требованиями JEDEC для SDRAM. Программное обеспечение помогает тестировать на соответствие все системы памяти DDR4 и LPDDR4 с помощью осциллографа Keysight Infiniium. Кроме того, ПО предлагает функции составления подробных отчетов. К тому же, набор инс трум ен тов ко м пании Keysight обладает уникальной возможностью совершенно одинаково тестировать на соответствие моделируемые сигналы проектируемой системы и измеренные сигналы физического прототипа. Другими словами, смоделированные сигналы можно импортировать в осциллограф и сравнить сигналы физического прототипа с результатами исходного моделирования. Сотрудничество с поставщиком решений

Разработчики DDR, желающие сократить время обучения и быстрее овладеть

контрольно-измерительными методиками следующего поколения, должны рассмотреть возможность сотрудничества с поставщиками решений, принимающими активное участие в работе комитета стандартизации JEDEC. Тесное сотрудничество и обмен информацией открывают доступ к новейшим эффективным решениям для проверки соответствия стандарту. Это особенно важно для вновь появившихся и разрабатываемых технологий, где спецификации и методы измерения могут быстро изменяться до и после официального выпуска стандарта. Метод измерения контура глазка DDR4 компании Keysight в настоящее время утвержден стандартом JEDEC для DDR4. Кроме того, Keysight является единственной компанией, выпускающей контрольно-измерительное оборудование и предлагающей аппаратные и программные решения для всех этапов разработки ИС DDR, начиная с моделирования и заканчивая отладкой и испытанием на соответствие стандарту. Все, кто занимается разработкой систем памяти DDR, постоянно сталкиваются с требованиями сократить сроки проектирования, снизить энергопотребление и уменьшить размеры изделий. Глубокий анализ на ранних этапах проектирования позволяет быстро принять необходимые меры и добиться требуемого качества, совместимости и минимизировать время продвижения на рынок. Успех зависит от эффективности и ускорения всех этапов разработки, что непосредственно сказывается на затратах. К счастью, в настоящее время существует множество инструментов, помогающих достичь этой цели.

Новости технологий

| Panasonic создала датчик изображения APD-КМОП, позволяющий снимать в цвете при освещенности 0,01 лк |

По сообщению компании Panasonic, ее специалисты разработали датчик изображения типа КМОП с лавинным фотодиодом в каждом светочувствительном элементе (APD-КМОП). Как утверждается, за счет умножения в лавинном фотодиоде он позволяет получить электрический сигнал в 10000 раз больший, чем при обычном фотоэлектрическом преобразовании. Это позволяет получать четкие цветные изображения даже ночью (освещенность 0,01 лк) или в других подобных условиях. Использование нового датчика позволяет уменьшить выдержку. Кроме того, умножением можно управлять, меняя напряжение, приложенное к лавинному фотодиоду, что позволяет адаптировать характеристики датчика к текущим условиям освещения. Другими словами, датчик подходит как для съемки в темноте, так и на свету. Динамический диапазон датчика производитель оценивает в 100 дБ (обычный датчик типа КМОП, по его словам, имеет динамический диапазон 40 дБ). Основной областью применения датчиков изображения APD-КМОП названы камеры видеонаблюдения и промышленные камеры. www.elcomdesign.ru

www.elcomdesign.ru

Проектирование высокоскоростной SRAM-памяти с резервным батарейным питанием Винай Маниккот (Vinay Manikkoth), Нилеш Бадодекар (Nilesh Badodekar), инженеры по применению, Cypress Semiconductor

Микросхемы памяти

В статье рассматриваются преимущества использования памяти типа Fast, Low-power SRAM во встраиваемых системах. Малый ток в режи‑ ме глубокого сна позволяет использовать ее в приложениях с батарей‑ ным резервным питанием при отказе основного источника. В нормаль‑ ном режиме работы память этого типа может работать с высокой частотой, а в режиме отказа питания – автоматически переключаться в режим глубокого сна.

Эффективность функционирования встраиваемой системы определяется аппаратно-программными характеристиками. Хорошо написанное програм мное обеспечение позволяет в полной мере реализовать возможности оборудования. В то же время, неэффективное «железо» препятствует раскрытию его потенциала, невзирая даже на очень работоспособное программное обеспечение.

Уже многие десятилетия структура стандартной встраиваемой системы остается неизменной. На рисунке 1 пр е дс т ав лена с т ру к т у рна я с хе м а типовой встраиваемой системы. Ее основу составляет микроконтроллер (или микропроцессор). В зависимости от приложения в систему добавляются или удаляются из нее те или иные интерфейсы и периферийные устройства. Если недостаточно собственной памя-

Рис. 1. Структурная схема типовой встраиваемой системы

www.elcomdesign.ru

ти контроллера, используется внешняя память – флэш, SRAM либо DRAM. Как правило, флэш-память содержит код, который выполняется контроллером, тогда как SRAM сохраняет в динамическом режиме временные переменные и поддерживает критические массивы прикладных данных. Энергетический потенциал и эксплуатационные характеристики всегда были двумя определяющими критериями при

Рис. 2. Диаграмма энергопотребления системы с резервным батарейным питанием Таблица 1. Основные параметры 16-Мбит SRAM-памяти Скорость доступа

Активный ток ICC (макс.)

Ток в режиме ожидания ISB2 (тип.)

Fast SRAM

10–15 нс

110 мА

20 мА

Low-power SRAM

45–70 нс

36 мА

5,5 мкА

Тип SRAM

в нормальном режиме эксплуатации. При отказе питания он переключает SRAM на питание от резервной батареи и переводит память в неактивное состояние. Система может оставаться в этом режиме до полного израсходования заряда батареи. При восстановлении питания контроллер возобновляет питание SRAM от основного источника. Как правило, контроллеру требуется 1–10 мс для завершения этого переключения. В течение указанного времени система продолжает работать, пока контроллер завершает процедуру сброса по включению питания. Такие системы неудобно обслуживать при эксплуатации в полевых условиях. Поскольку эти системы не обслуживаются по два–три года, необходимо обеспечить продолжительный срок службы батарей. Разработчики выбирают SRAMпамять, которая потребляет минимальный ток в режиме ожидания. Беглый взгляд на характеристики SRAM-памяти, которая в настоящее время предлагается на рынке (см. табл. 1), показывает, что она очень конкурентоспособна. Заметим, однако, что при необходимости обеспечить сравнительно большой срок службы источника питания 16‑Мбит память Fast SRAM не используется, т. к. батарея монетного типа емкостью 240 мА∙ч разряжается всего за 12 ч. С другой стороны, память типа Low-power SRAM позволяет использовать батарею в течение более трех лет. К ак из в е с т н о, б ы с т р одейс т в и е системы определяется ее компонентом с наименьшей производительностью. За последние два десятка лет были созданы микроконтроллеры, работающие на частоте выше 150 МГц. Многие из них

обладают режимами малого энергопотребления или глубокого сна, что уменьшает потребляемую мощность системы при резервном питании. Высокого быстродействия контроллера недостаточно, чтобы увеличить производительность системы, если внешние устройства работают медленно. Интерфейс внешней памяти – одно из ключевых звеньев в этой цепочке. У флэш-памяти время начального доступа составляет около 60–80 нс. Однако благодаря появлению таких режимов как Page, Burst, eXecute In Place (XIP) время доступа для чтения у флэш-памяти улучшилось в три раза. В результате контроллеры получили возможность считывать данные из флэшпамяти за 20–30 нс (т. е. за два–три цикла на частоте 150 МГц). Однако при выборе памяти типа Low-power SRAM этот показатель ухудшается до 45–70 нс (4–10 циклов). Чтобы оценить влияние такого выбора на производительность, рассмотрим систему, которая выполняет часть кода за цик л продолжительностью 1 мс. На долю микроконтроллера при этом приходятся 70% времени, а на сохранение результата (критичных переменных) в SRAM – остальные 30%. Использование контроллера с большей производительностью позволяет существенно сократить это время. Быстродействие флэш-памяти можно подобрать с помощью усовершенствованных рабочих режимов и сократить время выполнения кода на треть (с 700 до 230 мкс). Однако выбор памяти типа Low-power SRAM не даст выигрыша во времени доступа. В идеальном случае имеется возможность на 300%

электронные компоненты №2 2016

Микросхемы памяти

выборе компонентов системы, будь то контроллер или любое периферийное устройство. Если приоритет в приложении отдается производительности, выбираются самые быстродействующие компоненты, а энергопотребление приносится в жертву. Аналогично, если определяющей характеристикой является минимальная потребляемая мощность, как, например, в случае системы с батарейным питанием, предпочтение отдается компонентам с наименьшим энергопотреблением. Таким образом, встраиваемые системы можно разделить на три категории. 1. Постоянно функционирующие систе мы. Их питание всегда осуществляется от источника бесперебойного питания. Эти высокопроизводительные системы предназначены для непрерывной работы. 2. Системы с батарейным питанием. Собственная батарея – единственный источник питания этих систем (например, к ним относятся мобильные телефоны). И хотя они от них требуется высокая производительность, продолжительный срок службы батарей возглавляет список приоритетов. Таким образом, компоненты этих систем характеризуются минимальных энергопотреблением. 3. Системы с резервным батарейным питанием надежно функционируют даже при отключении собственного источника питания. Во избежание потерь критических данных при отказах питания эти системы оснащаются небольшой батареей (как правило, дискового типа на 240 мА∙ч) для выполнения таких важных функций как сохранение данных в SRAMпамяти и поддержка часов реального времени. Системы с резервным батарейным питанием работают от имеющего ся источника питания в нормальных условиях эксплуатации. В зависимости от схемы распределения памяти код может выполняться из флэш-памяти, а полученные результаты – сохраняться в SRAM. Все чаще становится необходимым хранить эти данные даже при отказах питания. Для решения этой проблемы SRAM подключается к собственной резервной батарее. В нормальном режиме эксплуатации система получает питание от основной батареи, а при отказе контроллер переключает питание SRAM на запасной источник питания и переводит эту память в режим с резервированием. На рисунке 2 представлена типовая диаграмма потребления энергии SRAMпамятью в режиме с резервным питанием. Контроллер распределяет питание

Таблица 2. Сравнение трех типов SRAM Скорость доступа

Активный ток ICC (макс.)

Ток в режиме ожидания ISB2 (тип.)

Ток в режиме глубокого сна IDS (тип.)

Срок службы батареи++

Fast SRAM

10 нс

110 мА

20 мА

–

24 ч

Low-power SRAM

45 нс

36 мА

5,5 мкА

–

> 3 лет

PowerSnooze SRAM

10 нс

110 мА

20 мА

8 мкА

> 3 лет**

Тип SRAM

++ Срок службы батареи монетного типа емкостью 240 мА∙ч рассчитывается исходя из того, что в режиме ожидания она потребляет ток со стандартным значением. ** Срок службы батареи в случае использования памяти PowerSnooze SRAM рассчитывается исходя из того, что батарея потребляет ток со стандартным значением в режиме глубокого сна.

рому происходит переход устройства в глубокий сон. Например, у памяти PowerSnooze SRAM от компании Cypress скорость доступа составляет 10 нс, тогда как у памяти типа Lowpower SRAM этот показатель равен 45–55 нс. Ток в режиме глубокого сна составляет 10–20 мкА, что намного меньше по сравнению с током 16‑Мбит памяти Fast SRAM в режиме ожидания. В таблице 2 сравниваются основные параметры (быстродействие и энергопотребление) трех типов SRAM-памяти. Память переводится в режим глубокого сна с помощью интерфейса GPIO или автоматически с использованием контроллера. При управлении по GPIO программное обеспечение использует режим глубокого сна SRAM, с учетом времени доступа к этой памяти. Память Low-power SRAM с резервным питанием

Микросхемы памяти

Рис. 3. Схема резервного питания памяти Low-power SAM

78 Рис. 4. Схема резервного батарейного питания памяти типа Fast, Low-power SRAM

уменьшить время исполнения кода (с 1 мс до 330 мкс), но из-за памяти типа Low-power SRAM этот показатель снижается до 200% (до 550 мкс). Из приведенного примера ясно, что если для повышения производительности системы выбирается память типа Fast SRAM (время доступа – 10 нс), уменьшается срок службы батареи. При выборе же памяти типа Low-power SRAM в жертву приносится быстродействие приложения.

www.elcomdesign.ru

Таким образом, возникла насущная необходимость в SRAM-памяти, быстродействие которой сочетаетс я с ма лым энергопотреблением . У этого запоминающего устройства помимо стандартных режимов работы – активного и ожидания – имеется дополнительный режим малого энергопотребления, или т. н. режим «глубокого сна». Управление этим режимом осуществляется с помощью дополнительного входного сигнала, по кото-

Необходимость в дополнительной цепи памяти с резервным питанием возникла из того обстоятельства, что при отказе питания контроллеры теряют управление над своими портами ввода–вывода. В результате промежуточные логические уровни на сигнальных линиях постепенно разряжаются до уровня LOW (низкое напряжение), что обусловлено емкостью шин питания платы и токами утечки. Потеря управления означает, что даже если SRAM получает питание от резервной батареи, сигнал разрешения кристалла (CE) переходит на нижний логический уровень, разрешая обращение к SRAM. Во избежание этого применяется контроллер, который отслеживает источник питания платы и управляет сигналом разрешения кристалла SRAM. На рисунке 3 представлена более детальная схема управления SRAM, состоящая из процессорного интерфейса и контролирующей ИС. Всеми адресными сигналами, сигналами от шин передачи данных и сигналами контроля управляет процессор. Ак тивный сигнал разрешения кристалла памяти LOW поступает на SRAM от контр ол лера, который, в свою очередь, управляется сигналом разрешения от микропроцессора. В нормальном режиме (т. е. когда питание осуществляется от основного источника питания) микропроцессор и SRAM не «видят» управляющий контроллер. Этот контроллер плавно переключается с основного источника питания на резервную батарею и отключает SRAM, предотвращая, таким образом, потерю данных. Контроллер непосредственно управляет активным уровнем HIGH сигнала разрешения второго кристалла. Уровень сигнала разре-

шения второго кристалла понижается до логического значения LOW, что позволяет отключить память SRAM. Память Fast, Low-power SRAM с резервным батарейным питанием

Малый ток в режиме глубокого сна памяти типа Fast, Low-power SRAM позволяет использовать ее в приложениях с батарейным резервным питанием при отказе основного источника. В нормальном режиме работы память этого типа может работать с высокой частотой, а в режиме отказа питания – автоматически переключаться в режим глубокого сна. На рисунке 4 иллюстрируется использование

этого вида памяти. Видно, что схема не изменилась по сравнению со схемой на рис унке 3 за иск лючением собственно блока памяти. При отказе питания контроллер отключает SRAM, тогда как понижение напряжения на выводе, управляющем режимом глубокого сна, автоматически переводит сигнал в логическое состояние LOW, позволяя ИС памяти «заснуть». Контроллер обеспечивает пребывание SRAM в режиме глубокого сна в течение всего времени отсутствия основного питания. При его возобновлении контроллер продолжает удерживать SRAM в отключенном состоянии, пока выполняется сброс по включению питания в течение

1–100 мс в зависимости от параметров контроллера. За это время происходит загрузка контроллера, после которой он приступает к управлению сигналом глубокого сна, повышая его до логического значения HIGH. Контроллер следит за временной последовательностью выхода из режима глубокого сна памяти Fast, Low-power SRAM, подготавливая ее к доступу. Таким образом, у запоминающих устройств типа Fast, Low-power SRAM время переключения на резервное питание эквивалентно показателям стандартной памяти типа Low-power SRAM, а быстродействие системы повышается благодаря меньшему времени доступа памяти.

Новости технологий

| Глава «Микрона» удостоился медали ЮНЕСКО за нанотехнологии |

По сообщению пресс-службы «Микрона», 5 февраля в штаб-квартире ЮНЕСКО (Организация Объединенных Наций по вопросам образования, науки и культуры) в Париже генеральный директор Ирина Бокова вручила генеральному директору ОАО «НИИМЭ и Микрон» академику Геннадию Красникову медаль ЮНЕСКО «За вклад в развитие нанонауки и нанотехнологий». Высокая награда была вручена главе «Микрона» за усилия по расширению использования нанотехнологий в обрабатывающей промышленности и за деятельность в области изучения физики полупроводников и полупроводниковых приборов. www.russianelectronics.ru

Микросхемы памяти

электронные компоненты №2 2016

Усовершенствованный интерфейсный протокол для DDR-памяти Джеймс Гэй (James Gay), старший член штата специалистов, NXP

Микросхемы памяти

Введение

Интерфейс DDR-памяти для передачи данных чтения и записи достаточно просто и легко реализуется в отношении запоминающего устройства (ЗУ). При передаче данных из хост-контроллера памяти в ЗУ в процессе записи генерируется синхросигнал или строб-сигнал данных (data strobe signal, DQS), синхронизованный с источником данных и выровненный по центру окна достоверных данных записи. Благодаря этому обеспечивается такое время установления и задержки для фронтов синхросигнала или строба, которое позволяет запоминающему устройству легко принимать или регистрировать данные записи. Однако в цикле чтения запоминающее устройство считывает данные между фронтами строба. Этот строб синхронизован с источником данных, но не центрирован в окне достоверных данных. Таким образом, протокол для передачи данных между хост-контроллером памяти и запоминающим устройством несимметричен, т. е. работает по-разному в зависимости от направления передачи данных. Операции записи в память из хостконтроллера легко обеспечивают поступление данных в запоминающее устройство, но так не происходит при операциях чтения, когда данные передаются из памяти в контроллер. На рисунке 1 иллюстрируется эта несимметричность протокола. Красными овалами на рисунке показано, как расположено окно достоверных данных относительно фронтов строба данных. На рисунке показан стробсигнал данных для операций записи, который используется памятью DDR SDRAM. Напротив, флэш-память DDR QSPI, как правило, не использует стробсигнал, поскольку эту функцию выполнят тактовый сигнал, выровненный относительно строба данных. Заметим, что на этом рисунке иллюстрируются синхросигналы и сигналы строба данных дифференциальной пары. Это сде-

www.elcomdesign.ru

лано для полноты картины, но не всегда описывает реальную ситуацию в случае использования некоторых устройств на определенных рабочих частотах. Нецентрированные стробы для данных чтения усложняют работу логики в хост-контроллере, поскольку он должен каким-то образом самостоятельно найти правильный момент времени для регистрации или сбора данных чтения внутри окна достоверных данных. Кроме того, т. к. строб данных представляет

собой импульсный сигнал, его фронты, между которыми находятся точки сбора данных, должны генерироваться сразу после начала переключения строба. Генерация этих фронтов также должна учитывать колебания напряжения и температуры работающей системы. Для сбора данных чтения в окне допустимых данных используются разные методы. Для определения соответствующего интервала времени для их регистрации применяются, как правило,

Рис. 1. Несимметричность протокола в отношении передачи данных при операциях записи и чтения

щего устройства ранее установленное число элементов применяется к этому DQS-сигналу для задержки фронтов и размещения их там, где находятся достоверные данные чтения. Система автоподстройки задержки является адаптивной в том смысле, что она учитывает вариации температуры и напряжения и изменяет в зависимости от их значений число элементов задержки так, чтобы оно находилось в средней точке периода синхросигнала памяти. Число этих элементов и точность значения задержки, которую они обеспечивают, зависит от диапазонов частоты, поддерживаемых хост-контроллером памяти. При необходимости поддержать функционирование сис темы на низких частотах используется больше задерживающих элементов или элементов с достаточно продолжительной задержкой. Для работы на очень высоких частотах применяются элементы с очень короткой задержкой. В результате блок логики для восстановления синхросигнала чтения усложняется и затрудняет проектирование. Кроме того, тестирование хост-контроллера пам яти, использующего элементы задержки порядка нескольких десятков

пикосекунд в системе автоподстройки, – непростая задача, особенно при использовании недорогих тестеров. Методы сбора достоверных данных чтения усложняются, а их реализация требует большого умения. Таким образом, если бы протокол был симметричным в отношении операций чтения и записи DDR-памяти, можно было бы повысить надежность системы, упростив схему хост-контроллера памяти, логики, уменьшив ее площадь, а также величину потребляемой мощности, время и стоимость разработки. Новый протокол с центрированным стробом для чтения DDR-памяти

На рисунке 2 представлен способ, с помощью которого операции чтения и записи в DDR-памяти становятся симметричными благодаря использованию запоминающим устройством синхросигнала с фазовым сдвигом в 90° для генерации строба, выровненного по центру окна достоверных данных чтения. Заметим, что в данном случае фронты строба с фазовым сдвигом 90° относительно фазы синхросигнала центрированы в этом окне.

Микросхемы памяти

два метода. В одном из них периодически запускается нечто вроде процедуры обучения, с помощью которой известные достоверные данные повторно записываются в запоминающее устройство и многократно считываются, пока не определится выборочная точка для выдержки времени. Для протокола флэш-памяти с этой целью могут потребоваться синхросигналы более высокой частоты для дискретизации с уменьшением шага. Из нескольких выборочных точек с разными задержками определяются те, с помощью которых получаются корректные и некорректные результаты. После определения значений задержки, в диапазоне которых обеспечивается поступление корректных данных, выбирается подходящее значение, которое, как правило, находится посередине между первым минимумом и первым максимумом значений, до и после которых, соответственно, данные некорректны. Установленное значение задержки используется в последующих передачах данных чтения. К сожалению, из-за различия в техпроцессах по изготовлению проводников, вариаций температуры и напряжения единое для всех случаев значение может не подойти. Известно, например, что эти различия проявляются даже при использовании одинаковых хост-контроллеров и типов памяти на двух раздельных, но идентичных платах. Даже в случае использования одного и того же хостконтроллера и запоминающего устройства выбранные значения задержки могут оказаться некорректными (если периодически не проводить калибровку) в результате циклов нагрева и охлаждения печатной платы или вариаций параметров источников питания. Разумеется, чем выше частота синхронизации, тем в большей мере необходима периодическая калибровка. Второй, более сложный, метод состоит в построении адаптивной системы восстановления синхросигнала (clock recovery, RCR) чтения в хост-контроллере памяти. Данный метод позволяет учесть особенности техпроцесса, вариации напряжения и температуры. Поскольку хост-контроллер памяти обеспечивает синхросигналом запоминающие устройства, который создается, как правило, внутренним генератором, увеличивающим частоту в два или больше раз, можно использовать этот сигнал либо действующий синхросигнал памяти наряду с системой автоподстройки задержки (delay lock loop, DLL), чтобы определить среднюю точку периода синхросигнала памяти для элементов задержки времени. При получении строб-сигнала данных из запоминаю-

Рис. 2. Сравнение операций чтения, выполняющихся в соответствии с унаследованным и новым протоколом

электронные компоненты №2 2016

Микросхемы памяти

Рис. 3. Генерация синхросигнала памяти хост-контроллером

Хост легко генерирует синхросигналы памяти с фазовым сдвигом 0° и дополнительные сигналы со сдвигом 90°. Хост с контроллером памяти, как правило, выдает синхросигналы с более высокой частотой, которые используются для генерации стандартного синхросигнала памяти, а также для синхросигнала с фазовым сдвигом 90°. Для деления синхросигнала с удвоенной частой применяется соответствующая схема понижения частоты. Схема, подобная изображенной на рисунке 3, уже реализована в хост-контроллере памяти, поскольку он должен подавать данные записи в момент поступления положительного фронта внутреннего синхросигнала с удвоенной частотой и строб-сигнал данных при поступлении отрицательного фронта этого сигнала. Если хост-кристалл не генерирует более высокую частоту, в новом протоколе предусмотрено использование генератора с кольцом ФАПЧ для генерации синхросигнала с фазовым сдвигом 90° из синхросигнала памяти с нулевым сдвигом. Системы этого типа должны предоставлять эквиваленты синхросигналов со сдвигами 0 и 90° для операций записи в DDR-память согласно унаследованному протоколу. Таким образом, генерация хост-контроллером нового

синхросигнала с фазовым сдвигом 90° реализуется достаточно просто, если предусмотрено управление эквивалентными задержками для этих двух синхросигналов. Синхросигнал с нулевым фазо вым сдвигом, предоставляемый хост-контроллером памяти, может использоваться запоминающим устройством как эталон времени для передачи данных чтения. После добавления хостконтроллером синхросигнала со сдвигом 90° запоминающее устройство получает возможность использовать его как временной эталон для подтверждения и отрицания строб-сигнала данных. Поскольку хост-контроллер является источником синхросигналов с нулевым фазовым сдвигом и со сдвигом 90°, эти сигналы связаны во времени. Если запоминающее устройство правильно манипулирует собственными задержками, которые управляют данными и стробсигналами, то стробы и данные чтения, генерируемые этим ЗУ, также связаны во времени и синхронизованы с источником, начиная с ЗУ и заканчивая хостконтроллером памяти. Известны и другие способы использования синхросигналов памяти со сдвигами 0 и 90° в запоминающем устройстве для управления временным режимом

Рис. 4. Операция чтения QSPI, реализованная с помощью нового протокола с использованием центрированного строба

www.elcomdesign.ru

данных чтения и строба. Например, эти сигналы объединяются в синхросигнал памяти с удвоенной частотой внутри запоминающего устройства для временного согласования данных чтения и строба. Такой внутренний синхросигнал памяти с удвоенной частотой схож с тем, который используется в хостконтроллере памяти, когда ему необходимо предоставить данные и строб, выровненный по центру окна, для ЗУ во время операций записи. На рисунке 4 иллюстрируется работа нового протокола с интерфейсом флэшпамяти DDR QSPI. Заметим, что на этом рисунке показана только диаграмма временного режима для операции чтения, поскольку операция записи реализуется по-прежнему. Описанный выше синхросигнал памяти со сдвигом 90° легко генерируется с помощью хост-контроллера памяти, но можно использовать и другие значения сдвига. При фазовом сдвиге менее 90° фронты с троб - сигнала данных сдвинутся по временной шкале влево относительно окна достоверных значений. В результате время удержания данных увеличится за счет времени установления данных, принимаемых хост-контроллером памяти. И наоборот, если фазовый сдвиг превышает 90°, фронты DQS-сигнала сместятся вправо по отношению к этому окну, и время установления увеличится за счет времени удержания. В некоторых системах требуется обеспечить этот механизм регулирования фазового сдвига, чтобы расширить границы временного режима и повысить рабочую частоту. Другие преимущества нового протокола

Еще одно преимущество от использования протокола для центрированного строб-сигнала данных чтения для памяти DDR SDRAM связано с исключением необходимости в обнаружении преамбулы и заключения. В результате устраняются те периоды тактовых импульсов, которые предусмотрены унаследованным протоколом для преамбулы и заключения, что повышает эффективность передачи данных. Например, посмотрим, как реализуется передача данных чтения «встык» в соответствии с существующим протоколом, когда заключение и преамбула граничат друг с другом (см. рис. 5). В данном случае хост-контроллер памяти должен сначала обнаружить преамбулу, чтобы увидеть поступающие DQS-фронты, свидетельствующие о начале передачи данных. Затем контроллер использует фронты для запуска сбора данных, которые, возможно, расположены рядом с центром окна.

Рис. 5. Операция чтения данных, реализованная с помощью имеющегося протокола для DDR-памяти, когда заключение и преамбула граничат друг с другом

Рис. 6. Операция чтения «встык», реализованная с помощью нового протокола для DDR-памяти

этой паузы должна превышать временной интервал между фронтом строба и центром окна достоверных данных, чтобы поиск действительной преамбулы не начался до того момента, пока временная точка не окажется за границей между заключением и преамбулой. Обнару жение преамбулы может оказаться непростым делом в случае буфера в системе ввода-вывода и управ-

ляющей логики – необходимо принять меры предосторожности во избежание получения ложных преамбул из-за шума во внешних строб-сигналах. Новый протокол исключает необходимость в преамбулах и заключениях. Поскольк у строб -сигнал в этом протоколе центрирован относительно достоверных данных, хост-контроллеру памяти необходимо лишь собирать их в соот-

Микросхемы памяти

С этой целью применяется адаптивная DLL-система или другие средства. В случае передачи данных чтения (см. рис. 5), когда заключение и преамбула граничат друг с другом, строб с тремя возможными состояниями и его повторное подтверждение запоминающим устройством можно и не заметить как всплеск на сигнале. Это зависит от значения сопротивления согласующего резистора в кристалле хост-контроллера, параметров драйвера ЗУ и паразитных RC-элементов. Кроме того, не гарантируется легкое обнаружение корректного логического состояния или точки перехода через ноль. Таким образом, хост-контроллер должен сделать паузу между последней пол у ченной порцией д анны х из первой операции чтения и сле дующим поиском новой преамбулы, свидетельствующей о начале второй операции чтения. С этой целью используется другая адаптивная DLL-функция или механизм, срабатывающий не по фронту строба, которого может не оказаться между передачами данных чтения «встык», а по последним полученным данным. Длительность

Рис. 7. Сравнение того, как выполняются операции чтения с помощью нового и унаследованного протоколов для DDR-памяти

электронные компоненты №2 2016

ветствии с DQS-фронтами. На рисунке 6 та же временная диаграмма, что и на предыдущем рисунке, реализована согласно новому протоколу. Из рисунка видно, что в новом протоколе исключены временные интервалы для преамбул и заключений. Из рисунка 7 становится понятным, как можно усовершенствовать текущий протокол, сэкономив время и повысив скорость передачи данных. И хотя повышение производительности системы зависит от того, насколько часто передаются данные чтения в системе, использование нового протокола с центрированными стробами значительно улучшает этот показатель по сравнению с имеющимся протоколом чтения.

Микросхемы памяти

Перспективы использования нового протокола

Рассмотрим возможности нового протокола с точки зрения перспективы его применения заказчиками, а также разработчиками хост-контроллеров и запоминающих устройств. 1. С точки зрения заказчика, новому протоколу требуется другой синхросигнал с харак терис тиками задержки, схожими с характеристиками существующего синхросигнала памяти, проходящего между хостконтроллером и запоминающим устройством. Такое изменение позволяет повысить надежность системы и рабочий запас за счет упрощения реализации хост-контроллера. При этом уменьшаются ошибки в данных при передаче на более высоких частотах, упрощается отладка системы, снижается потребление мощности, необходимой для работы хост-контроллера, и повышается скорость передачи данных. 2 .  П р и п р о е к т и р о в а н и и х о с т контроллера, работающего по новому протоколу, требуются дополнительные монтажные площадки для синхросигнала с фазовым сдвигом, у которого характеристики задержки соответствуют параметрам имеющегося синхросигнала памяти. Однако новый протокол исключает необходимость в инженерно-технических ресурсах для миграции специализированных аппаратных PHY-интерфейсов памяти при переходе с одной технологии на другую, поскольку этот протокол допускает автоматизированный синтез логики, обеспечивающей требуемые функции. Хост-контроллеру памяти больше не требуется адаптивная логика по восстановлению синхросигнала чтения, чтобы сгенерировать собственный синхросигнал для сбора данных чтения. Не требуется и пере-

www.elcomdesign.ru

дискретизация синхросигнала с периодическим обучением программного обеспечения благодаря тому, что данные чтения синхронизованы со стробом данных и центрированы в окнах, как и в операциях записи. Влияние вариаций температуры и напряжения уменьшается подобным же образом. Новый протокол исключает необходимость в синхронизации, по которой определяется момент времени для поиска преамбулы, строба (DQS) и данных, что значительно упрощает работу с микросхемами памяти с разными значениями времени отклика. Новый протокол позволяет избежать возникновения сложных случаев, связанных с обнаружением временных интервалов преамбулы и заключения. Кроме того, отпадает необходимость в дополнительной DLL-функции, применяемой в этих сит уациях. Отказ от использования преамбулы увеличивает скорость передачи данных и производительность системы, а применение простых приемопередатчиков позволяет отказаться от заказных специализированных систем вводавывода и от обнаружения преамбул и заключений. В результате сокращается время вывода изделий на рынок, упрощается отладка системы, и уменьшаются расходы на инженерно-техническое обеспечение. 3. Необходимо учесть, что для реализации нового протокола требуются дополнительные монтажные площадки для синхросигнала с фазовым сдвигом. Кроме того, ЗУ должно поддерживать временную связь между синхросигналом памяти, используемым для передачи данных, и синхросигналом с фазовым сдвигом, применяющимся для генерации строба данных. Большинство логических элементов, выполняющих эти операции в запоминающем устройстве, должны адаптироваться к источникам синхроимпульсов для логики, управляющей стробом данных. В новом протоколе не требуется преамбула или заключение, что повышает скорость передачи данных и, следовательно, производительность системы. Примечательно, что и в текущем, и в новом протоколах можно использовать одни и те же кристаллы памяти. Таким образом, если в корректно выполненной схеме синхросигнал с фазовым сдвигом, используемый для генерации строба данных, связан с синхросигналом памяти с нулевым фазовым сдвигом, строб данных управляется унаследованным протоколом. Следовательно, один кристалл памяти может служить нескольким целям, что позволяет

сэкономить расходы, исключив необходимость в использовании других решений. Устройства с поддержкой нового протокола

Компания Freescale Semiconductor в нас тоящее время выпускает два устройства, которые используют описанный новый протокол для поддержки флэш-памяти QSPI. Опытные образцы новых микроконтроллеров MAC57D5xx (в конфигурациях 4M, 3M и 2M; 4M – наименование компонента MAC57D54H) выпускаются в корпусах 208LQFP, 516MAPBGA и 176LOQFP. Выводы

Описанный в этой публикации усовершенствованный и упрощенный протокол DDR-пам яти предназначен для интерфейсов Flash, SDRAM или других интерфейсов DDR-типа. В соответствии с новым протоколом, передача данных (чтение и запись) единообразна в обоих направлениях и симметрична с фронтами строба данных чтения, центрированными относительно окон достоверных данных. При этом поддерживается синхронизация с ис точником во всем диапазоне вариаций температ уры и напряжения, как и при передаче данных записи в память. Поскольку хост-контроллер памяти не использует обучающийся метод дискретизации с уменьшением шага или систему восстановления синхросигнала чтения для сбора данных в памяти контроллера благодаря тому, что строб центрирован в окне дос товерных данных и синхронизован с запоминающим устройством, для устранения негативного влияния вариаций температуры и напряжения не требуется дорогостоящая и сложная адаптивная логика по восстановлению синхросигнала. Таким образом, благодаря новому протоколу система значительно упрощается, становится более надежной и устойчивой, а производители запоминающих устройств выигрывают за счет того, что запоминающие устройства одного типа могут применяться и в унаследованной, и в новой версиях протокола. Литература 1. JEDEC Standard JESD79C. Double Data Rate (DDR) SDRAM Specification. 2. JEDEC Standard JESD79–2F. DDR2 SDRAM STANDARD. 3. JEDEC Standard JESD79–3F. DDR3 SDRAM STANDARD. 4. JEDEC Standard JESD79–4A. DDR4 SDRAM STANDARD.

Самовосстанавливающиеся предохранители для автоэлектроники – рывок вперед Татьяна Каминская, к.т.н., физический ф-т МГУ им. М.В. Ломоносова, ktp53@mail.ru

В статье освещены успехи фирм-производителей электроники для авто‑ мобильной промышленности за последнее десятилетие по созданию и разработке средств защиты и новых типов самовосстанавливающих‑ ся предохранителей для защиты электрических цепей электрообору‑ дования автомобилей. Показаны перспективы стремительного роста этого сегмента рынка.

жение, которое может выдерживать СВП без разрушения при номинальном токе. Максимально допустимый ток (Imax) – максимальный ток, который СВП может выдержать без разрушения. Номинальный рабочий ток (I hold ) – максимальный ток, который СВП может проводить без срабатывания, т. е. без размыкания цепи нагрузки. Минимальный ток срабатывания (Itrip) – минимальный ток через СВП, приводящий к переходу из проводящего состояния в непроводящее, т. е. к срабатыванию. Первоначальное сопротивление (R min –R max ) – это сопротивление СВП до первого срабатывания (при получении от изготовителя). С предохранителями многократного действия впервые на рынок автомобильной электроники вышла около 30 лет назад компания TERC (Tyco Electronic Power Components), ранее Raychem. В настоящее время она выпускает серию элементов PolySwitch для автомобильной промышленности – nanoASMDC, microASMD, miniASMDC, AHS, ASMD, AHRF, AHEF, AGRF и BD (буква «A» означает «для автомобиля»). Основные типы этих предохранителей представлены на рисунке 1. Аналитики компании утверждают, что за последнее десятилетие значительно повысилась безопасность и надежность предохранителей, улучшена вибрационная устойчивость PPTC (СВП) и стойкость к ударным нагрузкам, снижено начальное сопротивление. Они отмечают резкое увеличение номенклатуры изделий – их модификацию в зависимости от требований индивидуального заказчика как по форм-фактору, так и по электрическим параметрам. Снизились цены на сервисные услуги, и значительно расширилась область применения изделий. В нее вхо-

Рис. 1. Основные типы PPTC СВП торговой марки PolySwitch для автомобильной электроники

Пассивные компоненты

В предыдущей статье по самовосстанавливающимся предохранителям (Resettable Fuse, СВП) для автомобильной электроники [1], опубликованной восемь лет назад, мы познакомились с этими изделиями, бывшими тогда еще редкостью, разобрались с физико-химическими основами электропроводности в композиционной системе «полиэтилен–углерод», которая является основой резистивного элемента предохранителя, и описали возможные на то время применения СВП, в частности, в автомобильной электронике. Напомним, что самовосстанавливающиеся предохранители резко ограничивают ток в электрической цепи в случае аварийной ситуации, защищая цепь от перегрузок по току и перегрева. Они не утрачивают работоспособность при многократном срабатывании, что дает СВП огромное преимущество перед предохранителями других типов, например плавкими, биметаллическими предохранителями, керамическими позисторами. Преимущество СВП в том, что их можно установить в труднодоступных местах, поскольку они не требуют обслуживания и замены, выдерживая до 5 тыс. переключений (ранее – до 3 тыс.) без замены. Это, как правило, резисторы с положительным температурным коэффициентом сопротивления (ТКС), характеристики которых зависят от температуры окружающей среды. За рубежом фирмы представляют их как PPTC (polymeric positive coefficient devices) – полимерные устройства с положительным ТКС. Основные электрические характеристики PPTC СВП приведены на сайтах основных фирмпроизводителей, например компаний TEPC [2], Littelfuse [3], Bourns [4]: Максимальное рабочее напряжение (Vmax) – максимально допустимое напря-

Рис. 2. СВП MutiFuse для защиты модемов, телефонных аппаратов и розеток, факсимильных аппаратов, систем охранной сигнализации, оборудования для передачи голоса, оборудования для доступа в интернет, абонентского оборудования

дят: GPS-системы; компьютеры и периферийные устройства, USB-порты, порты Firewire, дисководы; сотовые телефоны, МР3‑плееры; факсы, модемы, маршрутизаторы, офисные коммуникации; электрон-

электронные компоненты №2 2016

Рис. 6. Применение СВП для защиты электрооборудования автомобиля

Пассивные компоненты

Рис. 3. Один из видов СВП MutiFuse для защиты портативных мобильных телефонов, аккумуляторов, цифровых камер, электроинструментов

Рис. 4. Серия PPTC СВП под поверхностный монтаж для защиты мобильных телефонов, смартфонов, медиаплееров, цифровых видеокамер, ноутбуков, автомобильной электроники

Рис. 5. PPTC СВП под поверхностный монтаж (серия miniSMD) для эффективной защиты портативной и автомобильной электроники

ные системы для развлечений; моторы для оконных, дверных и других замков (например, для промышленных и бытовых холодильников, сейфов и т. д.; системы безопасности; малые и средние двигатели, соленоиды; аккумуляторные батареи; автомобильная электроника. Основные

www.elcomdesign.ru

типы таких предохранителей фирмы TEPC c торговой маркой PolySwitch приведены на рисунках 2–5. Стремительно растет и количество компаний, которые выпускают самовосстанавливающиеся предохранители. Из крупных компаний с давней историей это Bourns (торговая марка MultiFuse); компании TEPC (Tyco Electronics Power Components; прежнее название – Raychem Circuit Protection) и Littelfuse. Хорошо известны на рынке электронных компонентов и компании Wickmann, ELFA, Epcos, Schurter, Polytronics (Everyfuse). Вышли на рынок и китайские компании Wayon (LBLV), Dongguan Yuanlin Electronic Technology, KETER и многие другие. К сожалению, единственная наша компания ОАО НИИЭМП (г. Пенза) так и не смогла полноценно выйти на столь конкурентный рынок, имея очень узкую номенклатуру изделий [1] и высокую их стоимость. В настоящее время на рынке электроники пред лагаетс я громадный выбор PPTC различных типоразмеров и в корпусах разных типов. Например, компания Bourns предлагает дисковые корпуса с радиальными выводами (R), пленочные с ленточными выводами (S), для поверхностного монтажа, с аксиальными и радиальными выводами. На сайте [5] представлена полная номенклатура элементов защиты цепей по току и напряжению от Raychem Circuit Protection – самовосстанавливающиеся предохранители, газоразрядники, варисторы, тиристорные устройства защиты SiBar, быстродействующие и медленнодействующие SMT-предохранители, телекоммуникационные предохранители, комбинированные элементы защиты 2Pro и PolyZen, элементы электростатической защиты PESD и приведены их электрические характеристики. Основной проблемой остается достаточно сложный выбор самовосстанавливающегося предохранителя для защиты конкретной цепи и для конкретного

потребителя из-за множества параметров и электрических характеристик, которые необходимо учитывать при выборе. В настоящее время на сайтах дистрибьюторов представлена очень подробная информация о том, как это делается в каждом конкретном случае. Если до 2003 г. дистрибьюторы предупреждали покупателей о невозможности подк лючения СВП к сети переменного напряжения 220 В из-за их мгновенного разрушения, то в статье [6] уже рекламируются самовосстанавливающиеся предохранители PolySwitch серии LVR для цепей с напряжением 240 В, а в настоящее время фирма Wayon (Китай) предлагает самовосстанавливающийся предохранитель LBV 150 на 600 В с малым сопротивлением 6–12 Ом и допустимым током 3 А. В автомобилях самовосстанавливающиеся предохранители используются, в частности, для устранения опасности возгорания при коротком замыкании (защита электропроводки), защиты приводов и двигателей от перегрева и скачков тока, защиты от повреждения проводников и печатных плат. На рисунке 6 показаны основные места в автомобиле, в которых устанавливаются самовосстанавливающиеся предохранители, а на рисунке 7 – основные применения предохранителей в автомобилях. Автомобилестроители успешно используют их в электрических цепях автотранспорта, устанавливая эти устройства внутри дверей, за приборной доской, в блоке переключателей. Как правило, для питания блоков автомобиля требуется ток 0,1–30 А при напряжении 14 В [7]. Применение СВП позволило полностью изменить архитектуру автомобиля. Возможность установки этих устройств в любых труднодоступных местах позволяет использовать провода на меньшие токи, меньшего диаметра и, соответственно, веса, подводить питание более коротким маршрутом.

Навигация и информационно- развлекательные системы

Блок управления

Водительская панель

Электронные блоки управления

Распределительная коробка

Прикуриватели и сетевые адаптеры

Защита MOSFET от тепловых потерь

Вторичная защита батарей

Защита реле от перегрузки

Рис. 7. Основные применения СВП в автомобиле

мобиля, то к 2017 г. она составит 35% его стоимости, а к 2030 г. – 50%. Таким образом, интерес к самовосстанавливающимся предохранителям увеличивается и в России [9–11]. В [11] подробно описаны СВП фирмы Littelfuse (торговая марка Polyfuse), приведены конкретные примеры применений и стандартный алгоритм выбора PPTC компании Littelfuse. В [12] дается обзор PPTC-предохранителей фирмы Bourns (торговая марка MultiFuse), приводятся их конкретные характеристики, расшифровка наименований и алгоритм выбора. Как известно, в настоящее время стремительными темпами идет разработка и внедрение автомобилей и других транспортных средств с автономным (без водителя) управлением. Развитие этого направления приведет к массовому спросу на электронные компоненты для мониторинга и связи транспортных средств. Кроме того, обустройство дорог, придорожных столбов, рекламных щитов, дорожных знаков, придорожных зданий, постов полиции, мест парковки потребует огромного количества встроенных электронных компонентов. Не полностью автономные автомобили потребуется оснастить электроникой для связи со спутниками (навигационными GPS-устройствами), что приведет к росту производства средств защиты для телефонов, планшетов и других приборов. Но все же основной перспективой для рынка электроники, в т. ч. автомобильной, в ближайшее время является стремительно растущая взаимосвязь всех устройств

Литература 1. Т. П. Каминская, К. И. Домкин. Самовос станавливающиеся предохранители для автомобильной электроники. Электронные компоненты. № 5. 2008. 2. www.konkurel.ru/raychem/polyswitch/ surfase.php. 3. www.littelfuse.com. 4. www.bourns.com. 5. Сайт «Конк ур э лектрик»//w w w. circuitprotection.ru. 6. Курышев К. PolySwitch серии LVR – само восстанавливающиеся предохранители для цепей с напряжением 240 В. Компоненты и технологии. № 6. 2003. 7. К. Курышев. PolySwitch – не роскошь… Компоненты и технологии. № 2. 2003. 8. Electronic Sourcing North America//www. electronics-sourcing.com. 9. Макаренко В. Устройства защиты электронных цепей от повреждений. Элек тронные компоненты и системы. Пассивные компоненты. № 6.-2011.-С. 40–46. 10. А. Балевски, К. Утюшев, М. Коротков. Новые устройства защиты оборудования от длительных перенапряжений. Электро ника. № 1 (00132). 2014. 11. Гавриков В. Самовосстанавливаю щиеся РТС-предохранители для защиты от токовых нагрузок. Библиотека «Новости электроники». № 12. 2014. 12. Хухтиков С. Восстановить работо способность! Самовосстанавливающиеся РРТС-предохранители. Библиотека «Ново сти электроники». № 1. 2015.

электронные компоненты №2 2016

Пассивные компоненты

Компания TEPC в настоящее время производит PPTC для защиты: -- от короткого замыкания двигателя, моторов для дверных замков, зеркал, сидений, верхних люков на крыше, окон, воздушных насосов; -- электронного блока управления, устройств ввода/вывода; -- элек тромоторов д ля нагрева и охлаждения воздуха системами ВОК (вентиляция, отопление и кондиционирование воздуха); -- телематики, информационно-развлекательных систем; -- системы подсветки и обогрева жидкокристаллических дисплеев; -- сетевых адаптеров, зарядных устройств, прикуривателей, вилок; -- сетей питания, сигнальных систем; -- систем обнаружения потоков воздуха; -- систем блокировки дверей, окон и верхних люков; -- от превышения по току распределительных коробок и систем; -- от электростатических повреждений; -- переходников и распределительных устройств. Они также используются для сокращения длины проводки при проектировании архитектуры автомобиля и подавления электромагнитных помех мотора [2]. По мнению экспертов, рынок электроники для грузовых, легковых автомобилей и других транспортных средств продолжает стремительно расти [8]: если в 1970 г. на долю автомобильной электроники приходилось менее 4% стоимости авто-

(interconnectedness of all things). Ведущее аналитическое агентство Gartner прогнозирует увеличение в 30 раз к 2020 г. физических приборов, подключенных к интернету. Это уже не то межмашинное (M2M) взаимодействие, которое было основным потребителем электронных компонентов, особенно в промышленности. Электронными становятся традиционно неэлектронные бытовая техника, нагреватели и охладители, часы, индивидуальные медицинские приборы (умные браслеты), датчики, что потребует более высокого качества низкоэнергетичной электроники, снижения ее стоимости, улучшения точности датчиков, создания новой системы передачи данных (наряду, например, с Bluetooth). Многие аналитики прогнозируют, что уже через 10 лет автономные транспортные средства, оснащенные электроникой и электронными средствами защиты, будут на ходу обмениваться информацией друг с другом, не попадая в аварии. До неузнаваемости изменится система страхования водителей и транспортных средств. Далеким прошлым станут ГАИ, ГИБДД и трогательный образ дяди Степы в белом парадном мундире и фуражке, стоящего на оживленном перекрестке с жезлом в руках.

LTC2875 – трансиверы шины CAN, стойкие к перенапряжению ±60 В Кирон Бреннан (Ciaran Brennan), Linear Technology

С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы

Микросхема LTC2875 представляет собой трансивер шины CAN, обладаю‑ щий устойчивостью к перенапряжениям до ±60 В и к воздействию разряда статического электричества (ESD) при напряжении до ±25 кВ. Благодаря такой устойчивости снижаются сбои, вызванные этими электрически‑ ми воздействиями. Напряжение питания трансивера LTC2875 состав‑ ляет 3,3 или 5 В; скорость передачи данных: до 4 Мбит/c; устойчивость к синфазным напряжениям на линии: до ±36 В; длительность фронта импульса выходного сигнала плавно регулируется; корпус DFN размерами 3×3 мм.

Шины CAN являются основой для многих автомобильных, коммерческих и промышленных систем передачи данных. Сети CAN используются в широком ряду приложений, в т. ч. в автомобильной и транспортной электронике, промышленных сис темах управления, в системах контроля и сбора данных, автоматизации зданий и в системах безоп асности, для управления системами контроля кондиционирования воздуха, а также во множестве других пользовательских системах. Устойчивость к электрическим перенапряжениям является важным атрибутом используемых приемопередатчиков шины CAN в этих приложениях, в которых может произойти отказ из-за неисправной проводки, обрыва заземления и всплеска перенапряжения, вызванного грозовым разрядом. Хотя на рынке предлагается несколько CAN -трансиверов, работающих от 3,3 В, до сих пор эти устройства не обладают устойчивостью к высокому напряжению и широким рабочим диапазоном по синфазному напряжению, как трансивер LTC2875 (см. рис. 1). В то же время современные сетевые приложения нуждаются в надежных приемопередатчиках для шин CAN с высокой производительностью и расширенными возможностями. Трансивер LTC2875 компании Linear Technology удовлетворяет этим требованиям. Работа при питающем напряжениях 3,3 и 5 В

Большинство устойчивых к воздействиям высокого напряжения тран сиверов шин CAN работают только от источника напряжения 5 В. Однако такое питающее напряжение уже достаточно редко используется большинством современных цифровых схем. В результате приемопередатчик

www.elcomdesign.ru

Рис. 1. Демонстрационная плата с ИС LTC2875 в корпусе DFN и эта же микросхема в корпусе SO (на переднем плане)

шины CAN оказывается единственным 5‑В компонентом в системе. Устойчивый к воздействию высокого напряжения трансивер шины CAN, который работает от питания 3,3 В, сокращает время проектирования системы и минимизирует общие затраты за счет исключения необходимости в формировании для него 5 В. При работе от ис точника питания напряжением 3,3 В трансивер LTC2875 обеспечивает совместимость со стандартом шины CAN ISO 11898–2. Имея полностью дифференциальное управление шиной по напряжению VOD, он осуществляет поддержку тех же пороговых напряжений по входу приемника. Единственное различие между функционированием при 3,3 и 5 В является то, что синфазное напряжение шины при питании трансивера от 3,3 В снижается до уровня 1,95 В. Это значение находится вне диапазона напряжений 2–3 В, который определен стандартом ISO 11898–2. Такое незначительное смещение синфазного напряжения находится в установленном стандартом диапазоне

–2…7 В и в действительности является несущественным с учетом допустимого диапазона синфазных напряжений ±25 В для LTC2875 при работе от 3,3 В. Это обстоятельство позволяет трансиверу LTC2875 устанавливать связь с другими приемопередатчиками, отвечающими требованиям стандарта ISO11898–2. Трансивер LTC2875 полностью совместим с другими трансиверами на той же шине с питанием 5 В, будь он запитан от 3,3 или от 5 В. Скорость передачи данных 4 Мбит/с

Современные системы на основе шины CAN работают на скоростях передачи данных, которые превышают возможности существующих трансиверов, устойчивых к воздействию высоких напряжений. Так, например, максимальная скорость функционирования CANтрансивера LT1796 от Linear Technology составляет 125 Кбит/с. Микросхема LTC2875 с аналогичной своей предшественнице устойчивостью к воздействию высокого напряжения работает

в 32 раза быстрее, т. е. с максимальной скоростью 4 Мбит/с. Однако не все системы требуют столь высокой скорости передачи данных. Для приложений, функционирующих на более низких скоростях, разработчик выбирает драйвер шины CAN с меньшим уровнем электромагнитных излучений за счет управления скоростью нарастания и спада фронтов импульсов выходного напряжения. ИС LTC2875 обесп ечивает плавное регулирование скорости нарастания фронтов выходного напряжения в пределах около 20:1. Самая низкая скорость нарастания соответствует скоростям передачи данных менее 200 Кбит/с. Скорость нарастания и спада фронта задается одним резистором, установленным последовательно с разрешающим выводом RS, а результирующий график его влияния на установку скорости представлен на рисунке 2.

а)

б) Рис. 3. Согласование: а) с помощью одиночного резистора; б) разделенного резистора

Чтобы сохранить перек лючения передатчика CAN на высоком уровне симметрии меж ду выходами CANH и CANL, были предприняты весьма значительные усилия. Любая асимметрия между коммутационными сигналами двух выходов приводит к изменению уровня синфазного напряжения. Как известно, элек тромагнитные поля, соз д ав ае м ые диф ф ер енциа льны м напряжением вдоль витой пары, находятся в противофазе и компенсируют друг друга, благодаря чему уровень электромагнитных помех мал. Электромагнитные поля от синфазного напряжения в паре с ум мируютс я. Они дополняют друг друга, что приводит к появлению электромагнитного излучения значительного уровня особенно в тех случаях, когда витая пара неэкранирована. Таким образом, у передатчика с симметрией переключения – малый уровень электромагнитных помех. М ик р о с хе м а LTC 2875 о б ла д ае т двум я функциона льными особен -

руется с помощью резистора, включенного последовательно в цепь контакта разрешения RS. Снижение скорости нарастания фронтов импульса уменьшает содержание высоких гармоник в спектре коммутируемых сигналов. Разделение по входу/выходу осуществляется разделением согласующего резис тора на каж дом конце шины на два последовательных резистора равных по величине половине значе-

а)

б)

0 дБ

С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы

Рис. 2. Изменение скорости нарастания выходного напряжения в зависимости от номинала резистора RSL

ностями, позволяющими уменьшить уровень элек тромагнитных помех, которые являются следствием флуктуации синфазного напряжения во время переключения. К ним относится возм ож но с ть у пр ав лени я скор о с т ью нарастания выходного напряжения и разделение соглас ующего резистора по входу/выходу трансмиттера. Скорость нарастания выходного напряжения передатчика программи-

Спектральная мощность согласующий резистор Максимальная скорость нарастания

20 дБ/дел

–160 дБ 0 МГц

0 дБ

Спектральная мощность согласующий резистор Максимальная скорость нарастания

20 дБ/дел

5 МГц/дел

50 МГц

–160 дБ 0 МГц

5 МГц/дел

50 МГц

Рис. 4. Сигналы напряжения на выходе передатчика и графики спектральной мощности синфазного сигнала, полученные с помощью анализатора спектра на основе быстрого преобразования Фурье. Результаты получены для случаев использования одиночного согласующего резистора и разделенного резистора. Измерение проведено на неэкранированной витой паре длиной 10 м при питании трансивера VCC = 3,3 В и скорости передачи 1 Мбит/с

электронные компоненты №2 2016

С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы

ния одиночного согласующего резис тора. Центральный отвод от этих резисторов смещен на величину синфазного напряжения, подаваемого с вывода SPLIT (см. рис. 3). Такое разделение согласующего резистора обеспечивает низкий импеданс нагрузки для синфазного сигнала, а для дифференциальных сигналов – требуемый для согласования уровень. Низкий импеданс нагрузки для синфазного сигнала позволяет подавить флуктуации синфазного напряжения. Эффективность разделения согласующего резистора, позволяющего уменьшить генерацию электромагнитных помех в зависимости от флуктуаций синфазного напряжения, показана на рисунке 4. На этом рисунке напряжение на клеммах CANH и CANL и синфазное напряжение снимались для трансивера LTC2875 в режиме передачи со скоростью 1 Мбит/с по неэкранированной витой паре длиной 10 м; питание трансивера осуществлялось от напряжения V CC = 3,3 В, скорость нарастания выходного напряжения была максимальной, а на каждом конце кабеля были установлены согласующие резисторы номиналом 120 Ом. Распределение спектральной мощности, полученное с помощью анализатора спектра на основе быстрого преобразования Фурье (БПФ) из сигналов синфазного напряжения, показано на рисунке 4. Представлены результаты для обоих вариантов согласования – с одиночным и разделенным резистором. При согласовании с одиночным резистором в переходных процессах во время коммутации присутствует достаточно большой уровень синфазного сигнала, а также затухающие колебания после перехода основной области к рецессивному участку. Эти затухающие колебания являются результатом взаимодействия индуктивности линии с емкостью приемопередатчика и линии после его перехода в высокоимпедансное рецессивное состояние. В рассматриваемом примере синфазное напряжение в рецессивном состоянии с согласующим резистором нагружается с помощью только четырех входных 40‑кОм резисторов двух устройств LTC2875 (по одному устройст ву с каждой стороны кабеля), что обес печивает параллельное сопротивление величиной 10 кОм. Напротив, синфазное напряжение в случае использования разделенного согласующего резистора нагружается на четыре разделенных 60 ‑Ом резистора, обеспечивая параллельное сопротивление величиной 15 Ом. Кроме того они включены последовательно с двум я параллельными

www.elcomdesign.ru

а)

б)

0 дБ

Спектральная мощность Максимальная скорость нарастания

согласующий резистор

20 дБ/дел

Разделенный согласующий резистор –160 дБ 0 МГц

5 МГц/дел

50 МГц

Разделённый согласующий резистор –160 дБ 0 МГц

5 МГц/дел

50 МГц

Рис. 5. Сигналы напряжения на выходе передатчика и графики спектральной мощности синфазного сигнала, полученные с помощью анализатора спектра на основе БПФ, для четырех комбинаций согласования и скорости нарастания фронтов. Измерение проведено на неэкранированной витой паре длиной 10 м при питании трансивера VCC = 3,3 В и скорости передачи 100 Кбит/с

конденсаторами по 4,7 нФ. В случае с разделенным резистором мощность частотного спектра синфазного напряжения по амплитуде ниже в достаточно широком диапазоне частот по сравнению с использованием одиночного согласующего резистора. При передаче данных с меньшей скоростью применяются более низкие скорости нарастания фронтов импульсов выходного напряжения, чтобы в еще большей мере ослабить электромагнитные помехи в синфазном режиме. На рисунке 5 показаны четыре случая с минимальными и максимальными установками скорости нарастания фронтов импульсов выходного напряжения при использовании двух согласующих резисторов и одного согласующего резистора. Эти измерения были выполнены в той же конфигурации, что и те, результаты которых представлены на рисунке 4, но скорость передачи данных была снижена до 100 Кбит/с. Кроме того, результаты

были получены на минимальной и максимальной скорости нарастания фронтов импульсов выходного напряжения. Как и в случае передачи сигнала на скорости 1 Мбит/с, приведенном на рисунке 4, использование разделенного согласующего резистора при передаче со скоростью 100 Кбит/с позволяет значительно уменьшить синфазный шум во всем частотном диапазоне. При такой низкой скорости передачи данных дальнейшее сокращение синфазного шума в спектре достигается путем установки передатчика LTC2875 на минимальную скорость нарастания фронтов импульсов его выходного напряжения. В этом примере использование разделенного согласующего резистора наряду с минимальной скоростью нарастания выходного напряжения позволяет уменьшить мощность синфазного шума более чем на 20 дБ в наибольшей части спектра по сравнению со случаем использования одиночного согласующего резистора и максимальной скорости нарастания.

Подавление электромагнитных помех с помощью синфазного дросселя

Еще один способ уменьшить электромагнитные помехи от флуктуаций синфазного напряжения заключается в использовании синфазного дросселя. Такой дроссель увеличивает сопротивление для источника синфазного сигнала, а в сочетании с конденсаторами, добавленными между выводами CANH, CANL и GND, дроссель образует еще и фильтр нижних частот, который ослабляет высокочастотный шум. Эффективность синфазного дросселя с индуктивностью 100 мкГн в сочетании с двумя конденсаторами емкостью по 33 пФ, применяющимися для снижения синфазного шума, показана на рисунке 6. В этом примере питание трансмит тера осуществлялось от источника VCC = 3,3 В, дополнительно использовался вариант с разделенным согласующим резистором, а передача велась по кабелю в виде витой пары длиной 10 м при скорости передачи данных 100 Кбит/с. Одновременное функционирование при питании 3,3 и 5 В

б)

0 дБ

Спектральная мощность Максимальная скорость нарастания

Без синфазного дросселя

20 дБ/дел

С синфазным дросселем 100 мкГ –160 дБ 0 МГц

5 МГц/дел

С синфазным дросселем 100 мкГ

50 МГц

–160 дБ 0 МГц

5 МГц/дел

50 МГц

Рис. 6. Сигналы напряжения на выходе передатчика и графики спектральной мощности синфазного сигнала с использованием синфазного дросселя и без него, полученные с помощью анализатора спектра на основе БПФ а) б)

С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы

Тр а н с и в е р ы LT C 2 8 7 5 , р а б о тающие от источника питающе го напряжения на 3,3 В, мог у т взаимодействовать на той же шине с другими CAN-трансиверами, работающими от 5 В. Единственное существенное различие меж ду работой при питании 3,3 и 5 В является то, что уровень синфазного напряжения составляет при этом около 1,95 и 2,5 В, соответственно. Таким образом, синфазная составляющая флуктуирует в зависимости от логического состояния шины. Когда все передатчики находятся в рецессивном состоянии, синфазное напряжение имеет некоторое промежуточное значение. Оно зависит от всех резистивных нагрузок шины, в т. ч. от входных резисторов приемников и разделенных согласующих резисторов (если они имеются). Если передатчик с питанием 5 В находится в доминантном состоянии, он подтягивает синфазное напряжение к 2,5 В. Если же он питается от 3,3 В, синфазное напряжение подтягивается к 1,95 В. Таким образом, синфазное напряжение шины колеблется между 2,5 и 1,95 В, в результате чего несколько увеличиваются излучаемые электромагнитные помехи. Пример работы при таком сме шанном напряжении питания показан на рисунке 7. Экспериментальная схема состоит из двух приемопередатчиков LTC2875, каждый из которых

а)

91 0 дБ Спектральная мощность Максимальная скорость нарастания

20 дБ/дел

Ближний и дальний трансмиттеры 3,3 В –160 дБ 0 МГц

5 МГц/дел

50 МГц

Рис. 7. Сигналы напряжения на выходе передатчика и графики спектральной мощности синфазного сигнала для двух трансмиттеров с одинаковым питанием и в режиме с двумя разными питающими напряжениями. Измерение проведено на неэкранированной витой паре длиной 10 м при скорости передачи 100 Кбит/с и максимальной скорости нарастания фронтов импульсов выходного напряжения

электронные компоненты №2 2016

С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы

соединен с концом кабеля д линой 10 м в виде витой пары; при этом используется согласование с разделением. Каждый приемопередатчик на шине поочередно переключается в доминантное состояние. Форма сигналов контролировалась на выводах CANH и CANL со стороны ближайшего к исследователю трансивера. На графиках с лева напряжение питания обоих трансиверов (ближнего и дальнего) составляет 3,3 В. Синфазное напряжение равно примерно 1,95 В и имеет незначительные возмущения. На графиках справа представлены результаты, полученные для случая, когда на ближний трансивер подается питание 3,3 В, а на дальний – 5 В. Рецессивное синфазное напряжение устанавливается на уровне около 2,23 В, т. е. оно принимает среднее значение между 2,5 и 1,95 В. Если ближний трансивер является доминирующим, синфазное напряжение смещается ближе к 1,95 В, а в случае когда дальний трансивер является доминирующим, синфазное напряжение подтягивается ближе к 2,5 В. Разницу в уровне излучаемых электромагнитных помех в результате колебаний синфазного напряжения можно увидеть, сравнивая спектры мощности синфазного напряжения, снятого на выводах трансивера. Для случая смешанного напряжения питания тран сиверов в диапазоне частот 0–25 МГц наблюдается увеличение мощности помех примерно на 8 дБ. Выше этого диапазона частот разница уже не является столь незаметной и практически отсутствует. Допустимый диапазон синфазных напряжений ±36 В

Ст а н д а р т н ы е п р и е м о п е р е д а тчики шины C AN работают в ограниченно м диапаз оне синф азного напряжения –2…7 В. В коммерческих или промышленных условиях, при замыкании на землю, шуме и наличии других электрических помех уровень синфазных напряжений может значительно превысить эти пределы. Идеальный трансивер шины CAN должен выдержать большие синфазные напряжения, отправлять и получать данные без нарушений, вызванных этими воздействиями. С этой целью приемник в трансивере LTC2875 был создан для работы с расширенным до ±36 В диапазоном устойчивости к синфазным напряжениям при питании 5 В и до ± 25 В при питании 3,3 В. В приемнике используются биполярные дифференциальные входы с малым собс твенным смещением в сочетании с прецизионными резис

www.elcomdesign.ru

торами в делителе, что необходимо для поддержания точных значений пороговых напряжений приемни ка в широком диапазоне синфазных напряжений. Передатчики устойчиво работают до абсолютного максимума напряжений ±60 В и допускают втекающие и вытекающие токи до пределов, которые установлены их схемами ограничения по току. Горячее подключение, горячая замена и устойчивость к включению/выключению питания

Транс мит тер LTC2875 обла д ает встроенной защитой и устойчивостью к включению и выключению питания, что отвечает требованиям обеспечить горячее подк лючение или замену. Эти приемопередатчики не производят дифференциального возмущения на шине, когда они подключены к шине без подачи на них питающего напряжения или когда они получают питание, но выключены. Аналогично, эти тран сиверы не производят дифференциального возмущения на шине, пока они подключены к питанию в неактивном состоянии. Во всех этих случаях выход приемника RXD находится в высокоимпедансном состоянии (определяется внутренним нагрузочным резистором номиналом в 500 кОм), а выходы CANH и CANL остаются в высокоимпедансном рецессивном состоянии. Если трансивер получает питание и включен, микросхема становится активной сразу после того, как напряжение питания отвечает заданным порогам внутреннего детектора для контроля над уровнем питающего напряжения (power good). Вход RXD отражает состояние шины данных в том случае, когда микросхема становится активной. Если передатчик оказывается в рецессивном состоянии с высоким импедансом на выходах, оно сохраняется, пока не произойдет первый переход от рецессивного состояния к доминантному, после чего становится активным выход TXD. Если передатчик находился в активном состоянии в тот момент, когда его питание было выключено, микросхема становится неактивной сразу после того, как напряжение станет меньше порога детектора, определяющего наличие недопустимо пониженного напряжения питания трансмиттера. Если в это время передатчик находится в доминантном состоянии, то его выходы плавно перейдут в рецессивное состояние. Будь состояние выхода доминантным или рецессивным, вход приемника RXD плавно переходит в сос тояние с высоким

импедансом, слегка подтянутым вверх через внутренний резистор номиналом в 500 кОм. Защита от воздействия повышенного напряжения и разрядов статического электричества

Подключение шины CAN в промышленных системах во время монтажа иногда выполняется путем подключения зачищенных проводов витой пары через винтовые терминалы. Устройства с интерфейсом шины CAN могут питаться от напряжения 24 В (переменного или постоянного тока) или других напряжений. В этих случаях питающее напряжение подключается, как правило, через винтовые клеммы. Работа обслуживающего персонала и монтажников с оголенными, зачищенными проводами и винтовыми клеммами несет потенциальный риск повреждения аппаратуры под воздействием статического электричества, а возможность ошибочного подключения кабелей к несоответствующим клеммам приводит к риску повредить оборудование от перенапряжения. Устойчивость к высокому напряжению и стойкость к воздействию электростатических разрядов делают микросхему LTC2875 исключительно устойчивой к выходу из строя от этих негативных воздействий. Защита от воздействия напряжения до ± 60 В в микросхеме LTC2875 достигается путем реализации БиКМОП-технологии интегральных схем. Благодаря высокому напряжению пробоя, обеспечиваемому этой технологией, микросхемы защищены при выключенном питании и в условиях высокого импеданса. Для защиты от отказов, вызванных перенапряжением, выходы драйвера используют прогрессирующее ограничение тока, позволяя при этом генерировать высокий выходной ток. Трансмиттер LTC2875 защищен от отказов, вызванных воздействием напряжения величиной до ±60 В даже с оборванным общим проводом (GND), с разомкнутой или короткозамкнутой цепью подачи питающего напряжения VCC. Микрос хема LTC2875 защищена от воздействия электростатического разряда от персонала или оборудования до ±25 кВ (согласно тесту Human Body Model, HBM) по выводам A, B, Y и Z по отношению к земле. Защитные схемы LTC2875 начинают отводить ток разряда при напряжениях выше ±78 В, направляя его к выводу GND. Кроме того, эти устройства устойчивы к разрядам до ±25 кВ, даже если микросхема запитана. Все остальные контакты защищены до ±8 кВ (HBM).

Понижение уровня шумов в импульсных источниках питания Фредерик Достал (Frederik Dostal), Analog Devices В режиме переключения импульсных источников питания (SMPS) генери‑ руются наводки, которые являются паразитным шумом для оборудова‑ ния. В большинстве случаев он должен быть ограничен в соответствии с требованиями к чувствительности оконечного оборудования, а также с учетом стандартов, регламентирующих электромагнитные наводки. В статье рассматриваются разные типы шумов импульсных преобразо‑ вателей постоянного тока и способы борьбы с ними.

Типы шумов импульсных DC/DC-преобра зователей

электронные компоненты №2 2016

Т е о р и я и п ра к т и к а

Современные импульсные DC/DC-преобразователи обес печивают широкий диапазон выходных напряжений и токов, полученных из стандартных входных напряжений 3,3; 6; 9; 12; 24; 48 В. При этом эффективность преобразования может превышать 90%. Далее под термином switching regulators подразумевается устройство переключения выходной мощности, состоящее из неизолированного DC/DC-преобразователя и соответствующей коммутирующей обвязки. Иногда под термином linear voltage regulator подразумевается неизолированный DC/DC-преобразователь (non-isolated DC/DC converter). Однако следует подчеркнуть, что в классическом понимании linear voltage regulators означают линейные элементы выходных фильтров. По этой причине этот термин в статье не используется. В свою очередь, импульсные DC/DC-преобразователи п од р а з де л яю тс я на д в а б о льш и х к ласс а: из о ли р о ванные преобразователи постоянного тока и неизо лированные преобразователи постоянного тока. В изолированных DC/DC-преобразователях силовая и управляющая части гальванически развязаны. У неизолированных DC/DC-преобразователей такой развязки нет. В системах с централизованной и модульной архитектурой электроснабжения напряжение центральной шины через изолированные импульсные DC/DC-преобразователи подается на локальные шины, объединяющие общие по питанию цепи. В сложных современных электронных устройствах необходимо распределять большие токи по многочисленным низковольтным входам. Для того чтобы получить максимальное быстродействие процессора и эффективно решать проблемы теплоотвода, разработчики размещают источники питания как можно ближе к нагрузке. Эти требования реализуются с помощью импульсных неизолированных DC/DC-преобразователей, которые располагаются в непосредственной близости от конкретного оконечного устройства и преобразуют напряжение промежуточной шины в напряжение питания, необходимое для конкретного устройства, например ЦП, ASIC, DSP, ПЛИС. Такие источники питания получили название pointof-load (POL) DC/DC converters. Эффективность этих модулей достигает 98%. Одна из проблем, с которой сталкиваются разработчики высокочувствительного прецизионного оборудования и вычислительной техники, связана с проблемой шумов

на выходе импульсных DC/DC-преобразователей. На выходе импульсного DC/DC-преобразователя с подключенной нагрузкой сигнал выглядит в виде полосы высокочастотного сигнала, а не как прямая тонкая линия, как в идеальном случае. Этот высокочастотный сигнал получил название наведенного шума импульсных DC/DC-преобразователей (generated noise). Уровень шумов DC/DC-преобразователей характеризуется величиной «отраженного тока помех» (Reflected Ripple Current, RRC). В лучших моделях современных DC/DC-преобразователей удается уменьшить величину RRC до десятков миллиампер при выходных токах до десятков ампер. Имеется несколько источников шума импульсных DC/DC-преобразователей, основными из которых принято считать: -- наводки, связанные с основной частотой переключения импульсного преобразователя; -- высокочастотные наводки по паразитным индуктивным линиям, вызванные большими скоростями нарастания тока в переключающих элементах; -- наводки, обусловленные переходными процессами в переключающих элементах; -- низкочастотные наводки в DC/DC-преобразователях в режиме пульсирующего тока; -- наводки на частоте биений; -- наводки по входным цепям преобразователя; -- наводки, генерируемые одновременным переключением нескольких логических и силовых компонентов. В импульсных DC/DC-преобразователях основные наводки на выходе наблюдаются на частотах, кратных рабочей частоте преобразователя. Как правило, частоты преобразования составляют сотни кГц. Импульсные наводки, связанные с переходными процессами, накладываются на шумы, обусловленные частотой преобразования. Наибольшую проблему с точки зрения эффективного противодействия представляют шумы, связанные с большими скоростями нарастания тока в элементах переключения и коммутации, которые, в свою очередь, вызывают переходные процессы на выходе БП. Такого типа наводки передаются как по гальваническим цепям, так и через паразитные индуктивности и емкости. В изолированных DC/DC-преобразователях, где силовая и управляющая части развязаны, шумы и наводки проявляются в меньшей степени, чем в неизолированных. Наиболее остро проблема наводок проявляется в случае использования POL-модулей. Это связано с тем, что мощные процессорные схемы оперируют большими токами (десятками ампер) при небольших напряжениях (1,2–3,3 В). В таких пре-

образователях могут генерироваться достаточно большие отраженные токи помех. Другой источник шума связан со скачкообразным изменением тока нагрузки. В качестве примера можно привести очень полезную функцию POL-модулей, которая заключается в программируемом изменении напряжения на нагрузке в различные интервалы времени. Это позволяет поочередно выводить в рабочий режим разные исполнительные устройства. Однако этот процесс также вызывает дополнительные наводки на выходе DC/DC-преобразователя. Резкие скачки тока в нагрузке проявляются в том, что напряжение на выходе тоже изменяется скачкообразно. Система стабилизации удаляет эти выбросы, но она не может срабатывать мгновенно. В результате напряжение на выходе выглядит в виде затухающего импульса. К сожалению, процессоры и сложные высокочастотные кристаллы очень критичны к выбросам подобного рода. Поскольку проблема шумов и наводок наиболее актуальна для POL-модулей, мы уделим этим преобразователям наибольшее внимание. Общие принципы построения SMPS хорошо известны. Однако существуют различные модификации этих устройств. Для снижения уровня шумов в каждом конкретном типе импульсного источника питания используются специальные методы, которые рассматриваются в следующих разделах.

Т е о р и я и п ра к т и к а

Шумы на частоте преобразования

Наводки, связанные с основной частотой переключения импульсного преобразователя (Switching Frequency Noise, SFN), преобладают в его суммарном спектре шумов. Как правило, диапазон частот SFN неизолированных DC/DC-преобразователей составляет 0,5–3 МГц. Поскольку частота этого типа наводок точно известна, их можно эффективно удалять достаточно простыми способами, например, с помощью LC-фильтра и линейного регулятора напряжения. На рисунке 1 показан пример наводок неизолированного DC/DC-преобразователя, обусловленных основной частотой переключения. Верхний рисунок соответствует пульсациям на выходе до фильтра. На нижнем рисунке показано пульсирующее напряжение на выходе преобразователя после цепи с LC-фильтром и линейным регулятором напряжения. Для правильного выбора параметров фильтра используется специальное программное обеспечение, которое предоставляют практически все крупные производители DC/DC-преобразователей. Например, на сайте Analog Devices в свободном доступе находятся утилиты ADIsimPower Voltage Regulator Design Tool и ADIsimPE. Утилита ADIsimPower позволяет выполнить расчет импульсного DC/DC-преобразователя по заданным разработчиками параметрам. В результате пользователь получает готовую принципиальную схему с номиналами и типами используемых элементов. Программа ADIsimPE используется для моделирования линейных цепей, в т. ч. линейных регуляторов напряжения.

Высокочастотные наводки по паразитным индуктивным цепям при переключении транзистора

Соединительные проводники, площадки для пайки на печатной плате, выводы микросхемы и другие подобные элементы можно рассматривать как индуктивности, подключенные параллельно емкостям.

Рис. 2. Упрощенная структурная схема понижающего DC/DC-преобразователя

Переключающий MOSFET-транзистор в классической схеме DC/DC-преобразователя управляется с помощью подачи на его затвор прямоугольных импульсов, которые обуславливают высокие скорости нарастания тока dI/dt. Эти броски тока вызывают провалы напряжения через паразитные индуктивности, проявляющиеся в виде высокочастотных флуктуаций напряжения на выходе преобразователя. Шумы получили название Switching Transition Noises (STN). На рисунке 2 показана упрощенная структурная схема понижающего DC/DC-преобразователя. Для приблизительной оценки величины этих шумов на выходе схемы используется простая формула: V = L∙dI/dt . В общем случае можно считать, что один дюйм проводника современной печатной платы соответствует паразитной индуктивности 20 нФ. Для современных DC/DC-преобразователей время нарастания фронта тока примерно равно 30 нс. В этом случае для преобразователя, рассчитанного на работу с токами 5 А, величина STN-наводок на выходе, обусловленных только одним дюймом проводников печатной платы, составит 3,3 В. Приведенная выше формула показывает пути снижения величины STN-шумов. Скорость нарастания тока уменьшать нельзя. С одной стороны, имеется фиксированное значение выходного тока, на который рассчитан преобразователь. С другой стороны, увеличение времени нарастания повлечет за собой увеличение наводок, связанных с пульсациями выходного напряжения из-за задержек при перезарядке выходной

Рис. 1. Пример наводок неизолированного DC/DC-преобразователя, обусловленных основной частотой переключения

www.elcomdesign.ru

Рис. 3. Пути распространения наведенных токов через паразитные индуктивности в схеме понижающего DC/DC-преобразователя

Наводки от переходных процессов в переключающих элементах

Затухающие колебания на коммутационном узле, возникающие после переключения, показаны на рисунке 5. Шумы этого типа часто называют «звоном напряжения» (voltage ringing). Основной причиной звона являются нелинейные переходные процессы, обусловленные паразитными емкостями и индуктивностями. Это явление связано с тем, что энергия, запасенная в паразитных элементах и емкости сток–исток силового ключа, переходит с затуханием из одного элемента в другой не мгновенно, а в течение некоторого промежутка времени.

Т е о р и я и п ра к т и к а

емкости. Кроме того, при уменьшении этого значения увеличиваются времена включения и выключения управляющего транзистора, влияющие на другие динамические характеристики, которые ухудшают эффективность преобразования. В современных DC/DC-преобразователях используются быстрые MOSFET-, SiC- и GaN-транзисторы, обеспечивающие время нарастания тока порядка нескольких наносекунд, высокие выходные токи и эффективность более 98%. Для сравнения заметим, что у старых моделей DC/DC-преобра зователей на биполярных транзисторах время нарастания составляет около 100 нс и имеются ограничения по выходному току на уровне нескольких ампер. Следует также учитывать тенденции развития POL DC/DC-преобразователей, которые связаны с увеличением выходных токов и уменьшением напряжения выхода. Таким образом, единственным способом снижения STNшума является минимизация паразитных индуктивностей. На рисунке 3 показаны критические пути прохождения наведенного тока в схеме понижающего импульсного преобразователя. Верхний рисунок демонстрирует путь наведенного тока, распространяющегося через паразитные емкости при включении управляющего транзистора. Путь распространения отмечен голубым цветом. Центральный рисунок показывает маршрут обратного наведенного тока при выключении транзистора (отмечен зеленым цветом). Нижний рисунок соответствует разности наведенных токов при включении и выключении управляющего транзистора.

Таким образом, в течение нескольких наносекунд картина прохождения импульса тока при переключении управляющего транзистора изменяется по очень сложному закону, описать который для конкретного случая чрезвычайно сложно. Рисунок 3 показывает, что существуют области монтажной платы преобразователя, в которых длина проводников должна стремиться к нулю. Это единственный путь снижения уровня STN-шума. Таким образом, в схеме на рисунке 3 входной конденсатор необходимо установить предельно близко к силовому переключающему транзистору и земляному проводу управляющего ШИМ контроллера. Следует учесть, что наведенный ток может проходить по земляной шине. На рисунке 4 показан маршрут обратного наведенного тока для этого случая. Схема на этом рисунке наглядно демонстрирует, что необходимо локализовать маршрут наведенного тока и не позволить ему распространяться по земляной шине. В районе вероятного распространения наведенного тока на печатной плате нельзя размещать переходные отверстия, используемые для межслойного соединения земляных шин, поскольку они являются дополнительными источниками паразитных индуктивностей, проводящих STN-шум. Такие отверстия следует вынести за области распространения наведенных токов (см. рис. 4). Пренебрежение этим правилом может привести к значительному увеличению уровня STN. Область частот STN-шума находится в диапазоне 10–300 МГц. Стандартные LC-фильтры на этих частотах практически не работают. Для подавления этого типа помех используются ферритовые фильтры. Ферритовое кольцо увеличивает индуктивность проходящего через него участка проводника в несколько тысяч раз и эффективно подавляет высокочастотные наводки.

95 Рис. 5. Затухающие колебания на коммутационном узле, возникающие после переключения

Рис. 4. Путь обратного наведенного тока вблизи земляной шины

электронные компоненты №2 2016

Для борьбы со звоном применяются активные и пассивные демпферы, а также различные варианты схем с фиксации уровня (clamp circuitry). Пассивные схемы поглощают энергию звона и рассеивают ее в виде тепла. Активные схемы возвращают энергию звона в преобразователь, увеличивая эффективность преобразования. В неизолированных DC/DC-преобразователях для снижения звона на переключающем элементе, в основном, используются активные демпферы и фильтры с фиксацией уровня. В изолированных DC/DC-преобразователях с трансформаторной развязкой для снижения этого типа шумов пассивные демпферы достаточно часто устанавливаются как в первичной, так и во вторичной цепях обмотки.

Т е о р и я и п ра к т и к а

Низкочастотные наводки в DC/DC-преобразователях с режимом пульсирующего тока

В маломощных DC/DC-преобраз ователях постоянного тока часто используется режим пульсирующего тока – РПТ (Discontinuous Current Mode). В этом режиме ток индуктивности падает до нуля в течение каждого импульса. Основное преимущество таких преобразователей заключается в относительно простой схеме, а, следовательно, и небольшой цене. Недостатком DC/DC-преобразователей с пульсирующим током является то, что с увеличением мощности возрастает уровень электромагнитных помех и снижается эффективность. В асинхронных понижающих преобразователях на перек лючающем элементе наблюдаютс я низкочас тотные наводки, связанные с РПТ. Особенно заметен этот эффект в DC/DC-преобразователях с диодами Шотки. Одна из проблем преобразователей, работающих в РПТ, связана с правильным выбором индуктивности. Слишком большие индуктивности имеют плохую переходную характеристику. Недостаточная индуктивность может вызвать эффект насыщения при пульсации тока. Кроме того, пульсирующий ток вызывает эффект нагревания сердечника. С повышением рабочей частоты индуктивность должна снижаться обратно пропорционально. Чтобы эти параметры были оптимальными, используются материалы сердечника с малыми потерями на высоких частотах, например сердечники тороидальной формы из молибдена, пермаллоя, феррита. Аналогичные наводки наблюдаются также в синхронных понижающих импульсных DC/DC-преобразователях, работающих в режиме энергосбережения. В этом случае при малой нагрузке управляющий контроллер неактивен, вследствие чего MOSFET находится в выключенном состоянии. На рисунке 6 показаны низкочастотные наводки, связанные с РПТ на переключающем элементе асинхронного импульсного понижающего DC/DC-преобразователя. Эти наводки можно объяснить тем, что емкость управляющего транзистора перезаряжается в условиях, когда ток индуктора равен нулю и оба переключателя выключены. В тех случаях, когда необходимы небольшие уровни

Рис. 6. Низкочастотные наводки, связанные с РПТ на переключающем элементе асинхронного импульсного понижающего DC/DC-преобразователя

www.elcomdesign.ru

шумов, не рекомендуется использовать преобразователи, работающие в режиме РПТ (DCM). При одинаковых выходных мощностях шумы в преобразователях, работающих в РПТ, заметно больше по сравнению с преобразователями, в которых ток через индуктивность идет постоянно, не падая до нуля (Current Conduction Mode, CCM). Следует заметить, что из режима CCM преобразователи могут переходить в режим DCM при использовании энергосберегающей опции с малой нагрузкой. Таким образом, если необходимо использовать преобразователь и в режимах CCM и DCM с малой нагрузкой, следует предусмотреть сглаживающие фильтры и демпферы. Для маломощных преобразователей указанные фильтры, как правило, не используются. Наводки на частоте биений

В сложных электронных устройствах с распределенным питанием используется несколько DC/DC-преобразователей с разными выходными напряжениями. В результате наложения нескольких наводок, обусловленных управляющими частотами от таких преобразователей, возникают низкочастотные наводки, получившие название «наводки на частоте биений» (beat frequencies). Стандартное значение частоты переключения импульсного понижающего DC/DC-преобразователя находится в районе 1 МГц. Однако в процессе работы она может меняться от минимальных до максимальных значений, указанных в технической документации для конкретного типа преобразователя. Следовательно, один преобразователь может работать на частоте 1,1 МГц, а другой – на частоте 900 кГц. На рисунке 7 показана схема понижающего DC/DC-преобразователя с двумя выходными напряжениями. Схема на рисунке 7 содержит два независимых синхронных понижающих преобразователя ADP2441, которые работают с разными частотами переключения. На выходе верхнего преобразователя наблюдаются наводки, обусловленные наложением частот переключения обоих преобразователей 1,1 МГц и 900 кГц. Поскольку это перекрывающиеся диапазоны, то два частотных пика могут накладываться один на другой, вызывая дополнительный шум на низкой частоте. Причем, это могут быть колебания в звуковом диапазоне, вызывающие неприятное гудение, которое сопровождает работу преобразователя. Следует заметить, что отфильтровать этот тип наводок достаточно сложно. Наиболее эффективный способ борьбы с биениями заключается в синхронизации одной частотой всех преобразователей, одновременно работающих в системе электропитания. Если при этом использовать сдвиг фаз, то можно организовать переключение отдельных преобразователей в разные моменты времени. В этом случае шумы на частоте биений не генерируются. Таким образом, можно добиться заметного экономического эффекта за счет отказа от входных и выходных фильтров этих частот.

Рис. 7. Схема понижающего DC/DC-преобразователя с двумя выходными напряжениями

Новости технологий

| ОПК разработала антенну спутниковой связи для высоких скоростей |

Рис. 8. На выходе импульсного понижающего преобразователя уровень шумов меньше, чем на его входе

В качестве примера приведем микросхему ADP5135 от Analog Devices, в которой в одном корпусе объединены три понижающих DC/DC-преобразователя с независимыми регулируемыми выходами в диапазонах 0,8–3 В. В этой модели синхронизация по частоте и фазовый сдвиг запуска переключения отдельных преобразователей осуществляются в автоматическом режиме. Шумы на входе и выходе понижающего импульсного преобразователя

| Российский мини-ПК Raydget от ОПК «работает как часы» |

Эксперты РБК протестировали последнюю модель миниатюрного компьютера Raydget PowerBox V производства «Объединенной приборостроительной корпорации». В ходе испытаний были проверены базовые возможности компьютера, работа в сетях Wi-Fi, совместимость с популярными браузерами, мессенджерами и приложениями. Была опробована даже HD-версия онлайн-игры World of Tanks. По мнению редакции, «все работает как часы». Мини-компьютер разработан компанией «Сетевые технологии», его производством занимается ОПК. Портативный системный блок Raydget можно использовать в качестве офисного и домашнего компьютера. Устройство в металлическом корпусе весит не более 200 г, а его размеры сопоставимы со смартфоном – всего 125×74×12 мм. При этом гаджет обладает мощностью и возможностями, сопоставимыми с большими современными стационарными компьютерами. Raydget основан на полностью российских схемотехнических решениях и оснащен мощным процессором со встроенной графикой.

www.russianelectronics.ru

Литература 1. Scott Zheng. Printed Circuit Board Layout Guidelines for Step-Down Regulators, Optimizing for Low Noise Design with Dual Channel Switching Controllers. Analog Devices. Application note. AN‑1119. 2. Aldrick S. Limjoco. Measuring Output Ripple and Switching Transients in Switching Regulators. Analog Devices. Application note. AN‑1144. 3. Glenn Morita. Noise Reduction Network for Adjustable Low Dropout Regulators. Analog Devices. Application note. AN‑1329. 4. Glenn Morita. Noise Sources in Low Dropout (LDO) Regulators. Analog Devices. Application note. AN‑1120. 5. Ken Marasco. How to Apply DC-to-DC Step-Down/Step-Up (Buck/Boost) Regulators. Analog Devices. Application note. AN‑1149.

www.russianelectronics.ru

Т е о р и я и п ра к т и к а

Шумы на входных и выходных клеммах SMSP часто называют кондуктивными (conducted). Различают синфазные и дифференциальные шумы. Синфазные шумы (СШ) присутствуют на входе и выходе. Поскольку СШ содержат высокочастотные гармоники частоты преобразования, то для фильтрации этих шумов целесообразно подключить емкость между отрицательными клеммами входа и выхода преобразователя. Различают дифференциальные шумы (ДШ) на входе и дифференциальные шумы на выходе. Эти виды шумов удаляются с помощью LC-фильтров. Однако следует учесть, что индуктивность сама может быть источником дополнительных наводок. Как правило, разработчики, сталкиваясь с проблемой шума, начинают бороться с шумами на выходе преобразователя. При этом они руководствуются тем, что чувствительная к шумам нагрузка подключена именно к выходу преобразователя. Однако в действительности на выходных клеммах импульсного понижающего преобразователя уровень шумов меньше, чем на его входе (см. рис. 8). Это можно объяснить тем, что в данном типе преобразователей последовательно подключенная к выходу индуктивность играет роль фильтра. Ток через индуктивность на выходе понижающего преобразователя нарастает во время включения и убывает во время отключения управляющего транзистора. Максимальное значение протекающего по входным цепям тока этого преобразователя наблюдается во время включения транзистора. В течение периода выключения ток во входных цепях отсутствует. Следовательно, входную цепь понижающего преобразователя можно рассматривать как источник импульсных наводок. Установленный на входе конденсатор отчасти исправит ситуацию. Однако поскольку в этом случае он станет источником постоянного тока смещения на входе, следует применять более сложные активные методы фильтрации. Особое внимание необходимо уделить разводке печатной платы. Длина входных проводников должна быть минимальной.

«Объединенная приборостроительная корпорация» разработала компактный антенный модуль спутниковой связи для транспорта, обеспечивающий надежную работу в экстремальных условиях и на высоких скоростях. Модуль поддерживает устойчивый канал спутниковой связи независимо от положения в пространстве и на скоростях до нескольких сотен км/ч. При потере одного сигнала антенна сразу же подхватывает другой благодаря ноу-хау, обеспечивающему постоянный обзор в 360°. Антенна используется для спутникового управления беспилотными летательными аппаратами, где обрыв сигнала даже на считанные секунды может иметь критические последствия. Разработку низкопрофильных антенных модулей в составе «ОПК» ведет Московский научно-исследовательский радиотехнический институт (МНИРТИ). Устройство успешно прошло приемочные испытания, по результатам которых признано готовым к серийному производству.

электронные компоненты №2 2016

НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ

| НОВОСТИ КОМПАНИИ «ГАММА» |

Двунаправленный резервный источник питания обеспечивает непрерывное энергоснабжение Компания Linear Technology представляет двунаправленный резервный источник питания LTC3643, интегрирующий высоковольтный повышающий преобразователь для заряда накопительного конденсатора с автоматическим переходом его в режим понижающего стабилизатора. Запатентованная топология, в которой используется одна катушка индуктивности и функция управления последовательностью подачи питания PowerPath, а также два отдельных импульсных преобразователя, позволяет уменьшить размеры схемы, ее сложность и стоимость. LTC3643 работает в двух режимах: повышающего преобразователя в качестве зарядного устройства и понижающего преобразователя в качестве источника резервного питания. LTC3643 выпускается в компактном 24‑выводном корпусе QFN с улучшенными тепловыми параметрами размером 35 мм. Прибор рассчитан на работу в промышленном и расширенном диапазонах рабочих температур от –40 °C до 125 °C.

НОВОС ТИ ТЕХНОЛОГИЙ

Понижающий стабилизатор напряжения в микромодульном исполнении

Компания Linear Technology представляет понижающий стабилизатор напряжения LTM4648 с диапазоном входного напряжения 2,375–5,5 В и выходным током 10 А, выпускаемый в корпусе BGA размером 9×15×4,92 мм. У этого устройства с высоким КПД рабочая температура корпуса увеличивается незначительно. Областью применения модуля являются точки питания нагрузок с преобразованием напряжения от основной шины питания 3,3 В и системы с аккумуляторным питанием, применяемые в телекоме, медицинской и авиационной технике, промышленности, портативном тестовом оборудовании. LTM4648 имеет входы и выходы для подключения источников тактовых сигналов, которые используются при построении многофазных конфигураций из нескольких преобразователей с общим током нагрузки до 40 А. Кроме того, устройство поддерживает функцию отслеживания выходного напряжения для управления последовательностью включения нескольких линий питания в системе. Наличие режима Burst Mode, а также режима коммутации выходного каскада с пропуском импульсов позволяет настраивать работу модуля в соответствии с требованиями конкретного приложения. Стабилизатор LTM4648 поддерживает ряд функций защиты нагрузки от перегрузок по напряжению и току.

Синхронный понижающий DC/DC-преобразователь с выходным током до 6 А Компания Linear Technology представляет высокоэффективный однокристальный синхронный преобразователь напряжения LTC3815 с выходным током 6 А и цифровым интерфейсом управления питанием на основе шины PMBus. Наличие цифрового интерфейса позволяет устанавливать и считывать такие параметры устройства как входные и выходные ток и напряжение, температуру и ошибочные состояния прибора. Кроме того, данный интерфейс позволяет изменять выходное напряжение в пределах ±25% с шагом 0,1%. Преобразователь LTC3815 обеспечивает однокристальное решение для маломощных приложений. На вход прибора можно подавать напряжение в пределах 2,25–5,5 В, благодаря чему устройство можно использовать в системах с напряжением питания 2,5; 3,3 и 5 В, а также в системах с питанием от литиево‑ионных аккумуляторов. LTC3815 выпускается в 38‑выводном корпусе QFN размером 4×6 мм и рассчитан на работу в диапазоне температур –40…125°C.

Двухканальный контроллер питания с диодной схемой ИЛИ

Компания Linear Technology представляет двухканальный контроллер питания LTC4236 с переключением входных источников по схеме ИЛИ на основе идеальных диодов, функцией «горячего» включения и мониторинга тока нагрузки. Необходимость поддержания таких систем как серверы, сетевые коммутаторы и твердотельные жесткие диски в состоянии

www.elcomdesign.ru

НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ постоянной доступности требует реализации их системы питания по схеме резервирования с возможностью плавного переключения между основным и вспомогательным источником питания. LTC4236 подключает к нагрузке два источника питания по схеме ИЛИ, обеспечивает управление пусковым током, выполняет функции защиты от перегрузок по току, а также токовый мониторинг. Контроллер обеспечивает величину падения напряжения на MOSFET-транзисторах, выполняющих роль идеального диода, на уровне не более 15 мВ. Малое время включения и выключения транзисторов гарантирует минимальную длительность провала напряжения питания и низкое значение переходного реверсивного тока. Прибор рассчитан на работу в коммерческом –0…70°C и промышленном –40…85°C диапазонах температур и выпускается в 28‑выводном корпусе QFN размером 4×5 мм.

Недорогой полнофункциональный модуль для питаемых устройств от Silvertel

Полнофункциональный модуль питаемых устройств (PD) для PoEсистем Ag9724‑FL от компании Silvertel предлагается в качестве более эффективной замены существующей модели Ag9424–2BR. Ag9724‑FL соответствует стандарту IEEE802.3af и получает энергию по витой паре кабеля Ethernet 5‑й категории. Данное решение обеспечивает высокий уровень изоляции – до 1,5 кВ, содержит схему идентификации класса PoE-устройства, встроенный преобразователь постоянного напряжения и позволяет устанавливать необходимый класс мощности. Ag9724‑FL является полностью завершенным решением, требующим всего один недорогой внешний компонент. Питание модуля может осуществляться как от линии данных, так и от резервной линии кабеля Ethernet. Встроенный в модуль DC/DC-преобразователь работает в широком диапазоне входных напряжений, обеспечивая высокий КПД и минимальный уровень выходных пульсаций. Ag9724‑FL также включает схемы защиты от перегрузок по току, короткого замыкания и перегрева. Модуль предназначен для эксплуатации в промышленном диапазоне рабочих температур –40…85°C и идеально подходит для использования в недорогих устройствах, например в системах контроля доступа, системах автоматизации зданий и беспроводных сетях на основе протокола WAP.

Технология программируемой логики от Altera используется в новом серверном кластере в вычислительном центре Texas Advanced Computing Center (TACC) Техасского университета. Внутрисистемно программируемые ПЛИС от Altera применяются в качестве ускорителей на плате Microsoft Project Catapult, превращая обычный сервер в высокопроизводительную и энергоэффективную вычислительную станцию. Приглашенные исследователи теперь могут использовать ресурсы TACC для исполнения программ и алгоритмов, связанных с глубоким обучением, сверточными нейронными сетями, распознаванием лиц и объектов, интерактивным поиском и даже расшифровкой генетического кода. Центр TACC также предлагает бесплатный доступ к своей высокопроизводительной вычислительной системе мирового уровня.

Дополнительную информацию и опытные образцы можно получить в ООО «Гамма Плюс».

Выборг: +7 (81378) 546-53; Москва: +7 (495) 788-1292; Санкт-Петербург: +7 (812) 321-6160; Екатеринбург: +7 (343) 286-7512; Ульяновск: +7 (8422) 256-939; info@icgamma.ru, www.icgamma.ru

электронные компоненты №2 2016

НОВОС ТИ ТЕХНОЛОГИЙ

ПЛИС компании Altera ускоряют работу серверов вычислительного центра

НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ НА РОССИЙСКОМ РЫНКЕ Д АТА КОМ

KSZ8061 – помехоустойчивый Ethernet-трансивер от Microchip с малым уровнем ЭМИ Компания ЭЛТЕХ предлагает KSZ8061–10/100 Ethernetт р ансив еры от M icro chip, предназначенные для приема и передачи данных по витой паре. KSZ8061 имеют намного меньший уровень излучаемых помех и наводок при передаче сигнала и повышенную помехозащищенность от внешних Значение

Тип канала

10Base-T/100Base-TX

Напряжение питания, В

3,3

Светодиоды

Встроенные терморезисторы

Да

Интерфейс

MII/RMII

Функция EEE

Да

Диапазон температур, °C

–40…85 –40…105

Автопереговоры

Да

Wake-on-LAN

Да

Поддержка FX

Нет

Vdd I/O, В

1.8/2.5/3.3

Диагностика кабеля

Да

Поддержка 802.3az

Да

Модели трансиверов Корпус

–40...85

QFN-32LD

KSZ8061MNXV*

–40…105

WQFN-32LD

KSZ8061MNGW

–40…105

QFN-48LD

KSZ8061RNBV*

–40…105

WQFN-32LD

Расширенный диапазон температур Соответствует AEC-Q100 Fтакт = 25 МГц

KSZ8061RNBW

–40…105

QFN-32LD

Расширенный диапазон температур Fтакт = 25 МГц

KSZ8061RNDV*

–40…105

WQFN-32LD

Расширенный диапазон температур Соответствует AEC-Q100 Fтакт = 50 МГц

KSZ8061RNDW

–40…105

QFN-32LD

Расширенный диапазон температур Fтакт = 50 МГц

KSZ8061MNX-EVAL*

0–70

–

Отладочная плата KSZ8061MNX

KSZ8061RNB-EVAL*

0–70

–

Отладочная плата KSZ8061RNB

KSZ8061MNXI

* По запросу

www.elcomdesign.ru

Описание

Диапазон температур, °C

100

Параметр

Наименование

НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ

Таблица основных характеристик

Промышленный диапазон температур Расширенный диапазон температур Соответствует AEC-Q100 Расширенный диапазон температур

источников ЭМИ. Это позволяет использовать в качестве среды передачи дешевую неэкранированную витую пару. Трансиверы KSZ8061MNX и KSZ8061MNG можно подключать по интерфейсу MII, а KSZ8061RNB и KSZ8061RND – по интерфейсу RMII. Эти трансиверы работают в двух диапазонах рабочей температуры: в промышленном (–40…85°C) и в расширенном (–40…105°C). Microchip Technology www.microchip.com Дополнительная информация: см. ЭЛТЕХ, ООО И З М Е Р И Т Е Л Ь Н Ы Е С Р Е ДС Т В А И П Р И БО Р Ы

Векторный анализатор сигналов M9393A в формате PXIe от Keysight Technologies В M9393A реализована самая быстрая в отрасли функция поиска низкоуровн е в ы х пар аз и тных сигналов для тестирования спутникового оборудования. Полоса расширена до 50 ГГц. Этот диапазон частот не встречался прежде в модульных приборах. Анализатор сигналов M9393A в формате PXI обеспечивает проверенную технологию измерения миллиметровых волн (mmWave) в диапазоне частот Ka и выше при проектировании и производстве модемов, транспондеров, а также узлов и компонентов коммерческих и военных систем спутниковой связи. Инновационная конструкция M9393A обеспечивает проверку параметров устройств Ka -диапазона в режиме непрерывного свипирования в диапазоне 3,6–50 ГГц (опция FRX) и прямой доступ к полосе ПЧ 800 МГц (опция WB1). Обладая средним уровнем собственных шумов (DANL) (менее –155 дБм/Гц на частоте 40 ГГц) и повышенной скоростью свипирования, M9393A имеет самую быструю функцию поиска низкоуровневых паразитных сигналов на современном рынке. Чрезвычайно малый уровень собственных шумов M9393A в диапазоне Ka в сочетании с программным обеспечением Keysight 89600 VSA позволяет измерять спектр шириной 20 ГГц со средним уровнем собственных шумов –110 дБм менее чем за 10 с. Прежде это измерение требовало компромисса между шириной полосы и временем измерения, причем на тест требовалось от нескольких минут до нескольких часов. Высокая скорость свипирования по частоте M9393A устраняет необходимость компромисса. Гибкая модульная архитектура M9393A позволяет легко добавить модуль программируемого аттенюатора с переключаемыми входами M9169E PXI-h, рекомендованный для надежной регулировки мощности в диапазоне до 50 ГГц с малым уровнем шума. Кроме того, M9169E позволяет автоматически маршрутизировать сигнал встроенного в M9393A калибратора, что повышает точность амплитуды и увеличивает время безотказной работы. Keysight Technologies www.keysight.ru Дополнительная информация: см. Keysight Technologies

Новый пользовательский интерфейс и новый внешний вид приборов Keysight Technologies

Портативный осциллограф от Rohde & Schwarz

101

Цифровые мультиметры от Keysight Technologies

Компания анонсировала выпуск двух новых серий ручных цифровых мультиметров. Кроме измерительных функций, необходимых для выполнения тестов, ручные цифровые мультиметры серии U1280 и U1240C обладают очень высокой прочностью корпуса и долго работают от аккумулятора.

НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ

Компания представила новый дизайн приборов, который обеспечивает широкие возможности взаимодействия пользователя с приборами благодаря усовершенствованиям пользовательского интерфейса на основе сенсорного дисплея с технологией множественного касания. –– Корпус выполнен из современных материалов, включая внешнюю отделку из анодированного металла, закругленные кромки. –– Термин «современный» в отношении разработки, приемочных испытаний и тестирования электронной продукции приобретает новый смысл. –– Переход от управления настольными приборами с помощью клавиатуры к интерактивному графическому пользовательскому интерфейсу на основе сенсорного дисплея с технологией множественного касания обеспечивает современный подход к измерениям. –– Более эффективная упрощенная настройка измерений позволяет существенно сократить время тестирования. –– Упаковка, изготовленная, как и всегда, на 100% из материалов, пригодных для вторичного использования, отчетливо промаркирована для более эффективной переработки. –– Для минимизации отходов текущие запасы израсходуются перед запуском в производство новой продукции. Первыми приборами, выполненными в новом дизайне, станут анализаторы сигналов Keysight серии X. Приборы серии X предоставляют непревзойденное удобство использования за счет усовершенствованного интерфейса, высокой производительности и широких функциональных возможностей, что обеспечивает новые уровни взаимодействия пользователя с приборами и интуитивно понятные связи между причиной и следствием. Keysight Technologies www.keysight.ru Дополнительная информация: см. Keysight Technologies

Б л а г о д а р я п о г р е ш н о с т и 0 , 02 5% и о т о б р а ж е н и ю до 60000 отсчетов на экране мультиметры серии U1280 являются самыми производительными ручными мультиметрами компании Keysight. Эти 4,5‑разрядные ручные цифровые мультиметры обеспечивают точность и повторяемость, отвечающие самым жестким требованиям. Базовая погрешность измерения постоянного напряжения у 4‑разрядных ручных цифровых мультиметров серии U1240C: 0,09%. Максимальное число отсчетов: 10000. Приборы обеспечивают широкий диапазон измерительных функций для монтажа и технического обслуживания электронных устройств на промышленных предприятиях. Кроме того, приборы серии U1240C обладают такими уникальными функциями как фильтр низких частот, режим малого входного импеданса (ZLOW) и измерение коэффициента гармоник. Мультиметры серии U1280 и U1240C очень надежны и отлично подходят для работы в полевых условиях. Приборы выдерживают падение с высоты до 3 м и имеют степень защиты IP67, что соответствует полной защите от пыли и проникновения воды при погружении на глубину до 1 м. Мультиметры серии U1240C имеют защиту от перенапряжения CATIV до 600 В и CAT III до 1000 В. Обе серии ручных цифровых мультиметров могут длительное время работать от аккумулятора: серия U1280–800 ч; серия U1240C – 400 ч. Для доступа к расширенной функциональности и возможности регистрации данных можно воспользоваться программным обеспечением Handheld Meter Logger. Это ПО, устанавливаемое на ПК, позволяет автоматически регистрировать данные в виде графиков или таблиц, а также записывать каждое измерение вручную простым нажатием кнопки. В дальнейшем пользователи могут преобразовать зарегистрированные данные в различные форматы для включения в отчеты. Мультиметры серии U1280 и U1240C совместимы с решением для удаленного подключения компании Keysight, что обеспечивает безопасный и удобный дистанционный мониторинг. Keysight Technologies www.keysight.ru Дополнительная информация: см. Keysight Technologies

Осциллограф R&S Scope Rider от Rohde & Schwarz пригоден как в лабораторных, так и в полевых условиях. Он имеет скорость захвата данных до 50000 сигналов в секунду и максимальную полосу пропускания до 500 МГц. 10‑разрядный АЦП разработан Rohde & Schwarz. Осциллограф R&S объединяет в одном приборе пять функций. Он основан на высокопроизводительном осциллографе, обладающем точной системой цифрового запуска, 33 функциями автоматических измерений, возможностью проводить испытания на соответствие маске и режимом XY-диаграммы. Более того, R&S Scope Rider работает как логический анализатор с восемью дополнительными цифровыми каналами,

электронные компоненты №2 2016

НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ

102

как анализатор протокола с возможностью запуска и декодирования, как регистратор данных и цифровой мультиметр. Такая функциональность позволяет использовать прибор для широкого круга задач. Этот портативный осциллограф впервые оснащен большим сенсорным экраном, что позволяет управлять им так же просто и интуитивно, как планшетным компьютером. Он оснащен большими кнопками для работы в перчатках и многофункциональным колесиком для удобной настройки параметров. Пользователи всегда могут просмотреть результаты измерений – вся информация отображается в простой и понятной форме на превосходном экране. Отлично приспособленный для суровых внешних условий корпус R&S Scope Rider имеет сертификат IP51 и обеспечивает защиту от таких воздействий, как пыль или капли воды. Портативный осциллограф успешно прошел все испытания на механическую нагрузку в соответствии с военными стандартами. Полностью изолированный прибор обеспечивает максимальную безопасность и отвечает требованиям к категории измерений, описанных в стандарте IEC 61010–1 для CAT IV до 600 В и для CAT III до 1000 В. Помимо разъема для карт microSD, прибор имеет порты USB и Ethernet для упрощения хранения и передачи измерительных данных. R&S Scope Rider также оснащен встроенным интерфейсом беспроводной сети WLAN. Его можно настроить в качестве точки доступа, что позволит дистанционно управлять прибором с помощью смартфона, планшета или ноутбука. Все, что для этого требуется, – веб-браузер на мобильном устройстве. Никаких дополнительных программ или приложений не требуется. Обладая временем автономной работы от аккумулятора более 4 ч и весом 2,4 кг, осциллограф R&S Scope Rider обеспечивает высокую степень гибкости во время монтажа, технического обслуживания и экстренных ситуаций. R&S Scope Rider предназначен для решения множества задач, начиная со сбора измерительных данных в промышленных и производственных установках и заканчивая починкой судовых электродвигателей и проведения испытаний транспортных средств. Прибор R&S Scope Rider лучше решает все эти задачи, чем любой другой осциллограф подобного класса. R&S Scope Rider выпускается в модификациях с четырьмя или двумя каналами (последняя оснащена цифровым мультиметром) и полосами пропускания 60, 100, 200, 350 и 500 МГц. По требованию прибор можно дооснастить различными опциями, например запуском и декодированием протоколов I2C, SPI, UART, RS‑232, RS‑422 и RS‑485. R & S S c o p e R i d e r р а с ш и р я е т л и н е й к у п р и б о р о в Value Instruments – высококачественного контрольно-измерительного оборудования с привлекательной ценой. Этот прибор можно заказать в компании Rohde & Schwarz и у дистрибьюторов под маркировкой R&S RTH1002 и RTH1004. ROHDE & SCHWARZ Rus www.rohde-schwarz.com Дополнительная информация: см. ROHDE & SCHWARZ Rus Портативный анализатор спектра R&S Spectrum Rider FPH от Rohde & Schwarz Универсальный анализатор спектра R&S Spectrum Rider от компании Rohde & Schwarz поможет пользователям во время монтажа и технического обслуживания ВЧ передатчиков, а также облегчит измерения в лабораториях разработки ВЧ-оборудования и сервисных центрах. Благодаря высокой чувствительности –160 дБмВт и точности измерений порядка 0,5 дБ в диапазоне частот 10 МГц…3 ГГц, анализатор спектра R&S Spectrum Rider обеспечивает лучшие ВЧ-характеристики в своем классе.

www.elcomdesign.ru

Диапазон частот анализатора спек тра R&S Spectrum Rider легко расширяется путем обновления программного обеспечения, что является уникальной возможнос тью для приборов такого класса. Базовая модель охватывает диапазон частот 5 кГц…2 ГГц, который расширяется до 3 или 4 ГГц для работы с более высокими частотами, например для измерения радиосигналов с частотой выше 2 ГГц или сигналов с частотой выше 3 ГГц в диапазонах TD LTE. Rohde & Schwarz оптимизировала анализатор спектра R&S Spectrum Rider для мобильного применения. Аккумулятор этого легкого прибора (2,5 кг) работает до 8 ч. Клавиатура с подсветкой позволяет работать в темноте, а антибликовый экран обеспечивает хорошую читаемость при прямом солнечном свете. Анализатор спектра R&S Spectrum Rider, прошедший полевые испытания в соответствии со стандартом MIL-PRF‑28800F Class 2, поставляется с защищенными разъемами и портами. Прибор является первым в отрасли анализатором спектра с большим сенсорным экраном. Его большие кнопки и практичный многофункциональный ротационный переключатель облегчает работу в перчатках на улице. Портативным анализатором спектра можно управлять дистанционно, по USB- или LAN-интерфейсам. Встроенный мастер настройки позволяет автоматизировать измерения, уменьшить затрачиваемое на них время и помогает даже неопытным пользователям и операторам, не обладающим глубокими познаниями в области радиотехники, качественно провести соответствующие работы. Настройки и результаты можно сохранить на microSDкарту объемом до 32 Гбайт. ROHDE & SCHWARZ Rus www.rohde-schwarz.com Дополнительная информация: см. ROHDE & SCHWARZ Rus Новая микросхема мониторинга мощности от Microchip

Компания Microchip пополнила ассортимент микросхем для мониторинга питания новой ИС MCP39F511N. Она обеспечивает стандартное вычисление мощности и контроль двух электрических нагрузок. Высокая степень интеграции и малая погрешность упрощает проектирование и уменьшает стоимость всей системы в целом. Микросхема предназначена для мониторинга в сетевых настенных розетках, удлинителях, разветвителях питания, AC/DC-источниках питания и приложений с распределенным питанием. В состав микросхемы входят три АЦП для измерения напряжения, два АЦП для измерения

Светодиодные драйверы ELG‑75 (-C) предназначены для освещения улиц, автотрасс, теплиц, складских помещений. Технические характеристики: • диапазон входного напряжения:180–295 В АС; • корпус: металл, IP67; • режим работы: стабилизация тока, стабилизация напряжения; • мощность: 75 Вт; • изоляция вход/выход: 3750 В AC; • коэффициент мощности: ≥ 0,95 при 100% нагрузке, 230 В AC; • конвекционное охлаждение; • диапазон рабочей температуры корпуса: –40…85°C; • КПД: до 91%; • габариты: 180×63×35,5 мм; • гарантия: 5 лет. Стандартные функции: • защита от: – короткого замыкания; – перегрева; – превышения напряжения на выходе; • соответствие международным стандартам: UL/ CUL/ ENEC /CB/ CE.

ELG-75-24 (A/B/ D2/DA)

ELG-75-36 (A/B/ D2/DA)

ELG-75-42 (A/B/ D2/DA)

ELG-75-48 (A/B/ D2/DA)

Основные электрические характеристики ELG-75-12 (A/B/ D2/DA)

тока, 16‑разрядный вычислитель, EEPROM, и гибкий двухпроводной интерфейс. MCP39F511N представляет собой двухканальную ИС монитора мощности. Она облегчает проектирование энергоемких приложений, производственного оборудования и систем, уменьшает время на создание встраиваемых программ и сокращает число микросхем при мониторинге мощности нескольких нагрузок. Встроенный источник опорного напряжения с малым дрейфом и высокое значение SINAD (до 94,5% по каждому каналу измерения тока) обеспечивают погрешность измерения не более 0,5% во всем динамическом диапазоне 4000:1. Измерение активной, реактивной и полной мощности, среднеквадратичного значения токов и напряжений, коэффициента мощности, частоты линейного напряжения совмещаются с другими усовершенствованными возможностями, что позволяет создавать высококачественные изделия, уменьшить перечень необходимых компонентов и сократить время выхода на рынок. MCP39F511N поддерживается демонстрационной платой MCP39F511N Power Monitor Demonstration Board (ADM00706) компании Microchip. Микросхема MCP39F511N предлагается в 28‑выводном корпусе QFN размером 5×5 мм. Microchip Technology www.microchip.com Дополнительная информация: см. ЭЛТЕХ, ООО

Выходное напряжение в режиме стабилизации тока, В

6–12

12–24

18–36

21–42

24–48

Максимальный ток, А

3,15

2,1

1,8

1,6

С В Е ТОТ Е Х Н И К А И О П ТОЭЛ Е К Т Р О Н И К А

Модель

Защита IP

Описание

без суффикса

IP67

Фиксированный выходной ток

IP65

Уровень выходного тока регулируется встроенным потенциометром

IP67

Уровень выходного тока регулируется внешним сигналом 0...10 В DC, ШИМ или сопротивлением

IP67

Функция умного димминга совместно с программатором SDP-001. За более подробной информацией следует обращаться к производителю (дистрибьютору)

IP67

Функция DALI-димминга. За более подробной информацией следует обращаться к производителю (дистрибьютору)

75,6

76,8

КПД, %

Пульсации и шумы (размах), мВ

150

200

250

250 ELG-75- C1400 (A/B/D2/DA)

75,6

ELG-75- C1050 (A/B/D2/DA)

75,6

ELG-75- C700 (A/B/D2/DA)

ELG-75- C500 (A/B/D2/DA)

Мощность, Вт

ELG-75-C350 (A/B/D2/DA)

Номинальное напряжение, В

Выходное напряжение в режиме стабилизации тока, В

107–214

75–150

53–107

35–71

27–54

Номинальный ток, мА

350

500

700

1050

1400

Мощность, Вт

74,9

74,6

75,6

КПД, %

Пульсации и шумы, В, размах

1,5

0,5

Пульсации и шумы (размах), мВ

150

200

250

Mean Well www.meanwell.com Дополнительная информация: см. ЭЛТЕХ, ООО Светодиодные драйверы LCM-EO и PWM-EO с беспроводным диммингом от Mean Well Компания ЭЛТЕХ предлагает обновленные светодиодные драйверы LCM-EO и PWM-EO от Mean Well с управлением яркостью освещения по беспроводной технологии EnOcean, которую Mean Well уже представила в ШИМ-диммере WPD‑06. Светодиодные драйверы со встроенным модулем EnOcean рассчитаны на работу в паре с беспроводным выключателем,

электронные компоненты №2 2016

НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ

Светодиодные AC/DC-драйверы ELG‑75 (-C) на 75 Вт от компании Mean Well Компания Элте х пр е д лаг ае т св е то диодные драйверы на 75 Вт с корректором коэффициента мощности серий ELG‑75 (-C) от компании Mean Well. Они работают в режиме стабилизации напряжения или тока (ELG ‑75) либо исключительно стабилизации тока (ELG‑75‑C), что делает их универсальными в большинстве случаев светодиодного применения. Диапазон рабочей температуры корпуса драйверов ELG‑75 (-C) составляет –40…85 °C. Благодаря заливке теплопроводящим силиконом они могут работать при конвекционном охлаждении. В серию входит несколько модификаций источников. Их отличия приведены в таблице.

103

Keysight Technologies

115054, Москва, Космодамианская наб., 52, стр. 3 тел.: +7 (495) 797–3928 tmo_russia@keysight.com www.keysight.ru

который является органом управления яркостью освещения, что позволяет плавно регулировать яркость, а также выключать или включать светильник. Кроме того, можно с помощью USB-устройства от компании Navigan управлять освещением с использованием специального приложения на персональном компьютере. В этом случае доступно гораздо больше настроек управления светом. К ним относится, например, скорость увеличения или уменьшения яркости. Помимо таких преимуществ как отсутствие проводов и батарей для работы выключателя, следует отметить также легкость в установке и надежность в применении диммируемых светодиодных драйверов. Благодаря тому, что на выходе моделей LCM‑40EO и LCM‑60EO ток стабилизирован, а у моделей PWM‑40EO, PWM‑60EO, PWM‑90EO, PWM‑120EO стабилизировано напряжение, их можно применять с самыми разными светодиодными светильниками мощностью 40–120 Вт. Mean Well www.meanwell.com Дополнительная информация: см. ЭЛТЕХ, ООО

Microchip Technology Тел.: +7 (812) 325–5115 sale@gamma.spb.ru www.microchip.com

ROHDE & SCHWARZ Rus

115093, Москва, ул. Павловская д. 7, стр. 1, 5 эт. тел: +7 (495) 981–3560 www.rohde-schwarz.com sales.russia@rohde-schwarz.com

ЭЛТЕХ, ООО

196247, С.-Петербург, пл. Конституции, д. 3 А (бизнес-центр «Пирамида», 5 эт.) тел.: +7 (812) 635–5060 факс: +7 (812) 635–5070 info@eltech.spb.ru www.eltech.spb.ru

События рынка

НОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ

| День открытых дверей в Центре прототипирования |

104

Центр был создан в ноябре прошлого года при поддержке Правительства Москвы в рамках Программы государственной поддержки малого и среднего предпринимательства Минэкономразвития РФ. Руководители предприятий малого и среднего бизнеса, представители столичных стартапов собрались в инновационном территориальном кластере «Зеленоград», чтобы обсудить перспективы развития в нашей стране рынка 3D-технологий, а также определить наиболее приемлемую в условиях кризиса модель ценообразования. В качестве положительного примера ценообразования Владимир Леонтьев, заместитель генерального директора АО «ЗИТЦ», привел в своем выступлении опыт китайских компаний. Специалисты Центра прототипирования рассчитывают, что гибкая ценовая политика и широкие возможности позволят им уже в 2016 г. выйти на коэффициент загрузки производственных мощностей свыше 70%. Параллельно в Центре планируют проводить еженедельные семинары и Дни открытых дверей, чтобы как можно больше руководителей предприятий узнало о возможностях, предоставляемых кластером. В отличие от других компаний, которые занимаются только 3D-печатью изделий, в Центре прототипирования имеется возможность оказывать и другие услуги в рамках производственного цикла – дополнительную шлифовку, сверление, фрезерование. Это позволяет оптимизировать конечную стоимость готового изделия. Клиенты смогут заказать не только изделия «под ключ», но и их любые составные части – печатную плату, электронный узел, металлические и пластмассовые детали и корпуса, микроэлектронное изделие, прецизионные металлические детали механических устройств. Центр прототипирования интегрирован в сеть центров контрактного производства и коллективного пользования инновационного комплекса Национального исследовательского университета МИЭТ на территории кластера «Зеленоград». Сеть центров контрактного производства этого кластера обеспечивает проектирование и изготовление печатных плат, электронных узлов, металлических деталей и корпусов, фотошаблонов для микроэлектроники, микросистемной техники. Созданная кластером структура быстро и качественно выполняет проектирование макетов высокотехнологичных изделий электроники с помощью современных аддитивных 3D-технологий. Объем инвестиций в проект составляет 225 млн руб. Применение современных цифровых технологий прототипирования является объективным фактором, напрямую влияющим на сроки цикла «проектирование–внедрение–тиражирование», и одновременно становится фактором повышения качества эскизной конструкторской документации – современное программное обеспечение позволяет генерировать ее в автоматическом режиме в соответствии с ЕСКД. Среди других уникальных особенностей проекта – мультизаказы микросхем, что позволяет в несколько раз снизить стоимость изготовления прототипа для клиента и сэкономить время на создание образца. Особенность этой услуги заключается в размещении на одной пластине заказов не одной, а, например, 10 компаний. Центр также предоставляет возможность дистанционного проектирования с обучением и сопровождением проектирования с использованием средств САПР – не только для микроэлектронных изделий, но и для 3D-моделирования деталей, корпусов и других объемных элементов конструкций, а также электронной аппаратуры, мехатронных и прецизионных устройств. При оказании услуг по проектированию микроэлектронных изделий компаниям также будет предоставлен удаленный доступ к средствам проектирования, библиотекам, IP-блокам, компиляторам памяти. www.russianelectronics.ru