12+
3/2020 (c. 6)
Влияние импеданса соединительных проводников на сигналы в высокоскоростных схемах
(c. 18)
Как решить нетривиальную задачу выбора экрана для экранирования электромагнитных помех
(c. 84)
Какие конденсаторы выбрать для снабберной цепочки – керамические, слюдяные или пленочные?
Самые доступные ПЛИС СнК с аппаратным процессорным ядром Cortex-M3 Управление двигателем Умные бытовые приборы Интерфейс человек-машина
Управление двигателем Интерфейс управления для ПЛК
Аппаратура контроля Тестовое оборудование
Защита информации
Обработка изображений Медицинское оборудование
Управление дисплеями
SoC FPGA
LittleBee® Family GW1NS/SR Series
Конфигурация
Интегрированное 32-бит ядро Cortex-M3 ARM Cortex-M3 (60 МГц) Память 128 Кбайт
Один, для всего ADC
MIPI
ARM Cortex-M3
USB 2.0 PHY
MIPI
Интегрированный АЦП 8 каналов 12 бит Скорость преобразования 1 МГц Частота сэмплирования до 16 МГц
Платформа разработки GOWIN
MIPID-PHYGPIO (5-контактный вход, 5-контактный выход, поддержка 1080р) I3С
Интегрированный USB2.0 PHY Скорость передачи данных 480 Мбит/с Тип С
Комплексный подход к разработке Программная и аппаратная поддержка ПЛИС
Поддержка двух образов, загрузка с выбором операционной системы Онлайн-обновление Удаленное обновление
Встроенная pSRAM Встроенная память pSRAM: 32 Мбит Тактовая частота памяти: до 166 МГц
РЕКЛАМА
Серия GW1NS ПЛИС СНК компании Gowin Semiconductor это первое поколение со встроенным микроконтроллером в семействе LittleBee. ПЛИС этой серии имеют встроенное аппаратное процессорное ядро Arm Cortex-M3, USB2.0 PHY, выделенные цепи ввода-вывода MIPI D-PHY, пользовательскую флэш-память и АЦП. Высокоуровневая интеграция аппаратных блоков и ПЛИС в одном корпусе обеспечивает очень компактное решение практически любых задач, связанных с управлением в промышленных системах, коммуникациях, интернете вещей, а также в автомобильных системах.
Для получения полной информации по данным модулям обращайтесь в ближайший офис компании Гамма. Выборг тел. +7(812)320 40 53 факс +7(81378)35477 e-mail: info@icgamma.ru
Санкт-Петербург тел. +7 (812) 312 61 60 e-mail: ialekseev@icgamma.ru
Москва тел. +7 (495) 965 36 83 e-mail: sh@icgamma.ru
Ульяновск тел. +7 (8422) 256 911 e-mail: giv@icgamma.ru
Екатеринбург тел. +7 (343) 286 75 12 e-mail: shelamov@icgamma.ru
РЕКЛАМА
РЕКЛАМА
содержание ЭК
№03/2020 ТОПОЛОГИЯ ПЕЧАТНЫХ ПЛАТ 6 Сергей Краснов Импеданс соединительных проводников
ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ СОВМЕСТИМОСТЬ 12 Тимоти Хегарти Уменьшение электромагнитных помех в автомобильных системах с двумя аккумуляторами на 48/12 В
БЕСПРОВОДНЫЕ ТЕХНОЛОГИИ 23 Владимир Деревятников Как предупредить появление эффектов пассивной интермодуляции
СЕТИ И ИНТЕРФЕЙСЫ 30 По материалам компании Renesas Эффективное решение вопросов обеспечения безопасности во встраиваемых системах интернета вещей
ИСТОЧНИКИ И МОДУЛИ ПИТАНИЯ 36 Бонни Бейкер Суперконденсаторы для систем бесперебойного питания 40 Евгений Дабуров Конденсаторные преобразователи напряжения
журнал для разработчиков
18 Крис Буркет Основы экранирования электромагнитных помех
26 Игорь Кремнев РЧ-фильтры на МЭМС-коммутаторах
www. elcp.ru
редакционная коллегия: Владимир Фомичёв; Леонид Чанов; реклама: Антон Денисов; Елена Живова; распространение и подписка: Марина Панова, Василий Рябишников; директор издательства: Михаил Симаков Адрес издательства: Москва,115114, ул. Дербеневская, д. 1, п/я 35, тел.: (495) 741-7701; факс: (495) 741-7702; эл. почта: info@elcp.ru, www.elcp.ru ПРЕДСТАВИТЕЛЬСТВА: Мир электроники (Самара): 443080, г. Самара, ул. Революционная, 70, литер 1; тел./факс: (846) 267-3139, 267-3140; е-mail: info@eworld.ru, www.eworld.ru. Радиоэлектроника: 620107, г. Екатеринбург, ул. Гражданская, д. 2, тел./факс: (343) 370-33-84, 370-21-69, 370-19-99; е-mail: info@radioel.ru, www.radioel.ru. ЭЛКОМ (Ижевск): г. Ижевск, ул. Ленина, 38, офис 16, тел./факс: (3412) 78-27-52, е-mail: office@elcom.udmlink.ru, www.elcompany.ru. ЭЛКОТЕЛ (Новосибирск): г. Новосибирск, м/р-н Горский, 61; тел./факс: (3832) 51-56-99, 59-93-31; е-mail: info@elcotel.ru, www.elcotel.ru. Издательство «Электроника инфо»: 220015, Республика Беларусь, г. Минск, пр. Пушкина 29Б. Teл./факс: +375 (17) 204-40-00. E-mail:electronica@nsys.by, www.electronica.by. Журнал включен в Реферативный журнал и Базы данных ВНИТИ. Сведения о журнале ежегодно публикуются в международной справочной системе по периодическим и продолжающимся изданиям «Ulrich’s Periodicals Directory». Использование материалов возможно только с согласия редакции. При пере печатке материалов ссылка на журнал «Электронные компоненты» обязательна. Ответственность за достоверность информации в рекламных объявлениях несут рекламодатели. Индекс для России и стран СНГ по каталогу агентства «Роспечать» — 47298, индекс для России и стран СНГ по объединенному каталогу «Пресса России. Российские и зарубежные газеты и журналы» — 39459. Почты России П4255. Свободная цена. Издание зарегистрировано в Комитете РФ по печати. ПИ №77-17143. Дата выхода номера 16.03.2020 г. Учредитель: ООО «ИД Электроника». Тираж 6000 экз. Отпечатано в типографии «Премиум Пресс» 197374, Санкт-Петербург, ул. Оптиков, 4
электронные компоненты
Руководитель направления «Разработка электроники» и главный редактор Леонид Чанов редакторы: Владимир Фомичёв; Леонид Чанов;
РЕКЛАМА
44 Пол Йеман Компактные источники питания Power-on-Package от Vicor для процессорных микросхем
содержание
АЦП и ЦАП
4
48 Михаил Соколов Высокоскоростные преобразователи данных для связи 5G
ДАТЧИКИ 56 Александр Кораблев Датчики Холла компании Honeywell
ДИСКРЕТНЫЕ СИЛОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ 60 Андрей Ершов Последние по порядку, но не по значению
МИКРОКОНТРОЛЛЕРЫ И МИКРОПРОЦЕССОРЫ 64 Вячеслав Сенников СнК AM752x, DRA829 и TDA4VM от компании Texas Instruments
www.elcomdesign.ru
СРЕДСТВА РАЗРАБОТКИ 72 Джефф Калер Проектирование диплексера, дуплексера, триплексера и N-плексера
ВСТРАИВАЕМОЕ ПО 81 Андрей Панкратов О разнице между встраиваемыми гипервизорами и разделительными микроядрами с возможностью виртуализации
ПАССИВНЫЕ КОМПОНЕНТЫ 84 Игорь Голышев Конденсаторы для снабберных цепей
ТЕОРИЯ И ПРАКТИКА 88 Станислав Ткаченко Основы квадратурной модуляции
СПРАВОЧНЫЕ СТРАНИЦЫ 91 Новинки месяца. Редакционный обзор
contents # 0 3 / 2 0 2 0
E L E C T R O N I C CO M P O N E N T S # 03 / 2020 PCB LAYOUT 6 Sergey Krasnov Interconnect Impedance
EMC 12 Timothy Hegarty Reduce EMI and Power Loss in Dual-battery Automotive Systems with Optimized Power-stage Layout 18 Chris Burket EMI Suppression Shields: Understanding the Basics
WIRELESS 23 Vladimir Derevyatnikov Overview of Passive Intermodulation (PIM): Best Practices on Preventing PIM 26 Igor Kremnev Compact, Low Loss Switched Filter Bank Using MEMS Switches
NETWORKS and INTERFACES
POWER SUPPLIES 36 Bonnie Baker Need Uninterrupted Power? Let a Supercapacitor Come to the Rescue 40 Yevgeny Daburov Voltage Converters Built on Switched Capacitors 44 Paul Yeaman Power-on-Package Supplies up to 1000A to AI Processor Chips
ADC and DAC 48 Mikhail Sokolov Signal Chain Basics: RF-Sampling ADCs for Multiband Receivers
56 Alexander Korablev Hall Sensors from Honeywell
DISCRETE POWER 60 Andrey Ershov Last But Not Least
MICROCONTROLLERS and MICROPROCESSORS 64 Vyacheslav Sennikov AM752x, DRA829 and TDA4VM SoC from Texas Instruments
DEVELOPMENT TOOLS 72 Jeff Kahler An Efficient and Accurate High-Frequency Diplexer, Duplexer, Triplexer, and N-Plexer Design Flow
EMBEDDED SOFTWARE 81 Andrey Pankratov What’s the Difference between an Embedded Hypervisor and Separation Microkernel with Virtualization?
PASSIVE 84 Igor Golyshev Capacitors for Snubber Circuits
THEORY and PRACTICE 88 Stanislav Tkachenko QAM Basics
REFERENCE PAGES 91 Newly-Designed Products. Monthly Editorial Review
электронные компоненты №03 2020
содержание
30 Renesas White Paper How to Solve the 6 Top Security Challenges of Embedded IoT Design
SENSORS
5
Импеданс соединительных проводников Сергей Краснов, инженер
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
Едва ли можно отрицать, что наиболее критичным показателем высокоскоростных схем является импеданс соединительных проводников. Импеданс источника сигналов в линиях передачи данных согласуется с импедансом линий для оптимальной передачи энергии. В несогласованных линиях энергия преобразуется в тепло, поступает в соседние элементы, отражается или излучается. В статье рассматривается влияние импеданса на корректное функционирование системы.
Как известно, электрический импеданс представляет собой комплексное (полное) сопротивление переменному току между двумя узлами цепи. Импеданс определяется суммой сопротивлений резистора и реак тивных элементов (катушки индуктивности и конденсатора). В сопротивления реактивных элементов, которые меняются в зависимости от частоты, также входят распределенная паразитная индуктивность и паразитная емкость линии передачи. Импеданс является определяющим фактором при решении проблем, влияющих на целостность сигналов по следующим причинам. 1. Проблемы с целостностью сигналов возникают из-за отражения сигналов напряжения и их искажений при
изменении импеданса в линии передачи. 2. Перекрестные помехи появляются в результате взаимодействия электрических и магнитных полей между соседними проводниками или связи между проводниками и возвратными трактами. Индуктивность и емкость между проводниками задают величину импеданса, которая определяет меру связи. 3. Дифференциальный режим передачи сигнала может преоб р а з о в ат ь с я в си н ф а з н ый из -з а паразитной емкости или любого дисбаланса, вызванного изменением импеданса, фазового сдвига сигнала, несоответствия между временем нарастания/спада импульсов или асимметрией канала.
6
Рис. 1. Характеристики импедансов микрополосковой и полосковой линий (планировщик iCD Stackup)
www.elcomdesign.ru
Синфазные токи – главный источник электромагнитного излучения. Импеданс наилучшим образом описывает не только проблемы, связанные с целостностью сигналов, но и решения, а также методологию проектирования, обеспечивающую требуемую целостность сигналов. Два ключевых процесса – моделирование и симуляция – базируются на преобразовании электрических характеристик в импеданс и анализе того, как он влияет на сигналы. Известны три самые распространенные конфигурации линий передачи многослойной печатной платы: встроенная микрополосковая линия (линия, покрытая паяльной маской), асимметричная и сдвоенная симметричная полосковые линии. В случае встроенной микропо-
сравнительно больше зависят от изменений импеданса, что является еще одной веской причиной не размещать проводники с критически важными сигналами на внешних слоях. Любое незначительное изменение пяти переменных (включая толщину медного слоя и расстояние между проводниками дифференциальной линии) в значительной мере изменяет локальное значение импеданса микрополосковых сигнальных проводов. Чтобы импеданс оставался постоянным, производитель должен контролировать именно эти физические параметры многослойной печатной платы. По мере совершенствования технологий разработчики все чаще составляют спецификации плат, задавая величину импеданса. Производители печатных плат стремятся обеспечить контроль над импедансом несмонтированных плат, учитывая все переменные факторы производственного процесса. Сначала применяется анализатор полей, чтобы получить характеристику импеданса проводников многослойной печатной платы. Затем они устанавливают пробные образцы на внешний край печатной платы, чтобы проверить, насколько импеданс изготовленного изделия соответствует результатам прогноза с помощью динамического рефлектометра (TDR). Изменения импеданса вдоль линии передачи имеют намного большее значение для анализа, чем его абсолютное значение. Разработчики должны обеспе-
чить плоский профиль характеристики импеданса, который свидетельствует об отсутствии разрывов при некорректной трассировке сигнальных проводников. Однако следует учитывать, что дифференциальный режим распространения сигналов может трансформироваться в синфазный из-за дисбаланса, вызванного вариациями импеданса. Печатные платы, изготовленные с учетом требуемого в спецификациях импеданса, не гарантируют полного соответствие импеданса всех проводников – обеспечивается только соответствие импеданса неиспользуемых тестовых фрагментов. Тестовые образцы не учитывают всех возможных проблем, которые могут появиться после трассировки тракта между источником сигнала и нагрузкой. Только разработчики имеют возможность проконтролировать импеданс соединительных сигнальных проводов. Из рисунка 2, на котором показана топология межсоединения в виде схематических моделей, видно, что результат трассировки не вполне соответствует исходному проводнику, т. к. любая из 15 отдельных линий передачи, которые образуют соединение, может вызвать проблемы при некорректной разводке. Для реализации схемы с контролируемым импедансом необходимо, чтобы у него не было разрывов вдоль всей линии, т. е. чтобы он имел плоскую характеристику. 1. В тех местах линии передачи, где изменяется импеданс, возникают отражения. Это происходит из-за
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
лосковой линии электромагнитное поле распространяется частично по диэлектрику, паяльной маске и воздуху. В обеих полосковых струк т урах электромагнитное поле распространяется по диэлектрику между двумя слоями. Импеданс линии передачи зависит от геометрических размеров и формы проводников, а также от диэлектрической проницаемости материала, который находится рядом с ними или разделяет их. У проводников печатной платы наиболее критичным размером является отношение ширины проводников к высоте над или под опорным слоем. Импеданс также обратно пропорционален квадратному корню из диэлектрической проницаемости. Понятно, что для точного контроля над величиной импеданса требуется точное измерение физических размеров и характеристик материала по всей длине соединительных проводников. На рисунке 1 сравниваются характеристики импедансов в зависимости от трех самых важных переменных: ширины проводника, толщины диэлектрического слоя и диэлектрической проницаемости. Эти графики были построены с помощью анализатора полей в проектировщике iCD Stackup. Заметим, что величина импеданса микрополосковой линии изменяется почти в два раза больше, чем импеданс полосковой линии при тех же изменениях переменных. Отсюда можно сделать вывод, что микрополосковые линии передачи
7
Рис. 2. Схематичное представление линии передачи сигнала адресации в модуле памяти DDR2 (симуляция в HyperLynx)
электронные компоненты №03 2020
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
8
несоответствия между импедансами источника сигнала и нагрузки, межслойных переходов, диэлектрических материалов, ответвлений, переходных отверстий, разъемов и корпусов микросхем. Во избежание этих нежелательных эффектов необходимо согласовать линии передачи, не использовать межслойные переходы без общего опорного слоя и уменьшить длину ответвлений. 2. Эти отражения способствуют увеличению перекрестных помех из-за сильной связи между сигнальными проводниками с другими элементами схемы. Необходимо размещать проводники ближе к опорному слою, избегать использования длинных параллельных участков проводников и увеличить расстояние между сигнальными проводниками агрессора. 3. Известен ряд рекомендаций, позволяющих предотвратить фазовый с двиг в с тек ловолокне. Однако проще всего воспользоваться двумя комбинированными слоями из препрега 1067 – диэлектрического материала, который помещается между сигнальным и опорными слоями. В результате обеспечивается постоянное процентное отношение между содержанием смолы и стекловолокном в диэлектрике, а также контроль над относительной задержкой распространения в пределах до 2 пс на 12 дюймов. 4. Сдвиг сигнала по фазе происходит также в тех случаях, когда дифференциальные пары согласованы неправильно. Дифференциальный сдвиг – это разность по времени между двумя несимметричными сигналами дифференциальной пары. Любое рассогласование по задержке приводит к превращению части дифференциального сигнала в синфазный ток. Рассогласование (например, на изгибе проводников) следует устранить, удлинив соответствующий сегмент проводника на изгибе. 5. Не следует размещать критически важные сигнальные проводники на внешних (микрополосковых) слоях, т. к. эти проводники чувствительны к изменению импеданса, а производителю трудно контролировать толщину гальванического покрытия. 6. Не следует размещать медную заливку рядом с сигнальными проводниками, т. к. она уменьшает импеданс рядом находящегося участка проводника. Для соблюдения изоляционного промежутка необходимо, чтобы высота медной заливки в три раза превышала высоту диэлектрического слоя. Тщательно продуманные проектные
www.elcomdesign.ru
На заметку • В несогласованных линиях энергия преобразуется в тепло, поступает в соседние элементы, отражается или излучается. • Импеданс является определяющим показателем при решении проблем, влияющих на целостность сигналов. • Импеданс линии передачи зависит от геометрических размеров и формы проводников, а также от диэлектрической проницаемости материала, который находится рядом с ними или разделяет их. • У проводников печатной платы наиболее критичным размером является отношение ширины проводников к высоте над или под опорным слоем. • Микрополосковые линии передачи сравнительно больше зависят от изменения импеданса, что является еще одной веской причиной не размещать проводники с критически важными сигналами на внешних слоях. • Изменения импеданса вдоль линии передачи имеют намного большее значение для анализа, чем его абсолютное значение. • Необходимо обеспечить плоский профиль характеристики импеданса, который свидетельствует об отсутствии разрывов, возникающих при некорректной трассировке сигнальных проводников. • Тестовые фрагменты, изготовленные с учетом требований спецификаций, не гарантируют полного контроля над импедансом проводников платы. • Для реализации схемы с контролируемым импедансом необходимо, чтобы у него не было разрывов вдоль всей линии, т. е. чтобы он имел плоскую характеристику.
ограничения позволят предотвратить многие из упомянутых проблем. Кроме того, для выявления проблем проектирования печатных плат, влияющих на электромагнитную совместимость и целостность питания, можно воспользоваться дополнительным модулем HyperLynx DRC. Влияние импеданса схемы распределения питания на ЭМП
Итак, мы установили, насколько велико влияние импеданса соединительных проводников на рабочие характеристики всей системы. Как известно, импеданс определяется во временной и частотной областях. Во временной области следует учитывать влияние импеданса соединительных проводов на распространение электромагнитной энергии. Однако в частотной области импеданс должен быть ниже приемлемого уровня во избежание чрезмерного излучения. В схеме распределения питания, как правило, применяются развязывающие конденсаторы. В прошлом считалось обязательным устанавливать на каждый вывод питания ИС несколько конденсаторов для стабилизации питания. Такой подход был оправдан на низких частотах. Анализ во временной области показывает, что развязывающие конденсаторы накапливают заряд, которым питается нагрузка при резком изменении потребления. Однако анализ в частотной области показывает, что развязывающие конденсаторы выполняют еще одну необходимую функцию – уменьшают импеданс линии. С ледовательно, эти конденсаторы выполняют две разные функции, которые работают сообща, но в разных областях. Мы проанализируем поведение импеданса в частотной области и его влияние на электромагнитные помехи. Схема распределения питания работает по взаимозависимому принципу: изменения в ее небольшой части влияют на рабочие характеристики всей схемы.
Особенно заметным становится это влияние, если речь идет о добавлении к профилю конденсаторов монтажной распределенной индуктивности. Индуктивность оказывает наибольшее влияние на ВЧ-полосу, где сигналы на нечетных гармониках основной час тот ы с т анов я тс я ис точник а м и излучения, если эти гармоники приходятся на пиковые значения импеданса (см. рис. 3). Дополнительная индуктивность увеличивает импеданс и уменьшает резонансную частоту конденсаторов. Добавление конденсаторов в схему распределения питания уменьшает импеданс на некоторых частотах, а эквивалентное параллельное сопротивление определяет минимальный импеданс на резонансной частоте (провалы). С хе м а р аспр е де лени я пи т ани я выполняет четыре основные функции: 1. Обеспечивает микросхемам низкоимпедансный тракт питания с большим током. 2. Уменьшает шум источника питания перед кристаллом ИС. 3. Минимизирует скачки потенциала земляной шины и синфазное напряжение между кристаллом ИС и возвратным трактом. 4. Уменьшает электромагнитное излучение от краевых полей платы. Стандартная топология схемы распределения питания (см. рис. 4) состоит из множества соединений между модулем стабилизатора напряжения (VRM) и конденсаторами, переходными отверстиями, широкими проводниками, медной заливкой, слоями питания и заземления, шариковыми выводами из припоя, а также соединительными проводами самой микросхемы. Назначение с хемы распределения питания заключается в подаче постоянного напряжения с допуском 5% на силовые выводы каждой ИС. Это напряжение должно быть стабильным в полосе частот от нулевой до макси-
Рис. 3. Сигналы на нечетных гармониках основной частоты являются источниками ВЧ-излучения (планировщик iCD PD)
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
Рис. 4. Стандартная топология схемы распределения питания
мальной, которая, как правило, в пять раз превосходит основную. В то же время соединения, обеспечивающие подачу питания, должны оснащаться возвратным сигнальным трактом. В нем комму тационные помехи большой амплитуды от источника питания могут влиять на токи возвратного сигнального тракта. При прохождении обратного тока через импеданс полостей между двумя слоями возникает напряжение. Несмотря на малую величину, накопленный шум от одновременно переключающихся устройств может стать значительным. По мере уменьшения основного напряжения питания ужесточаются требования к запасу помехоустойчивости.
Напряжение на элементах, расположенных рядом с переходным отверстием для сигнала, наводит помеху на полость, вызывая в ней резонанс, или на другие соседние участки платы (например, между медными заливками). Другие сигнальные сквозные отверстия, проходящие через эту полость, становятся источниками перекрестных помех, вызванных напряжением в переходном процессе. Чем больше коммутационных сигналов проходит через полость, тем больше помех наводится на другие сигналы – помехи воздействуют на всю полость, а не только на те ее части, которые находится в непосредственной близости к сквозным отверстиям сигнала–агрессора. Шум полости распростра-
няется в виде стоячих волн по всей паре слоев. Таким образом, основной механизм проникновения ВЧ-шума в полость заключается в том, что проходящие через нее сигналы используют каждый слой как возвратный тракт. Если не прибегнуть к мерам по нейтрализации излучения полости в слое, плата становится источником излучения электромагнитных помех (см. рис. 3). Однако оптимизированная схема распределения питания позволяет решить многие проблемы, обусловленные ЭМП, и успешно пройти испытания на ЭМС. Как эффективно исключить нежелательное влияние полости на помехи? По мере непрерывного уменьшения раз-
электронные компоненты №03 2020
9
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
Рис. 5. Встроенная емкость в значительной мере уменьшает индуктивность: а) дискретный развязывающий конденсатор – высокая индуктивность; б) встроенный емкостной материал – малая индуктивность
10
меров элементов печатных плат и возрастания скоростей передачи сигналов наиболее экономичным решением, позволяющим увеличить целостность питания, является применение планарных емкостных ламинатов и встраиваемых емкостных материалов (ECM). Эта технология обеспечивает эффективную развязку высокопроизводительных ИС и уменьшает электромагнитное излучение. У встраиваемых емкостных материалов – очень малая толщина диэлектрика (0,24–2,0 мил), который располагается между двумя медными слоями. Эта технология, обеспечивающая распределенную развязывающую емкость, заменяет стандартные дискретные развязывающие конденсаторы в диапазоне выше 1 ГГц (см. рис. 5). К сожалению, применение стандартных развязывающих конденсаторов не приносит ожидаемого результата на этих частотах, и единственный способ уменьшить импеданс схемы распределения питания в этом диапазоне заключается в использовании ECM-материалов или емкости на кристалле. Эти очень тонкие ламинаты, заменяющие стандартные слои питания и заземления, размещаются в многослойной плате непосредственно под или над микросхемой, что позволяет значительно уменьшить индуктивность конт ура. Плотнос ть емкос ти ECM материала компании 3M с очень малой индуктивностью достигает 20 нФ/кв. дюйм. Это самый высокий показатель по сравнению с другими материалами, представленными на рынке. В таблице перечислены ECM-материалы разных производителей. У этой продукции – отличные значения диэлектрической проницаемости (Dk) и тангенса угла потерь (Df) в диапазоне до 15 ГГц. Э ти специализированные ECM материалы, используемые в виде очень тонких диэлектрических слоев, изготовлены с очень высокой точностью. Однако если бюджет проекта невысок, можно использовать планарный конденсатор с двумя встроенными слоями,
www.elcomdesign.ru
Таблица. Описание ECM-материалов некоторых производителей Производитель
Материал
Описание
Толщина, мил
3M
ECM
встраиваемые емкостные материалы
0,24; 0,47; 0,55
DuPont
Interra HK4,11
очень тонкий ламинат
0,5; 1,0
Integral Technology
Zeta Bond
адгезивная пленка с высокой температурой стеклования на базе эпоксидной смолы
1,0; 1,5; 2,0
Integral Technology
Zeta Lam SE
диэлектрик в C-фазе с малым КТР и высокой температурой стеклования
1,0
Integral Technology
Zeta Cap
медь с полимерным покрытием
1,0
Oak-Matsui Technology
FaradFlex
планарный конденсатор
0,31; 0,47; 0,63; 0,94
Samina
ZBC-1000
утопленная емкость, высокоэффективная развязка
1,0
Samina
ZBC-2000
утопленная емкость, высокоэффективная развязка
2,0
расположенными близко к поверхности или к нижней части многослойной платы. Как вариант можно задействовать 2‑мил ламинат в качестве пары слоев во внутренней части платы. Такие решения не настолько хороши, как те, которые основаны на применении ECMматериалов, но намного лучше типовых ламинатов большей толщины. Цель проектирования высокоэффективной схемы распределения питания заключается в уменьшении пиковых значений импеданса ниже заданного значения и в исключении пиковых составляющих частоты из полосы сигналов. Для этого необходимо уменьшить полостной резонанс и излучения. –– Использование тонкого диэлектрического слоя в полости – самый эффективный способ уменьшить пиковую амплитуду резонанса. Благодаря этому слою уменьшается распределенная индуктивность и импеданс полости, а также резонансные пики за счет ослабления ВЧ-составляющих. Поскольку при разделении более тонким слоем площадь эквивалентного магнитного потока уменьшается на краю пары слоев, что ведет к ослаблению эквивалентного локального краевого поля, сокращается излучение при заданной напряженности поля. –– Для добавления планарной емкости следует выбирать диэлектрик
с высоким показателем Dk, что, казалось бы, противоречит широко распространенному принципу выбора материалов для высокоскоростных приложений, в соответствии с которым используется малая диэлектрическая проницаемость. Однако в данном случае речь идет о диэлектрическом слое, размещаемом между двумя плоскостями, что почти не оказывает влияния на характеристики сигнала. –– Ре з о н а н с н ы е ч а с т о т ы п о л о с т и с параллельно расположенными элементами можно переместить за максимальную частоту полосы сигналов, уменьшив размер плоскостей и добавив массив «сшивающих» сквозных отверстий между плоскостями полости. –– В тех с лучаях, когда отношение длины прямоугольной плоскости к ее ширине является простым кратным (например, равно 1; 1,5 или 2), резонансные частоты вдоль длины и ширины совпадают, что вызывает образование более высоких Q‑пиков, чем обычно. Следовательно, рекомендуется избегать использования прямоугольных плоскостей с таким показателем и выбирать отношения длины к ширине в виде иррациональных чисел. –– На резонансной частоте пара слоев излучает электромагнитные поля
на краю платы в виде краевых полей. Это излучение можно уменьшить, разделив плоскости заземления и питания, что, однако, не годится в случае многослойных плат. Как вариант, толщину плоскости питания можно несколько уменьшить (примерно до 200 мил) по сравнению с заземляющей плоскостью. В результате излучение на краях платы в некоторой степени уменьшится. П л а н а р н а я е м ко с т ь п оз в о л я е т уменьшить ЭМП путем минимизации площади контура, пульсации напряжения питания и резонанса плоскостей. Кроме того, в результате в три раза улучшается теплопередача по сравнению с использованием стандартного внутреннего слоя. Соотношение цена/производительность системы тоже улучшается за счет сокращения количества дискретных конденсаторов, размера печатной платы, повышения целостности сигналов и питания.
На заметку • Анализ во временной области показывает, что развязывающие конденсаторы накапливают заряд, которым питается нагрузка при резком изменении потребления. • Анализ в частотной области показывает, что развязывающие конденсаторы выполняют еще одну необходимую функцию – уменьшают импеданс линии. • Дополнительная индуктивность увеличивает импеданс и уменьшает резонансную частоту конденсаторов. • Коммутационные помехи большой амплитуды от источника питания могут влиять на токи возвратного сигнального тракта. • По мере уменьшения основного напряжения питания ужесточаются требования к запасу помехоустойчивости. • Напряжение на элементах, расположенных рядом с переходным отверстием для сигнала, наводит помеху на полость, вызывая в ней резонанс, или на другие соседние участки платы. • Шум полости распространяется в виде стоячих волн по всей паре слоев. • Если не прибегнуть к мерам по ослаблению излучения полости в слое, плата становится источником электромагнитных помех. • Оптимизированная схема распределения питания позволяет решить многие проблемы, обусловленные ЭМП, и успешно пройти испытания на ЭМС. • Наиболее экономичным решением, позволяющим увеличить целостность питания, является применение планарных емкостных ламинатов или встраиваемых емкостных материалов. • Технология ECM заменяет стандартные дискретные развязывающие конденсаторы в диапазоне выше 1 ГГц. • Очень тонкие ламинаты, заменяющие стандартные слои питания и заземления, размещаются на многослойной плате рядом с микросхемой. • Плотность емкости ECM-материалов с очень малой индуктивностью достигает 20 нФ/кв. дюйм.
Самым привлекательным преимуществом использования ЕСМ вместо стандартных материалов является быстрая
замена диэлектрика при устранении неисправностей в схеме распределения питания.
НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ
| Создан первый в мире 5G-модем по технологии 5 нм |
| «Росэлектроника» разработала спутниковый модем с открытым исходным кодом |
Холдинг «Росэлектроника» разработал модем для организации высокоскоростных цифровых каналов передачи данных через системы спутниковой связи. Основное преимущество новой аппаратуры – программное обеспечение с открытым исходным кодом, позволяющее самостоятельно корректировать функционал модема в зависимости от задач и применять нестандартные протоколы обмена информацией. Разработку можно использовать для создания сетей высокоскоростной связи со скоростью до 100 Мбит/с в локациях, где недоступен проводной или мобильный интернет. Кроме того, устройство может применяться в полевых условиях. Модем оснащен высокоскоростным модулятором выделенных цифровых спутниковых каналов DVB-S2, а также программируемой логической интегральной схемой (ПЛИС) большой емкости, не имеющей отечественных аналогов. Аппаратура многофункциональна и может применяться как в качестве спутникового модема, так и в качестве терминала или хаба. https://russianelectronics.ru
электронные компоненты №03 2020
Т о п о л о г и я п е ч ат н ы х п л ат
Американская компания Qualcomm выпустила первую в мире модемную радиосистему для 5G, в которой используется чипсет, изготовленный по техпроцессу 5 нм. Система, получившая название 5G Modem-RF System, объединяет в себе новый модем Snapdragon X60 и антенный модуль QTM535 mmWave. Новинка позиционируется разработчиками в качестве первой системы этого класса, которая поддерживает агрегацию частот по всем ключевым диапазонам 5G и их комбинациям. В частности, речь идет о поддержке миллиметрового диапазона mmWave (с частотой свыше 20 ГГц) и диапазона sub‑6 (менее 6 ГГц) – с временным (TDD) и частотным (FDD) разделением. В Qualcomm полагают, что за счет этого операторы смогут выбирать разные варианты развертывания сетей связи, в т. ч. использовать для 5G частоты LTE, оперативно увеличивая средние скорости передачи и расширяя сферу действия. В компании Qualcomm Europe подчеркивают, что 5‑нм технология очень дорогая, однако она делает чип гораздо миниатюрнее и дает устройствам на их основе существенный прирост по производительности и функциональности. Qualcomm планирует поставлять образцы Snapdragon X60 и QTM535 по всему миру в I кв. 2020 г. Появление коммерческих премиальных смартфонов на базе включающей их модемной радиосистемы ожидается в начале 2021 г. По заверению разработчиков, Snapdragon X60 обеспечивает беспроводный интернет через сеть 5G со скоростью и задержкой, сравнимыми с передачей по оптоволокну. Модемная радиосистема поддерживает скорость загрузки до 7,5 Гбит/с и выгрузки до 3 Гбит/с. При этом агрегация частот в диапазоне Sub‑6 в автономном режиме 5G позволяет в два раза увеличить пиковые скорости передачи данных по сравнению с решениями без агрегации частот. В компании считают, что поддержка передачи голоса VoNR на платформе Snapdragon X60, обеспечивающая высококачественную передачу голоса в сетях 5G NR, станет важным шагом на пути к глобальному переходу мобильной индустрии от неавтономного режима к автономному. В случае с модемом Snapdragon X60 мы имеем дело с 3‑м поколением 5G-устройств Qualcomm. Первым был модем Snapdragon X50, над которым компания работала более 10 лет. Модель была представлена в 2016 г. X50 5G может применяться и в мобильных многорежимных 4G/5G-гаджетах, и в стационарных беспроводных устройствах, а в паре с процессорами Qualcomm Snapdragon с интегрированным интерфейсом Gigabit LTE модем X50 5G за счет двойного подключения обеспечивает стабильное перераспределение нагрузки.
11
Уменьшение электромагнитных помех в автомобильных системах с двумя аккумуляторами на 48/12 В Тимоти Хегарти (Timothy Hegarty), инженер по системам питания, Texas Instruments
Элек тромагнитная совмес тимос ть
В статье рассматриваются способы минимизации паразитных индуктивностей в цепях питания автомобильных преобразователей и уменьшения выбросов напряжения при коммутации. Представленные методики позволяют уменьшить уровень электромагнитных помех, всплески напряжения на переключателях и повысить эффективность преобразования.
12
Традиционная архитектура автомобильных батарейных источников питания, в которой используются 12‑В свинцово‑кислотные аккумуляторы, исчерпала свои возможности в связи с постоянно растущими требованиями к мощности автомобильных систем, переходом от механических компонентов к электрическим для снижения веса автотранспортных средств и ужесточающимися экологическими нормами [1–3]. Для преодоления существующих ограничений автопроизводители разработали систему, обеспечивающую работу 12‑В свинцово‑кислотных аккумуляторов (для совместимости с существующими системами) в комбинации с 48‑В литиево‑ионными аккумуляторами. Напряжение 48 В позволяет работать с мощными нагрузками, к которым относятся элементы трансмиссии и шасси, системы безопасности, электроусилитель руля, системы стабилизации крена кузова и т. д. Архитектура с двумя аккумуляторами 48/12 В, представленная на рисунке 1а, улучшает эксплуатационные характеристики автомобилей с двигателем внутреннего сгорания, нивелирует издержки, обусловленные увеличением стоимости и веса систем с гибридной трансмиссией. Для восполнения энергии в 48‑В аккумуляторе автомобиль оснащается интегрированным стартером-генератором (integrated startergenerator, ISG), или стартером-генератором с ременным приводом (belt starter-generator, BSG), который также позволяет
экономить топливо, прежде предназначенное для поддержания высокого уровня напряжения в сети. Понижающий DC/DC преобразователь [4] преобразует напряжение 48 В в 12 В для заряда и поддержания работы подключенных к 12‑В аккумулятору систем, к которым относятся системы управления и зажигания, освещения, мультимедийные системы и др. В качестве альтернативы можно использовать понижающе-повышающий преобразователь напряжения совместно с предохранительными переключателями (safety switches) [5] для одновременной подачи напряжения на нагрузку с двух аккумуляторов сразу. Уровни напряжения 48‑В аккумулятора
Уровни и пределы напряжения при разных условиях эксплуатации для батареи 48 В (см. рис. 1б) установлены в автомобильных стандартах LV 148/VDA 320 [6] и ISO 21670. Динамический тест на перенапряжение E48–02 в LV 148 определяет максимальное напряжение до 70 В в течение не менее 40 мс. В случае перенапряжения эксплуатационные параметры системы не должны ухудшаться в течение всего интервала, определенного LV 148. Для поставщиков полупроводникового оборудования это значит, что все устройства, подключенные к батарее 48 В, должны выдержать напряжение 70 В на входе. Если же учесть то, что в автомобильной промышленности принято устанавливать
Рис. 1. а) автомобильная архитектура с шинами 48 и 12 В с двумя аккумуляторами и высоковольтным двигателем-генератором; б) диапазон напряжения 48-В аккумулятора в соответствии со стандартом LV 148
www.elcomdesign.ru
Рис. 2. а) схема понижающе-повышающего преобразователя напряжения; б) сигнал напряжения на переключателе. Эквивалентные схемы в моменты коммутации MOSFET в режиме: в) понижающего и г) повышающего преобразования
Проблемы с ЭМП автомобильного DC/DC-стабилизатора
Низкочастотные электромагнитные помехи источника питания относительно легко поддаются контролю с помощью обычного фильтра. Куда большее беспокойство вызывают помехи, возникающие из-за высоких скоростей нарастания, связанных со скачками тока и напряжения во время коммутации переключателей. Кроме того, проблемы с помехами могут возникнуть из-за недостаточного или слишком высокого уровня сигнала, а также дребезга контактов переключателя.
На рисунке 2а показана схема понижающе-повышающего преобразователя напряжения с высоковольтным (HV) и низковольтным (LV) портами, обозначенными как BN48 и BN12, соответственно. На рисунке 2б, в свою очередь, показан сигнал напряжения коммутатора при работе в режиме пониженной нагрузки. Частота переключения коммутатора колеблется в диапазоне 50–250 МГц в зависимости от величины паразитной индуктивности контура питания (LLOOP) выходной емкости MOSFET (COSS) и собственной паразитной емкости индуктора (CEPC). Помехи от высокочастотного переключения распространяются в ближнем поле [7], и их довольно трудно ослабить с помощью обычной фильтрации. Аналогичный эффект имеет обратное восстановление внутреннего диода MOSFETтранзистора, которое увеличивает напряжение коммутации,
Элек тромагнитная совмес тимос ть
дополнительный запас прочности в 10–20%, системы и компоненты на шине 48 В должны быть рассчитаны на входное напряжение величиной 100 В [3].
13
Рис. 3. Контуры понижающе-повышающего преобразователя напряжения, оказывающие влияние на ЭМП
электронные компоненты №03 2020
поскольку ток восстановления диода протекает в индуктивности паразитного контура. Таким образом, энергия, запасенная в паразитной индуктивности контура питания до коммутации MOSFET, обуславливает скачок напряжения на переключателе в момент коммутации. Она рассеивается в последующих затухающих колебаниях. Кроме того, компоненты демпфирующих цепей или ЭМП-фильтров, служащие для контроля выбросов энергии, в еще большей мере увеличивают потери мощности и стоимость устройства. Следовательно, сокращение паразитной индуктивности контура питания является основным способом уменьшить электромагнитные помехи и повысить общую эффективность устройства.
пропорциональной минимизации величины паразитной индуктивности и, как следствие, соответствующего уменьшения магнитного поля и помех. Такая схема позволяет сдвинуть резонансную частоту паразитного LC-контура в область более высоких значений за счет меньшей паразитной индуктивности. В результате уменьшается суммарная запасенная реактивная энергия, пик напряжения при коммутации и звон. На рисунке 3 также показаны контуры драйверов затвора MOSFET повышающей и понижающей стороны при коммутации. Корректная компоновка элементов силового каскада на печатной плате сведет к минимуму паразитные индуктивности контуров питания, драйвера затвора, и взаимные паразитные индуктивности станут минимальными [7–8].
Влияние площади контуров на ЭМП
На рисунке 3 показана схема, которая определяет ВЧ-контур понижающего или повышающего преобразователя напряжения. Из рисунка видно, что минимизация площади контура питания имеет большое значение благодаря
Оптимизация печатной платы
На основе рисунка 3 можно выделить следующие основные рекомендации по оптимальной компоновке элементов печатной платы.
Конденсаторы порта LV
Верхний слой меди
Второй слой, GND
MOSFET верхнего плеча
Элек тромагнитная совмес тимос ть
Индуктивность
Индуктивность
MOSFET нижнего плеча Контакты переключателя
Переключатель
Конденсаторы порта HV
Паяльная маска для верхнего слоя
Конденсаторы порта LV
Контакты переключателя
Контур питания
Конденсаторы порта HV
Переключатель
Контур питания MOSFET верхнего плеча
MOSFET нижнего плеча
а)
б)
Рис. 4. Примеры расположения компонентов на печатной плате понижающе-повышающего преобразователя напряжения Керамические конденсаторы типоразмером 0603 с выходом на второй слой обеспечивают развязку по току на высоких частотах
Конденсаторы порта HV Конденсаторы порта LV
Верхний слой меди Второй слой
MOSFET верхнего плеча
14
Паяльная маска для верхнего слоя
Переключатель
Керамический конденсатор, расположенный рядом с выводами VCC и PGND
MOSFET нижнего плеча
Компоненты обратной связи и компенсации, расположенные на «тихой» стороне контроллера (вдали от узла переключателя)
Индуктивность
Земля
ШИМконтроллер
Экранированная индуктивность Подключение контактов Конденсатор начальной загрузки, с контактами под корпусом переключателя к индуктивности расположенный возле контактов BST и SW
Соединение c землей металлического корпуса для снижения уровня электромагнитных помех
Рис. 5. Схема силового каскада преобразователя напряжения с оптимизированной вертикальной конструкцией контура питания. Контроллер LM5146-Q1 100 В со встроенными драйверами затвора [4] расположен рядом с полевыми транзисторами для минимизации длины дорожек к драйверам
www.elcomdesign.ru
Маршрутизация и размещение элементов –– Цепь питания и ее компоненты следует располагать на верхнем слое печатной платы. –– Не стоит размещать дорожки или индуктивность узла коммутатора на нижнем слое платы, где они могут навести ЭМП на другие части устройства. Разработка цепи заземления –– Заземляющий слой или цепь располагается как можно ближе к компонентам цепи питания на верхнем слое для подавления электромагнитных помех, уменьшения паразитной индуктивности и защиты от шума. –– При проектировании задается минимальное расстояние по оси z между верхним слоем, где расположены элементы цепи питания, и вторым земляным слоем. –– Межслойный интервал указывается на уровне 0,0254 мм (6 мил).
Расположение индуктивностей и узлов коммутатора –– Индуктивности устанавливаются рядом с MOSFET транзисторами. –– Следует минимизировать площадь медного покрытия в узле коммутатора, чтобы уменьшить емкостную связь и электромагнитные помехи. Медный слой должен покрывать только контактную площадку под индуктивностью, а отведенная под контакты MOSFET площадь минимальна. –– Индуктивность выбирается не с выводными контактами, а с контактами, расположенными под корпусом. –– Необходимо избегать больших вертикальных компонентов или их контактов, а также частей корпуса, которые могут работать в виде излучающей антенны.
Расположение драйвера затвора транзистора –– Контроллер драйвера затвора устанавливается как можно ближе к силовому MOSFET. –– Дорожки от контактов HO и SW MOSFET к транзистору создаются таким образом, чтобы площадь контура и расстояние до затвора и истока было минимальным (см. контур 2 на рисунке 3). –– Аналогично, длина дорожки от контакта LO до затвора MOSFET должна быть минимальной (см. контур 3 на рисунке 3). –– Связь между контурами питания и драйверов затворов минимизируется с помощью трассировки с использованием только вертикальных или горизонтальных проводников в цепи драйверов. Снижение ЭМП –– Применяется многослойная печатная плата с внутренними слоями заземления, что значительно уменьшает электромагнитные помехи по сравнению с двухслойной печатной платой. –– Расчет трактов ВЧ-токов вблизи MOSFET-транзисторов должен предотвратить их возможное разрушение. –– Следует рассмотреть вариант использования экранов в металлическом корпусе для оптимизации характеристик для обеспечения электромагнитной совместимости. Экран должен покрывать все компоненты цепи питания кроме фильтра электромагнитных помех и подключаться к земляному слою на печатной плате, образуя клетку Фарадея. Примеры проектирования топологии печатной платы
На рисунке 4 показаны два примера расположения компонентов на печатной плате. На рисунке 4а транзистор, развязывающие конденсаторы и индуктивность установлены так, чтобы образовать горизонтальный контур. Цепь питания при этом находится на верхнем слое печатной платы, а контроллер – на нижнем. Такое расположение индуцирует экранирующий ток на земляном слое и снижает индуктивность паразитного контура.
Элек тромагнитная совмес тимос ть
Развязывающие конденсаторы –– Установка конденсаторов CBN48 уменьшает площадь контура питания (контур 1 на рисунке 3). Контур классифицируется как горизонтальный или вертикальный в зависимости от расположения конденсаторов относительно MOSFETтранзисторов. –– Участки соединения конденсаторов CBN48 и CBN12 с земляным слоем должны состоять из локализованных плоскостей. –– В цепи должно присутствовать несколько соединений с земляным слоем или внешним заземлением. –– Применяются керамические конденсаторы типоразмером 0402 или 0603 с низкой эквивалентной последовательной индуктивностью (ESL), расположенные максимально близко к полевым MOSFET для минимизации паразитной индуктивности контура питания.
–– Следует удостовериться, что конец обмотки индуктивности, связанный с узлом переключателя, находится внутри нее и он экранирован внешними витками обмотки, подключенной к 12‑В шине. С этой целью проверяется точечное положение индуктивности на плате. –– По возможности применяется экранированный индуктор, контакты экрана которого соединяются с земляным слоем.
15
Рис. 6. Вид сбоку на печатную плату с топологией, показанной на рисунке 5. На рисунке представлена четырехслойная печатная плата с оптимизированной площадью контура между слоями 1 и 2
электронные компоненты №03 2020
Рис. 7. Сигналы напряжения коммутационного узла при V V48 = 48 В и IV12 = 10 A: а) оптимизированная схема; б) схема с горизонтальным контуром
На рисунке 4б представлена аналогичная схема, но с повернутым на 90° транзистором Q1. Такое расположение улучшает теплоотвод и позволяет удобнее установить конденсатор CBN48–1 типоразмером 0603 рядом с транзистором для высокочастотной развязки. Кроме того, благодаря U‑образной ориентации компонентов силового каскада разъединяющие конденсаторы порта LV расположены так, чтобы минимизировать расстояние между ними и MOSFET.
Элек тромагнитная совмес тимос ть
Печатная плата с улучшенной топологией
На рисунке 5 показана плата с улучшенной расстановкой компонентов, что позволяет в еще большей мере сократить площадь контура питания и повысить эффективность схемы. Такая компоновка позволяет организовать параллельное подключение MOSFET, чтобы улучшить распределение тепла, что особенно актуально в приложениях с большим током. Кроме того, приведенная компоновка использует земляной слой для замыкания контура питания. Этот слой расположен под верхним слоем, что сокращает размеры платы. В то же время, при таком расположении компонентов токи, текущие в противоположных направлениях в вертикальном контуре, участвуют в самоподавлении поля, дополнительно уменьшая паразитную индуктивность. На рисунке 6 демонстрируется
принцип организации самоподавляющего контура в структуре многослойной печатной платы. Четыре керамических конденсатора CBN48–1… CBN48–4 типоразмерами 0402 или 0603 с малой эквивалентной последовательной индуктивностью (ESL) расположены очень близко к верхнему MOSFET между развязывающими конденсаторами CBN48–5 и CBN48–6 типоразмером 1210. Видны возвратные соединения этих конденсаторов с земляным слоем через несколько переходных отверстий диаметром 0,3 мм (12 мил). Земляной слой обеспечивает протекание тока под MOSFET к истоку по контуру с минимальной площадью. Еще одним важным аспектом такой компоновки является то, что медная подложка узла коммутатора включает в себя только площадку индуктивности и небольшую площадку для контактов MOSFET. Земляной слой экранирует эту подложку со своей стороны. Расположение узлов SW и BST на одной стороне платы означает то, что переходы с высокими значениями dv/dt не оказывают влияния на компоненты, находящиеся на нижней стороне. Это позволяет сократить электромагнитные помехи и избежать неблагоприятных наводок. Наконец, использование двух керамических конденсаторов CBN12–1 и CBN12–2 с каждой стороны индуктивности оптимизирует токовые петли, а наличие двух параллельных обратных каналов от 12‑В
16
Рис. 8. Результаты тестирования на кондуктивные помехи в диапазонах: а) 150 кГц…30 МГц; б) 30–108 МГц
www.elcomdesign.ru
Итак, для снижения ЭМП следует минимизировать площади контуров; использовать многослойные печатные платы с внутренними земляными слоями для экранирования; минимизировать длины дорожек, избегать прямых углов при соединении контактов; свести к минимуму размеры контактных площадок в коммутационных узлах. Оптимизация топологии печатной платы может значительно снизить паразитную индуктивность схемы, улучшить характеристику электромагнитных помех стабилизатора, повысить эффективность системы, а также уменьшить скачки напряжения на переключателях. Литература 1. K.-H. Steinmetz. Driving the green revolution in transportation. Texas Instruments (TI) white paper SSZY026. Sept. 2016. 2. Lou Frenzel. Transmutation of the automotive electrical system. Electronic Design. Nov. 2018. 3. Jiri Panacek. Bridging 12 V and 48 V in dual-battery automotive systems. TI white paper SLPY009. Nov. 2018. 4. TI LM5146‑Q1‑EVM12V synchronous buck controller evaluation module. 5. Bidirectional DC-DC Converter Reference Design for 12‑V/48‑V Automotive Systems, TI. 6. VDA 320 – Electric and Electronic Components in Motor Vehicles 48 V On-Board Power Supply. 2014. German Association of the Automotive Industry (VDA). 7. Timothy Hegarty. The Engineer’s Guide to ЭМП in DC-DC Converters. ЭМП guide landing page//how2power.com. 8. Narendra Mehta. Layout Considerations for LMG5200 GaN Power Stage. TI application note SNVA729A. Sept. 2015. 9. Zheyu Zhang, Ben Guo and Fei Wang. Evaluation of Switching Loss Contributed by Parasitic Ringing for Fast Switching Wide Band-Gap Devices. IEEE Transactions on Power Electronics. 2018.
НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ
| Компания экс-президента Intel создала процессор-убийцу Intel Xeon и AMD Epyc |
Основанная в 2017 г. экс-президентом Intel компания Ampere продемонстрировала новейший серверный ARMкристалл, пока что единственный в своем роде. Он работает быстрее многих дорогостоящих решений Intel и AMD и потребляет существенно меньше. В своих топовых процессорах компания Ampere установит до 80 вычислительных ядер, сохранив при этом TDP (величина отвода тепловой мощности) на уровне 210 Вт. Для сравнения, TDP 64‑ядерного серверного процессора AMD Epyc 7742 достигает 225 Вт. 80‑ядерный процессор Ampere Altra поддерживает 64‑бит инструкции и работает на частоте до 3 ГГц. В отличие от своих конкурентов Intel и AMD, он не поддерживает одновременную обработку двух потоков одним ядром. Основу процессора составляет архитектура ARM 8.2+ с определенными улучшениями, заимствованными у ARM 8.4 и 8.3. Каждое из 80 ядер получило по 64 Кбит кэша памяти первого уровня (L1) и 1 Мбит кэша второго уровня (L2). В процессоре также имеется кэш третьего уровня (L3) объемом до 32 Мбит в зависимости от модификации. Новые чипы Ampere располагают поддержкой от четырех до восьми каналов оперативной памяти DDR4–3200, суммарный поддерживаемый объем которой достигает 4 Тбайт. Разработчики также заявили о наличии до 128 линий PCI-E 4.0 в однопроцессорной системе и до 192 линий в двухпроцессорной. Отдельно упомянута поддержка интерфейса CCIX. Ampere сравнила свой 80‑ядерный Altra с процессорами AMD Epyc 7742 и Intel Xeon Platinum 8280. По ее утверждению, по производительности Altra опережает решение Intel более чем вдвое, хотя его частота варьируется в пределах 2,7–4 ГГц. Однако стоит отметить, что у Xeon Platinum 8280 значительно меньше ядер в сравнении с Altra – 28 (56 одновременно обрабатываемых потоков). TDP, к слову, тоже ниже – 207 Вт. Процессор выпущен во II кв. 2019 г. и выполнен по 14‑нм технологии, тогда как процессор Altra реализован по норме 7 нм. AMD Epyc 7742 содержит 64 ядра с частотой 2,25–3,4 ГГц (128 потоков). Его TDP находится на уровне 225 Вт. Ampere не преминула сравнить свое новое творение с решениями Intel и AMD и по части энергоэффективности. На этот раз в соперники Altra она выбрала совсем другие кристаллы: AMD Epyc 7702 (64 ядра, 128 потоков, частота: 2–3,35 ГГц, TDP: 200 Вт) и Intel Xeon Platinum 8276 (28 ядер, 56 потоков, частота: 2,2–4 ГГц, TDP: 165 Вт). По уровню энергопотребления новый Altra, утверждают в Ampere, опережает процессор AMD в 1,14 раза. Чип Intel отстает значительно сильнее – ему требуется в 2,11 раза больше энергии, чем Altra. В распоряжении Ampere, в отличие от Intel, нет собственных фабрик по производству процессоров. Она, как и AMD, сотрудничает с тайваньской TSMC, которая и займется выпуском новых Altra. 7‑нм техпроцесс TSMC освоила достаточно давно, и в настоящее время вплотную подобралась к 5 нм. https://russianelectronics.ru
электронные компоненты №03 2020
Элек тромагнитная совмес тимос ть
порта разделяет обратный ток на две части, помогая смягчить эффект «помех от земли» (ground bounce). На рисунке 7а показан сигнал напряжения в узле переключателя на плате с рисунка 5. Это напряжение было измерено с помощью широкополосного датчика. Как видно, дребезг практически отсутствует – имеются только выбросы с малой амплитудой и незначительный выброс при замыкании, что предвещает малые электромагнитные помехи на частоте выше 50 МГц. Для сравнения, на рисунке 7б приведены результаты аналогичного измерения с использованием той же схемы, но с расположением компонентов, как на рисунке 4б. Пиковый сигнал на оптимизированной плате с рисунка 5 ниже приблизительно на 4 В; при этом КПД больше на 0,25–0,5% в зависимости от нагрузки [9]. На рисунке 8 показаны кондуктивные помехи, измеренные в диапазоне 150 кГц…108 МГц в режиме понижающего преобразователя при нагрузке 10 А на контакте LV. При тестировании использовался анализатор спектра Rohde & Schwarz; пиковые и средние результаты сканирования обозначены желтым и синим цветом, соответственно. Результаты соответствуют требованиям, предъявляемым CISPR 25 к классу 5. Линии, обозначенные красным цветом, – максимальные и средние предельные значения 5‑го класса. Силовые агрегаты мягких гибридных электромобилей (mild hybrid electric vehicles) накапливают энергию в 48‑В аккумуляторе, используя ее для управления двигателем и вспомогательными электрическими устройствами, а также для питания 12‑В систем. Мы рассмотрели схемы и такие варианты расположения компонентов системы питания, которые позволяют уменьшить уровни электромагнитных помех в автомобильных стабилизаторах постоянного напряжения, в которых используется контроллер с внешними силовыми MOSFET.
17
Основы экранирования электромагнитных помех Крис Буркет (Chris Burket), ведущий инженер по маркетингу, TDK Corporation of America
Поскольку на современном рынке предлагается очень широкий ряд магнитных материалов, необходимо понимать в каждом отдельном случае, при каких значениях частоты и шума начинают возникать проблемы с электромагнитными помехами (ЭМП), чтобы безошибочно выбрать такие параметры материалов, которые позволяют подавить шум в соответствии с действующими стандартами. В статье рассматриваются основные вопросы экранирования ЭМП.
Элек тромагнитная совмес тимос ть
Введение
18
Возможно, читателям приходилось слышать о тонких гибких пластинах, представляющих собой магнитные экраны для подавления ЭМП. Но не каждый из нас знает, как работают эти экраны и насколько хорошо подходит материал для приложения. Тонкие и гибкие магнитные пластины применяются во многих приложениях для: подавления нежелательных ЭМП (излучаемых и наведенных); формирования магнитного поля и диаграммы направленности в приложениях с использованием технологий NFC или RFID; оптимизации экранирования и катушек индуктивности в беспроводных системах питания с использованием магнитной индукции и магнитного резонанса; уменьшения потерь из-за вихревых токов в других приложениях, где применяется явление резонанса; защиты устройств от электростатического разряда и т. д. Без глубоких познаний в материаловедении или опыта правильный выбор материала может осложниться. У каждого приложения – свой набор ключевых параметров, к которым относится, например, частоты, на которых обеспечивается подавление помех или потери минимальны. Магнитные пластины изготавливаются из металлического порошка, ферритовых, полимерных и металлизированных материалов. Поскольку целевые приложения и характеристики материалов у разных поставщиков могут различаться, у пользователей возникает множество вопросов. Многие считают магнитные экраны теми «заплатками на скорую руку», которые помогают временно избавиться от ЭМП в случаях, когда все остальные средства защиты исчерпаны. Бывает, традиционные решения не работают, или требуется слишком много времени
www.elcomdesign.ru
для их реализации. В таких случаях «заплатки» становятся наиболее экономичным средством защиты. Кроме того, в некоторых приложениях требуются магнитные экраны. Мы обсудим, как облегчить и сделать эффективнее процесс выбора магнитных экранов (при ограниченном пространстве системы) для подавления ЭМП. Принципы работы
Для понимания механизма подавления ЭМП (т. е. ослабления нежелательных сигналов в приложениях на базе технологий NFC или RFID, где ключевой является оптимизация полезных сигналов и частот), можно воспользоваться следующим уравнением: µ = µ’ – jµ”, (1) где µ’ – магнитная проницаемость материала (связанная с его индуктивностью),
Рис. 1. Характеристики µ’ и µ” разных материалов
а µ” описывает потери в материале (его сопротивление) и является результатом сдвига фазы, возникающим из-за зернистой структуры материала. Оба этих параметра меняются в зависимости от частоты, а характер этих изменений определяется типом материала. В случае приложений, в которых требуется подавить ЭМП, следует исходить из того, что чем больше µ’, тем лучше экранирование за счет ослабления магнитного поля. Чем больше µ”, тем выше подавление (или ослабление) шума благодаря потерям в материале экрана. Магнитная проницаемость определяет способность материала формировать внутри себя магнитное поле, препятствующее внешнему магнитном потоку. Чем больше µ’ материала, тем в меньшей степени внешнее магнитное поле проникает в материал экрана. Чем выше µ”, тем большее сопротивление испытывает внешнее магнитное поле.
Его энергия трансформируется в тепло и рассеивается внутри материала экрана. На оба эти параметра влияет состав материала, плотность, размер зерен структуры и форма. Добротность, или т. н. коэффициент качества материала (Q), – показатель, который определяет возможность отражать энергию внешнего магнитного поля и рассеивать ее в виде тепловых потерь в экране. Она связана следующим образом с показателями µ’ и µ”: Q = µ’/µ”. (2)
Электрические и магнитные поля
Еще одним немаловажным параметром, оказывающим влияние на уровень ЭМП, являются напряженности магнитного и электрического полей. Напряженность магнитного поля дросселя определяется следующим образом: H = N ∙ I, (3) где N – число витков катушки; I – ток через катушку, A. Поскольку, как правило, количество витков в дросселе не указывается поставщиками, как и в спецификациях для трансформаторов, пользователи не всегда знают точное значение напряженности магнитного поля. В результате в системах питания с достаточно высокими токами возникают магнитные поля большой напряженности. В свою очередь, растет величина магнитного потока и его воздействие на экран.
Рис. 2. а) затухание при распространении; б) ослабление при экранировании внешней среды от источника помех
Чем выше напряженность магнитного поля, тем требуется более эффективное экранирование. С этой целью либо повышают µ’ в уравнении (1), чтобы ограничить магнитный поток, либо увеличивают физическую толщину магнитного экрана с учетом того, что показатель качества зависит от нее следующим образом: Q = µ’ ∙ t, (4) где µ’ – магнитная проницаемость; t – толщина магнитной пластины. Из рисунка 1 видно, что у материала с наибольшим затуханием, описываемого красной характеристикой IFL16, µ’ = 220. Это значит, что такой материал лучше ограничивает поток энергии. Влияние толщины экрана иллюстрируется рисунком 2. На рисунке 2 числа 200, 100, 050 и 025 обозначают толщину материала в микронах (мкм): например, число 100 соответствует толщине 100 мкм. Для подавления магнитных потоков требуется материал большей массы. В некоторых приложениях с подавлением ЭМП следует учитывать величину плотности магнитного потока (магнитной индук-
ции) в материале. Он не должен насыщаться и терять эффективность. Напряженность электрического поля определяется следующим образом: E = F/Q = kQ/D2 = V/D, (5) где E – напряженность поля (N/C); F – кулоновская сила, Н; Q – величина заряда, Кл; k – электростатическая постоянная равная 8,99 ∙ 10 9 Н∙м2/Кл2); D – расстояние между источником заряда и началом координат, м; V – напряжение, В, на расстоянии D. Очевидно, что чем выше напряжение, тем больше напряженность электрического поля. В первую очередь, пластины для подавления ЭМП предназначены для уменьшения напряжения, индуцированного на другие компоненты рядом с источником напряжения. Почему на рисунках 2а и 2б показаны два набора характеристик? В приложениях, где требуется подавить электромагнитные помехи, генерируемые проводниками печатных плат, соединительными кабелями или другими сигнальными трактами, магнитные экраны накладываются непосредственно поверх этих проводящих линий.
электронные компоненты №03 2020
Элек тромагнитная совмес тимос ть
Для приложений с подавлением ЭМП обычно выбирается материал с низким значением Q. Это значит, что потери такого материала достаточно высоки на проблемных частотах, благодаря чему на них возрастают потери. Напротив, в приложениях с NFC, RFID или других схожих системах связи с использованием явления резонанса и с малым энергопотреблением акцент делается на материалах со сравнительно более высоким показателем Q. Следовательно, для выбора наилучшего образца материала необходимо знать частотную зависимость его параметров µ’ и µ”. Как видно из рисунка 1, сначала на частоте около 1 МГц наблюдаются низкие потери и высокий коэффициент Q. Начиная с диапазона 2–4 МГц, потери (µ”) растут, а Q уменьшается (что соответствует высокому подавлению) до 2–3 ГГц. Поскольку, как правило, такой широкий спектр затухания не требуется, у пользователя имеется возможность выбрать наиболее подходящий материал для подавления помех в каждом определенном частотном диапазоне.
19
На рисунке 2а представлены результаты измерения импеданса Z линии передачи. Поскольк у добавление магнитного экрана повышает индуктивность L, индуктивное сопротивление (XL = 2πfL) растет с частотой, и его вклад в импеданс увеличивается. Следовательно, подавление возрастает до тех пор, пока частота не станет резонансной. Как видно из рисунка 2, в случае с красной кривой IFL10M‑200 это значение находится в диапазоне 1–2 ГГц. Если вместо магнитного экрана в сигнальный тракт установить дроссель, ферритовую бусину или сетевой фильтр, то переменная составляющая уменьшится, но увеличится сопротивление по постоянному току, что не всегда желательно. Характеристики на рисунке 2б относятся к случаю экранирования внешней среды от источника помех. Магнитные пластины блокируют или поглощают нежелательные ЭМП, обеспечивая защиту от нежелательных помех. В этом случае нет необходимости устанавливать экран в непосредственной близости к защищаемой области.
Элек тромагнитная совмес тимос ть
Выбор материала
При наличии физических ограничений на толщину экрана, применяемого для подавления ЭМП, следует решить, стоит пожертвовать эффективностью экранирования (за счет меньшей толщины экрана), выбрать другие более подходящие материалы или воспользоваться иным способом экранирования (например, металлическим корпусом). Более тонкий экран подавляет помехи в меньшей мере, пропуская нежелательный шум. Выбор такого решения зависит от частоты и уровня шума.
При пропускании магнитным экраном сравнительно большого количества помех следует также задаться вопросом об использовании многослойного экрана, например дополнительного металлического слоя на другой стороне экрана. В этом слое могут возникать тепловые потери, обусловленные вихревыми токами. В первую очередь, так происходит в приложениях с импульсными источниками питания. Помехи возникают не только на коммутационных частотах и их гармониках, но и на гораздо более высоких частотах из-за звона при замыкании и размыкании МОП-ключей. Более продолжительный звон намного большего уровня возникает в системах с гораздо большей рабочей частотой и напряжением, в которых применяются современные коммутационные технологии с GaN и SiC-ключами. Если проблема насыщения экрана не возникает, то для подавления помех выбирается материал с более высоким значением параметра µ”, характеризующего потери, а не с большим µ’. Частота – основная характеристика материала, определяющая способ его применения. Все материалы, характеристики которых представлены на рисунке 2б, полностью теряют способность подавлять помехи вблизи или на частоте 1 ГГц. Для подавления шума на более высоких частотах можно воспользоваться гибридным или специализированным материалом. При выборе материала также учитывается стоимость решения. Очевидно, что у материала большей толщины или лучшего качества стоимость выше. Цена материалов высокого класса, «экзотических» и гибридных материалов всегда выше цен на стандартные материалы.
20
Рис. 3. а) ни один магнитный экран не обеспечивает сложения падающей и отраженной волн; б) магнитный экран поглощает отраженную волну
www.elcomdesign.ru
Металлические «банки» и гибриды
В арсенале разработчиков имеются альтернативные способы реализации экранирования. Металлические «банки» – известный способ подавления шума. Они устанавливаются над критичными областями платы, компонентами с высокой чувствительностью к ЭМП или над источниками шума. Некоторая часть шума поглощается металлом, а его большая доля отражается. При проектировании следует тщательно разобраться, в каком направлении распространяется шум. Одним из главных преимуществ магнитных пластин является их способность поглощать помехи и превращать их в тепло. Этим свойством они отличаются от металлических банок. Таким образом, если на внутреннюю поверхность металлических банок, размещенных над источниками шума, установить магнитные пластины, можно в еще большей мере подавить излучаемый шум. Бывает, что толщина магнитного экрана недостаточно велика для ослабления электромагнитных помех до требуемого уровня. В таком случае рекомендуется выбирать гибридные материалы – магнитные пластины с металлизированным слоем на обратной стороне. При таком способе экранирования шум дважды проходит через магнитный слой (сигнал падает на заднюю металлическую поверхность, а затем отражается от нее). Шум не только подвергается двойному ослаблению, но и заключается в клетку Фарадея, образованную металлическим слоем, которая также обеспечивает затухание сигналов. На рисунках 3а–б схематически показана металлическая банка с ферритовым слоем. В типовых импульсных источниках питания шум генерируют не только дроссели и ключи, но и микросхемы, конденсаторы и другие компоненты схемы. При использовании металлического корпуса (банки) помехи отражаются от металлической поверхности и снова поступают в схему, возвращаясь к исходному источнику шума. Добавление магнитного экрана позволяет в лучшей мере подавить ЭМП. В этом случае следует рассчитывать значения µ’ и µ” с учетом толщины магнитного экрана. Бывают ситуации, когда необходимо знать величины µ’ и µ” материала с низким коэффициентом Q. В качестве примера можно привести беспроводные приложения с магнитным резонансом, где требуется обеспечить подавление помех и стабильное значение индуктивности. Если с целью повышения эффективности применяется экран с большим значением µ’ и рядом с ним находится передающая силовая катушка, магнит-
ная связь между ней и материалом экрана может стать причиной увеличения индуктивности резонансной катушки. В результате резонансная частота изменяется, и ухудшается работа приложения. В таком случае желательно выбрать материал со сравнительно малым значением µ’ и намного более высоким значением µ”. В схожем приложении, обеспечивающем питание на основе эффекта резонанса, для предотвращения ЭМП используется металлический корпус. Металл ослабляет линии магнитного потока и уменьшает индуктивность, в результате чего повышается величина резонансной частоты. В таком случае необходимо выбрать материал с более высоким значением µ’, чтобы ограничить влияние на заданную величину магнитного поля, и не ослаблять это поле с помощью более высокого значения µ”.
Рис. 4. а) испытание смартфона; б) помеченный тестируемый участок определяет размер и местонахождение металлического экрана
Практический пример
Элек тромагнитная совмес тимос ть
В рассматриваемом примере тестировался смартфон. В него был установлен металлический экран, обеспечивающий защиту линий шин адреса и данных, которые управляют дисплеем (см. рис. 4а). На рисунке 4б область с желтым контуром определяет размер и местонахождение металлического экрана. С помощью измерителя ближнего поля было получено исходное значение ЭМП, которое затем сравнивалось с: имеющимся решением; гибридным решением с использованием феррита и меди; решением на основе незаземленного пермаллоя; решением на основе заземленного пермаллоя. На рисунках 5а–д представлены результаты измерения уровней электрического поля. Благодаря этим данным становятся очевидными следующие основные выводы. Во‑первых, магнитный материал действительно влияет на измеряемую величину электрического поля и, таким образом, на уровень затухания. Во‑вторых, металлический слой действительно позволяет подавить ЭМП с помощью материала из феррита или пермаллоя. Наконец, заземление экрана повышает эффективность экранирования. Толщина пермаллоевых экранов была с ущес твенно меньше (около 20 мкм), чем в остальных случаях, где значения этого параметра находились в диапазоне 50–100 мкм. Кроме того, эти данные были получены исходя из неизменного значения частоты. Анализируя затухание помех в зависимости от частоты, становится еще более очевидным то, что на шумоподавление влияет множество факторов. Следовательно,
Рис. 5. Результаты измерения уровня электрического поля, полученные для решений: а) без экрана; б) с экраном; в) с использованием феррита и меди; г) с использованием незаземленного пермаллоя; д) с использованием заземленного пермаллоя
выбор магнитного материала требуется оптимизировать с учетом нужд каждого отдельного приложения. Этот вывод иллюстрируется результатами, полученными для двух решений с использованием пермаллоя (см. рис. 6). В этом специфическом случае подавление помех существенно возрастает в диапазоне 50–80 МГц. Благодаря заземлению магнитного экрана ослабление в указанном диапазоне возрастает на 5 дБмкВ. На пиковой частоте около 22 МГц подавление улучшается
на 2 дБмкВ. Для дальнейшего повышения эффективности магнитного экрана требуются дополнительные меры. Таким образом, пиковые значения шума в приложении без экрана и с его использованием (см. рис. 5а–б) на частоте 22 МГц уменьшились с 67,6 и 59 до 52,9 дБмкВ в случае с пермаллоевым заземленным экраном. Влияние температуры
Поведение магнитного материала может меняться в зависимости от тем-
электронные компоненты №03 2020
21
Элек тромагнитная совмес тимос ть
Рис. 6. Результаты подавления шума с помощью пермаллоевого материала с заземлением и без него
пературы. При проектировании автомобильных, промышленных и других приложений, работающих при высоких температурах, особое внимание следует уделить свойствам магнитного экрана. К ним относятся µ’, плотность магнитного потока и температура Кюри (Tc). Величина µ’ медленно возрастает с увеличением температуры, а плотность магнитного потока уменьшается. Эти изменения влияют на объем магнитного потока, который подавляется внутри материала. Существенное уменьшение плотности магнитного потока приведет к изменению эффективности подавления шума. Температура Кюри становится критичным фактором при использовании магнитных экранов при высокой температуре окружающей среды. Совокупная температура экрана определяется суммой температуры окружающей среды и собственной температуры, выросшей за счет поглощения шума при его подавлении. Превышение температуры Кюри
приводит к потере материалом магнитных свойств, что существенно отражается на эффективности экранирования. Поскольку у каждого материала – своя температурная зависимость, разработчику следует знать характеристики всех магнитных пластин, претендующих на использование в проектируемой системе с учетом фактических условий эксплуатации. Кроме того, рабочая температура материала не должна приближаться к температуре Кюри. Другие факторы
При использовании магнитных пластин, которые накладываются на определенную часть схемы, отсутствует риск возникновения короткого замыкания, т. к. пластины изготовлены из непроводящих материалов или имеют непроводящую поверхность. Применение металлических банок для экранирования подразумевает обязательное соблюдение требований к высоте безопасного промежутка.
22
Рис. 7. Для защиты проводящей поверхности часто применяется непроводящий полимерный слой или многослойные покрытия
www.elcomdesign.ru
В то же время, при использовании специализированных гибридных или металлизированных магнитных пластин необходимо избегать возможности короткого замыкания в результате нежелательного контакта проводящей поверхности с компонентами. С этой целью на рынке предлагаются пластины с непроводящим полимерным слоем или многослойные магнитные экраны с изолированной проводящей поверхностью (см. рис. 7). У разработчиков имеется возможно с ть о б е спечить элек триче ск ий контакт с экраном, особенно в конфигурациях с заземлением. В тех случаях, когда экран требуется установить непосредственно над компонентами или на нижней стороне металлического корпуса и промежуток очень мал для размещения рассмотренного дополнительного экрана, используется защитный изолирующий слой. Выводы
Каждому приложению требуется свое решение по подавлению ЭМП. Как правило, ранее найденные решения не работают в следующий раз. Поскольку на современном рынке представлено немало разных магнитных материалов, разработчик должен хорошо знать, на каких частотах и при каких уровнях шума начинают превалировать проблемы с ЭМП, а также разбираться, какие параметры материалов влияют на подавление шума, чтобы обеспечить соответствие требованиям действующих стандартов. Из-за постоянных магнитов может произойти предварительное насыщение экрана и, соответственно, снизиться его эффективность. Во избежание этого постоянные магниты рекомендуется устанавливать на некотором безопасном расстоянии от экранов. Мы не стали рассматривать вопросы подавления электрической составляющей электромагнитного поля в силу того, что она более критична в случае проектирования антенн, а не магнитных экранов.
Как предупредить появление эффектов пассивной интермодуляции Владимир Деревятников, инженер
Пассивная интермодуляция (ПИМ) – проблема, хорошо известная операторам сетей сотовой связи. Она возникает при наложении несущих, по мере эксплуатации оборудования или при установке новой аппаратуры. ПИМ создает помехи, которые ухудшают прием сигналов связи или блокируют звонки. Помехи влияют не только на ячейку, которая их создает, но и на рядом установленные приемники. Поскольку ПИМ возникает при высокой мощности передаваемого сигнала, испытания проводятся в местах эксплуатации оборудования на мощности, которая равна или превышает мощность передатчиков.
Импеданс и линейность
ность выбирать частоты каналов, на которых не возникает ПИМ в заданных полосах приемника. Однако по мере распространения сотовой связи лицензируемый спектр переполнился. Часто инженерам приходится выбирать менее желаемые частоты РЧ-несущих, что приводит к возникновению проблем с ПИМ. Кроме того, положение вещей усугубляется старением антенных систем и инфраструктуры, в результате чего уровень ПИМ повышается. В тех случаях, когда интермодуляционные помехи попадают в полосу радиоприемника базовой станции, он становится менее чувствительным к слабым сигналам, что ограничивает его зону действия. В результате повышается частота битовых ошибок (BER), и возрастает число пропущенных звонков. В линиях передачи данных помехи от ПИМ приводят к увели-
23 Рис. 1. Чувствительность приемника снижается из-за ПИМ на частоте 1710 МГц
Тестирование ПИМ
Из-за пассивной интермодуляции снижается чувствительность приемника, что приводит к уменьшению надежности, емкости и скорости передачи данных в системах сотовой связи (см. рис. 1–2). В прошлом инженеры имели возмож-
Беспроводные технологии
ПИМ – серьезная проблема для операторов сотовой связи, желающих в максимальной степени повысить надежность и емкость сетей, скорость передачи данных и рентабельность капиталовложений. ПИМ-испытания позволяют определить меру линейности характеристики системы, а измерение обратных потерь устанавливает изменения импеданса. Известны два независимых испытания с использованием, главным образом, несвязанных параметров: когда система успешно проходит тест на ПИМ, а уровень обратных потерь превышает допустимый, и наоборот. В основном, испытания на ПИМ не позволяют обнаружить большие вносимые потери, а тесты на обратные потери – ПИМ высокого уровня. Таким образом, необходимо проводить испытания с помощью линейной развертки и ПИМ. В некоторых случаях отказы кабелей лучше всего определяются с помощью ПИМ-теста. Например, если в питающей линии антенны используется разъем с посторонними металлическими включениями, весьма вероятно, что антенна не пройдет ПИМ-тест, а испытание с помощью линейной развертки завершится благополучно. В большинстве случаев у антенны – практически идеальная импедансная характеристика, но из-за наличия металлических частиц она не пройдет ПИМтест. Непрохождение этого теста указывает также на некорректное подсоединение разъема. Другой возможной причиной непрохождения этого испытания являются РЧ-кабели с оплеткой. Эти кабели успешно проходят испытания на обратные потери или КСВН, но, как правило, обладают средними показателями ПИМ. Проводник внешней оплетки может проявлять себя как множество плохо закрепленных соединений с неудовлетворительными показателями ПИМ, особенно по мере длительной эксплуатации. С появление методов спектральной модуляции, например W‑CDMA, технологий LTE и WiMAX, в которых применяется мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM), появилась необходимость в испытаниях ПИМ и импеданса с минимальной суммарной погрешностью.
Рис. 2. Чувствительность приемника снижается из-за ПИМ на частоте 910 МГц
электронные компоненты №03 2020
чению количества битов для защиты от ошибок и повторных передач, что снижает суммарную скорость передачи данных. В некоторых случаях из-за ПИМ возникает даже блокировка приемника. К проблемам, вызванным ПИМ, относится и нарушение баланса между принимаемым сигналом и собственным шумом, а также большие собственные шумы, сокращение средней длительности разговора, повышение частоты пропущенных вызовов, уменьшение скорости передачи данных и интенсивности потока вызовов. Рис. 3. Несущие F1 и F2 с продуктами 3-, 5- и 7-го порядков
Определение ПИМ
Беспроводные технологии
ПИМ – вид интермодуляционных искажений, которые возникают в таких линейных компонентах сетей как кабели, разъемы и антенны. Однако под воздействием РЧ-сигналов высокой мощности в системах связи эти устройства генерируют интермодуляционные сигналы с уровнем –80 дБм или выше. Интермодуляционные (ИМ) сигналы генерируются ближе к концу сигнального тракта; поскольку их нельзя отфильтровать, они могут причинить больше вреда, чем фильтруемые ИМ-компоненты большей мощности от активных компонентов. ПИМ-тесты на месте установки позволяют в полной мере определить линейность и качество изготовления компонентов. Пассивная интермодуляция проявляется в виде набора нежелательных сигналов, образованных путем смешения двух или более РЧ-сигналов большой амплитуды в нелинейном устройстве, например, в плохо подключенном или ржавом разъеме. Пассивную интермодуляцию называют также диодным эффектом и эффектом ржавого болта. Две эти формулы определяют частоты ПИМ для двух несущих F1 и F2:
24
nF1 – mF2, (1) nF2 – mF1, (2) где n и m – положительные целые числа. Сумма n + m представляет собой сумму коэффициентов, которые указывают порядок гармоник. Например, если m = 2, а n = 1, речь идет о продукте 3‑го порядка (см. рис. 3). Поскольку, как правило, у этого сигнала – наибольшая амплитуда, он причиняет наибольший вред. За ним следуют побочные сигналы 5‑ и 7‑го порядков. В силу того, что амплитуда продуктов уменьшается по мере роста их порядка, побочные сигналы более высоких порядков не оказывают существенного влияния на несущие частоты, но в своей совокупности повышают уровень собственных шумов (см. рис. 4). Невелика вероятность того, что побочный сигнал 3‑го порядка проникнет в полосу приемника базовой станции. Однако весьма вероятно, что в результате сложения энергий других внешних передаваемых сигналов в нелинейной линии передачи увеличится ширина полосы и амплитуда собственного шума, проникающего в лицензируемый спектр, в котором работают все базовые станции разных операторов связи. Проникнув в полосу приемника, этот шум беспрепятственно попадает в оборудование базовой станции. ИМ-продукты от модулируемых сигналов
Интермодуляционные продукты от немодулированных сигналов (continuous wave, CW), которые, например, создаются ПИМ-тестером, появляются в виде одночастотных CW-продуктов. При определении побочных сигналов, появившихся в результате взаимодействия модулированных несущих, следует учитывать, что ширина полосы интермодуляционных продуктов, возникших от модулированных сигналов, больше
www.elcomdesign.ru
Рис. 4. Ширина полосы ПИМ увеличивается с ростом числа побочных сигналов
ширины полосы основных сигналов. Например, если ширина каждой из этих полос равна 1 МГц, ширина полосы продукта 3‑го порядка составит 3 МГц, у продукта 5‑го порядка – 5 МГц и т. д. Ширина полосы побочных продуктов при интермодуляции может достигать очень большой величины. Из-за проникновения широкополосных сигналов в инфраструктуру связи происходит сложение помех от трехканальной универсальной системы мобильных телекоммуникаций (UMTS) с 10‑МГц сигналами LTE-линии. Результат такого сложения может оказаться катастрофическим в силу проблем с линейностью элементов системы. Теоретически, может появиться продукт 3‑го порядка с шириной полосы более 30 МГц, не говоря уже о побочных сигналах 5‑и 7‑го порядков. Три и более несущие До сих пор мы рассматривали взаимодействие двух несущих. На практике это не всегда так. На базовой станции следует учитывать не только несущие антенной системы, но и сигналы большей амплитуды от рядом расположенных передатчиков. Эти сигналы могут проникать в антенную систему и смешиваться с другими несущими из-за нелинейных элементов, создавая ПИМ. Такая проблема часто наблюдается при использовании модуляционных платформ высокой сложности, даже если оборудование сотовой связи работает в относительно узких полосах. Если количество несущих больше или равно трем, расчеты усложняются. Чтобы их облегчить, на соответствующих вебресурсах предлагаются программы и сводные таблицы. Для быстрого выявления того, какие несущие и антенны вносят наибольший вклад в появление побочных сигналов, рекомендуется в процессе поиска и устранения ошибок отключать по возможности один передатчик за другим. ПИМ от пиковых сигналов ПИМ-подобный эффект возникает также в результате периодических разрывов изолирующей пленки между сопрягающимися поверхностями разъема. Коррозия или инородные отложения могут со временем повлиять на состояние изолирующего слоя. Помехи, появившиеся по этим причинам, имеют широкий спектр и пиковую форму. Их частота достигает 2–3 Гц. Этот эффект сопровождается дуговыми микроразрядами или оплавлениями и обнаруживается в процессе ПИМ-тестирования.
Предотвращение ПИМ
Рекомендуется посещать тренинги, организованные производителями разъемов, где на практических примерах демонстрируются способы монтажа этих компонентов. Известно несколько наилучших способов, обеспечивающих работу с высокоточными РЧ-кабелями и разъемами. Разъемы необходимо содержать в чистоте, избегать перекручивания и следить за тем, чтобы центральный проводник разъема не повредился. Осмотр Необходимо осмотреть отстыкованные разъемы на наличие физических повреждений. Разъем должен плотно стыковаться и не шататься, на нем должны отсутствовать вмятины или царапины. Любое повреждение или загрязнение может стать причиной появления дугового микроразряда или диодного эффекта, в результате чего при эксплуатации такого разъема возникают помехи. Осмотр позволяет также выявить источники проблем с коэффициентом стоячей волны по напряжению.
Керамические конденсаторы до 100мкф Синфазныe дроссели на ток 10 А РЕКЛАМА
Кручение Разъемы следует затягивать без чрезмерных усилий, чтобы обеспечить корректное функционирование и свести к минимуму ПИМ. Из-за плохого крепления образуются щели и помехи от центрального разъема. В результате чрезмерной затяжки может повредиться центральный разъем, что приведет к появлению ПИМ. Проблемы с ПИМ могут возникнуть и в тех случаях, если одни и те же разъемы соединяются и разъединяются несколько раз. В технической документации производителей указывается число гарантированных циклов сопряжения. Поскольку количество полных циклов кручения некоторых разъемов не превышает двух–трех раз, рекомендуется проследить за тем, чтобы эти устройства не «износились» еще до монтажа. В качестве наглядного примера приведем разъем на антенной панели. Лишь в очень немногих случаях конструкции выдерживают более двух циклов кручения, после чего основание разъема перестает прочно крепиться к шасси. Как правило, после этого антенна не проходит
Выводы
Из-за того, что нелинейные элементы ограничивают чувствительность системы сотовой связи, уменьшается ее надежность, скорость передачи данных, емкость, покрытие и рентабельность капиталовложений. ПИМ-тесты позволяют определить линейность и качество конструкции. Эффекты пассивной интермодуляции возникают при использовании как минимум двух РЧ-сигналов большой амплитуды, взаимодействующих в нелинейных устройствах. Причинами возникновения нелинейных элементов являются неправильно соединенные, поврежденные и корродированные разъемы или поврежденные антенны. Покрытые ржавчиной компоненты, к которым относятся элементы крепления и болты, тоже проверяются на наличие источников ПИМ. Множество комбинаций основных частот порождает побочные сигналы в полосе приемника базовой станции. Эти продукты повышают уровень собственных шумов, частоту битовых ошибок и сокращают зону приема сигналов сотовой связи. Во избежание таких нежелательных эффектов применяется назначение частот, позволяющее вывести интермодуляционные продукты за полосы приема. Однако по мере увеличения емкости сетей, появления новых сервисов и старения инфраструктуры повышается необходимость в тестировании ПИМ. Очевидно, что большинство проблем с ПИМ, которые ухудшают качество обслуживания, возникает из-за боковых частотных полос собственных генерируемых помех, а не в результате взаимодействия основных частот. Чтобы снизить уровень ПИМ, разъемы необходимо поддерживать в исправном состоянии. Осмотр и чистка этих устройств намного улучшают работоспособность системы в целом. Если величина крутящего момента не превышает установленную спецификацией, разъем предохраняется от повреждений. ПИМ-тестирование играет все более существенную роль по мере старения систем сотовой связи и увеличения количества несущих. Стоимость технического обслуживания базовой станции, созданной с учетом нейтрализации эффекта ПИМ, с течением времени сокращается, а ее характеристики лучше, чем у аналогов, не прошедших ПИМ-тестирования.
электронные компоненты №03 2020
Беспроводные технологии
Очистка Разъемы следует содержать в чистоте для минимизации ПИМ. Для их очистки используются ватные палочки, продувка воздухом под низким давлением, изопропиловый спирт и зубочистки. Очистка осуществляется следующим способом: -- продувка сжатым воздухом удаляет посторонние частицы, которые появляются при резке экранирующей оплетки или в самом разъеме. Мелкие частицы удаляются с помощью зубочистки; -- ватные палочки, смоченные изопропиловым спиртом, позволяют очистить остальную поверхность разъема. Поскольку этот спирт растворяет любые пластиковые детали, им следует пользоваться в умеренных количествах; -- продувка воздухом позволяет удалить оставшиеся мелкие частицы и обсушить поверхности. Не рекомендуется крутить разъемы при повторном монтаже или сопряжении во избежание появления мелких царапин на центральном выводе, которые могут вызвать помехи при эксплуатации. Высокоточные разъемы могут повредиться всего за пять циклов соединения/разъединения, если центральный вывод не закреплен. Небольшие царапины могут стать причиной избыточного увеличения КСВН и уровня ПИМ. Избыточное количество липкого флюса в месте пайки необходимо удалить, чтобы на разъеме не появились загрязнения.
испытания на ПИМ, а ее линейная развертка весьма сомнительна. У 7/16 DIN-разъемов допустимым считается крутящий момент величиной 20 футо-фунтов, а стандартное давление на разъемы Type N составляет 12 фунто-дюймов. Некоторые производители указывают заниженные значения этих параметров. Как бы то ни было, для крепления разъемов рекомендуется использовать ключи с ограничением по крутящему моменту.
25
РЧ-фильтры на МЭМС-коммутаторах Игорь Кремнев, инженер
В статье рассматриваются особенности построения фильтров с помощью МЭМС-коммутаторов. Фильтры имеют малый размер и вносят очень малые потери, при этом способны работать с достаточно мощными входными сигналами.
Беспроводные технологии
Введение
26
С расширением коммерческих диапазонов частот и появлением передатчиков со сложной схемой скачкообразного переключения частоты сфера применения коммутационных банков фильтров (switched filter bank, SFB) получает все более широкое применение не только в коммерческих, но и военных приложениях. По сравнению с электромеханическими аналогами более предпочтительны банки фильтров, в которых в качестве переключающего элемента, осуществляющего выбор дискретного фильтра, используются полупроводниковые приборы. Однако в некоторых случаях потери, обусловленные полупроводниковыми ключами, недопустимо высоки. Это ограничение сложно обойти, учитывая, что требуются как минимум два ключа (на входе и выходе банка). Потери только от самого переключения могут вырасти до 3–4 дБ или в еще большей мере в зависимости от количества фильтров и используемого частотного диапазона. Эти потери могут представлять большую проблему особенно в силовых схемах, где при 3 дБ рассеивается большое количество тепла. Появившиеся относительно недавно однополярные четырехпозиционные МЭМС-коммутаторы вносят малые потери и имеют высокую допустимую мощность. С их помощью можно создавать миниатюрные модули коммутируемых банков с хорошими характеристиками. Принцип работы
РЧ-фильтры представляют собой наиболее критичные компоненты беспроводной системы. Малый размер и вес позволяют использовать их в переносных устройствах, например в рациях, сотовых телефонах, дронах, аэропланах, спутниковом оборудовании и в базовых станциях в горной местности. Степень заграждения, требуемая от фильтра, уникальна для каждого случая и зависит от назначения – подавить выбросы или избежать помех. Банки
www.elcomdesign.ru
Рис. 1. Функциональная схема 4-канального банка коммутируемых фильтров
комму тируемых фильтров широко применяются в радарах, электронных устройствах, оборудовании связи, контрольно-измерительных приборах. В одном модуле содержатся фильтры и перек лючатели. В каж дом канале за входным коммутатором следует фильтр и выходной коммутатор (см. рис. 1). По сравнению с дискретными схемами модульная конфигурация компактнее, внутри модуля имеются все дополнительные компоненты: микро-
контроллер, схема питания, а при необходимости – усилители. Применение модуля фильтров позволяет обойтись без переключения схем, благодаря чему достигается более точное согласование импедансов, а также снижаются вносимые потери. Каналы находятся внутри модуля, поэтому обеспечивается более высокий коэффициент заграждения и лучшая развязка. Топология фильтра подбирается в зависимости от требований прило-
Рис. 2. Пример использования 4-канального банка коммутируемых фильтров
которой требуется источник высокого напряжения. Напряжение смещения на затворе в выключенном состоянии равно 0 В. Та к и м о б р а з о м , п у т ь м е ж д у РЧ-входом и выходом изолирован воздушной прослойкой, как в механическом реле. Когда напряжение на затворе достигает уровня активации кантилевера (88 В), электростатическая сила между затвором и кантилевером отклоняет его вниз для замыкания ключа. В рассматриваемом примере использовался повышающий преобразователь Analog Devices LT3482, обеспечивающий напряжение 90 В DC при выходном токе 2 мА (см. рис. 4). Поскольку ключи электростатические, требуется очень малый ток (нА) для их работы. Вся коммутационная матрица может работать от одной усилительной схемы. Выходной ток LT3482 преобразуется в напряжение с помощью постоянной
Рис. 3. Внешний вид четырехканального банка коммутируемых фильтров с четырьмя сосредоточенными фильтрами и двумя однополярными четырехпозиционными МЭМСкоммутаторами
резистивной нагрузки и шунтирующего конденсатора, который обладает высокой температурной стабильностью
Таблица 1. Характеристики банка фильтров на МЭМС-коммутаторах Проектирование
На рисунке 3 в качестве примера показан блокирующий банк фильтров с четырьмя каналами, содержащий два 4‑позиционных МЭМС-ключа MM5130 компании Menlo Microsystems и четыре полосовых фильтра производства 3H Communications Systems. Модуль содержит все компоненты, необходимые для подачи напряжения на ключи, а также программируемый микроконтроллер, управляющий переключением через схему ТТЛ или компьютерное приложение на компьютере по USB. Размер модуля составляет 2,5×2,5×0,81 дюйма без учета разъемов. Вес – 6,5 унций. Характеристики модуля приведены в таблице 1. Коммутаторы активируются электростатической силой, для обеспечения
Полоса
1
2
3
4
Диапазон частот, МГц
740–1040
1676–2274
2970–3185
2525–2775
Вносимые потери, дБ
менее 2,7
менее 3,95
менее 5,2
менее 5,2
Коэффициент заграждения (мин.), дБн
более 60
более 60
более 60
более 60
Обратные потери, дБ
более 10
более 10
более 10
более 10
Допустимая мощность, Вт
25
Точка пересечения 3-го порядка, дБм
более 85
Управление
ТТЛ/USB
Источник питания
5 В/USB
Время переключения, мкс
менее 10
Ток потребления, мА Размер, мм Рабочая температура, °C
65 63,5×63,5×12,7 –40…85
Вибрация (10–500 Гц) (макс.)
10G
Длительность шока
11 мс
электронные компоненты №03 2020
Беспроводные технологии
жения, в т. ч. по таким параметрам как коэффициент заграждения, вносимые потери, допустимая входная мощность. Как правило, и для приемного, и для передающего каналов главным показателем является коэффициент вносимых потерь. Для ограничения интерференции вне полосы в приемном канале модуля обычно устанавливается малошумящий усилитель. Вносимые потери банка фильтров суммируются с коэффициентом шума приемника. Передатчик банка фильтров располагается между усилителем мощности и антенной, чтобы ограничить паразитные выбросы и другие помехи, возникающие при излучении. Низкие вносимые потери и высокая линейность являются главными достоинствами банка фильтров. Вносимые потери определяют излучаемую мощность, а линейность – уровни интерференции и чувствительность приемника. Пример включения банка фильтров показан на рисунке 2.
27
содержит радиочастотные компоненты и компоненты постоянного тока, верхний слой, как правило, изготавливается из радиочастотного материала, например Rogers 4003C, особенно при работе на высоких частотах. Остальные слои изготавливаются из стеклотекстолита. В рассматриваемой схеме, которая рассчитана на частоты до 4 ГГц, применяется материал Isola FR408HR в обоих слоях, поскольку он более стабилен и представляет собой улучшенную версию стеклотекстолита. Микросоединения диаметром 6 мил обеспечивают оптимальные параметры слоя заземления и волновода. Рассматриваемый банк фильтров интересен тем, что в нем используется уникальная структура, когда у характеристики фильтра больше нулей, чем полюсов. Это идет вразрез с классической теорией фильтров, которая предполагает, что максимальное количество нулей должно быть на один меньше, чем полюсов (т. е. для фильтра с n секциями максимальное количество нулей должно быть n–1). В этом случае АЧХ фильтра в полосе пропускания имеет крутой спад. Таким образом, чем больше нулей передачи, тем меньше размер фильтра, что является большим преимуществом. Для подстройки индивидуальных частотных характеристик на каждой полосе применяются элементы с сосредоточенными параметрами.
Беспроводные технологии
Рис. 4. Схема управления банком фильтров
28
на разрешенном температурном диапазоне. Восьмиканальный драйвер напряжения Microchip HV513 обеспечивает напряжение 88 В на каждом из четырех портов коммутатора. Управление выходным сигналом HV513 осуществляет микроконтроллер Atmel ATSSAMD11. Питание 5 В на него поступает по шине USB или напрямую через схему ТТЛ. При необходимости применяется другой интерфейс.
Во избежание рассогласований не допускаются резкие сгибы в линиях волноводов – каждый изгиб должен быть, по крайней мере, в три раза больше ширины линии. Поскольку плата
Топология платы
Сигнал с входного разъема SMA проходит в середину коммутатора 1 (см. рис. 5). Поскольку выходы ключей расположены в угловых участках кристалла и для изоляции сигнальных линий требуется придерживаться конфигурации «земля – сигнальный проводник – земля» (G‑S‑G), в межсоединениях используется заземленный волновод. Это решение не только улучшает изоляцию сигнальных линий, но и помогает наилучшим образом расположить на плате микросхемы ключей и фильтров. На заземленных концах волновода используются два ряда переходных отверстий, которые обеспечивают полосу до 18 ГГц.
www.elcomdesign.ru
Рис. 5. Однополюсные четырехпозиционные МЭМСпереключатели: а) топология; б) увеличенный вид линий трассировки
Характеристики
Коэффициент вносимых потерь удовлетворяет заданным требованиям; при этом измеренные значения немного лучше расчетных (см. рис. 6). МЭМС-ключи в данном случае вносят практически незаметные потери, поскольку имеют малый размер и более простую структуру. Ключ, выбранный для рассматриваемой схемы, вносит потери 0,15 дБ при 4 ГГц и 0,75 дБ при 12 ГГц; точка пересечения 3‑го порядка выше 85 дБм, максимальная входная допустимая мощность – 25 Вт. Благодаря простой конфигурации не требуется каскадирования коммутаторов, которое приводит к увеличению потерь и перегреву силовых схем. Сравнение МЭМС-ключей с твердотельными приведено в таблице 2. Поскольку очень сложно найти монолитные 4‑позиционные коммутаторы, рассчитанные на мощность более 20 Вт, в приведенном сравнении предполагается, что коммутаторы каскадируются как на входе, так и на выходе фильтров, чтобы обеспечить мультиплексирование 1:4. МЭМС-коммутатор схемы был изготовлен с использованием высоко температурных электроосажденных металлических слоев. Дело в том, что
Таблица 2. Характеристики силового коммутатора Pin-диод (2 каскада)
GaN (2 каскада)
МЭМС (ММ5130)
Входная мощность, Вт
Параметр
100
20
25
Вносимые потери, дБ
2×0,5 = 1,0
2×0,7 = 1,4
0,15
1,5
0,05
10
Время установки, мкс
–
0,15
–
Обратные потери
15
15
20
Скорость переключения, мкс
Развязка, дБ Кол-во циклов переключения
35
25
30
неограничено
неограничено
более 3 млрд
Точка пересечения 3-го порядка, дБм
а)
б)
г) Рис. 6. Вносимые потери и обратные потери во всех четырех полосах частот
во многих МЭМС-коммутаторах исполнительный элемент деформируется со временем или под действием высокой температуры, что приводит к сокращению срока службы.
75
60
более 85
4×4×1,5
4×4×1,4
2,5×2,5×0,9
В нашем случае осажденный металлически слой обладает в разы большей прочностью, чем золото, которое применялось прежде. Полученные результаты подтверждают, что высокотемпературный электроосажденный металлический слой необходим для обеспечения высокой проводимости и малых потерь в сигнальных линиях, а также для работы с высокими уровнями мощности, когда нагрев устройства неизбежен. На рисунке 7 показано распределение тепла в модуле, в т. ч. в МЭМСкоммутаторе. При подаче входного сигнала 10 Вт происходит увеличение температуры только на 20°C относительно температуры окружающей среды. Благодаря низким потерям по сравнению с твердотельными ключами удалось значительно уменьшить размер и вес модуля за счет исключения (или упрощения) теплоотводов. Например, для передачи 25 Вт на антенну в твердотельном коммутаторе требуется усилитель мощности на 2–2,5 дБ. При этом увеличивается сложность и стоимость схемы, а выделяемая тепловая мощность возрастает на 10–14 Вт. Выводы
Существует несколько способов оптимизации схемы. Во‑первых, блок управления напряжением может интегрироваться в кристалл с минимальным количеством внешних пассивных компонентов. На рынке предлагается немало драйверов напряжения с 16, 32 и более каналами для схем с несколькими модулями банков фильтров, или когда у них больше четырех каналов. Кроме того, схему можно легко масштабировать в соответствии с количеством частотных полос и высотой частоты. Например, рассмотренный модуль может иметь 4–8 каналов с центральной частотой в диапазоне 0–18 ГГц. При изменении характеристик вносимые потери и размер устройства увеличиваются незначительно. При добавлении каналов становится очевиднее разница с твердотельными коммутаторами. Наконец, очевидно преимущество очень малых значений RONCOFF МЭМС-
Рис. 7. Распределение теплоты по модулю фильтров при нагрузке 25 Вт
коммутатора. Сопротивление при включении (R ON) контакта «металл–металл» очень мало: его типовое значение – менее 0,5 Ом, что обеспечивает минимальные вносимые потери. Паразитная емкость ключа в разомкнутом состоянии (COFF) – менее 15 фФ, т. е. утечка сигнала во время работы несущественна. Таким образом, коммутатор можно использовать для выбора резонатора и его активной настройки на заданный частотный диапазон с помощью одного или нескольких каналов для подключения шунтирующих элементов к резонатору. Такой тип настроечных фильтров крайне сложно изготовить из твердотельных элементов, учитывая неидеальные характеристики транзистора при включении и выключении. Это особенно заметно в схемах с высоким напряжением и мощностью, когда транзисторы соединяются каскадно, что в итоге может уменьшить добротность фильтра. Использование МЭМС для настройки позволяет сократить размер устройства, обеспечив очень высокую добротность Q. Выбор модуля фильтров осуществляется множеством способов. Большинство характеристик определяется переключающимся элементом, а также выходной характеристикой фильтра. МЭМС-коммутаторы – сравнительно новые устройства на рынке. Уникальные характеристики (малый размер и высокая допустимая входная мощность) делают коммутаторы перспективной альтернативой для многих конечных устройств, особенно критичных к размеру.
электронные компоненты №03 2020
Беспроводные технологии
в)
Размеры, мм
29
Эффективное решение вопросов обеспечения безопасности во встраиваемых системах интернета вещей По материалам компании Renesas Обеспечение безопасности встраиваемых систем интернета вещей может оказаться достаточно сложной и трудоемкой задачей даже для опытных разработчиков. Мы рассмотрим несколько наиболее часто возникающих вопросов проектирования этих систем и ознакомимся с решениями компании Renesas по безопасности на основе платформ, в которых используются все преимущества последних достижений в сферах аппаратного и программного обеспечения. Эти решения позволяют реализовать всестороннюю защиту на нескольких уровнях.
Сети и интерфейсы
Проблемы обеспечения безопасности устройств в интернете вещей
30
К концу 2020 г. количество устройств интерне та вещей со с тавит около 31 млрд ед. Многие из них недостаточно хорошо защищены, что делает их легкой добычей для хакеров. В значительной степени многие встраиваемые системы уязвимы, потому что их защита – сложная задача. Разработчики должны хорошо разбираться в быстро меняющейся картине угроз, а также учитывать требования постоянно совершенствующихся стандартов безопасности. Бывает, в случае проектирования сложных приложений необходимо выполнить требования нескольких стандартов, что усложняет работу над обеспечением совместимости и функциональной гибкости устройств. Во многих случаях создание защиты более высокого уровня сопровождается увеличением финансовых расходов и энергопотребления, что отрицательно влияет на конкурентоспособность конечных устройств. Мы рассмотрим несколько наиболее распространенных вопросов, возникающих при разработке встраиваемых систем, а также предоставим рекомендации, которые помогут повысить безопасность устройств, ускорить вывод на рынок изделий, сервисов и систем. Итак, к наиболее распространенным вопросам по обеспечению безопасности встраиваемых систем относятся следующие: 1. Как защитить проектируемое устройство? 2 . К а к п р е д о т в р а т и т ь п о я в л е н и е на рынке несанкционированных копий устройств?
www.elcomdesign.ru
3. Как упростить управление безопасностью? 4. Как защитить идентификационную информацию об устройстве? 5. Что делать тем разработчикам, которые не являются экспертами в области обеспечения безопасности изделий? 6. Как обеспечить соответствие стандартам, получить техподдержк у от поставщиков и реализовать конкурентоспособный проект? Вопрос 1: как защитить проектируемое устройство?
Несколько лет тому назад разработчикам приложений не приходилось волноваться о том, как обеспечить безопасность своих изделий, поскольку устройства и приложения не были настолько тесно связаны друг с другом так, как теперь. В настоящее время даже самые простые электронные устройства, начиная со светодиодных ламп и заканчивая радионянями и контейнерами с рецептурными препаратами, подключены к интернету или облаку. Слишком часто вопросы безопасности игнорируются или решаются, когда становится уже слишком поздно. В тек ущем году защита данных и функциональных возможностей приложений интернета вещей от кибер угроз является очень острой проблемой для разработчиков. Устройства необходимо оснащать функциями безопасности на этапе проектирования и на аппаратном, и на программном уровнях. Платформенный метод предусматривает несколько уровней защиты за счет использования последних достижений в аппаратном и программном обеспечении.
К эффективным аппаратным средствам обеспечения безопасности относятся следующие. –– Устройство должно безопасно генерировать и хранить ключи (в т. ч. закрытые ключи), чтобы исключить подмену и несанкционированный доступ к настройке устройства. –– Аппаратно ускоренное шифрование, хеширование и генерация истинно случайных чисел, благодаря чему ускоряются криптографические операции в устройстве. Такая аппаратная поддержка экономит время и энергопотребление. –– Защищенный доступ к памяти для защиты определенных областей ОЗУ и флэш-памяти от несанкционированного доступа. Отдельные области памяти изолируют конфиденциальный код и данные от небезопасного кода и данных; при этом память с однократной записью защищает код и данные от внесения изменений или перепрограммирования. –– Защищенный доступ к программированию и отладке, который снижает риски использования хакерами интерфейсов отладчика и программатора для атак. К программным средствам относятся следующие. –– Интегрированное и оптимизированное ПО с проверенными средами разработки приложений и стандартными API-интерфейсами. –– API уровня драйверов для взаимодействия с аппаратными средствами безопасности. –– Криптографические библиотеки с набором API-интерфейсов, которые обеспечивают широкий ряд средств
Рис. 1. Изолированная подсистема Secure Crypto Engine в МК
Платформа также должна устанавливать безопасное и простое соединение с облаком. По мере усложнения приложений интернета вещей и ужесточения требований к безопасности рас тет потребнос ть в увеличении вычислительной мощности для обработки данных. Подключения к облаку должны быть безопасными, т. к. данные системы все больше зависят от облачных ресурсов с гипермасштабируемой инфраструк т урой вычислений и хранения данных интернета вещей. Микроконтроллеры Synergy обеспечивают подключение к облаку с помощью встроенных модулей MQTT и TLS, а приложения Synergy предоставляют безопасное соединение с ведущими облачными средами, вк лючая веб сервисы Amazon (AWS), облако Google Cloud и Microsoft Azure. Вопрос 2: как предотвратить появление на рынке несанкционированных копий устройств?
Во избежание несанкционированного клонирования разработанных компанией изделий необходимо оснастить их фирменными функциями. В настоящее время глобальные цепочки поставок требуют более внимательного отношения и усиленной безопасности для поддержания целостности, а также аутентичности продукции на этапе соз-
дания и производства. Чтобы добиться этого, следует организовать безопасное производство, уменьшив риск кражи инте ллек т уа льной собс твеннос ти и сохранив целостность производственных процессов. Менеджер защищенной загрузки Synergy предоставляет решение, позволяющее надежно и безопасно встроить авторизованное ПО во флэшпамять микроконтроллеров Synergy на удаленных производственных площадках (см. рис. 2). В результате встроенное ПО получает защиту от незаконного копирования, внесения изменений или его установки на скопированное аппаратное обеспечение. Менеджер защищенной загрузки Synergy также обеспечивает надежный доверительный механизм, который предоставляет уникальную идентификационную информацию, аппаратно-защищенные ключи, безопасную программу начальной загрузки, безопасный модуль обновления флэш-памяти и криптографические API для взаимодействия с аппаратным обеспечением микроконтроллеров. Код доверительного механизма предварительно загружается в устройства по защищенному соединению на этапе массового производства. Сконфигурированный кристалл хранит данные в изолированной области и осуществляют тщательный контроль доступа к этим данным.
электронные компоненты №03 2020
Сети и интерфейсы
безопасности, вк лючая функции безопасности макроуровня, корень доверия (root-of-trust), а также способность распознавать доверенные источники и код. –– Встроенная поддержка стандартных протоколов связи и средств передачи данных, например протокол защищенной передачи гипертекстовой информации (HTTPS), безопасность на транспортном уровне (TLS) и прочие специальные облачные протоколы. Компания Renesas уже много лет является лидером в области встраиваемых средств защиты информации и хорошо зарекомендовала себя в сфере безопасности современных подключаемых устройств. Компания Renesas предлагает платформенную методику для обеспечения безопасности встраиваемых систем. Эта методика предусматривает многоуровневую инфраструктуру разработки, которая гарантирует всестороннюю защит у широкого ряда встраиваемой продукции. Renesas Synergy представляет собой комплексную профессиональную платформу для разработки, в состав которой входит программное обеспечение производственного уровня и масштабируемое семейство совместимых по выводам микроконтроллеров, интегрирующих протестированные аппаратные средства защиты на нескольких уровнях. Платформа Synergy гарантирует разработку приложений интернета вещей на основе безопасной и надежной технологии. Synergy предоставляет несколько вариантов генерации ключей с помощью модуля Secure Crypto Engine (SCE) (см. рис. 1). Модуль SCE генерирует уникальную криптографическую аппаратную идентификационную информацию об устройстве, которая безопасно хранится во внутренней флэш-памяти благодаря безопасному блоку защиты памяти (SMPU) и окнам доступа к флэшпамяти (FAW). Эти средства защиты памяти, которыми оснащены микроконтроллеры Synergy, используются также для хранения кода защищенной загрузки, сертификатов и ключей наряду с другими конфиденциальными данными. Кроме того, модуль SCE хранит ключи в безопасности во избежание раскрытия конфиденциальной информации даже в небезопасной памяти. Изоляция ключей достигается с помощью симметричного шифрования ключей, уникальных для микроконтроллера; поскольку оно выполняется отдельно для каждого микроконтроллера, доступ к ключам осуществляется только внутри модуля SCE того микроконтроллера, который выполнил симметричное шифрование.
31
Сети и интерфейсы
Рис. 2. Renesas Synergy Secure Boot Manager – безопасное запатентованное решение для программирования флэш-памяти
32
После ввода изделий в эксплуатацию менеджер защищенной загрузки может при необходимости безопасно обновить авторизованное встроенное ПО во флэш-памяти МК Synergy с помощью встроенного в кристалл доверительного механизма (root-of-trust), выполняющего проверку достоверности и дешифровку микропрограммы до ее записи во флэш-память. Программирование осуществляется с помощью безопасной облачной инфраструктуры, ставшей еще надежнее благодаря решениям компании Renesas для облачных подключений. Вопрос 3: как упростить управление безопасностью?
Проектирование всесторонней многоуровневой защиты для встраиваемых систем может оказаться трудоемкой задачей. Один из способов уменьшения расходов заключается в использовании в платформе разработки самых последних достижений и протоколов безопасности. Благодаря платформе Synergy разработчику нет надобности изучать новые и актуальные протоколы, а также прочие средства обеспечения безопасности для создания защищенного приложения. Пакет прикладных программ Synergy упрощает реализацию сложных функций, применяемых для разработки подключаемых встраиваемых систем. Это программное обеспечение защищает области памяти, в которых создаются и хранятся части кода, защищенные от считывания и записи во флэш-память и статическое ЗУ с произвольной выборкой (SRAM). Благодаря этому можно создавать настраиваемые области памяти
www.elcomdesign.ru
для хранения временных и секретных ключей, прочих конфиденциальных данных. Платформа Synergy поддерживает инфраструктуру открытых ключей (PKI) – криптографическую методологию, которая обеспечивает аутентификацию с помощью цифровых сертификатов, а также предоставляет общий ключ (PSK) – модель шифрования, при которой оба одноранговых узла в цифровом соединении определяют один и тот же ключ. PSK-ключ осуществляет упрощенное шифрование и защиту на соответствующих уровнях, например используется для контроля доступа небольшого числа пользователей. Несмотря на более сложную инициализацию и управление, ключ PKI является формой ассиметричного шифрования, которое позволяет аутентифицировать пользователей, создавать и распределять сертификаты, а также поддерживать сертификаты, управлять и отзывать их. PKI-инфраструктура с открытыми и закрытыми ключами, которая считается более безопасной моделью шифрования, применяется для аутентификации в больших системах шифрования. Платформа Synergy предоставляет оптимизированное коммерческое ПО со стандартными API, упрощающими создание интерфейсов с аппаратной защитой и средствами безопасности. Среды разработки приложений помогают устранить сложности интеграции беспроводных драйверов с помощью однородного интерфейса между кодом приложения и драйверами нижнего уровня. Такой уровень абстракции упро-
щает интеграцию сетевых стеков, удаление или добавление драйверов при необходимости. Вопрос 4: как защитить идентификационную информацию об устройстве?
Для защиты устройства от злоумышленников необходима защита идентификационной информации об устройстве путем генерации аппаратного ключа. Ее можно безопасно хранить во внутренней флэш-памяти, эффективно использовать для формирования доверительного доступа и обеспечения конфиденциальности при добавлении в системы и настройке целевых приложений. Формирование достоверной идентификационной информации об устройстве позволяет идентифицировать и аутентифицировать каждое устройство интернета вещей как уникальное. Благодаря этому появляется возможность защитить каждое устройство по отдельности, установить зашифрованную связь с другими защищенными устройствами и службами. Достоверная идентификационная информация об устройстве обеспечивает многоуровневую защиту интернета вещей от угроз безопасности за счет следующих характеристик. –– Доверие. После подключения к сети устройство должно пройти проверку подлинности для формирования доверия между другими устройствами, службами и пользователями так, чтобы оно могло безопасно обмениваться зашифрованными данными и информацией. Доверие начинается с аутентификации устройства для
стве. Для защиты хранимых данных микроконтроллеры Synergy оснащены средствами контроля доступа, включая защит у от считывания, записи, чтения/записи, однократной записи (см. табл.). Контроль доступа к хранимым данным уменьшает возможности атаки и повышает безопасность системы. Кроме того, микроконтроллеры Synergy можно удаленно обновлять на месте эксплуатации для обеспечения защиты от новых киберугроз.
подтверждения того, что оно является настоящим, а не подделкой. –– Ко н ф и д е н ц и а л ьн о ст ь. Д а н н ы е и информация, собираемые и передаваемые внутри интернета вещей, часто включают в себя конфиденциальные, личные или финансовые данные, которые должны храниться в тайне и быть защищены в соответствии с нормативными требованиями. Защищенная идентификационная информация об устройстве формирует основу для обеспечения конфиденциальности, когда устройства интернета вещей и системы устанавливают связь для обмена данными. –– Сохранность (целостность). Гарантия того, что данные, передаваемые внутри сетей, не были изменены, является ключевым элементом многоуровневой защиты. Сохранность данных – часто упускаемое из виду требование, но безопасность соединенных устройств и систем основана именно на подлинности (достоверности), конфиденциальности и сохранности передаваемой информации. Защита цифровых данных так же имеет высший приоритет для предотвращения угроз нарушения безопасности. Хранимые данные не передаются между устройствами или сетями – они обычно находятся в СОЗУ или энергонезависимом запоминающем устрой-
Вопрос 5: что делать тем разработчикам, которые не являются экспертами в области обеспечения безопасности изделий?
Д ля обеспечения всес торонней защиты приложений со встроенными устройствами требуется высокоинтегрированная оптимизированная платформа, поддерживающая многие протоколы и средства защиты, которые работают совместно для обеспечения безопасности на нескольких уровнях. Платформа Renesas Synergy предоставляет комплексную среду разработки с уникальным набором аппаратных и программных средств обеспечения безопасности. Они основаны на общем доверительном механизме, который отвечает требованиям к защите встраиваемых устройств и интернета вещей.
Платформа также расширяет возможности безопасного масштабируемого производства и защиты интеллектуальной собственности. Кроме того, разработчики также могут воспользоваться онлайн-библиотеками проектов приложений от Renesas для получения поэтапных инструкций и руководств по реализации решений со сквозной безопасностью. Кроме того, проекты, выполненные на платформе Synergy, получают поддержку со стороны большого сообщества Renesas и экосистемы ассоциированных партнеров. Сеть обученных и сертифицированных партнеров по проектному обслуживанию Renesas предоставляет поддержку на каждом этапе проектирования. Эффективная помощь партнеров Renesas позволяет ускорить процесс разработки, расширить и углубить знания в области проектирования решений по безопасности. Вопрос 6. Как обеспечить соответствие стандартам, получить техподдержку от поставщиков и реализовать конкурентоспособный проект?
Перед началом разработки следует выбрать подходящее решение по микроконтроллерам, которое обеспечивает высокоинтегрированную платформу с функциями, гарантирующими безопас-
Конфиденциальность (симметр.) Целостность данных
RSA
Функции
Упаковка ключей
NIST CAVP
Генерация ключей, подпись/проверка1
Y
Y5
1024/2048/4096
1024/2048/4096
WIP
NIST P192/P224/ P256/P384
NIST P192/P224/ P256/P384
L.2048/1024, N.256/226/160
L.2048/1024, N.256/226/160
Y
128/192/256
Y
128/192/256
XTS, CCM ECB
S3
S1
128/192/256
128/256
128/256
128/192/256
128/256
128/256
128/256
128/256
192
192
CBC
192
192
CTR
192
192
ECC4
Генерация ключей, ECDSA, ECDH2
DSA
Подпись/проверка
AES
ECB, CBC, CTR GCM
3DES
33
GHASH
Y
Y
Y
Y
Y
Y
Аппаратная среда с DRBG-AES-128
Y
Y
Y
Y
Y
Y
Y
Y
Y
Уникальный ID Защита данных
Y
S5
SHA1/224/256
Хэш TRNG
Y
S7
Y
Сети и интерфейсы
Идентичность и обмен ключами (ассиметр.)
Таблица. Аппаратные средства защиты SCE микроконтроллеров Renesas Synergy по сериям
Y
MPU
Arm, контроллер шины, исполнитель шины
MPU
Безопасность
Y
Y
Y
Y
Y
Y3
FAW
Защита от программирования/стирания
Y
SCE
Криптомодуль
SCE7
Y
Y
Y
SCE7
SCE5
SCE
Установка и упаковка ключей
Y
Y
Y
1
4096-бит верификация, только шифрование. Через скалярное умножение. Недоступно для S124. 4 Для драйверов низкого уровня требуется SSP v1.5.0. 5 Для драйверов низкого уровня требуется SSP v1.6.0. 2 3
электронные компоненты №03 2020
КОММЕНТАРИЙ СПЕЦИАЛИСТА Андрей Лебедев, руководитель направления полупроводников, ООО «Сканти»
Сети и интерфейсы
Обеспечение безопасности устройств с подключением к интернету – комплексная задача. Не за горами появление национальных стандартов безопасности и законов об интернете вещей. Вероятно, будет создан и единый регламент, предписывающий всем производителям устройств применять шифрование с определенной схемой обмена ключами установленной длины по какому-то одному протоколу. Если конечное устройство подключено к любой открытой сети, обменивается данными или обновляется через сеть, необходима защита от взлома, перехвата и подмены данных. Необходимо в самом начале проектирования заложить «кирпичики» защиты устройств.
34
ность и защиту на нескольких уровнях. Злоумышленники могут воспользоваться уязвимостями во встраиваемых системах, если различия в протоколах проектирования и безопасности имеют слабые места. Эти различия особенно опасны, когда аппаратное обеспечение, ПО микроконтроллера, коммуникационные стеки и драйверы не стандартизованы в полностью интегрированной структуре. Комп лексна я, полнос тью инте грированная платформа разработки обеспечивает максимально простую защиту проектов. Необходимо выбрать интегрированную среду, которая предварительно объединена с ключевым программным обеспечением, функциональными возможностями, стеками и драйверами, уже имеющимися в платформе. Такой выбор освобождает от необходимости работать с нижними уровнями интеграции, позволяя сосредоточить усилия на тех сторонах проекта, которые создадут конкурентные преимущества конечного изделия. Кроме того, следует убедиться, что у выбранного поставщика решений имеется активная и комплексная партнерская экосистема. Возможность аутсорсинга для разработки определенных
Компания Renesas предлагает мощный инструментарий – изолированные блоки флэш-памяти и ОЗУ, аппаратное шифрование в независимых блоках Trusted Secure IP и Secure Crypto Engine, защищенный уникальный номер кристалла и генератор случайных чисел. Кроме того, Renesas использует схему Arm TrustZone в своих микроконтроллерах на ядрах Arm Cortex-М и Cortex-A. Компания получила сертификат PSA Certified level one от Arm и участвует в сообществах Trusted Firmware M и Trusted Firmware А для развития программноаппаратных средств защиты IoT-устройств.
средств защиты или функций доверенными специалистами сэкономит время и повысит качество продукции. Renesas Synergy – комплексная профессиональная платформа разработки, которая включает в себя ПО производственного уровня, масштабируемое семейство совместимых по выводам микроконтроллеров, среды разработки приложений, функциональные библиотеки, драйверы HAL (абстрактный аппаратный уровень), расширенные программные инструменты и пакеты. Она обеспечивает разработку приложений для интернета вещей на основе безопасной и надежной технологии. Благодаря встроенной многоуровневой защите каждое устройство можно идентифицировать и аутентифицировать уникальным образом для защищенной связи с другими устройствами, службами и пользователями. Платформа оснащена функциями безопасности от Renesas, позволяя разработчикам в большей мере заниматься решениями задач более высокого уровня, которые соответствуют быстро меняющимся возможностям рынка интернета вещей и отвечают текущему спросу. Благодаря предварительной интеграции, тестированию и высокой
квалификации инженеров компании Renesas можно начать разработку прикладного ПО на уровне API, сэкономив немало времени, отведенного на проектирование. Разработчики также могут рассчитывать на опытных партнеров Renesas, которые готовы оказать помощь при разработке определенных средств или функций защиты, оказать поддержку или поделиться ценными навыками. Компания Renesas помогает разработчикам встраиваемых систем решить задачи проектирования средств безопасности, предлагая платформенную методику на основе последних достижений в области аппаратной и программной безопасности. Платформа Renesas Synergy основана на общем доверительном механизме защиты устройств, служб и интернета вещей на глубоком уровне для обеспечения безопасного и масштабируемого производства, а также защиты интеллектуальной собственности на протяжении всего жизненного цикла изделий. Литература 1. w w w. r e n e s as . co m /e u /e n /d o c / w h i t e p a p e r s / i o t- s e c u r i t y/ i o t- s e c u r i t y whitepaper.pdf.
СОБЫТИЯ РЫНКА
| Сотрудник компании АО «Протон-Электротекс» стал лауреатом Всероссийского конкурса «Инженер года – 2019» |
В номинации «Инженерное искусство молодых» и направлении «Радиотехника, электроника, связь» победил ведущий инженер-исследователь АО «Протон-Электротекс» Денис Олегович Малый. Конкурс проводится Российским и Международным Союзом научных и инженерных общественных объединений и Академией инженерных наук имени А. М. Прохорова. Появление полного цикла производства приборов IGBT в корпусах MIFA и MIAA стало следствием активной деятельности Д. О. Малого. До этого подавляющая часть IGBT поставлялась в Россию из-за рубежа. После получения образования Денис Олегович начинает работать в АО «Протон-Электротекс». За рекордные два года при поддержке коллег и руководящего состава компании выстраивается полный производственный цикл модулей IGBT, не имеющих аналогов на территории Российской Федерации. На данный момент основная деятельность Д. О. Малого направлена на подготовку кадров, исследования тенденций в области силовых полупроводниковых приборов и разработку новейшего оборудования мирового уровня. Отдел разработки трудится над очередной новинкой, аналогов которой не найти на территории России. www.proton-electrotex.com
www.elcomdesign.ru
РЕКЛАМА
Суперконденсаторы для систем бесперебойного питания Бонни Бейкер (Bonnie Baker), инженер-электронщик, Maxim Integrated
По мере того как электронные системы оснащаются все большим количеством интеллектуальных функций, использование непрерывно работающих устройств становится нормой. Их отсоединение от батареи или ее удаление приводит к отключению электроэнергии. В таких случаях появляется возможность потерять важные данные. Применение суперконденсаторов позволяет предотвратить аварийные ситуации за счет подачи питающего тока в течение короткого промежутка времени. Однако некоторые характеристики суперконденсаторов затрудняют непрерывное восстановление. Во избежание этого используются силовые преобразователи.
И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я
Введение
36
Описание проек тного решения с силовыми преобразователями мы начнем с краткого обзора характеристик суперконденсатора. Для большей объективности мы сравним эти характеристики с характеристиками литиево‑ионных батареей и танталовых конденсаторов. Далее в статье рассматривается практическое использование суперконденсаторов для осуществления функций зарядки и разрядки в приложениях для резервного питания. В частности, мы обсудим способ повышения напряжения суперконденсатора, позволяющий преодолеть ограничения суперконденсаторов по напряжению, и способ извлечения из них большей доли полезной энергии. В статье даются формулы для расчета времени резервного питания и выбора величины емкости. Наконец, мы представим интегральное решение на основе стабилизатора резервного питания MAX38888. Хотя в статье анализируется пример с суперконденсатором, с тем же успехом можно было бы рассмотреть банк большой емкости из танталовых конденсаторов – просто у суперконденсаторов больше емкость при той же занимаемой площади. У некоторых читателей может возникнуть вопрос, почему мы проигнорировали литиево‑ионный (Li+) аккумулятор? Этот аккумулятор – хороший перезаряжаемый резервный источник питания, но у него большой вес, больше время зарядки, ограниченный срок
службы. Кроме того, ему требуется отдельная схема или специальные алгоритмы зарядки/разрядки, что делает его дорогостоящим устройством для приложений резервного питания. Характеристики суперконденсаторов
Суперконденсатор обладает очень высокой емкостью при сравнительно низком номинальном напряжении. У этого компонента – большая плотность энергии, малое эквивалентное последовательное сопротивление (ESR) и линейная зависимость напряжения зарядки/разрядки от тока. Давайте сравним основные характеристики суперконденсатора, стандартного конденсатора и батареи. Емкость суперконденсатора в несколько сотен раз больше, чем у стандартных конденсаторов, благодаря чему допускается хранение большого количества энергии. Запасенная энергия – тот ее объем, который может хранить в себе устройство (конденсатор или батарея). Плотность накопленной энергии обычно описывается в единицах мВт∙ч/г. Суперконденсаторы со средним уровнем запасенной энергии можно использовать во многих приложениях в качестве кратковременного источника питания. Величина запасенной энергии суперконденсатора с двойным электрическим слоем (electric double layer capacitor, EDLC), или ультракон-
Таблица. Сравнение основных параметров суперконденсатора, танталового конденсатора и батареи Емкость (макс.)
Плотность энергии, мВт∙ч/г
ESR, мОм
12000 Ф
4–9
40–800
Суперконденсатор Танталовый конденсатор
25 мкФ
0,1–0,3
100–25000
Батарея
~1200 Ф
100–265
~80
www.elcomdesign.ru
денсатора, выше, чем у стандартных конденсаторов (танталовых, керамических, алюминиевых, пленочных, кремниевых, элек тролитических и т. д.), но ниже, чем у батарей. Измерение величины ESR конденсатора или батареи осуществляется вблизи нулевой частоты тока или при более высоких частотах, например на 100 кГц. Как правило, заявленные производителем значения ESR соответствуют сравнительно высоким частотам. Величину ESR вблизи нулевой частоты необходимо знать в большинстве случаев использования суперконденсаторов и батарей потому, что на этой частоте происходит их зарядка или разрядка. В таблице перечислены основные параметры, по которым отличаются друг от друга суперконденсаторы, танталовые конденсаторы и батареи. И батареи, и суперконденсаторы накапливают электрическую энергию. У широко используемых батарей – более высокая плотность энергии. Однако суперконденсатор с высокой плотностью энергии гораздо быстрее заряжается и разряжается. Суперконденсаторы восполняют пробел между стандартными конденсаторами и батареями. Благодаря высокой емкости и относительно средней плотности энергии суперконденсаторы являются отличными кандидатами на применение в качестве источников резервного питания Суперконденсаторы для резервного питания
Обладая дос таточным зарядом, суперконденсатор поставляет ограниченное количество энергии в цепи в случае отключения электроэнергии. Давайте рассмотрим портативную
Неиспользуемая энергия
Из-за наличия минимально го напряжения источника питания системы часть энергии суперконденсатора остается неиспользованной. Например, если напряжение VBAT = 3,3 В, а VSYS(MIN) = 2,7 В, процент неиспользуемой энергии составляет 66%. Ограничения по максимальному напряжению
В настоящее время среднее напряжение с уперконденсаторов нахо д и тс я в д иапа з о н е 2, 5 –2,7 В, ч то ограничивает их применение в определенных видах приложений, если, конечно, не задействован стек из этих
Рис. 1. В момент отсоединения батареи питание схемы осуществляется от суперконденсатора, который обеспечивает резервное питание в течение несколько миллисекунд, чего вполне достаточно для обеспечения резервного питания
Рис. 2. Зарядившийся от батареи суперконденсатор обеспечивает ограниченное количество энергии после отключения батареи
суперконденсаторов или они не соединены последовательно. Например, стек из двух 2,7‑В суперконденсаторов обеспечивает напряжение 5,4 В. Однако суммарная емкость двух последовательно соединенных компонентов уменьшается до CSC = (C1 ∙ C2)/(C1 + C2), где C1 = C2. Из этой формулы следует, что суммарная емкость на 50% меньше каждой из емкостей C1 и C2. Таким образом, для соответствия требованиям приложения необходимо, чтобы емкости C1 и C2 вдвое превышали указанную в проекте емкость. Кроме того, при использовании дополнительных суперконденсаторов увеличиваются размеры платы и стоимость системы. Например, в случае применения двух суперконденсаторов взамен одного размеры возрастают в четыре раза, поскольку размер каждого из компонентов C1 и C2 большей емкости в два раза превышает размер одного суперконденсатора CSC. К стоимости стека из нескольких суперконденсаторов следует прибавить стоимость решения, в котором последовательно соединенным конденсаторам требуются схемы для выравнивания плотности электролита, чтобы компенсировать
различия в допусках на емкость, активное сопротивление и ток утечки. Повышение эффективности суперконденсатора
Давайте еще раз обратимся к схеме резервного питания, чтобы в большей мере использовать энергию суперконденсатора и преодолеть ограничения на максимальное напряжение. Схема на рисунке 3 избавлена от обоих указанных недостатков. Чтобы энергия суперконденсатора в схеме на рисунке 3 использовалась в большей мере, применяется повышающий преобразователь, который генерирует ток суперконденсатора для системы ISC_SYS, поддерживая постоянным ее напряжение питания V SYS . Эта конфигурация позволяет напряжению суперконденсатора быть независимым от напряжения системы и в то же время зависеть от минимально допустимого входного напряжения повышающего преобразователя, которое значительно ниже требуемой величины VSYS. Благодаря этому используется больший объем заряда. Зарядное устройство вносит свою лепту в реализацию независимости
электронные компоненты №03 2020
И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я
систему, в которой главным источником питания является батарея, а суперконденсатор – резервным (см. рис. 1). Из рисунка 1 видно, что время разряда – самый критичный параметр суперконденсатора, поскольку оно сравнительно невелико. Однако при корректном выборе суперконденсатор достаточно быстро и долго обеспечивает резервное питание системы. На рисунке 2 показана временная диаграмма для структурной схемы на рисунке 1. Суперконденсатор CSC при питании от батареи мгновенно заряжается до ее напряжения. Как правило, величина этого заряда составляет небольшую долю от заряда самой батареи. Система получает питание от батареи с напряжением VBAT и током IB_SYS. Как только напряжение суперконденсатора VSC достигает напряжения V BAT, конденсатор входит в режим бездействия, сохраняя свой заряд при равном нулю токе ISC. Конденсатор находится в режиме бездействия, пока не отключится батарея. В зависимости от объема используемой оборудованием энергии время бездействия составляет дни, месяцы или годы. Пос ле отк лючения батареи включается резервное питание системы. В течение этого непродолжительного времени суперконденсатор является резервным источником тока ISС_SYS и напряжения VSC , позволяя быстро восстановить работоспособность системы. Резервное питание о б е сп ечив ае тс я до те х п ор, п ок а микросхемы системы не прекратят функционировать из-за недостаточного уровня напряжения питания. Несмотря на то, что суперконденсатор в течение непродолжительного времени обеспечивает питание, имеются некоторые недостатки, к которым относится неиспользуемая энергия и ограничения на максимальное напряжение семейства суперконденсаторов.
37
И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я
Рис. 3. После добавления повышающего преобразователя в схему зарядки напряжение суперконденсатора стало независимым от напряжения питания системы VSYS
напряжения V SC от напряжения батареи V BAT, поддерживая номинальное напряжение на суперконденсаторе. В качестве такого устройства может применяться управляющая ИС (в т. ч. резисторы и ключи), LDO-стабилизатор с защитой от обратного тока, понижающий преобразователь с такой же защитой или ИС резервного питания, обеспечиваемого суперконденсатором. На рисунке 4 приводится пример временной диаграммы д ля с хемы на рисунке 3 со следующими параметрами: ISC_SYS = 500 мА; VSC_ INI = 2,7 В; VSC_FIN = 1,5 В и tBKUP = 3,8 мс. Емкость CSC приблизительно равна 2,3 мкФ. На рисунке 4 установленная батарея начинает управлять системным напряжением VSYS до уровня 4,5 В, инициируя процесс зарядки суперконденсатора. При V SYS = 4,5 В зарядное устройство подает ток в суперконденсатор, пока его напряжение не достигнет 2,7 В. После этого суперконденсатор переходит в режим бездействия, в котором ISC = 0 А. Момент извлечения батареи определяется по спаду напряжения V SYS
и достижению запрограммированного уровня 3,15 В, после чего схема входит в режим резервного питания системы длительностью tBKUP. В течение этого времени работает повышающий DC/DC-преобразователь, обеспечивающий систему напряжением питания VSC = 3 В при токе ISYS = 500 мА. В течение времени резервного питания системы напряжение VSYS остается равным 3 В, тогда как напряжение суперконденсатора падает приблизительно со скоростью 0,316 В/мс. Это время определяется следующим образом:
,
где Eff – КПД повышающего преобразователя. Теоретически, если КПД = 1, требуется 3,8 мс на восстановление отключенного питания и спада напряжения суперконденсатора с 2,7 до 1,5 В. В случае использования трех 1,5‑В щелочных титановых батарей суммарной емкостью 5,52 А∙ч за время восстановления 3,8 мс
38
потребуется около 1,15% тока батарей. Это очень экономичный подход! На самом деле, это время меньше – около 3 мс, если учитывать потери энергии, обусловленные эквивалентным последовательным сопротивлением суперконденсатора, и фактический КПД повышающего преобразования. В рассматриваемой схеме система потребляет 70% энергии, используемой суперконденсатором, и только 30% остаются неиспользованными. Как только напряжение суперконденсатора достигает 1,5 В, повышающий преобразователь выключается, и напряжение питания системы понижается до 0 В. Напряжение системы стабилизируется в течение достаточно продолжительного времени, позволяющего процессору выполнить действия по сохранению данных. Выбор суперконденсатора
При выборе суперконденсатора рассматриваются две основные электрические спецификации (номинальное напряжение V SC и емкость C SC ) и три специф икации системы – номинальная мощность V SYS ∙ I SYS, минимальное напряжение повышающего преобразователя VSC(MIN) и время восстановления системы t BKUP в случае прекращения электроснабжения. Эти спецификации определяют значение емкости суперконденсатора: .
Например, ес ли I SC _ SYS = 500 мА; VSC_INI = 2,7 В; VSC_FIN = 1,5 В, а tBKUP = 3,8 мс, емкость CSC примерно равна 2,3 мФ. Интегральное решение
Рис. 4. Начало диаграммы соответствует моменту, когда понижающий преобразователь заряжает суперконденсатор. В конце диаграммы повышающий преобразователь с помощью суперконденсатора подает напряжение питания системы VSYS и ток ISC_SYS
www.elcomdesign.ru
Для решения рассматриваемой задачи можно использовать реверсивный понижающий/повышающий стабилизатор напряжения MAX38888 [1] – первую микросхему семейства Continua. По своим характеристикам это компакт-
Рис. 5. Для зарядки суперконденсатора применяется понижающий преобразователь с напряжением VSC, а для разрядки – повышающий преобразователь с напряжением VSYS
MAX38888EVKIT [2], а для выбора суперконденсатора – соответс твующие инструменты. Выводы
Суперконденсаторы не предназначены для продолжительной замены батарей и не применяются в качестве сгла жив ающих и ли шунтирующих конденсаторов. Суперконденсаторы успешно восполняют недостаток в электроэнергии в течение нескольких миллисекунд или даже минут. Благодаря тому, что в батарейном питании переносных компьютеров, противопожарных щитов, электросчетчиков, систем бытовой автоматизации и фотоаппаратов применяются суперконденсаторы с очень высокой емкостью и очень
малым ESR, решаются многие общие проблемы резервного питания. Для увеличения эффективности работы суперконденсатора понижающе-повышающий стабилизатор передает энергию между суперконденсатором и системной шиной питания. Такой метод в случае отключения электроэнергии увеличивает допустимое время восстановления системы с нескольких микросекунд до более приемлемых значений в несколько миллисекунд или минут. Литература 1. MAX38888 2.5V–5.0V, 0.5A/2.5A Reversible Buck /Boost Regulator for Backup Power Applications. 2. MAX38888EVKIT Evaluation Kit for the MAX3888.
НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ
| IC Insights: число транзисторов в микросхемах продолжает расти по закону Мура |
Хотя темпы роста в некоторых категориях полупроводниковых изделий замедлились, одна из формулировок закона Мура – удвоение количества транзисторов в расчете на одну микросхему каждые два года – остается ориентиром, которому продолжает следовать отрасль. Во всяком случае, в этом уверены аналитики IC Insights, подготовившие очередной отчет на эту тему. В нем отслеживается динамика за последние пять десятилетий в сегментах DRAM, флэш-памяти, микропроцессоров и графических процессоров. Во всех сегментах увеличение степени интеграции следует кривой, предсказанной Муром. Аналитики отмечают, что в течение последних 10–15 лет на темпы роста числа транзисторов влияют такие факторы как энергопотребление и сложности масштабирования. Например, среднегодовой рост количества транзисторов в микросхемах памяти DRAM в начале 2000‑х гг. был близок к 45%, но постепенно замедлился примерно до 20%. Ежегодный рост плотности флэш-памяти оставался на уровне 55–60% в год до 2012 г., но с тех пор составляет около 30–35% в год. Количество транзисторов в микропроцессорах Intel для ПК росло примерно на 40% в год до 2010 г., но в последующие годы этот показатель снизился вдвое. В серверных процессорах Intel количество транзисторов почти прекратило увеличиваться в середине и конце 2000‑х гг., но затем рост возобновился на уровне около 25% в год. В процессорах Apple A количество транзисторов с 2013 г. растет на 43% в год, так что в процессоре A13 насчитывается 8,5 млрд транзисторов. https://russianelectronics.ru
электронные компоненты №03 2020
И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я
ное решение превосходит дискретные решения за счет меньшей потребляемой мощности и малого форм-фактора, т. к. использует только один дроссель (см. рис. 5). В случае, когда главная батарея на рисунке 5 отсутствует, повышающий преобразователь поддерживает напряжение VSYS (нагрузку системы) постоянным. После установки батареи в схему система возвращается в нормальный режим, а понижающий преобразователь перезаряжает суперконденсатор. Система нормально функционирует, если напряжение суперконденсатора меньше требуемой минимальной величины VSYS. Д ля анализа работы MA X38888 используется оценочный комплект
39
Конденсаторные преобразователи напряжения Евгений Дабуров, инженер
И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я
В статье рассматриваются преобразователи напряжения, построенные на цепях с переключаемыми конденсаторами. На взгляд автора, подобные топологии незаслуженно забыты и в настоящее время, с учетом наличия на рынке быстродействующих и экономичных силовых ключей, могут обрести «вторую молодость».
Конденсаторные, или как их еще называют, безындуктивные преобразователи напряжения используются относительно нечасто. На то есть свои причины – например, относительно небольшая выходная мощность и невысокий КПД. Однако в ряде случаев, когда требуется увеличить напряжение для небольшой нагрузки, а пульсации выходного напряжения не особенно критичны, использование подобных схем может оказаться весьма соблазнительной альтернативой. С хе м а о д н о го и з д и о д н о – к о н денсаторных каскадов, который о б е сп ечи в ае т в ы со ко е в ы ход н о е напряжение, приведена на рисунке 1а. Наиболее примечательным в этой схеме является то обстоятельство, что номинальные напряжения диодов и конденсаторов каждого каскада должны соответствовать напряжениям этого каскада, а не сумме напряжений всех предыдущих каскадов, хотя выходное напряжение цепочки каскадов (см. рис. 1б) равно именно суммарному напряжению всех каскадов, составляющих цепочку!
а)
б) Рис. 1. а) схема диодно-конденсаторного каскада; б) цепочки диодно-конденсаторных каскадов
Приведенные на рисунке 1 схемы, наверное, знакомы каждому радиолюбителю, и все же в двух словах напомним их принцип действия. При отрицательной полуволне правая обкладка конденсатора С1 (см. рис. 1а) заряжается до пикового напряжения полуволны за вычетом напряжения на диоде D1. При положительной полуволне конденсатор С1 оказывается последовательно включенным с вторичной обмоткой трансформатора, поэтому конденсатор С2 заряжается удвоенным напряжением за вычетом напряжения на диодах D1 и D2. При последовательном соединении нескольких
40 а)
б) Рис. 2. Схема зарядного насоса Диксона с: а) диодными каскадами; б) MOSFET
www.elcomdesign.ru
цепочек (см. рис. 1б) конденсаторы С2, С4 и С6 составляют последовательно соединенный стек конденсаторов, и напряжение всех конденсаторов суммируется. На основе описанной схемы появились разные модификации для работы с постоянным входным напряжением. Одна из таких схем – зарядный насос Диксона – показана на рисунке 2. Похожая схема используется в ИС EEPROM и флэш-памяти для увеличения напряжения питания. Благодаря ей стало возможным уменьшить внешнее питание этих микросхем до 1,8 В. Выходное напряжение N‑каскадной схемы описывается уравнением (1):
Рис. 3. Результат моделирования в LTspice трехкаскадного зарядного насоса Диксона
VOUT = VIN(N+1) – (N+1)VF, (1)
лельно и подключены к выходу схемы. Таким образом, входное напряжение уменьшается в два раза. Для уменьшения размера конденсаторов можно увеличить рабочую частоту; при этом, однако, возрастут коммутационные потери. Еще одним фактором, ограничивающим рабочую частоту, является постоянная времени заряда конденсаторов, которая ограничена выходным сопротивлением источника входного напряжения V IN , сопротивлением открытого канала ключей и эквивалентным последовательным сопротивлением (ESR) конденсаторов. В практической схеме, возможно, следует предусмотреть мягкий пуск, чтобы ограничить пусковой ток. В противном случае не исключено срабатывание защиты от максимального тока.
И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я
где V F – прямое падение напряжения на диоде. Для повышения выходного напряжения можно вместо диодов использовать MOSFET с низким сопротивлением канала в открытом состоянии, но при этом несколько возрастет стоимость решения. На рисунке 3 показан результат моделирования в LTspice трехкаскадного зарядного насоса Диксона. На рисунке 4 показана схема зарядовых насосов с плавающими или переключающимися конденсаторами. Такое название обусловлено тем, что при коммутации в некоторые моменты времени конденсаторы извлекаются из схемы и оба их конца «висят в воздухе». Необ-
ходимо, чтобы между коммутациями было мертвое время. Эту универсальную топологию можно использовать не только для усиления, но и для уменьшения, а также для инвертирования напряжения. Как правило, эту топологию компании производители применяют для построения безындуктивных DC/DC-преобразователей. В фазе 1 ключи SW1 и SW2 замкнуты (см. рис. 4), а ключи SW3 и SW4 разомкнуты; при этом конденсаторы С1 и С2 соединены последовательно и подключены к источнику входного напряжения. Каждый конденсатор заряжается до половины входного напряжения. Во второй фазе картина меняется на противоположную: ключи SW1 и SW2 разомкнуты, а SW3 и SW4 – замкнуты. В этом случае конденсаторы С1 и С2 соединены парал-
41
а)
б)
Рис. 4. Схема зарядового насоса с плавающими конденсаторами
электронные компоненты №03 2020
Рис. 5. Схема инвертирования напряжения
И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я
Рис. 6. Упрощенная схема высоковольтного инвертирующего преобразователя
42
а)
б)
в)
Рис. 7. Этапы работы схемы, показанной на рисунке 6
www.elcomdesign.ru
Примечательной особенностью этой схемы является ее обратимость. Если поменять местами входы и выходы и на выход VOUT подать входное напряжение, то на выводе VIN схемы появится удвоенное напряжение. В этом случае заряжаются параллельно соединенные конденсаторы С1 и С2, а выходное напряжение снимается с последовательно соединенных конденсаторов. Заметим, что максимальный выходной ток в этом случае меньше, чем в случае понижения напряжения. Для схемы, представленной на рисунке 4, пр и низко м со пр от ив л ении открытых каналов ключей SW1, SW2, SW3 и SW4 величина КПД достигает 90%. Следует учесть, что при использовании N‑канальных MOSFET для управления ключей высокой стороны понадобится
и ток дросселя начинает протекать через конденсатор С1 через диод D1. При выключении диода из-за восстановления его обратной проводимости ток в контуре меняет направление. И, наконец, в третьем интервале d3, когда конденсатор С1 заряжен током дросселя и его напряжение превышает выходное напряжение, энергия передается от конденсатора С1 к конденсатору С2. Ток протекает через диод D2, пока напряжения на конденсаторах С1 и С2 не сравняются. При этом ток дросселя продолжает протекать через вну тренний диод силового к люча MOSFET. Подробная временная диаграмма рассмотренной выше схемы, показана на рисунке 8. Для режима с прерывистыми токами расчетные соотношения для схемы, приведенной на рисунке 6, следуют из формулы (2), оценивающей необходимый запас энергии в дросселе в течение интервала времени d1. , (2)
Рис. 8. Временная диаграмма схемы, показанной на рисунке 6
большее напряжение, чем VIN. В этом случае придется использовать удвоитель напряжения (см. рис. 1). Меняя схему коммутации ключей, можно получить источник отрицательного напряжения, а с помощью дополнительных конденсаторов и ключей можно изменять коэффициент передачи напряжения. При необходимости только инвертировать напряжение применяется простейшая схема, показанная на рисунке 5. Импульс тактирования заряжает конденсатор С1 через диод D2. В паузе между импульсами, когда потенциал на входном выводе близок к потенциалу земли, конденсатор С1 разряжается по цепи «С1 – вывод «Вход» – С2 – D1». Таким образом, на верхней обкладке конденсатора, связанной с выходным электродом, появляется отрицательный заряд. Существует еще одна интересная топология для получения высоковольтного отрицательного напряжения. Ее упрощенная схема показана на рисун-
, (3)
ке 6. Заметим, что в этой схеме ключ Q1 контроллера (для простоты контроллер не показан на схеме) жестко «привязан» к земле, в то время как в других подобных схемах его потенциал «плавает» между входным и выходным выводами. Соответственно, и выходное напряжение в таких схемах ограничено максимальным напряжением питания контроллера за вычетом входного напряжения. В схеме на рисунке 6 это ограничение отсутствует – она работает в режиме прерывистой проводимости. Работ у с хемы можно разделить на три интервала (см. рис. 7). В первом интервале d1 (см. рис. 7а) силовой MOSFET включен, ток через дроссель нарастает, и в нем запасается энергия. Конденсатор С2 отдает запасенную энергию в нагрузку. Поскольку схема рассматривается в установившемся режиме, мы полагаем конденсатор С1 заряженным, т. е. ток через него не течет. В следующем интервале времени d2 силовой MOSFE T вык лючаетс я,
где: Т = 1/f – период цикла коммутации. Длительность интервала времени d2 рассчитывается следующим образом:
. (4) Последний интервал времени d3 определяется из простого соотношения (5): d3 = Т – (d1 + d2). (5) В этом кратком обзоре мы хотели напомнить разработчикам о незаслуженно, на наш взгляд, забытых решениях, которые могут облегчить жизнь при проектировании систем питания для случаев, когда не требуется высокая стабильность выходного напряжения и минимальные значения линейных и нагрузочных регулировочных характеристик.
электронные компоненты №03 2020
И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я
где: I PK – пиковый ток индуктивности; L – индуктивность дросселя; f – частота коммутации; K – КПД преобразователя; VOUT – выходное напряжение; RLOAD – сопротивление нагрузки. Опуская ряд промежуточных алгебраических преобразований, приведем расчетные соотношения для выбора компонентов схемы. Длительность интервала времени d1 определяется из (3):
43
Компактные источники питания Power-on-Package от Vicor для процессорных микросхем Пол Йеман (Paul Yeaman), директор по разработке приложений
И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я
Кристаллы искусственного интеллекта (ИИ) и еще целый ряд компьютерных микросхем (XPU) при низком напряжении питания требуют токов в сотни ампер. Чем большие токи проходят по шинам питания к ядру процессора, тем больше потери энергии, которые накладывают ограничение на производительность XPU и общую эффективность системы в целом. Итогом 10‑летней работы компании Vicor стали новые модули питания Power-on-Package, которые устанавливаются в миллиметре от токоприемника, позволяя сократить потери на передачу мощности в среднем на 25%, увеличить компактность энергосистемы и повысить ее экономическую эффективность.
44
Недавние достижения в области вычислительных систем для искусственного интеллекта привели к значительному увеличению потребности в мощной обработке. XPU (ЦП, GPU, сложные ПЛИС или ASIC) для систем ИИ, использующие множество ядер и миллиарды транзисторов, потребляют многие сотни ампер, что усложняет решение задачи по энергопитанию. Однако в распоряжении инженеров, создающих системы на кристаллах с высокой плотностью, которым требуется также большая мощность при малых напряжениях, появилась новая технология, упрощающая подачу питания кристаллам. В технологии PoP (Power-on-Package) используется вертикальный монтаж интегральных схем, когда один или несколько компонентов устанавливаются поверх друг друга, благодаря чему значительно повышается плотность электронных компонентов на плате. В результате питание поступает непосредственно на подложку XPU (см. рис. 1). Такое решение повышает производительность процессоров XPU и вычислительных систем в целом. По мере развития полупроводниковых технологий требования к питанию ядер процессоров существенно изменились. Напряжение питания ядра уменьшилось с 5 до 3,3 В, затем до 1,8 В, а к настоящему времени оно стало меньше 1 В. Соответствующее сокращение размера транзистора или вентильного элемента позволило размещать больше логических вентилей на кристалле, что потребовало установить тепловые ограничения для многих сложных устройств. Количество тепла, которое рассеивает корпус, определяет плотность элементов в кристалле. Поскольку расчетная тепловая мощность (Thermal Design Power, TDP) часто намного превышает 100 Вт, а напряжение питания упало, соответственно, резко возросла величина потребляемого тока. Это увеличение настолько значительное, что уровни тока в несколько сотен ампер больше не являются чем-то исключительным. Как правило, питание XPU с многофазным регулированием осуществляется с помощью распределительной шины 48 В, но обеспечение тока в сотни ампер является чрезвычайно сложной задачей. Поскольку на долю выходных каскадов логических вентилей приходится большая часть очень малого напряжения питания, его источник должен быть не только очень стабильным, но и генерировать предельно низкий уровень собственных помех во избежание переходных процессов напряжения, которые могут вызвать ложные срабатывания.
www.elcomdesign.ru
Рис. 1. Решение Power-on-Package позволяет по-другому реализовать подачу питания микросхемам XPU на финальном участке
При токах в сотни ампер даже самое небольшое сопротивление в цепи питания может вызвать недопустимое падение напряжения, нарушение работы устройства или приложения в целом. Большие токи в тракте подачи питания процессору приводят к дополнительным нежелательным тепловым потерям мощности, которые определяются как I2R. Кроме того, микросхемы XPU часто включают и выключают процессорные ядра или другие большие сегменты логики в наносекундных интервалах, генерируя большие изменения в требуемом токе, которые должна обеспечить схема питания без нежелательных переходных эффектов с сохранением стабильности подаваемого на процессор напряжения. PoP-решение объединяет разные, но взаимосвязанные между собой подходы в схеме источника питания: разделение функций преобразования напряжения и стабилизация, а также постепенное приближение последнего каскада системы питания к нагрузке. Стремясь найти более эффективные и высокопроизводительные энергосистемы, компания Vicor усовершенствовала модули и факторизованную архитектуру электропитания (Factorized Power Architecture, FPA), сделав ряд шагов для реализации нынешнего PoP-решения. В результате этих мер возросла эффективность использования FPA-архитектуры в современных высокопроизводительных суперкомпьютерах, в т. ч. в системах ИИ с большой вычислительной мощностью.
а)
б)
Рис. 2. а) стандартный конечный участок, по которому подается питание на процессорное ядро; б) PoP-решение от компании Vicor, обеспечивающее стабилизацию и преобразование на подложке XPU
д ля процессора, обеспечиваемые источником питания с меньшим током и более высоким напряжением. Питание поступает через контакты подложки/корпуса XPU и подается через нее или печатную плат у с микро с хемой XPU. Тако е расположение дает несколько явных преимуществ. Во‑первых, обеспечивается большой пиковый ток на отрезке от модульного умножителя тока к XPU; во‑вторых, очень малое сопротивление на этом участке позволяет уменьшить потери I2R, и, в‑третьих, очень низкая индуктивность позволяет улучшить характеристику умножителя в переходных процессах. Этот участок длиной в несколько миллиметров в тракте питания XPU называется «последним дюймом» (см. рис. 2). В стандартных решениях сопротивление медных печатных проводников этого участка и выводов корпуса составляет всего несколько сотен микроом. Однако в случае высокопроизводительного блока питания XPU, рассчитанного на потребление тока в 200 А, на проводнике длиной всего 10 мм при сопротивлении 500 мкОм падение напряжения достигает 100 мВ, т. е. более чем 10% от величины напряжения шины питания. Более того, тепловые потери I 2 R в этом случае добавляют еще 20 Вт тепла, генерируемого вблизи микросхемы XPU. Чтобы от них избавиться, технология PoP позволяет размещать MCM-умножитель на корпусе устрой-
ства, чтобы при более высоком напряжении и пониженных уровнях тока сохранить всю мощность, поступающую на XPU через материнскую плату. Таким образом, потери на печатной плате уменьшаются. Кроме того, экономится расход меди на слои питания печатной платы. Единственный способ обеспечить достаточно низкоимпедансный путь в отсутствие преобразователя на подложке – назначить много выводов микросхемы для подключения шины питания ядра. В том с лучае, когда MCM-умножитель установлен на подложку XPU, величина тока питания, поступающего с платы на корпус XPU, как правило, равна 1/50 от значе ния, необходимого для питания ядра. В результате в 10 раз уменьшается количество выводов, предназначенных для питания корпуса XPU. Как и в традиционном решении с архитек т урой FPA, в системе с использованием технологии PoP блок предварительной стабилизации напряжения находится перед умножителем тока (см. рис. 3). Функциональность схемы при этом делится между двумя устройствами. Одно из них является повышающим/понижающим модулем предварительной стабилизации (PreRegulator Module, PRM) или драйвером, который из напряжения входной шины распределенной архитектуры формирует стабилизированное напряжение
Рис. 3. Схема факторизованной архитектуры электропитания, изначально применявшаяся в модулях PRM и VTM компании Vicor. В PoP-решении с архитектурой факторизованной мощности модули MCD и MCM оснащены функциями предварительной стабилизации (PRM) и трансформации напряжения (VTM)
электронные компоненты №03 2020
И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я
Особеннос тью данной архитектуры является возможность комбинировать и перес тавлять мес тами основные функции преобразователя энергии – трансформацию напряжения, его стабилизацию и гальваническую развязку. Архитектура FPA позволяет переместить функцию гальванической развязки в точку нагрузки. Для получения стабильного напряжения на нагрузке в архитектуре с промежуточной шиной питания (Intermediate Bus Architecture) стабилизация осуществлялась в выходном каскаде. В архитектуре FPA стабилизируется напряжение промежуточной шины, а требуемое напряжение на нагрузке обеспечивается путем его трансформации. В архитектуре FPA более высокое напряжение величиной 48 В распределяется по всей системе и материнской плате с его одноступенчатым преобразованием для точки нагрузки (point-ofload, POL). В традиционно используемых отраслевых решениях такой высокий коэффициент преобразования обеспечить трудно. Компания Vicor разработала топологию SAC (Sine Amplitude Converter), которая эффективно реализует очень большие коэффици енты с низкими потерями и малыми собственными шумами. В схеме SAC силовые МОП-транзисторы переключаются только в точках пересечения нулевого напряжения и тока, что практически исключает потери при коммутации и помехи. Частота переключения также может быть высокой, что минимизирует потребность в большой по номиналу выходной фильтрующей емкости и упрощает преобразование. В PoP-решении модульный умножитель тока (Modular Current Multiplier, MCM) устанавливается на подложку с кристаллом XPU. Этот умножитель выполняет единственную функцию DC/DC-преобразователя: генерирует низкое напряжение и большой ток
45
промежуточной шины (Factorized Bus). Второе устройство, называемое модулем трансформации напряжения (Voltage Transformation Module, VTM), или умножителем тока MCM, преобразует напряжение промежуточной шины до уровней, необходимых системе, обеспечивает гальваническую развязку и повышает рабочий ток. Модуль VTM является DC/DC-преобразователем с фиксированным коэффициентом преобразования. В основную FPA-конфигурацию введена обратная связь, позволяющая модулю PRM регулировать напряжение промежуточной шины при помощи сигнала, снимаемого с последнего PoL-преобразователя (удаленное регулирование). Можно также получать управляющий сигнал с самого модуля VTM (адаптивное регулирование), осуществлять мониторинг выходного сигнала модуля PRM (локальное регулирование) или полагаться на свойственную модулям стабильность (разомкнутый контур регулирования). Чтобы обеспечить подходящий физический формат для монтажа на подложку XPU, специалисты компании Vicor усовершенствовали методы, применяемые в модулях VI Chip, разработали и сконфигурировали специальный корпус SM–ChiP
под поверхностный монтаж с малым импедансом выводов (см. рис. 4). Модуль MCM3208S59Z01A6C00 имеет размеры 32×8 мм и высоту 2,7 мм. Пара таких модулей обеспечивает ток 2×160 А и пиковый ток 2×320 А, подаваемый модулем драйвера MCM MCD3509S60E59D0C01 (размером 35×9×4,9 мм) на главной плате. При этом средняя мощность составляет 400 Вт, а пиковая – 600 Вт. Для более высоких токов предлагаются два модуля MCM4608S59Z01B5T00 (46×8×2,7 мм), каждый из которых рассчитан на продолжительный ток 300 А и пиковый 500 А, что позволяют системе достичь пикового значения тока 1 кА. Прилагаемый к модулям MCM4608S59Z01B5T00 драйвер MCD4609S60E59H0T00 (46×9×4,9 мм) устанавливается на материнскую плату и обеспечивает среднюю мощность 650 Вт при пиковой мощности 1000 Вт. Требования обеспечить большой ток питания, предъявляемые суперкомпьютерами последнего поколения, побуждают к переосмыслению способов подачи питания. Теперь, когда даже один дюйм расстояния от стабилизатора напряжения до микросхемы XPU является критическим фактором, определяющим потери мощности, решение Power-on-Package обеспечивает высокую эффективность и высокую плотность подачи энергии, что очень важно для мощных XPU. Power-on-Package устраняет барьеры в традиционных решениях по питанию за счет более высокого распределенного напряжения (48 В) и возможности его преобразования на финальном участке, примыкающем к XPU, что эффективно решает проблему последнего дюйма системы питания.
И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я
Пример использования технологии PoP в суперкомпьютерах
Рис. 4. В корпусе SM-ChiP используется ламинированная конструкция и прямое соединение для поверхностного монтажа с подложкой и выводной рамкой XPU
46
Рис. 5. Суперкомпьютер Gyoukou с жидкостным охлаждением ZettaScaler-2.2
www.elcomdesign.ru
Gyoukou (произносится как «Гёко») – суперкомпьютер, разработанный компаниями ExaScaler и PEZY Computing. Gyoukou основан на технологии ZettaScaler‑2.x от ExaScaler, в которой используется система охлаждения путем погружения в жидкость (см. рис. 5). Суперкомпьютер Gyoukou находится в ведении Йокогамского научно-исследовательского института
JAMSTEC (Японское агентство морских наук и технологий). В одном из регулярно обновляемых рейтингов Top500, который оценивает введенные в эксплуатацию суперкомпьютеры по всему миру, компьютер Gyoukou, модернизированный в 2017 г. с использованием новой системы ZettaScaler‑2.2, по состоянию на ноябрь того же года занял 5‑е место с вычислительной мощностью 19,1 Пфлопс. В рейтинге Green500, который учитывает потребляемую энергию по отношению к вычислительной мощности, он занял четвертую позицию с показателем 14,1 Гфлопс/Вт. Система отвода тепла является ключевой частью архитектуры суперкомпьютера. Процессорные кластеры суперкомпьютера Gyoukou охлаждаются погружением в несколько резервуаров с циркулирующей диэлектрической жидкостью Fluorinert на основе фторуглерода, передающей тепло на внешние теплообменники. Каждый резервуар вмещает 256 процессоров, использующих высокоэффективную архитектуру распределения энергии с высокой плотностью факторизованного питания от шины 48 В. Процессоры PEZY поставляются в комплекте с модульными умножителями тока компании Vicor в исполнении PoP, которые обеспечивают умножение тока от шины, понижая 48 В до напряжения питания процессоров XPU (см. рис. 6). Суперкомпьютер Gyoukou базируется на 16‑ядерных процессорах Intel Xeon D‑1571 и дополнительных ускорителях PEZY-SC2. Каждый вычислительный модуль PEZY-SC2 содержит 2048 блоков MIMD (Multiple Instruction Multiple Data), которые работают на частоте до 1 ГГц. В компьютере используется встроенная трехслойная кэш-память. Модуль предварительной стабилизации MCD компании Vicor подает питание от 48‑В шины на подложку XPU и массив памяти DDR4. Мощ-
ность питания каждого модуля в такой конфигурации равна 130 Вт. На каждой раме расположены 32 модуля, образуя блок. Восемь блоков погружены в резервуар. Это значит, что на каждый резервуар приходится более 33 кВт мощности при напряжении шины 48 В. Суммарное количество блоков равно 26. Архитектура факторизованного питания, реализованная с помощью решения Power-on-Package, гарантирует, что максимальная доля генерируемого тепла является результатом непосредственного функционирования суперкомпьютера, а наименьшая обусловлена потерями в цепях питания.
СОБЫТИЯ РЫНКА
| Утвержден первый национальный стандарт в области АСУ ТП |
Федеральное агентство по техническому регулированию и метрологии (Росстандарт) утвердило национальный стандарт Российской Федерации ГОСТ Р МЭК 61513–2020 «Системы контроля и управления, важные для безопасности атомной станции. Общие требования», разработанный при участии экспертов АО «Русатом Автоматизированные системы управления» (АО «РАСУ», дочерняя компания Госкорпорации «Росатом»). Дата введения в действие нового документа – 1 июля 2020 г. Новый стандарт заменит ГОСТ Р МЭК 61513–2011 «Атомные станции. Системы контроля и управления, важные для безопасности. Общие требования» и устанавливает требования к системам контроля и управления (СКУ), необходимые для обеспечения безопасности АЭС, а также требования и рекомендации к общей архитектуре СКУ. Разработка документа велась на базе созданного в 2018 г. подкомитета № 7 (ПК 7) «Автоматизированные системы управления технологическими процессами АЭС» в составе ТК 322 «Атомная техника». В разработке стандарта также принимали участие представители ключевых организаций отрасли и компаний внешнего рынка, например НИЦ «Курчатовский институт», ИПУ РАН, АО «АСЭ», АО «Концерн Росэнергоатом», АО «ВНИИАЭС» и других организаций. Всего за время работы над содержанием стандарта было получено и отработано более 300 предложений и замечаний. Новый стандарт адаптирован под последние версии документов МАГАТЭ и МЭК. Он применим к СКУ новых АЭС, а также к реконструируемым и модернизируемым СКУ действующих станций. В настоящий момент на финальной стадии утверждении в Росстандарте находятся еще два стандарта, регламентирующие работу органов управления оператора и резервного пункта управления для останова реактора без доступа к блочному пункту управления. https://russianelectronics.ru
электронные компоненты №03 2020
И с т о ч н и к и и м о д у л и п и та н и я
Рис. 6. Умножители тока Vicor на базовом вычислительном элементе суперкомпьютера Gyoukou расположены рядом с кристаллом XPU
47
Высокоскоростные преобразователи данных для связи 5G Михаил Соколов, инженер Высокоскоростные преобразователи данных позволяют оцифровывать или генерировать сигналы непосредственно на радиочастотах. Эти устройства можно использовать вместо традиционных РЧ-компонентов, к которым относятся смесители и гетеродины с цифровой обработкой данных. Кроме того, благодаря использованию преобразователей с РЧ-выборкой, работающих на скоростях в несколько Гвыб/с в нескольких полосах в приложениях сотовой связи, сокращаются размеры и энергопотребление оборудования. В результате уменьшается количество выносных радиоблоков (RRH) на каждой базовой станции. АЦП с РЧ-выборкой для многополосных приемников
В традиционных радиоархитектурах используется либо схема с сигналом промежуточной частоты (ПЧ) (см. рис. 1а), либо с нулевой ПЧ (см. рис. 1б). В первой из них сигнал с антенны усиливается и преобразуется с понижением частоты с помощью смесителя до ПЧ,
которая, как правило, составляет около 10% от исходной РЧ. Усилитель с регулируемым усилением усиливает сигнал ПЧ, который проходит через полосовой фильтр до оцифровки в аналого-цифровом преобразователе (АЦП). Схемы ПЧ обычно состоят из дискретных компонентов, поскольку в них трудно интегрировать фильтр ПЧ.
АЦП и ЦАП
а)
48 б)
в) Рис. 1. Схема с: а) сигналом промежуточной частоты; б) нулевой ПЧ; в) РЧ-выборкой
www.elcomdesign.ru
В схеме с нулевой ПЧ аналоговый к в а д р а т у р н ы й д е м о д у л я т о р ус и ливает РЧ - сигна л и понижает его частоту до основной полосы. После фи льтрации с дво енный АЦП пр е образует комплексный аналоговый сигнал в цифровой. Приемник со схемой с нулевой ПЧ допускает инте грирование сигнала, учитывая АЦП
Таблица 1. Сравнение архитектур счетверенного приемника на частоте 2,6 ГГц Параметр
С ПЧ
С нулевой ПЧ
РЧ-выборка
7
2
1
2×60×40 мм
2×12×12 мм
17×17 мм
8,5 Вт
5,4 Вт
7,5 Вт
14
4
1
4×60×40 мм
4×12×12 мм
17×17 мм
17 Вт
10,8 Вт
7,5 Вт
Однополосная система Кол-во активных компонентов Размер Рассеиваемая мощность
Двухполосная система Кол-во активных компонентов Размер Рассеиваемая мощность (четыре канала приемника)
Данные из спецификаций (макс. усиление) Коэффициент шума
11 дБ
13 дБ
19 дБ
IIP3
7 дБм
22 дБм
23 дБм
IIP2
неприменимо1
45 дБм
неприменимо1
Внутриполосный SFDR
83 дБн
73 дБн
80 дБн
Искажения в боковой полосе (скорректированные)
отсутствует
75 дБн
отсутствует
Проникновение паразитного сигнала гетеродина
отсутствует2
–85 дБ полной шкалы
нет гетеродина
Фазовый шум ФАПЧ (смещение – 1 МГц)
–135 дБн/Гц
–123 дБн/Гц
–126,7 дБн/Гц
да
да
единый доступ к динамическому спектру для обеих полос
Двухполосное управление усилением 1 2
В полосе отсутствует искажение 2-го порядка. Паразитный сигнал гетеродина в полосу не проникает.
но его показатели хуже в присутствии помех. В дву хполосной системе можно использовать тот же аналоговый входной блок с РЧ-выборкой, что лишь минимально увеличит рассеиваемую мощность. У архитектур с ПЧ и нулевой ПЧ, применяемых в одно- и двухполосной системах, количество компонентов, размеры решений и рассеиваемая мощность в два раза больше. Преимущества однополосной схемы становятся еще более ощутимыми при добавлении третьей или четвертой полосы. У а рх и т е к т у р ы с РЧ - в ы б о р ко й несколько более высокой коэффициент шума, чем в случае схем с ПЧ или нулевой ПЧ. Следовательно, у малошумящего усилителя (МШУ), установленного перед аналоговым входным блоком с РЧ-выборкой, коэффициент усиления должен быть больше, чтобы уменьшился коэффициент шума всей системы. Поскольку аналоговый входной блок с РЧ-выборкой принимает полезные сигналы малого уровня в присутствии большой помехи, его динамический диапазон без паразитных составляющих (SFDR) внутри полосы лучше, чем у схемы с нулевой ПЧ, и ниже уровень искажений в боковой полосе. Однако у дискретной схемы с ПЧ имеетс я несколько преимущес тв, к числу которых относятся SFDR и фазовый шум. Еще одним преимуществом
является возможность использования узкополосного фильтра ПЧ, например ПАВ‑фильтра, который существенно подавляет внеполосные помехи. В приложениях с многополосной РЧ-выборкой встроенный цифровой шаговый аттенюатор на входе одновременно управляет уровнем входного сигнала во всех полосах, хотя имеется возможность использовать отдельные внешние усилители с регулируемым КУ для каждой полосы. Наличие большой помехи в одной полосе, которую следует подавить в большей степени, влияет на шум в другой полосе, что уменьшает уровень чувствительности системы. Применение двух раздельных однополосных приемников позволяет независимо регулировать КУ в каждой полосе так, чтобы источник помех в одной полосе не влиял на чувствительность в другой полосе. ЦАП с РЧ-выборкой в многополосных передатчиках
Далее мы рассмотрим использование в передатчике (нисходящем канале) ЦАП с РЧ-выборкой. На рисунке 2а показана сигнальная цепь на базе архитектуры с нулевой ПЧ. Сдвоенные ЦАП генерируют комплексный аналоговый сигнал, который преобразуется с повышением частоты с помощью аналогового квадратурного модулятора и гетеродина
электронные компоненты №03 2020
АЦП и ЦАП
и НЧ-фильтры, работающие в основной полосе частот. На р и с у нке 1в п ок аз ана с хе м а с РЧ-выборкой. У этой схемы – тот же функционал, но каскады смесителя и основной полосы частот являются цифровыми. Они осуществляют прямое цифровое преобразование РЧ-сигнала с антенны после усиления и фильтрации. Добавление второй полосы в схему с ПЧ или нулевой ПЧ, как правило, требует второй сигнальной цепи с дополнительными компонентами, что обусловлено ограничениями на ширину полосы частот. Для сравнения: производительность одного АЦП с РЧ-выборкой, работающего на скорости в несколько Гвыб/с, позволяет оцифровывать сигналы в нескольких радиочастотных полосах. В таких случаях добавление двух и более полос требует только дополнительных преобразователей с понижением частоты для преобразования добавленных полос в сигналы основной полосы. Разумеется, схемы с РЧ-выборкой не с тали бы привлекательными, если бы их производительность и рассе и в а е м а я м о щ н о с т ь б ы л и х у ж е, чем у архитектур с ПЧ или нулевой ПЧ. Поскольк у применение КМОПтехнологии позволило повысить скорость обработки данных и уменьшить мощнос ть цифровых цепей, у АЦП с РЧ-выборкой – схожая производительность при меньшей мощности, чем у традиционных архитектур. В таб лице 1 ср авнив аютс я т р и рассматриваемые архитектуры для си с те м ы из че т ыр е х пр и е м нико в с шириной полос по 100 МГц. В традиционной архитектуре применяются компоненты TRF37B32, LMH6521, ADC16DX370 и LMX2581 от компании Texas Instruments. Значения параметров оценочного модуля TSW16DX370EVM взяты из руководства пользователя. Для архитектуры с нулевой ПЧ данные были взяты из спецификации стандартного двухканального интегрального приемопередатчика в режиме приема, а в случае схемы с РЧ-выборкой – данные для приемной стороны четырехканального трансивера с 9‑Гвыб/с ЦАП и 3‑Гвыб/с АЦП. Несколько ключевых рабочих параметров из таблицы 1 использовались в качестве отправных на частоте 2,6 ГГц. Из таблицы 1 видно, что в однополосных приложениях размеры трансивера с аналоговым входным блоком с РЧ-выборкой и двух двухканальных трансиверов с нулевой ПЧ приблизительно одинаковы, а у трансивера с дискретной архитектурой ПЧ – в 10 раз больше. Потребляема я мощнос ть у трансивера с нулевой ПЧ на 28% ниже,
49
а)
б)
АЦП и ЦАП
Рис. 2. Схемы с: а) нулевой ПЧ; б) РЧ-выборкой
50
в РЧ-сигнал. На рисунке 2б показана схема с РЧ-выборкой: при той же функциональности квадратурная модуляция осуществляется в цифровом виде путем смешения комплексного сигнала с сигналом генератора с цифровым управлением (NCO). Чтобы добавить вторую полос у в схему с нулевой ПЧ, можно использовать либо цифровую комбинацию двух полос, для чего потребуется исходный сигнал с очень широкой полосой пропускания (что нецелесообразно для полос с разделением более 300 МГц из-за несоответствия между компонентами квадратурной модуляции I/Q), либо задействовать вторую сигнальную цепь. Приложениям с РЧ-выборкой требуется только второй цифровой преобразователь сигналов с повышением частоты (относительно небольшая цепь, реализованная по КМОП-процессу) для генерации сигнала перед блоком ЦАП. Для реализации дополнительных полос количество цифровых преобразователь сигналов с повышением частоты легко наращивается. Разумеется, схема с РЧ-выборкой не используется в тех случаях, если ее производительность и величина рассеиваемой мощности ниже, чем у схемы
www.elcomdesign.ru
с нулевой ПЧ. Благодаря тому, что КМОП-технология увеличила скорость и уменьшила рассеиваемую мощность цифровых цепей, эффективность ЦАП с РЧ-выборкой и меньшей мощностью сравнялась с показателями традиционных архитектур. В таблице 2 сравниваются параметры системы с двумя передатчиками, построенной на схеме с нулевой ПЧ и на схеме с РЧ-выборкой. В состав традиционной
схемы входят компоненты DAC38J84, TRF3722 и TRF3705 от компании TI (данные взяты из руководства пользователя исходного проекта TSW38J84), а в системе с РЧ-выборкой применяются двухканальные ЦАП со скоростью 9 Гвыб/с. В качестве эталонного значения для динамического диапазона в этой архитектуре используются коэффициенты утечки в соседний (ACLR) и альтернативный (alt-ACLR) каналы для сигнала WCDMA (широкополосный
Таблица 2. Параметры системы на схемах с нулевой ПЧ и с РЧ-выборкой Параметр
Схема с нулевой ПЧ
РЧ-выборка
Однополосная система Кол-во активных компонентов Размер
3
1
45×70 мм
10×10 мм
3,37 Вт
3,01 Вт
Рассеиваемая мощность
Двухполосная система Кол-во активных компонентов
6
1
45×140 мм
10×10 мм
6,74 Вт
3,4 Вт
Выходная мощность
–8 дБм
–6 дБм
WCDMA ACLR
73 дБн
75 дБн
WCDMA alt-ACLR
81 дБн
78 дБн
Подавление в боковой полосе (нескорректированное)
40 дБн
нет боковой полосы
Размер Рассеиваемая мощность
Рабочие параметры
множественный доступ с кодовым разделением каналов). Чем эти коэффициенты выше, тем лучше. Сравнение схем с нулевой ПЧ и РЧ-выборкой на частоте 1,8 ГГц
Даже по сравнению с оптимизированным размером системы на основе архитектуры с нулевой ПЧ у схемы с РЧ-выборкой – большие преимущества по габаритам, рассеиваемой мощности и другим параметрам (см. табл. 2). При использовании трех–четырех полос преимущества становятся еще заметнее. На рисунке 3 показан выходной спектр ЦАП DAC38RF83, передающего LTE-сигналы в полосе шириной 20 МГц в 3GPP-диапазонах 1, 3 и 7. Интервалы между сигналами составляют 830 МГц. У Ц АП с РЧ-выборкой, которые генерируют многополосные сигналы в диапазоне в несколько ГГц, имеются некоторые ограничения. Главное из них заключается в ширине полосы и КПД усилителей мощности (УМ), которые обычно используются в системах с выносными радиомодулями. Недавние успехи, достигнутые в области совершенствования нитридо-галлиевой технологии, позволяют усилителям мощности работать в полосах частот, разделенных на 300–400 МГц. Ожидается, что в дальнейшем разделение между полосами станет исчисляться гигагерцами. Да ле е мы сравни м пер е д атчик с прямой РЧ-выборкой и схему с аналоговым РЧ-сигналом. Кроме того, мы рассмотрим преимущества передатчика на основе ЦАП с прямой выборкой. Передатчики аналогового комплексного сигнала ПЧ
Для работы с комплексным цифровым входным сигналом обычно используется LVDS-интерфейс для двух каналов данных – синфазного (I) и квадратурного (Q). В некоторых приложениях применяется интерполяция комплексных I‑ и Q‑сигналов с помощью коэффициента R. Интерполяция смягчает требования к аналоговому фильтру и позволяет уменьшить внутриполосный шум. Цифровой модулятор комплексного сигнала и генератор с цифровым управлением осуществляют микширование сигналов. Сдвоенные ЦАП преобразуют цифровые ПЧ-несущие I и Q в аналоговые сигналы. В аналоговой области два параллельных сигнала проходят через НЧ-фильтры и пост упают в соответствующие I‑ и Q‑смесители. В эти смесители поступают сигналы с I‑ и Q‑каналов гетеродина. В результате объединения двух сигналов в суммирующем модуле образуется комплексный модулированный сигнал на требуемой частоте.
При использовании этой стандартной архитектуры передатчика появляются искажения в гетеродине. Перед каскадом, усиливающим напряжение, установлен полосовой или ПАВ‑фильтр, который уменьшает амплитуду нежелательного искажения. Спад амплит удн о - час тот н о й хар ак тер и с т ик и фильтра после частоты среза должен быть дос таточно кру тым, а час то та гетеродина – стабильной, чтобы уменьшить нежелательные искажения в боковой полосе частот (на частоте f ГЕТ – f ПЧ), не ухудшив полезный сигнал (см. рис. 5а). Как видно из рисунка 5а, любое фазовое несоответствие или отклонение коэффициента усиления от идеального значения между I‑ и Q‑трактами аналогового сигнала становится причиной появления искажений в боковой полосе. Кроме того, сигнал гетеродина может просочиться сквозь каскад смесителя и появиться в выходном РЧ-сигнале
Рис. 4. Структурная схема РЧ-передатчика аналогового комплексного сигнала ПЧ
электронные компоненты №03 2020
АЦП и ЦАП
В традиционных архитектурах передатчиков используется местный гетеродин и смеситель для генерации сигнала с ПЧ. На рисунке 4 представлена базовая структурная схема передатчика аналогового комплексного сигнала ПЧ.
Рис. 3. Выходной спектр ЦАП DAC38RF83 с тремя 3GPP-полосами
51
а)
б)
Рис. 5. а) неидеальные искажения от аналогового РЧ-передатчика (а) и от идеальных искажений от РЧ ЦАП с прямой выборкой (б)
в виде утечки. Эти неидеальные искажения ухудшают эффективность аналоговой системы, поскольку для их подавления требуются дополнительные фильтры и схемы калибровки, что, в свою очередь, повышает сложность и стоимость решения. У такой архитектуры – ограниченная полоса пропускания выходного сигнала, поскольку частота выборки на входе сдвоенного ЦАП с интерполяцией в основной полосе частот ограничена объемом данных, передаваемых по относительно медленным интерфейсам LVDS или КМОП. Часто из-за этого ограничения возникает потребность в использовании аналоговых квадратурных модуляторов или блоков оборудо-
вания, работающих с разными частотами гетеродина, чтобы обеспечить поддержку разных РЧ-полос. Решения на базе РЧ ЦАП
Сгенерированный на входе исходный сигнал оцифровывается с повышением частоты с помощью I/Q‑интерполяторов, цифрового квадратурного модулятора и генератора с цифровым управлением. Тракты I/Q‑данных в модуляторе идеально согласованы (благодаря цифровой реализации), что предотвращает появление искажений в боковой полосе (см. рис. 5б). Их отсутствие и несущая частота гетеродина исключают необходимость в использовании дорогостоящих и сложных ПАВ‑фильтров. Далее
АЦП и ЦАП
Таблица 3. Сравнение преимуществ и недостатков ПЧ ЦАП и РЧ-передатчика аналогового комплексного сигнала ПЧ РЧ ЦАП
РЧ-передатчик аналогового комплексного сигнала ПЧ
меньше занимаемая площадь на печатной плате
оптимальная обработка каждого компонента сигнала
меньше компонентов
хорошо освоенная технология
выход годных изделий больше
требуется индивидуальная плата для работы с каждой полосой
более простая РЧ-схема
необходима калибровочная схема, позволяющая уменьшить искажения сигналов I/Q и просачивание сигнала гетеродина
отсутствует проникновение сигнала гетеродина отсутствует рассогласование между каналами I и Q ширина полосы достигает нескольких ГГц стандартное оборудование для многополосной связи
сигнал поступает в РЧ ЦАП для создания радиочастотного сигнала. На входе интерфейса JESD204B передатчика РЧ ЦАП, показанного на рисунке 6, интерполяторы повышают частоту выборки относительно частоты оцифровки данных. Передатчик с РЧ ЦАП заменяет собой аналоговый гетеродин с NCOгенератором, устраняя возможность просачивания сигнала гетеродина на аналоговый РЧ-выход. Ширина полосы выходного сигнала РЧ ЦАП и ширина зоны Найквиста (fЦАП/2) определяют максимальную радиочастоту. На вход передатчика с РЧ Ц АП с пос ледовательным интерфейсом JESD204B поступают высокоскоростные 5G-сигналы, благодаря чему обеспечивается более широкая полоса пропускания сигналов, чем у аналогового РЧ-передатчика аналогового комплексного сигнала ПЧ. По сравнению с этим передатчиком схема передатчика РЧ ЦАП позволяет упростить и уменьшить стоимость решения; при этом увеличивается ширина полосы пропускания и сокращается размер печатной платы. Сравнение архитектур
Использование РЧ ЦАП позволяет сократить суммарную стоимость системы за счет меньших размеров печатной платы, количества компонентов и более простой схемы (см. табл. 3). Таким образом, на следующем этапе развития связи востребованы передатчики с прямым преобразованием данных в РЧ-сигналы. Используемые в них интерполирующие и модулирующие 16‑бит ЦАП характеризуются малым паразитным шумом и более простой реализацией. Благодаря высокой скорости передачи данных в диапазоне нескольких Гвыб/с обеспечивается большая ширина полосы при меньшей стоимости решений, применяемых в технологии связи 5‑го поколения.
52
Рис. 6. Высокоскоростной последовательный интерфейс JESD204B на входе передатчика с РЧ ЦАП позволяет повысить частоту выборки входных данных
www.elcomdesign.ru
РЕКЛАМА
НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ
| НОВОСТИ КОМПАНИИ MURATA |
DC/DC-преобразователи PicoBK MYRG от Murata Electronics
НОВОС ТИ ТЕХНОЛОГИЙ
Диапазон входного напряжения DC/DC-преобра з о вателей PicoBK MYRG от Murata Electronics равен 2,5–6,0 В, выходной ток: 1–2 А; КПД: до 94%. У компонентов серии MYRGM-W/B – высокая скорость плавного пуска, составляющая 0,3 мс, как правило, благодаря чему обеспечивается быстрое включение. Рабочая частота этих преобразователей с синхронным выпрямлением достигает 3 МГц. В преобразователи встроены катушки индуктивности, что упрощает схемное решение, минимизирует шум и другие помехи, причиной которых являются монтажные элементы схемы. Для реализации защиты от посадки напряжения питания (UVLO) в компонентах серии MYRGM-W/B внутренний P‑канальный транзистор драйвера выключается, если напряжение питания достигает 2 В или опускается еще ниже. DC/DC-преобразователи PicoBK MYRG от Murata предназначены для использования в ноутбуках, планшетах и в мобильных телефонах.
54
Характеристики: –– MYRGM-W/B -- диапазон входного напряжения: 2,7–5,5 В; -- диапазон выходного напряжения: 0,8–3,6 В; -- рабочая частота: 3 МГц; -- выходной ток: 1,5 А; -- КПД: 92%; -- диапазон рабочей температуры: –40…105°C; -- размер корпуса: 2,5×3,2×1,0 мм. –– MYRGM–XC -- диапазон входного напряжения: 2,7–6,0 В; -- диапазон выходного напряжения: от 0,9 В до величины входного напряжения; -- КПД: 94%; -- выходной ток: 2 А; -- размер корпуса: 3,1×4,7×1,3 мм. –– MYRGP-B -- диапазон входного напряжения: 2,5–5,5 В; -- диапазон выходного напряжения: 0,8–3,6 В; -- коммутационная частота: 3 МГц; -- выходной ток: 1 А; -- КПД: 93%; -- размер корпуса: 2,0×2,5×1,0 мм; -- диапазон рабочей температуры: –40…105°C. Приложения: -- ноутбуки; -- планшеты; -- мобильные телефоны; -- проекторы; -- принтеры; -- твердотельные накопители.
www.elcomdesign.ru
Стабилизированные 600‑Вт DC/DC-преобразователи DRE‑11.4/53‑L48 от Murata Power Solutions
Стабилизированные 600‑Вт DC/DC-преобразователи DRE‑11.4/53‑L48 от Murata Power Solutions предназначены для преобразования напряжения на промежуточной шине в напряжение 11,4 В DC при максимальном токе 53 A (выходная мощность: 600 Вт). Эти компоненты выпускаются в 5‑выводном корпусе типоразмера 1/8 brick, отвечая требованиям промышленного стандарта. Преобразователи DRE оснащены множеством защитных функций, к которым относится защита от посадки напряжения питания, перегрева, от перегрузки по току и токоограничение, а также от перенапряжений на выходе. Преобразователи этой серии обеспечивают гальваническую развязку между входом и выходом с электрической прочностью изоляции 2250 В DC. Эти компоненты отвечают требованиям безопасности стандарта UL 60950 (в ближайшее время ожидается UL62368–1) и идеально подходят для эксплуатации в телекоммуникационном оборудовании, приложениях по обеспечению безопасности сетей и в беспроводных базовых станциях. Особенности: -- предназначены для архитектур с регулируемыми промежуточными шинами (RIBA); -- 5‑выводной корпус типоразмера 1/8 brick, отвечающий требованиям промышленного стандарта; -- КПД = 95,5% в режиме вкл/выкл при полной нагрузке; -- диапазон входного напряжения: 36–60 В DC (ном. напряжение: 50 В); -- плавный запуск в условиях предварительного смещенного выхода; -- устойчивая работа в отсутствие нагрузки; -- защита от перегрузки по току на выходе и от перегрева; -- защита от посадки напряжения питания; -- функция вкл/выкл с отрицательной логикой (положительная логика – опц.); -- электрическая прочность изоляции: 2250 В DC; -- RoHS-совместимость; -- сертификаты UL/EN/IEC 60950; -- соответствие требованиям IPC9592, Rev B. Характеристики: -- размеры (Д×Ш×В): 58,42×22,86×14,48 мм; -- выходной ток: 53 А;
НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ -- электрическая прочность изоляции: 2250 В DC; -- диапазон входного напряжения: 36–60 В DC (ном. напряжение: 50 В); -- суммарная выходная мощность: 600 Вт; -- выходное напряжение: 11,4 В; -- КПД = 95,5% в режиме вкл/выкл при полной нагрузке; -- диапазон рабочей температуры: –40…85°C.
Приложения: -- телекоммуникационное оборудование; -- сетевая безопасность; -- беспроводные базовые станции; -- маршрутизаторы; -- вычислительное оборудование.
120‑Вт DC/DC-преобразователи типоразмера 1/8 brick для железнодорожного и промышленного оборудования
Характеристики: -- высокоэффективная синхронная прямоходовая топология; -- диапазон входного напряжения: 9–36 В; -- выходное напряжение: 5; 12; 24 В в зависимости от модификации; -- пульсации выходного напряжения (пик–пик): 100– 150 мВ; -- выходная мощность: 120 Вт; -- подстройка выходного напряжения ±10%; -- КПД: 92%; -- тестовая электрическая прочность изоляции вх/вых: 2828 В DC; -- широкий ряд функций самозащиты, в т. ч. от перегрева; -- соответствие требованиям по безопасности UL/EN 60950–1; -- диапазон рабочей температуры: –40…85°C; -- размер: 61,2×25,7×12,7 мм.
Изолированные одноканальные стабилизированные 1‑Вт AC/DC-пре образователи BAC1 от компании Murata Power Solutions работают в широком промышленном диапазоне температур –40…85°C, в т. ч. без принудительной вентиляции и в жестких условиях. Преобразователи выпускаются в 6‑выводных корпусах SIP и устанавливаются на плату. Входное напряжение находится в диапазоне 85–264 В АС (планируется увеличить до 305 В АС) или 70–400 В DC. Выходное напряжение составляет 5, 12 или 24 В. Преобразователи BAC1 обеспечивают полную выходную мощность вплоть до 85°C и работают, начиная с –40 °C. Собственная потребляемая мощность преобразователей BAC1 в режиме ожидания очень мала (20 мВт), что позволяет использовать их в энергоэффективных и экономичных приложениях. Преобразователи BAC1, идеально пригодные для эксплуатации в светодиодном освещении, измерительных приложениях, в умных домах, приборах учета, предназначены для многих сегментов рынка, включая управление производственными процессами, автоматизацию, медицинское и телекоммуникационное оборудование, а также интернет вещей. Особенности: -- полностью стабилизированные 1‑Вт AC/ DC-преобразователи; -- монтируемый на плату корпус SIP; -- входное напряжение: 85–264 В АС (планируется увеличить до 305 В АС) и 70–400 В DC; -- выходное напряжение: 5; 12 и 24 В; -- соответствие требованиям стандарта UL60950; -- соответствие требованиям стандартов по безопасности медицинского оборудования 60601–1, 2MOOP/1MOPP (ожидается подтверждение); -- усиленная изоляция рабочего напряжения величиной 264 В AC; -- ожидается подтверждение соответствия требованиям ANSI/AAMI ES60601–1 для 2MOOP, 1MOPP; -- диапазон рабочей температуры: –40…85°C; -- линейная регулировочная характеристика (тип.): 0,3% для 5 В и 0,1% – для 12 и 24 В; -- нагрузочная регулировочная характеристика (тип.): 0,1%; -- очень малая потребляемая мощность в режиме ожидания: 20 мВт. Приложения: -- светодиодное освещение; -- измерительные системы; -- умные дома; -- приборы учета. Преимущества: -- • малые значения нагрузочной и линейной регулировочных характеристик; -- • высокая эффективность; -- • сертификат по медицинской безопасности; -- • высокая надежность; -- • планарные магнитные элементы; -- • малая потребляемая мощность в режиме ожидания; -- • малая площадь, занимаемая на печатной плате; -- • совместимость по выводам.
Официальный дистрибьютор компании Murata Power Solutions – Группа компаний «Симметрон»: murata@symmetron.ru электронные компоненты №03 2020
НОВОС ТИ ТЕХНОЛОГИЙ
Изолированные одноканальные DC/DC-преобра зователи серии IRE-Q12 мощностью 120 Вт и типоразмера 1/8 brick в полностью закрытом корпусе промышленного стандарта работают в диапазоне входного напряжения 9–36 В. Выпускаются две модификации преобразователей – с минимальным занимаемым местом на плате и фланцевые щелевые с механическим креплением к поверхности радиатора. Преобразователи работают в релейном режиме управления вкл/выкл при положительной или отрицательной логике.
Изолированные 1‑Вт AC/DC-преобразователи BAC1 от Murata Power Solutions
55
Датчики Холла компании Honeywell Александр Кораблев, инженер
Д ат ч и к и
В статье рассматриваются датчики Холла компании Honeywell. Дается краткий обзор производственной линейки датчиков Холла этой компании, и описываются некоторые их особенности.
56
Эффект Холла заключается в возникновении разности потенциалов на продольных краях проводника с током, помещенного в магнитное поле. Поскольку разность потенциалов крайне невелика и составляет всего лишь несколько микровольт, построение датчика, использующего эффект Холла, – задача нетривиальная, и немногие компании способны с ней достойно справиться. Одним из таких производителей, наиболее известным на российском рынке, является Honeywell. В производственной линейке этой компании представлены датчики Холла практически для всех применений. Учитывая, что продукция Honeywell используется в авиакосмической и оборонной отраслях, в медицине и промышленных приложениях, можно не сомневаться в надежности выпускаемых ею датчиков Холла. К основным приложениям этих устройств относятся следующие: -- датчики линейного и углового перемещения; -- датчики положения; -- датчики скорости и направления; -- многофункциональные датчики; -- измерители магнитного поля. Датчики производятся в интегральном исполнении – в одном корпусе расположены и элемент Холла, и усилительная схема. Выпускаются модификации для монтажа в отверстия и для поверхностного монтажа. По функциональному назначению их можно разделить на три группы: -- цифровые датчики; -- датчики с линейным выходом; -- ратиометрические датчики. На выходе ратиометрических датчиков, как и на выходе линейных датчиков, формируется аналоговый сигнал. Их отличие легко увидеть из упрощенных функциональных схем. На рисунке 1 приведена схема датчика с линейным выходом, а на рисунке 2 – схема ратио метрического датчика. Все датчики имеют однополярное питание, однако в зависимости от направления магнитного поля полярность на выходе элемента Холла может меняться, и потому
www.elcomdesign.ru
Рис. 1. Упрощенная функциональная схема датчика с линейным выходом
Рис. 2. Упрощенная функциональная схема ратиометрического датчика
Рис. 3. Зависимости выходного сигнала датчика от величины внешнего магнитного поля при разных напряжениях питания
Рис. 4. Упрощенная функциональная схема цифрового датчика Холла
Рис. 5. Передаточная функция биполярных датчиков Холла
ношение единиц измерения магнитной индукции: 1 Тл = 104 Гс. Датчики Холла относительно просты в использовании. Некоторые проблемы могут возникнуть у конструкторов всего изделия при выборе места установки датчиков. Чтобы этого не случилось, предлагается руководство [1], в котором даются подробные рекомендации для выбора места размещения датчика и описаны варианты его установки. Выбор конкретного типа датчика Холла зависит от места размещения и назначения системы, в которой применяется датчик. Пр и в ы б ор е ц и фр о в о го д ат чи ка Холла необходимо как минимум оценить величину магнитного поля, пороги срабатывания датчика и, что очень важно, разброс порогов срабатывания. В качестве примера рассмотрим датчики SS443 и SS460S. Пороги срабатывания униполярного датчика
SS443 имеют довольно значительный разброс и к тому же зависят от температ уры (см. рис. 6); изменяетс я и гистерезис. В отличие от датчика SS443, пороги срабатывания биполярного датчика SS460S стабильны во всем диапазоне рабочей температуры –40…150°C (см. рис. 7) и очень незначительно зависят от напряжения питания, которое меняется в широком диапазоне 3–24 В. Выходные каскады цифровых датчиков построены по схеме с общим коллектором. Максимальный выходной ток достаточно велик и равен 20 мА, что упрощает построение внешних усилительных каскадов или даже позволяет обходиться без них, непосредственно подключая нагрузку к выходу датчика. Величина внешнего магнитного поля не ограничивается. Это очень полезная особенность, которая упрощает требования к установке датчиков.
электронные компоненты №03 2020
Д ат ч и к и
середина выходной шкалы датчика смещена на половину напряжения питания. Пример зависимости выходного сигнала датчика от величины внешнего магнитного поля при разных напряжениях питания показан на рисунке 3. Линейные датчики обоих типов нуждаются во внешнем стабилизированном напряжении питания. В отличие от линейных датчиков, выходной сигнал цифровых датчиков Холла не зависит от напряжения питания, а определяется только внешним магнитным полем. Следовательно, напряжение питания датчика может из м енять с я в шир оких пр е де ла х , а в датчик встроен регулятор напряжения. Упрощенная функциональная схема цифрового датчика приведена на рисунке 4. Цифровые датчики Холла иногда называют переключателями – на их выходе сигнал меняется от минимального до максимального значения. Величина гистерезиса переключения определяется встроенным триггером Шмитта, входящим в схему датчика. Остановимся несколько подробнее на цифровых датчиках Холла, которые получили наибольшее распространение. Компания производит униполярные и биполярные датчики. Первые предназначены для работы в магнитном поле, где вектор индукции не меняет направления – южный и северный полюс не меняются местами. Вторые, биполярные датчики, могут работать и при изменении направления силовых линий магнитного поля. Передаточная функция биполярных датчиков показана на рисунке 5. Поскольку пороги срабатывания и отпускания могут меняться в зависимости от температуры и варьироваться в пределах датчиков одной серии, б и п о л я р н ы й д ат ч и к в н е ко то р ы х случаях работает как униполярный; на рисунке 5 – это датчики №№ 1 и 3. В некоторых приложениях такой порядок вещей вполне допустим, но если требуется, чтобы выход датчика переключался при разной полярности магнитного поля, выбирается «истинно» биполярный (true latching) датчик. В этом случае пороги срабатывания датчика могут меняться по величине, но переключение всегда происходит только при разной полярности внешнего магнитного поля. Заметим, что даже при значительном изменении порогов срабатывания гистерезис выходной характеристики меняется мало. Например, у «истинно» биполярного датчика Холла SS461 порог срабатывания меняется в диапазоне 5–110 Гс, а порог отпускания – в пределах –5…–110 Гс, но при этом гистерезис всегда составляет 50 Гс. Напомним соот-
57
Рис. 6. Пороги срабатывания униполярного датчика SS443
Д ат ч и к и
Рис. 7. Пороги срабатывания биполярного датчика SS460S
58
Еще одной важной особенностью производственной линейки компании Honeywell является наличие в одном и том же семействе датчиков модификаций с одинаковыми корпусами, но с разными порогами срабатывания. Например, в семействе SS400 помимо рассмотренного выше униполярного датчика SS443 имеются биполярные датчики и «истинно» биполярные датчики. Кроме того, среди датчиков разного типа можно выбирать датчики с различными порогами срабатывания. Например, если изменилась конструкция изделия, в результате чего поменялось место установки датчиков и, следовательно, внешнее магнитное поле и пороги срабатывания, то доработка системы может свестись лишь к выбору другой модификации датчика в пределах этого же семейства. При этом не придется дорабатывать ни электрическую схему, ни конструкцию.
www.elcomdesign.ru
Допустим, вы использовали униполярный датчик SS443, но в результате изменения его места установки потребовалось выбрать датчики с другими порогами срабатывания. В этом случае датчик SS443 заменяется модификациями SS441 или SS449. Их пороги срабатывания и отпускания различаются в несколько раз. При этом вся доработка системы сведется лишь к изменению одного пункта спецификации – замене типа датчика. Разумеется, подобрать замену можно и среди датчиков других семейств, но при выборе следует обратить внимание на допустимый диапазон напряжений питания – он может различаться у датчиков разных семейств. Помимо датчиков Холла компания Honeywell выпускает изделия на их основе. В качестве примера можно привести датчик положения SS5420. Он состоит из двух датчиков Холла, рас-
положенных в одном корпусе на расстоянии 1,4 мм напротив друг друга, и является «истинно» биполярным датчиком. Встроенная температурная компенсация обеспечивает точность порогов срабатывания и, следовательно, точность показаний. Включения и сброс выходного сигнала происходят при индукции внешнего поля 130 Гс и –130 Гс, соответственно. По сравнению с другими датчиками Холла с диапазоном рабочей температуры –40…150°C аналогичный диапазон для датчика SS5420 ограничен пределами –40…125°C, чтобы сохранить точность показаний. Выходные сигналы датчика также применяются для определения скорости и направления движения. Литература 1. Hall effect sensing and application// https://sensing.honeywell.com.
РЕКЛАМА
Последние по порядку, но не по значению Андрей Ершов, инженер-разработчик
Диоды из-за своего позиционного обозначения часто оказываются в конце перечня элементов, однако их роль в силовых преобразователях далеко не последняя. Все производители тратят немало ресурсов на улучшение процессов изготовления диодов или на создание новых технологий. О двух таких технологиях и пойдет речь в этой статье.
В начале статьи сразу оговоримся, что рассматриваемые в ней технологии не конкурируют друг с другом. Карбидокремниевые (SiC) диоды компании WeEn производятся с нормируемым обратным напряжением 650; 1200 и 1700 В, тогда как диапазон обратного напряжения диодов SBR составляет 20–400 В.
Дискретные силовые компоненты
Карбидокремниевые диоды Шоттки компании WeEn
60
Хотя карбид кремния в силовой электронике применяется более 15 лет, нельзя утверждать, что полупроводниковые приборы на его основе получили самое широкое применения – SiC MOSFET и JFET можно найти далеко не во всех каскадах. В то же время SiC диоды Шоттки встречаются гораздо чаще. Несмотря на их относительную простоту, повышение рабочей частоты и ужесточение требований к эффективности преобразователей вызывает необходимость в улучшении параметров этих диодов. В самых первых SiC диодах Шоттки использовалась классическая структура барьера Шоттки (Schottky barrier diode, SBD). Затем для уменьшения токов у течки в эту структуру были добавлены p‑n‑переходы, и диоды получили название JBS (Junction Barrier Schottky). И, наконец, самое последнее
слово в совершенствовании SiC диодов Шоттки, – инжекционные диоды Шоттки (Merged PN Schottky, MPS). Новую структуру предложила компания WeEn. Изюминкой диодов Шоттки MPS является возможность выдерживать значительный импульсный ток. Чтобы лучше понять особенности диодов Шоттки SiC MPS, прежде чем мы перейдем к рассмотрению их особенностей, вкратце опишем особенности SiC полупроводниковых приборов. Размер MOSFET определяется сопротивлением канала на единицу площади в его открытом состоянии, которое, в свою очередь, зависит от концентрации легирующих примесей и от эпитаксиального слоя. Чтобы уменьшить сопротивление открытого канала, необходимо либо увеличить концентрацию примесей, либо уменьшить толщину эпитаксиального слоя, что приведет к уменьшению сопротивления пробоя. В соотвтетствии с уравнением Пуассона, напряжение пробоя пропор ционально квадрату напряженности электрического поля. Следовательно, благодаря широкой запрещенной зоне карбид кремния, у которого электрическое поле пробоя почти в 10 раз больше, чем у кремния (Si), и одерживает победу над кремнием в высоковольтных силовых приборах. Например, в 600‑В SiC
Рис. 1. Сравнение размеров SiC и Si полупроводниковых приборов при одинаковой напряженности электрического поля
www.elcomdesign.ru
диоде Шоттки толщина эпитаксиального слоя составляет 5 мкм, а концентрация примесей не превышает 1016 см–3. В то же время у Si диода Шоттки с аналогичными параметрами толщина эпитаксиального слоя должна быть в 10 раз больше и составлять 50 мкм, а концентрация примесей – 1015 см–3. Таким образом, SiC полупроводниковые приборы заметно выигрывают в размерах у кремниевых аналогов, что показано на рисунке 1 [1]. Не менее важным параметром силовых ключей является температурная стойкость. Рассмотрим и этот аспект. Собс твенная концентрация носи телей в Si-приборах при комнатной температуре составляет 1010 см–3, а в SiCполупроводниках при тех же условиях – 1010 см –3. При увеличении температуры концентрация носителей растет экспоненциально. При температуре 200°C концентрация носителей в Si-приборах превысит 1014 см–3, что соизмеримо с концентрацией в p‑n‑переходе и может привести к необратимому отказу прибора. В то же время благодаря низкой концентрации собственных носителей SiC-приборы благополучно выдерживают температуру до 600°C! К сожалению, из-за несовершенства технологии корпусирования полностью реализовать это преимущество не удается, и для коммерческих изделий производители ограничивают температуру величиной 175°C. Классические диоды Шоттки являются униполярными приборами. Теоретически их время восстановления обратного сопротивления стремится к нулю. Однако чтобы повысить напряжение пробоя в Si диодах Шот тки, приходится увеличить толщину эпитаксиального слоя, что, как было показано выше, ведет к увеличению сопротивления. Во избежание этого эффекта следует воспользоваться инжекцией неосновных носителей, из-за которой, однако, возрастает время восстанов-
Рис. 2. Графики восстановления обратной проводимости диодов разных типов
Дискретные силовые компоненты
ления обратного сопротивления, т. к. требуется дополнительное время для удаления этих носителей и появляется обратный ток. К тому же, этот обратный ток возрастает с увеличением температуры. С учетом всех описанных обстоятельс тв производители полупро водников в большинс тве с лу чаев ограничили обратное напряжение Si диодов Шоттки величиной 200 В. Для высоковольтных приложений выпускаются SiC диоды Шоттки с обратным напряжением 650; 1200 и 1700 В. На рисунке 2 показаны графики восстановления обратной проводимости SiC-диода, кремниевых быстрых и гипербыстрых диодов. Далее мы рассмотрим предлагаемую компанией WeEn новую структуру диодов Шоттки MPS, которая упоминалась в начале статьи (см. рис. 3). В первый момент включения диод начинает пропускать ток через p‑n‑переходы (работает в биполярном режиме), и происходит выброс тока (surge current). Затем неосновные носители попадают в зону дрейфа, что приводит к уменьшению сопротивления, благодаря чему диод выдерживает значительный импульсный ток. Поскольку, однако, увеличение области p‑n‑перехода приводит к уменьшению области Шоттки, сопротивление вновь увеличится при номинальном прямом токе во второй фазе проводимости, когда биполярный режим отключится. Таким образом, необходим компромисс между возможностью выдерживать значительный импульсный ток и способностью работать в установившемся режиме при нормальной проводимости и номинальном прямом токе IF. Компании WeEn удалось найти оптимальную схему расположения P+ зон и эксклюзивный способ формирования металлического контакта. В результате удалось обеспечить способность выдерживать значительный выброс тока без ухудшения параметров при проводимости тока IF. Другой особ енно с тью SiC дио дов Шот тки MPS яв ляетс я умень шение толщины подложки – ее толщина в MPS-диодах составляет только 1/3 от стандартной толщины. Добиться такого результата удалось благодаря усовершенствованному производственному процессу, что привело к уменьшению сопротивления. Особенно это улучшение заметно для 650‑В диодов, у которых небольшое сопротивление эпитаксиального слоя по сравнению с высоковольтными диодами. На рисунке 4 приведены вольт-амперные характеристики 650‑В SiC диода Шоттки MPS и 650‑В SiC диода Шоттки JBS другой
Рис. 3. Структура диодов Шоттки MPS
61
Рис. 4. Вольт-амперные характеристики 650-В SiC диода Шоттки MPS и 650-В SiC диода Шоттки JBS другой компании
компании. Видно, что выигрыш при больших токах – на стороне диодов MPS: благодаря весьма значительному преимуществу в 2 В существенно уменьшаются потери и нагрев.
Заметим, что SiC диод Шоттки MPS яв ляетс я униполярным прибором несмотря на наличие p‑n‑переходов и зон Р+, которые работают только в первой фазе комму тации при
электронные компоненты №03 2020
выбросе тока. Таким образом, время коммутации этих диодов гораздо меньше, чем у биполярных Si FRD диодов. Тем не менее, обратный ток у диодов Шоттки все же имеется, но обусловлен он не неосновными носителями, как у биполярных приборов, а перезарядом паразитной переходной емкости. Последняя зависит от конструкции
диода и от эпитаксиального с лоя. По этой причине у SiC диодов Шоттки разных производителей могут наблюдаться разные характеристики обратного восстановления. В [1] приводится таблица, в которой указана величина заряда Q RR диодов Шоттки пяти разных компаний: он находится в диапазоне 15,2–33,8 нКл.
Рис. 5. Использование диодов Шоттки в схеме корректора коэффициента мощности
У SiC диода Шоттки MPS компании WeEn заряд QRR составляет 14,3 нКл. Испытания проводились при следующих условиях: -- прямой ток IF = 10 А; -- di/dt = 500 А/мкс; -- обратное напряжение: VR = 400 В; -- Т = 25°C. На рис унке 5 показано типовое использование диодов Шоттки в схеме корректора коэффициента мощности (ККМ). Если ККМ работает в режиме непрерывной проводимости, то при запирании диода и открывании ключа ток обратного восстановления вызовет потери мощности в к люче: они выделены красным цветом справа на рисунке 5, где схематично показан процесс включения силового ключа. Следовательно, уменьшение заряда восстановления Q RR позволяет сократить коммутационные потери и увеличить частоту коммутации.
Дискретные силовые компоненты
Технология Super Barrier Rectifier компании Diodes Incorporated
Рис. 6. Повышающий преобразователь для управления светодиодным освещением
62
Рис. 7. Изменение КПД преобразователя в зависимости от входного напряжения с диодом SBR10M100P5Q и диодом Шоттки другой компании
www.elcomdesign.ru
В проприетарной запатентованной технологии Super Barrier Rectifier (SBR) компании Diodes Incorporated используется производственный процесс металл–оксид–полупроводник (MOS). Канал MOS формирует низкий потенциальный барьер для основных носителей, в результате чего величина прямого смещения перехода та же, что и у диодов Шоттки. Однако ток утечки у SBR меньше, чем у диодов Шоттки из-за перекрывающихся p‑n‑слоев, причем потенциальный барьер этих слоев не понижается. Внутренняя структура SBR похожа на MOSFET, в котором закороченные выводы затвора и истока служат анодом диода, а сток MOSFET является катодом. Фактически SBR ведет себя в схемах так же, как обычный диод, поэтому на принципиальных электрических схемах он имеет то же обозначение, что и диод, и может использоваться взамен диодов Шоттки с аналогичными значениями нормируемого тока и напряжения. Прямое падение напряжения и время восстановления обратного сопротивления примерно такие же, как у диодов Шоттки. Однако у SBR – отличная температурная стабильность, низкие токи утечки и высокая стойкость к лавинным пробоям. В таблице [2] приведены сравнительные характерис тики SBR10M100P5Q производства компании Diodes Incorporated и диода Шот тки с нормируемым током 10 А и обратным напряжением 100 В. Хотя диоды Шоттки разных производителей могут различаться, приведенная таблица дос таточно
информативно иллюстрирует различие этих двух технологий. Рассмотрим практический пример использования диода SBR10M100P5Q. На рисунке 6 показан повышающий преобразователь для управления светодиодным освещением. Как известно, в этом преобразователе ток через силовой ключ и диод выше тока нагрузки, в данном случае тока светодиодов, и потому коммутационные потери в данных компонентах желательно минимизировать. Как видно из таблицы, с увеличением температуры ток утечки в диоде Шоттки растет гораздо быстрее, чем в диоде SBR. На рис унке 7 показано измене ние КПД преобразователя (см. рис. 6) в зависимости от входного напряжения для диода SBR10M100P5Q и диода Шоттки другой компании с аналогичными нормируемыми значениями тока и напряжения. Измерения производились при 85°C, и разница в 6%, конечно, весьма заметна. При аналогичных измерениях при 25°C разница была меньше – не более 2%. Зависимость КПД преобразователя с диодом Шоттки и диодом SBR10M100P5Q в зависимос ти от температ уры показана на рисунке 8.
SBR10M100P5Q
Диод Шоттки 10 А/100 В
Прямое падение напряжения при 1 А и 85°С, В
0,5
0,5
Прямое падение напряжения при 10 А и 85°С, В
0,7
0,72
Ток утечки при 85°С, мкА
1,7
18
Ток утечки при 125°С, мкА
15
300
Энергия лавинного пробоя, мДж
400
20
Время восстановления обратного сопротивления при IF = 3 А, di/dt = 50 А/мкс, VR = 50 В, 85°С
28,3
33,2
Заряд QRR при IF = 3 А, di/dt = 50 А/мкс, VR = 50 В, 85°С, нКл
9,4
14,1
Параметр
Дискретные силовые компоненты
Литература 1. Alex Cui. Design and Optimization of Silicon Carbide Schottky Diode//www. bodospower.com. 2. Improving Power Conversion Efficiency with Super Barrier Rectifiers//www.diodes.com.
Таблица. Сравнительные характеристики диодов SBR10M100P5Q от компании Diodes Incorporated и диода Шоттки с нормируемым током 10 А и обратным напряжением 100 В
Рис. 8. Температурная зависимость КПД преобразователя с диодом SBR10M100P5Q и диодом Шоттки другой компании
НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ
| МФТИ и Huawei открыли совместную научноисследовательскую лабораторию |
Московский физико-технический институт (МФТИ) и Российский исследовательский институт Huawei в рамках стратегического партнерства создали совместную лабораторию для исследований и разработок в области искусственного интеллекта и глубокого обучения. На сегодняшний день Huawei открыла совместные лаборатории в 10 российских образовательных учреждениях и научно-исследовательских институтах. Приоритетными направлениями совместной работы в рамках данной лаборатории станут: • разработка нейросетевых алгоритмов компьютерного зрения, машинного обучения и искусственного интеллекта; • разработка методов вычислительной фотографии и улучшения изображений при помощи математического моделирования и передовых алгоритмов; • решение математически сложных задач в области создания алгоритмов одновременного поиска и позиционирования. РЕКЛАМА
https://russianelectronics.ru
63
электронные компоненты №03 2020
СнК AM752x, DRA829 и TDA4VM от компании Texas Instruments Вячеслав Сенников, инженер СнК AM752x, DRA829 и TDA4VM представляет собой мощную многоядерную вычислительную систему. В рамках одной журнальной статьи невозможно подробно рассмотреть все ее составляющие – достаточно заметить, что руководство пользователя содержит более 15500 страниц. По этой причине в статье рассматриваются лишь некоторые основные, на взгляд автора, подсистемы и модули.
Микроконтроллеры и микропроцессоры
Введение
Семейство СнК AM752x, DRA829 и TDA4VM базируется на многоядерной платформе K3 Texas Instruments. СнК AM752x и DRA829 предназначены для использования в автомобильной электронике, а СнК AM752x найдут применения в широком ряду промышленных приложений. Все СнК обладают мощными вычислительными возможностями и могут использоваться для решения самых сложных задач, в т. ч. в системах 3‑го уровня АСУ. Достаточ-
64
Рис. 1. Структурная схема СнК
www.elcomdesign.ru
но упомянуть, что в состав СнК входит двуядерный 64‑бит процессор Arm Cortex-A72, до трех двуядерных Arm Cortex-R5F, до двух ядер DSP TMS320C66x и векторный процессор C71x. Последние дв а ус т р ойс тв а р азр аб от аны в Texas Instruments. При создании СнК разработчики пытались убить сразу трех зайцев: добиться высокой производительности, высокой степени интеграции аппаратных решений и при этом максимально уменьшить энергопотребление. Для
реализации этих задач архитектура СнК разделена на три домена: -- главный домен; -- микроконтроллерный домен; -- домен WKUP_DMSC, обеспечивающий безопасность и управление питанием. Для уменьшения энергопотребления в СнК используются несколько методов: -- адаптивное масштабирование напряжения AVS; -- динамическое масштабирование частоты тактирования DFS;
Словарь
Рис. 2. Структурная схема главного домена
-- остановка тактирования отдельных модулей; -- независимое питание доменов; -- режимы пониженного энергопотребления. Не забыты и методы обеспечения безопасности. К ним относятся: -- безопасное управление загрузкой; -- аппаратные криптографические ускорители AES, 3DES, MD5, SHA1, SHA2–224, 256, 512; -- доверенная среда выполнения TEE; -- безопасное хранилище; -- шифрование и аутентификация «на лету» для интерфейса OSPI. СнК производится по 16 ‑нм технологии FinFET в 827‑выводном корп усе FCB G A р а з м е р о м 24× 24 м м . Д и а п а з о н р а б оч е й т е м п е р ат у р ы: –40…125°C. СнК требуется напряжение питания: 0,8; 1,1; 1,8 и 3,3 В. Структур-
ная схема СнК показана на рисунке 1. Ниже в статье рассмотрим основные подсистемы. Главный домен
Подробная структурная схема главного домена приведена на рисунке 2. Его основу составляют вычислительный кластер из процессорных ядер. Рассмотрим их несколько подробнее. Процессоры и аппаратные ускорители главного домена Д в у я д е р н ы й C o r t e x- A 7 2 п р е д с т а в л я е т со б о й с у п е р с к а л я р н ы й процессор с неупорядоченным исполнением команд. Процессор базируется на 64‑бит архитектуре Armv8‑A с расширенной виртуальной адресацией и встроенной кэш-памятью уровня L1. В процессор встроены два 8‑ступенча-
электронные компоненты №03 2020
Микроконтроллеры и микропроцессоры
Arm GIC-500 – контроллер прерываний, встроенный в процессор Cortex-A72 Arm Neon – векторный сопроцессор ATL – модуль отслеживания аудиосигнала (Audio Tracking Logic) AVS – адаптивное масштабирование напряжения AWS – частота выбора аудиослова BTB – буфер предсказания ветвлений BWS – частота основной полосы CPSW – подсистема Gigabit Ethernet Switch CRC – циклический контроль избыточности DDRSS – интерфейс внешней памяти DDR DISPC – контроллер дисплея DFS – динамическое масштабирование частоты тактирования DMPAC – ускоритель эффекта восприятия глубины и движения DPCD – конфигурация порта дисплея DRU – модуль маршрутизации данных в составе DMA DSC – передача кодированных потоковых данных со сжатием изображения DSS – дисплейная подсистема EDID – расширенная идентификация данных для дисплея eDP – встроенный приемопередатчик DisplayPort ELM – модуль обнаружения и локализации ошибки внешней памяти EMC – контроллер внешней памяти FBDC – буфер кадров FPU – модуль операций с плавающими числами GEVI – счетчик внешних событий GHB – буфер истории ветвлений GPMC – контроллер памяти общего назначения GPU – графический процессор HDCP – шифрование данных для защиты контента LPI – прерывания, генерируемые периферийными устройствами MCASP – последовательный аудиопорт MCU_NAVSS – навигационная подсистема микроконтроллерного домена MLBSS – подсистема локальной мультимедийной шины MOST – шина передачи данных мультимедийных систем MPU – модуль защиты памяти MSMC – многоядерный контроллер общей встроенной памяти MST – многопоточная передача данных NAVSS – навигационная подсистема PPI – частные периферийные прерывания RAT – модуль, преобразующий входные 32-бит адреса в выходные 48-бит адреса RTI – модули прерываний реального времени SGI – программно формируемые прерывания SP RAM – ОЗУ для хранения результатов отладки или контекстной информации SPI – общие периферийные прерывания SST – однопоточная передача данных TCM – тесно связанная память TDM – временное мультиплексирование TEE – доверенная среда выполнения XMC – контроллер расширенной памяти VIM – векторный модуль управления прерываниями VP – видеопорт VPAC – ускоритель предобработки видео UFS – универсальный интерфейс флэш памяти UTC – контроллер прямого доступа к памяти модуля DMPAC WKUP_DMSC – домен, обеспечивающий безопасность и управление питанием
65
Микроконтроллеры и микропроцессоры
66
тых конвейера команд, векторный сопроцессор Arm Neon, модуль операций с плавающими числами (FPU) и улучшены операции с целыми числами. Архитектура Armv8‑A совместима с AArch32 и AArch64, что позволяет выполнять 32‑ и 64‑бит команды, а так же с набором инструкций T32 (Thumb). Из других особенностей этого процессора выделим следующие: -- динамическое предсказание ветвления с помощью буфера предсказания ветвления (BTB) и буфера истории ветвлений (GHB); -- 48‑элементный полностью ассоциативный кэш команд уровня L1, буфер ассоциативной трансляции TLB с поддержкой 4‑и 64‑Кбайт страниц и 1‑Мбайт страницы; -- 32‑элементный полностью ассоциативный кэш данных уровня L1, буфер ассоциативной трансляции TLB с поддержкой 4‑и 64‑Кбайт страниц и 1‑Мбайт страницы; -- 48‑Кбайт кэш команд уровня L1 для каждого ядра; -- 32‑Кбайт кэш данных уровня L1 для каждого ядра; -- 1‑Мбайт общий кэш с защитой ECC. Контроллер прерываний Arm GIC‑500 встроен в процессор Cortex-A72 и соответствует спецификации Arm GICv3. Контроллер GIC‑500 поддерживает четыре типа прерываний: -- 16 программно формируемых прерываний SGI (ID0‑ID15); -- 16 частных периферийных прерываний PPI (ID16‑ID31); -- 960 общих периферийных прерываний SPI (ID32‑ID991; -- 57344 прерывания LPI генерируют периферийные устройства. Программные прерывания SGI формируются при обмене данными между двумя ядрами Cortex-A72. Прерывания PPI предназначены отдельно каждому ядру. Общие периферийные прерывания SPI могут обрабатываться любым из двух ядер; выбор ядра для каждого из этих прерываний устанавливается программно. Прерывания LPI генерируются каждым периферийным модулем. В состав процессоров Cortex-A72 не входит сторожевой таймер – его функционал выполняет модуль прерываний реального времени RTI, который реализует функцию оконного сторожевого таймера. Для каждого ядра предусмотрен индивидуальный модуль RTI. Всего в состав главного домена входят 10 модулей RTI. Для межпроцессорной коммуникации IPC между подсистемой двуядерного процессора Cortex-A72 и другими процессорами, входящими в главный домен, используются прерывания от этих процессоров. Они отображаются в выделенных для этих целей специальных регистрах. Процессор Cortex-R5F, как и процессор Cortex-A72, базируется на двуядерной архитектуре. Он входит не только в состав главного домена, но и в состав микроконтроллерного домена. Однако, в отличие от Cortex-A72, в Cortex-R5F возможен как режим независимой работы ядер, в котором отсутствует когерентность, так и режим жесткой конфигурации (lockstep), когда одно ядро является ведущим, а другое ведомым. Перечислим некоторые основные особенности этого процессора: -- 32‑бит архитектура Armv7‑R; -- 16‑Кбайт кэш команд; -- 16‑Кбайт кэш данных; -- 64‑Кбайт тесно связанная память TCM; -- модуль защиты памяти (MPU) с возможностью разделения пространства памяти на 16 областей; -- динамическое предсказание ветвления с помощью буфера истории ветвлений; -- встроенный векторный модуль управления прерываниями (VIM) управляет 512 прерываниями для каждого ядра; -- 64‑бит шина для чтения и записи памяти уровня L3; -- 64‑бит шина для коммуникации с тесно связанной памятью; -- 32‑бит шины для доступа к периферии и портам.
www.elcomdesign.ru
Производительность процессорной подсистемы C66x, базирующейся на стандартном модуле TMS320C66x DSP CorePac, выше, чем у C64x+ и C674x DSP, в частности, за счет улучшенной функции векторной обработки SIMD, в т. ч. за счет выполнения операций SIMD с плавающей запятой. Приведем некоторые характерные особенности этого процессора: -- 32‑Кбайт память программ уровня L1P разбита на страницы по 2 Кбайт; -- 32‑Кбайт память программ уровня L1D разбита на страницы по 2 Кбайт; -- 288‑Кбайт память уровня L2; -- многопотоковый буфер предварительной выборки; -- контроллер внешней памяти (EMC) со 128‑бит ведущим портом; -- контроллер расширенной памяти (XMC) с 256‑бит ведущим портом; -- контроллер прерываний поддерживает 256 прерываний; -- в 128 внешних событий (input events) входят не только внутренние прерывания C66x, но и прерывания на уровне СнК, причем события могут формироваться путем комбинации из четырех событий; -- выходы прерываний (event output) представляют собой 128‑бит шину; их можно использовать для генерации событий. Процессор C71x DSP – новое 64‑бит ядро в семействе DSP Texas Instruments. Он поддерживает векторные операции и увеличивает производительность вычислений при решении классических задач цифровой обработки сигналов. В нем также улучшены методы прогнозирования ветвления. Перечислим несколько главных, на наш взгляд, особенностей процессора C71x: -- выполнение 64‑бит арифметических операций за один цикл; -- увеличение в 4–32 раза производительности при цифровой обработке сигнала по сравнению с C66x; -- аппаратное ускорение согласно стандарту OpenCL; -- ускоренная операция умножения матриц; -- два трак та обработки данных: 64 ‑бит скалярный и 512‑бит векторный; -- одновременно могут выполняться следующие векторные операции: -- 512‑бит операция загрузки или сохранения; -- две 512‑бит арифметические или логические операции; -- 1024‑бит операция умножения; -- 512‑бит корреляция; -- прогнозирование векторного процесса; -- кроме того, векторный тракт обработки сигнала поддерживает: -- до 128 16‑бит умножений с накоплением чисел с фиксированной запятой; -- до 80 операций FLOP с одинарной точностью; -- до 16 512‑бит векторных регистров; -- до 16 64‑бит скалярных регистров. Графический процессор (GPU) базируется на ядре PowerVR Series8XE GE8430 Imagination Technologies. Он ускоряет обработку двух- и трехмерной графики. Его производительность составляет 96 Гфлопс и 6 Гпикс./с при тактировании частотой 750 МГц. Объем адресуемого физического пространства составляет 64 Гбайт, а виртуальное адресное пространство – 1024 Гбайт. Максимальный буфер кадра достигает размера 4096×4096, а размер текстуры – 8192×8192. Декодер поддерживает практически все существующие стандарты, а также осуществляет поворот изображения на 90, 180 и 270°. Коррекция ошибок (ECC) не поддерживается. Ускоритель предобработки видео (VPAC) реализует ряд рутинных операций обработки пикселов. Среди них – улучшение цвета, фильтрация шума, коррекция искажения линзы,
улучшение яркости, контрастности и т. д. Ускоритель эффекта восприятия глубины и движения DMPAC обеспечивает разрешение 2MPix (2048 пикс. по горизонтали и 1024 – по вертикали), одновременную работу стерео 1Mpix при 30 кадр./с и оптического потока 1 MP при 30 кадр./с, полностью сжатый 12‑бит формат данных пикселов и т. д. Через контроллер UTC осуществляется прямой доступ к памяти.
Другие модули главного домена Навигационная подсистема NAVSS предназначена для увеличения эффективности передачи данных между всеми модулями домена. В ее состав входит несколько контроллеров DMA, кольцевой ускоритель (Ring Accelerator), обеспечивающий прямую передачу данных и поддерживающий до 1024 независимых кольцевых структур; при этом для каждого кольца можно выбрать свой режим передачи. Проксимодуль, входящий в состав подсистемы NAVSS, содержит буферы для хранения большого объема данных, может чередовать доступ к ним от нескольких хостов и реализует запрограммированную очередь для каждого потока. Модуль также обеспечивает ряд других функций, позволяющих оптимизировать трансфер данных. Подсистема NAVSS поддерживает агрегацию завершения обработки событий, для чего выделены регистры состояния обработки прерываний, счетчик внешних событий (GEVI) и другие аппаратные средства. Поскольку в состав подсистемы камеры входят два потоковых интерфейса (приемника и передатчика), имеется возможность организовать передачу от нескольких камер на модуль ускорителя предобработки видео (VPAC) или во встроенную
Рис. 3. Связь контроллера MSMC с остальными устройствами СнК
память, из которой данные передаются на любое устройство с поддержкой протокола MIPI CSI‑2. Интерфейс подсистемы камеры совместим с протоколами MIPI CSI‑2 v1.3+ и MIPI CSI‑2 v2.0. Подсистема обслуживает до 16 виртуальных каналов и поддерживает поток одной камеры 4MP или восьми камер 2MP. Скорость передачи данных по каждой из четырех линий интерфейса достигает 2,5 Гбит/с. В общей сложности, поддерживается свыше 25 форматов пикселов, среди которых YUV420, YUV422, RGB, Raw. Допускается также работа с форматами, описанными пользователем. Одновременно возможна обработка четырех независимых выходных потоков данных. В главном домене используются стандартные хорошо известные читателю коммуникационные интерфейсы. Мы не будем их описывать, но лишь кратко упомянем параметры двух интерфейсов – Gigabit Ethernet и PCIe. 9‑портовая подсистема Gigabit Ethernet Switch (CPSW) состоит из восьми портов с выбираемыми интерфейсам SGMII, RGMII, RMII и поддерживает восемь уровней обслуживания 802.1p. Скорость передачи данных: 10/100/1000 Мбит/с. Максимальный размер кадра не превышает 2020 байт. В главном домене имеются четыре подсистемы PCIe с общими линиями SerDes. У каждой из них максимальная скорость передачи данных составляет до 2,5–8 Гбит/с в зависимости от типа кодирования. Модуль отслеживания аудиосигнала (ATL) используется HD Radio для синхронизации выхода цифрового аудио с частотой основной полосы. В главный домен интегрированы четыре модуля ATL, каждый из которых отслеживает ошибку между двумя тактовыми последовательностями: частотой выбора аудиослова (AWS) и частотой основной полосы (BWS). Для передачи аудиоданных в главный домен интегрированы 12 последовательных аудиопортов MCASP общего назначения. Порты можно использовать для временного мультиплексирования TDM-потока. Они реализуют протоколы I2S и служат для обмена данными между устройствами с цифровыми аудиоинтерфейсами. Подсистема локальной мультимедийной шины (MLBSS) обеспечивает связь контроллера MediaLB с внешними устройствами, оснащенными интерфейсами MediaLB/MediaLB+, а также реализует подключение к шине передачи данных мультимедийных систем MOST. В режиме 6‑pin (три дифференциальные пары LVDS) максимальная скорость передачи данных состав-
электронные компоненты №03 2020
Микроконтроллеры и микропроцессоры
Память главного домена Многоядерный контроллер совместно используемой встроенной памяти MSMC обеспечивает высокоскоростной доступ к памяти всех модулей СнК. Структурная схема, показывающая связь контроллера MSMC с остальными устройствами СнК, приведена на рисунке 3. Контроллер MSMC поддерживает 8 Мбайт (4 банка по 2 Мбайт каждый) SRAM с ECC, а также когерентную SRAM уровней L2, L3 и общий кэш памяти уровня L3. Передача данных осуществляется через согласованный унифицированный интерфейс. Контроллер MSMC имеет доступ к внутреннему модулю маршрутизации данных (DRU) прямого доступа к памяти (DMA), что позволяет увеличить скорость обмена данными. Контроллер памяти общего назначения (GPMC) с модулем обнаружения и локализации ошибки (ELM) предназначен для обмена данными с внешними устройствами памяти. Приведем его основные параметры: -- ширина шины данных: 8 и 16 бит; -- формирование сигнала выбора микросхемы (chip-select) для четырех независимых областей памяти; -- адресное пространство: 1 Гбайт; -- поддерживается асинхронная и синхронная 8‑и 16‑бит память, 16‑бит немультиплексированная и мультиплексированная флэш-память NOR, 8‑ и 16‑бит флэш-память NAND, 16‑бит псевдо SRAM (pSRAM); -- код ECC с исправлением ошибок. Подсистема DDRSS служит интерфейсом внешней памяти DDR. Она поддерживает LPDDR4, 32‑бит шину с функцией ECC. Адресное пространство DDRSS составляет 32 Гбайт. К системе памяти также можно отнести универсальный интерфейс флэш-памяти UFS с интегрированным M‑PHY. Интерфейс поддерживает стандарты UFS2.1, JESD220C, UFSHCI, JESD223C, MIPI UniPro (v.1.60, 2013) и MIPI M‑PHY (v3.1, 2014). Скорость передачи данных в зависимости от режима находится в диапазоне 1,46–5,83 Гбит/с. Заметим, что подсистема DDRSS не поддерживает память типа DR3, DDR3L, DDR3U и DDR4.
67
Рис. 4. Структурная схема дисплейной подсистемы
Микроконтроллеры и микропроцессоры
ляет 2048 кадров/с. Возможна передача данных в синхронном и асинхронном режимах. Объем буфера составляет 16 Кбайт для всех трансферов.
68
Дисплейная подсистема Дисплейная подсистема DSS управляет несколькими дисплеями высокого разрешения и заслуживает отдельного рассмотрения. Ее структурная схема показана на рисунке 4. Контроллер дисплея DISPC поддерживает многослойное смешивание для каждого дисплея и конвейер обратной записи с масштабированием для передачи фрагмента «память–память» или для захвата изображения. Контроллер DISPC также реализует гамма-коррекцию и программируемое управление цветом. Поддерживаются форматы RGB, YUV, YUV420 YUV422, YUV444, ARGB48–12121212. Каждый из четырех видеопортов VP может работать с 36‑бит форматом пиксела и тактируется независимыми тактовыми последовательностями частотой до 600 МГц. Режим вывода каждого порта VP также конфигурируется индивидуально, в т. ч. задается выходной формат 8/9/12/16‑бит интерфейса и программируемая 10‑бит гамма-коррекция. Декомпрессия в буфере кадров FBDC осуществляется без потерь. Интерфейс дисплея соответствует стандарту MIPI DSI 1.3.1 и более ранним спецификациям этого протокола. Диапазон тактовой частоты пикселов задается в пределах 25–330 МГц, используются 16/18/24/30/36‑бит форматы входных данных RGB. Физический уровень MIPI DSI соответствует спецификации MIPI D‑PHY 1.2; при этом скорость передачи данных на линии достигает 2,5 Гбит/с. Контроллер DSITX интерфейса MIPI DSI v1.3.1 осуществляет арбитраж потока, реализует протокол нижнего уровня и отвечает всем требованиям стандарта MIPI DSI 1.3. Он поддерживает передачу данных по всем четырем линиям со скоростью до 2,5 Мбит/с. Встроенный приемопередатчик DisplayPort (eDP) соответствует спецификации VESA DisplayPort (DP) 1.3 (с поддержкой 1.4 DSC/FEC). Передача данных разделяется на одну, две или четыре линии; используется однопоточная (SST) или многопоточная (MST) передача данных (до четырех потоков) и аудиопоток через SerDes. Применяется высокоскоростное
www.elcomdesign.ru
шифрование данных для защиты контента HDCP и передача кодированных потоковых данных со сжатием изображения DSC. Физический уровень приемопередатчика eDP позволяет передавать данные со скоростями 1,62; 2,7; 5,4 и 8,1 Гбит/с по каждой из четырех линий с уменьшенным дифференциальным напряжением. Дополнительный физический уровень (AUXPHY) представляет собой дифференциальную пару с возможностью передачи данных на расстояние до 15 м со скоростью 1 Мбит/с. Данные передаются в манчестерском коде и служат для настройки канала. Канал AUX используется для доступа к области памяти, в которой хранится конфигурация порта дисплея (DPCD), что позволяет осуществлять расширенную идентификацию данных для дисплея EDID. Домен микроконтроллера
В этом домене реализована уже не новая, но эффективная концепция «микросхема-в‑микросхеме», когда в одном корпусе объединены два микроконтроллера с разным функциональным назначением. В данном случае главный домен предназначен для создания интерфейса пользователя, сетевых коммуникаций и выполнения сложных пользовательских приложений, требующих значительной вычислительной мощности и производительности, а микроконтроллерный домен служит для создания встраиваемых систем управления промышленным оборудованием. Микроконтроллерный домен имеет собственные схемы питания, тактирования и сброса, что позволяет работать независимо от состояния других модулей СнК. Коммуникации домена с другими частями СнК осуществляются через внутренний интерфейс SPI. Подобное решение позволяет практически полностью изолировать домен и повысить безопасность. Например, при выходе из строя главного домена СнК микроконтроллерный домен сформирует сообщение о неисправности. Структурная схема домена приведена на рисунке 5. Рассмотрим основные модули домена. Поскольку процессор Cortex-R5F мы кратко описали в предыдущем разделе, начнем рассмотрение с подсистемы памяти. В ее состав входит ПЗУ загрузчика емкостью 192 Кбайт, ОЗУ уровня L3 емкостью 1024 Кбайт для хранения команд и данных с коррекцией ошибки ECC. В ОЗУ поддерживается линейная, строчная кэш-
Домен WKUP
Рис. 5. Структурная схема микроконтроллерного домена
адресация и FIFO с настраиваемой глубиной. В подсистему памяти входит также SP RAM. Это ОЗУ, предназначенное для хранения промежуточных результатов отладки или контекстной информации объемом 512 байт. К подсистеме памяти с некоторой натяжкой отнесем два модуля RAT, преобразующие входные 32‑бит адреса в выходные 48‑бит адреса. Каждый модуль RAT формирует до 16 областей в адресном пространстве. Как и в главном домене, навигационная подсистема микроконтроллерного домена MCU_NAVSS предназначена для увеличения эффективности передачи данных между всеми его модулями. В ее состав входит меньше независимых кольцевых структур (до 286), но в остальном обе подсистемы аналогичны. В домен интегрированы два идентичных 8‑канальных 12‑бит АЦП. Производительность каждого из них составляет 4 Мвыб/с при тактовой частоте 60 МГц. В состав домена входят стандартные коммуникационные интерфейсы. Их вид и количество указаны на структурной схеме (см. рис. 4). Мы не будем останавливаться на них, но кратко упомянем
Э тот до м е н о б е сп ечив ае т б ез опасность и управление питанием. Он изолирован от двух других доменов и управляет режимами работы с низ-
Микроконтроллеры и микропроцессоры
таймеры домена, т. к. они важны для построения систем управления. В состав домена входят таймеры двух типов. К первому из них относятся таймеры прерываний реального времени RTI с двумя независимыми 64‑бит счетчиками и четырьмя регистрами сравнения, генерирующие метки времени для операционной системы. Эти таймеры также применяются в качестве оконных сторожевых. К таймерам второго типа относятся десять 32‑бит таймеров общего назначения. Перечислим их некоторые важные параметры: -- формирование меток 1 мс при тактовой частоте 32,768 кГц; -- формирование прерываний при переполнении; -- сравнение, захват, автоматическая перезагрузка и остановка/запуск; -- формирование ШИМ-последо вательностей. Диагностические модули микроконтроллерного домена контролируют тактовые сигналы, ошибки, связанные с функционалом безопасности. Реализован механизм коррекции ECC, позволяющий уменьшить ошибки программного обеспечения и обнаружить одно- и двухбитные ошибки; кроме того, имеется циклический контроль избыточности (CRC) для проверки целостности памяти.
69
Рис. 6. Структурная схема домена WKUP
электронные компоненты №03 2020
Микроконтроллеры и микропроцессоры
Рис. 7. Структурная схема межсоединений
70
ким энергопотреблением. В этот домен встроены подсистемы управления функциями безопасности. Структурная схема домена WKUP показана на рисунке 6. Ко н т р ол л ер у пр ав л е ни я и б ез о пасн о с т и до м е на WKUP_DMSC управляет последовательностью загрузки программного обеспечения, устройствами управления питанием и безопасностью СнК. Контроллер базируется на хорошо известном и множестве раз описанном ядре Arm Cortex-M3. DMSC использует встроенные ключи для установления корня доверия и аутентификации ПО. Этот же контроллер управляет питанием и перовым выходит из режима сброса, а затем управляет выходом остальных доменов СнК из режима сброса. Связь доменов Все модули и подсистемы разных доменов СнК связаны через систему межсоединений. Ее структурная схема показана на рисунке 7. Межсоединения представляют собой коммутационную матрицу, которая осуществляет одновременную передачу данных с минимальной задержкой между ведущими и ведомыми устройствами. В отличие от ведущих, ведомые устройства не формируют запросы на чтение или запись, но они отвечают на запросы ведущих устройств,
генерируя прерывания или запросы DMA. Каждому ведущему устройству присвоен идентификатор ID, который используется при маршрутизации в процессе возврата транзакции. Таблицы межсоединений модулей приведены в руководстве пользователя. В СнК используются два типа брандмауэров – для защиты отдельных областей и каналов передачи данных. В СнК не предусмотрены межсетевые экраны на системном уровне – они реализованы в навигационных подсистемах NAVSS главного, микроконтроллерного доменов и в модуле маршрутизации DRU, входящем в состав DMA. Почти все ведомые устройства защищены брандмауэром. Некоторые ведущие устройства имеют собственный брандмауэр. Чтобы разрешить доступ к ведомым портам, брандмауэры ведущих устройств следует соответственно запрограммировать. Брандмауэры отдельных областей проверяют атрибуты транзакции. Она не происходит, если обнаруживается несоответствие условий доступа. Эти условия записаны в регистрах брандмауэра. В них входят разрешенные адреса обращения, регистры управления, к которым разрешен доступ, и регистры, в которых фиксируются нарушения обращений. Размер минимальной области защиты ограничен 4 Кбайт.
НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ
| МТС и Ericsson протестировали технологию 5G на частотах LTE |
МТС и Ericsson впервые в России успешно протестировали технологию динамического перераспределения частотного ресурса между сетями 4G LTE и 5G NR, которая позволяет быстро и при невысоких затратах развернуть широкое покрытие в стандарте 5G на существующей LTE-инфраструктуре операторов связи. Тестирование новой технологии проводилось в Уфе в офисе МТС на коммерческой базовой станции и оборудовании Ericsson Radio System с использованием решения Instant Ericsson Spectrum Sharing (Instant ESS), обеспечивающего мгновенное переключение между технологиями 4G и 5G. Технология динамического перераспределения частотного спектра распределяет ресурсы сети между технологиями 4G LTE и 5G NR внутри выделенной полосы с интервалом в одну миллисекунду, что значительно повышает эффективность использования спектра, а также сокращает задержки и время установления соединения. Тесты подтвердили эффективность применения технологии при одновременной работе 4G LTE и 5G NR в одной полосе. Испытанное решение позволяет улучшить покрытие 5G NR на 25% за счет агрегации с более низкими частотными диапазонами LTE. https://russianelectronics.ru
www.elcomdesign.ru
РЕКЛАМА
Проектирование диплексера, дуплексера, триплексера и N-плексера Джефф Калер (Jeff Kahler), Nuhertz Technologies
В статье рассматривается эффективный процесс проектирования диплексеров, дуплексеров, триплексеров и N‑плексеров на основе программных решений Nuhertz Technologies для разработки фильтров (FS), библиотеки моделей компонентов Modelithics RF и среды проектирования AWR Design Environment, а также модуля Microwave Office. Статья переведена и перепечатана с разрешения редакции журнала High-Frequency Electronics.
С р е д с т в а ра з ра б о т к и
Введение
72
Пр о ек т ир о в ани е д ип л ексер о в, дуплексеров, триплексеров и их многоканальных вариаций (N‑плексеров) может осуществляться с учетом схемотехнических и топологических требований, выполнение которых может оказаться не только сложным и трудоемким, но и зачастую невозможным из-за взаимоисключающих положений. Особенно острыми противоречия становятся на высоких частотах от 100 МГц и выше, когда паразитные эффекты подложки и межсоединений существенно ухудшают параметры устройства. Данные эффекты необходимо устранить при оптимизации конструкции, сделав это по возможности без значительных затрат времени и усилий. В статье рассматривается эффективный процесс проектирования на основе комбинации программных решений Nuhertz Technologies для разработки фильтров (FS), библиотеки моделей компонентов Modelithics RF, среды проектирования AWR Design Environment и, в особенности, – ПО Microwave Office для проектирования схемных решений. Успех проекта достигается благодаря эффективным инструментам оптимизации Microwave Office, точным и гибким моделям компонентов разных производителей от Modelithics и автоматизированному проектированию от Nuhertz. На основе предлагаемого подхода можно получить готовые к производству проекты диплексеров, дуплексеров и триплексеров, удовлетворяющие электрическим и физическим требованиям. N‑плексеры можно реализовать на основе комбинации блоков ди- и триплексеров в Microwave Office путем копирования и вставки элементов. Для более детального анализа и оптимизации методами электромагнитного моделирования при-
www.elcomdesign.ru
меняются планарный симулятор AXIEM и 3D-симулятор Analyst. Особенности проектирования фильтров
Проектирование идеальных диплексеров – задача непростая даже на низких частотах ввиду конечного сопротивления входа и взаимодействий между низко- и высокочастотным плечами диплексера. Проектирование дуплексеров (два полосно-пропускающих плеча), триплексеров (низкочастотные, высокочастотные и полосно-пропускающие плечи) и N‑плексеров вызывает сложности по тем же основным причинам. Идеальные диплексеры со смежными каналами (без 3‑дБ частотного зазора между соседними каналами) ослабляют нежелательные отражения на входе и «провисания» выходных характеристик благодаря непосредственному взаимодействию между плечами, однако не избавлены от них полностью. Диплексеры с частотным разделением смежных каналов обладают худшими выходными характеристиками, однако их можно улучшить с помощью компенсаторов на основе шунтирующих последовательных LC-резонаторов, смещающих нежелательные отражения в область между каналами, что улучшает характеристики в полосах пропускания. Дуплексеры и многоканальные разделители с внешними полосно-пропускающими плечами вызывают те же проблемы на частотах среза, решение которых на краях частотного диапазона устройства аналогично упомянутому. Исправление частотной характеристики несмежного диплексера компенсаторами нежелательных отражений может оказаться невозможным из-за того, что номиналы компонентов выходят за допустимый диапазон или их
физический размер не соответствует требованиям проекта. Подстройка компонентов позволяет получить размеры элементов согласно заданным топологическим ограничениям, и, если повезет, они все еще будут соответствовать проектным требованиям. Однако зачастую перед разработчиком стоит сложный выбор между выполнением требований к электрическим или топологическим характеристикам проекта. К счастью, вместо этого непозволительного выбора можно найти компромиссное решение благодаря передовым методам проектирования, представленным в этой статье. Кроме того, иногда необходимо смешивать топологии фильтров и требования к затуханию между двумя или более участками полосы пропускания. Оба этих обстоятельства в еще большей степени усугубляют проблему компенсации отражения в том, что значения стандартных элементов компенсации вычисляются с использованием идентичных топологий и порядков. В свою очередь, возникает необходимость в применении передовых методов проектирования и оптимизации. Помимо основных проблем идеальных диплексеров, частотные характеристики реальных устройств ухудшаются из-за неоптимальных значений предлагающихс я на рынке дискретных компонентов и конечной добротности индуктивности даже на более низких частотах. На более высоких частотах дополнительные паразитные эффекты межсоединений и контактных площадок ухудшают частотную характеристику в еще большей степени вплоть до того, что она становится нераспознаваемой. Поскольку при проектировании высокочастотных диплексеров возникают те же проблемы, целесообразно оптимизировать проекты с учетом всех упомянутых
особенностей, чтобы окончательный проек т отвечал всем требованиям к электрическим и физическим характеристикам приложения. Разработка диплексера
а)
б) Рис. 1. а) идеальный диплексер; б) результаты его моделирования в Microwave Office (снизу)
е к т а п о к а з ан а н а р и с у нке 2 . Д л я параметров библиотеки компонентов и межкомпонентных соединений ус тановлено значение Modelithics COMPLE TE и Include Interconnec ts («Включить межсоединения»). Выбор семейств компонентов и подложек очень прост: выпадающее меню содержит все доступные семейства и подложки, и разработчик может просто выбрать желаемое семейство, семейства или подложку. Можно выбрать несколько семейств, установив соответствующий флажок (см. рис. 3). После создания идеальной конс трукции, выбора дета лей и под-
ложки мы снова выполняем экспорт в Microwave Office, чтобы получить схему, топологию и частотную характеристику проекта на основе моделей от Modelithics. Выбор компонентов и вс тавка межсоединений автоматизиров аны на 10 0 % , однако при желании можно выполнить и ручную подстройк у межсоединений, добавив и подстроив элементы топологии в схеме Microwave Office. Экспортированный проект со всеми компонентами показан на рисунке 4; видно, что S‑параметры более реальной версии значительно ухудшились по сравнению с идеальным диплексером.
Рис. 2. Страница экспорта Nuhertz FS с параметрами моделей Modelithics
электронные компоненты №03 2020
С р е д с т в а ра з ра б о т к и
Процесс проектирования начинается с конструкции фильтра, синтезированного в Nuhertz FS, для восьмиполюсного несмежного эллиптического диплексера с центральной частотой 500 МГц и межполосным интервалом 200 МГц. Для минимизации количества катуш е к б ы л в ы б р ан ф и льт р ч е т н о го порядка, а для перемещения отражений в межканальный интервал вдали от верхней и нижней полос пропускания используется компенсатор отражения. Центральная частота 500 МГц находится в том частотном диапазоне, где паразитные эффекты подложки и межсоединения могут оказывать значительное влияние. Идеальный фильтр в Nuhertz и результаты моделирования S‑параметров в Microwave Office с заданными параметрами оптимизации показаны на рисунке 1. Выпадающее меню Export применяется для экспорта проекта в Microwave Office для дальнейшего анализа. Из рисунка 1 видно, что частотная характеристика идеального диплексера легко удовлетворяет требованиям. Тем не менее, после включения реальных (изготовленных) компонентов, межкомпонентных соединений и подложек частотная характеристика, скорее всего, значительно ухудшится на заданных частотах. Для реализации проекта были выбраны модели индук тивностей Murata 06031QW18A и конденсаторов AV X 0603 ACCUP от Modelithics. Семейства реактивных компонентов были тщательно отобраны на основе характеристик на высоких частотах, а их обширный состав предоставил дискретным оптимизаторам в составе Microwave Office большой выбор компонентов для оптимизации. Состав моделей семейств включает возможность выбора таких элементов идеальных компенсаторов, чтобы физические размеры диплексера оставались в заданных пределах. Кроме того, имеется возможность выбрать индукторы и конденсаторы нескольких семейств, чтобы учесть большие различия в размерах элементов. В рассматриваемом случае была выбрана подложка Rogers 4003C1 толщиной 20 мил от Modelithics. Д ля простоты расположение межсоединений было определено относительно высоты подложки, но разработчик может задать ее в абсолютных величинах. Панель экспорта Nuhertz FS с вариантами выбора для этого про-
73
С р е д с т в а ра з ра б о т к и
Рис. 3. Выбор семейств моделей компонентов Modelithics
74
Рис. 4. Диплексер с реальными компонентами и топологией в Microwave Office
www.elcomdesign.ru
Рис. 5. Выбор компонентов Modelithics для дискретного оптимизатора Microwave Office
Если присмотреться к схеме Microwave Office, можно увидеть, что назначения моделей Modelithics вмес то идеальных компонентов выполняются с использованием дискретных уравнений, совместимых с дискретным оптимизатором Microwave Of fice. Кроме того, все геометрические параметры межсоединений определяются с помощью оптимизируемых уравнений (см. рис. 5). Для первого этапа оптимизации выбраны только параметры компонентов Modelithics. Оптимизируемые уравнения отображаются синим цветом, а неоптимизируемые уравнения – черным. Диск р е т ный оп т и м из атор вы б ир ае т ко м понен т ы Modelithics, наиболее точно соответствующие целям оптимизации проекта. Как только процесс выбора подходящих компонентов завершится, можно заняться регулировкой геометрических параметров межсоединений.
Рис. 6. Отключение оптимизации межсоединений при экспорте проекта в Microwave Office
С р е д с т в а ра з ра б о т к и
75
Рис. 7. Выбор наиболее подходящих компонентов Modelithics в процессе дискретной оптимизации в Microwave Office
электронные компоненты №03 2020
Рис. 8. Выбор оптимизации топологии межсоединений
Чтобы отключить оптимизацию межсоединений при экспорте в Microwave Office, необходимо снять соответствующий флажок на панели экспорта, как показано на рисунке 6. Чтобы запустить дискретный оптимизатор, выбираем Discrete Local Search в окне оптимизатора и нажимаем кнопку Start в левом нижнем углу. Константа оптимизации уменьшается в процессе поиска решения и принимает минимальное значение, когда дальнейшая оптимизация невозможна. Рекомендуется сделать более одного прогона оптимизации и использовать результаты, при которых константа оказывается наименьшей. Лучшие результаты после трех запусков оптимизатора показаны на рисунке 7 (обведенные области соответствуют элементам управления и месту отображения константы оптимизации). На графике S‑параметров видно, что теперь кривые точнее соответствуют заданной оптимизации.
С р е д с т в а ра з ра б о т к и
Рис. 9. Готовые к оптимизации геометрические параметры межсоединений
76
Рис. 10. Итоговая конструкция диплексера, оптимизированная по компонентам Modelithics и геометрическим параметрам межкомпонентных соединений
www.elcomdesign.ru
Во многих случаях одного запуска дискретной оптимизации с компонентами Modelithics достаточно для выполнения требований проекта и этот шаг, по сути, можно считать завершающим. Иногда необходим дополнительный шаг: перемещение компонентов и редактирование топологии для оптимизации занимаемой площади и соответствия ограничениям пространства на плате. Если частотная характеристика не соответствует техническому заданию, геометрические параметры межсоединений необходимо изначально настроить для продолжения оптимизации. С этой целью устанавливается соответствующий флажок на панели экспорта данных в Microwave Office, как показано на рисунке 8, и нажимается кнопка Update. В результате обеспечивается возможность регулировать и оптимизировать геометрические параметры межкомпонентных соединений. Такие параметры, выделенные синим цветом на схеме Microwave Office (к примеру, S и W справа на рисунке 9), автоматически участвуют в процессе оптимизации. Процесс оптимизации в Microwave Office запускается еще раз; при этом используются компоненты библиотеки Modelithics и геометрические параметры межсоединений. В качестве алгоритма оптимизации сначала выступает алгоритм дискретного локального поиска Discrete Local Search, а затем – Pointer Gradient, который предназначен для точной настройки решения после оптимизации. Результаты, представленные на рисунке 10, показывают почти идеальные характеристики и малую остаточную константу оптимизации 1,4. Заметим, что при необходимости внести изменения в топологию для удовлетворения требования к занимаемому пространству на плате их следует выполнить до запуска оптимизации.
Рис. 11. Меню управления процессом экстракции в Microwave Office для ЭМ-анализа проекта
С р е д с т в а ра з ра б о т к и
77
Рис. 12. Результаты ЭМ анализа в AXIEM
электронные компоненты №03 2020
Однако полученные результаты могут оказаться неудовлетворительными, поскольку частотная характеристика несколько ухудшилась; в таком случае следует выполнить ЭМ-оптимизацию проекта. Поскольку ей может потребоваться большой объем вычислительных ресурсов, что увеличит время моделирования, решение о целесообразности дальнейшей оптимизации лежит полностью на разработчике и его опыте. В данном случае уточнение результатов оптимизации было сочтено оправданным, и по ее результатам константа уменьшилась с 4,5 до 1,8. Окончательная частотная характеристика после оптимизации с помощью AXIEM показана на рисунке 13. Рис. 13. Итоговые результаты расчета структуры в AXIEM после оптимизации
С р е д с т в а ра з ра б о т к и
На частотах около 1 ГГц рекомендуется проверить полученную характеристику, запустив электромагнитный анализ схемы с помощью планарного симулятора AXIEM. Сделать это весьма просто: достаточно щелкнуть правой кнопкой мыши блок экстракции итого-
вой схемы в Microwave Office, выбрать Enable и затем – Add Extraction, как показано на рисунке 11. Результаты ЭМ-анализа, представленные на рисунке 12, достаточно точно совпадают с ранее полученной частотной характеристикой.
Разработка дуплексера
Конструктивно дуплексеры схожи с диплексерами за исключением того, что у первых из них – два полосно-пропускающих плеча вместо плеч, фильтрующих нижние и верхние частоты. Компенсатор отражения центральной частоты для несмежных дуплексеров
а)
78
б) Рис. 14. а) схема идеального 6-полюсного эллиптического дуплексера в FS; б) частотная характеристика в Microwave Office
www.elcomdesign.ru
Рис. 15. Оптимизированная конструкция дуплексера и результаты анализа в Microwave Office
С р е д с т в а ра з ра б о т к и
79
Рис. 16. Оптимизированная конструкция триплексера и результаты анализа в Microwave Office
электронные компоненты №03 2020
С р е д с т в а ра з ра б о т к и
Рис. 17. Оптимизированная схема и топология N-плексера в Microwave Office
80
идентичен таковому для диплексеров. При проектировании дуплексеров следует учитывать, что на внешних частотах среза полосно-пропускающих плеч иногда наблюдаются искажения, вызванные теми же причинами, что и в случае несмежных диплексеров. Это проседание уменьшается с помощью компенсаторов отражения. На рисунке 14 показана синтезированная конструкция идеального 6‑полюсного эллиптического дуплексера с центральной частотой 200 МГц и полосой по внешнему краю 200 МГц. Топология с равными плечами была выбрана для минимизации разброса номинала шунтирующей индуктивности и упрощения оптимизации двух полос пропускания. Три шунтирующих LC-резонатора служат компенсаторами отражения; один – для центральной частоты, другой – для каждого из внешних краев полосы пропускания. Те же этапы проектирования, что и для диплексера, можно применить и в данном случае: оптимизацию с библиотекой Modelithics, оптимизацию межсоединений, а при необходимости и ЭМ-оптимизацию в AXIEM. На рисунке 15 показаны оптимизированная топология и результаты моделирования. Проектирование триплексера
Триплексеры схожи с диплексерами, но в их конструкцию включено полосно-пропускающее плечо между низко- и высокочастотными плечами. Для несмежных триплексеров необходимы два компенсатора отражения: один между полосой низких частот и полосой пропускания, а другой – между полосами пропускания и верхних частот. Триплексеры используют ту же конструкцию, что и диплексеры, но соединение в точке разделения плеч сложнее, и оно приводит к большему количеству паразитных соединений, что, в свою очередь, значительно ухудшает частотные характеристики. На рисунке 16 представлена конструкция оптимизированного триплексера, для
www.elcomdesign.ru
получения которой была проведена ручная подстройка геометрических параметров в делителе. Отметим, что конечная постоянная оптимизации равна 14, что несколько выше, чем было в описанных выше конструкциях диплексера и дуплексера. Проектирование N‑плексера
N‑плексеры состоят из ряда полосовых секций с необязательной НЧ- или ВЧ-секцией на каждом конце. FS не может синтезировать N‑плексеры напрямую, но их можно разрабатывать по частям, проектируя дуплексеры и триплексеры по отдельности, экспортируя полученные конструкции в ПО Microwave Office, а затем копируя и вставляя требуемые блоки в конструкцию N‑плексера в Microwave Office. Заметим, что возросшая сложность компоновки микрополосковой точки соединения плеч N‑плексера может ограничивать частотный диапазон конструкции с сосредоточенными LC-элементами. На рисунке 17 показана схема и топология N‑плексера в Microwave Office. Во всех случаях компенсаторы отражения располагались на входе отдельных плеч N‑плексера. Выводы
Мы рассмотрели методологию проектирования высокочастотных диплексеров с сосредоточенными элементами, дуплексеров, триплексеров и N‑плексеров с использованием Nuhertz FS, платформы AWR Design Environment (включая Microwave Office и планарный ЭМ-симулятор AXIEM) и библиотеки компонентов Modelithics RF. Мы установили, что можно достаточно просто получить корректные, точные, пригодные для производства и применения конструкции. Основная часть процесса проектирования по большей части автоматизирована, что позволяет значительно сэкономить время на разработку и быстрее вывести готовое изделие на рынок.
О разнице между встраиваемыми гипервизорами и разделительными микроядрами с возможностью виртуализации Андрей Панкратов, инженер
И встраиваемые гипервизоры, и разделительные микроядра со слоем виртуализации поддерживают несколько гостевых операционных систем, но первые в большей мере предназначены для виртуализации, а вторые – для обеспечения безопасности и высокой производительности при решении задач в режиме реального времени.
Гипервизоры и микроядра
Рис. 1. Гипервизор 1-го типа запускает приложения на ВМ с гостевой ОС, не используя главную ОС
Гипервизоры делятся на два типа. Первые из них запускаются на хосте, т. е. на «железе», а вторые – поверх главной ОС (ОС хоста). Гипервизоры 1‑го типа обеспечивают лучшую производительность в целом, т. к. система имеет на один программный слой меньше. При этом, однако, всем или большинству приложений требуется виртуализация. Если она необходима только для малого числа задач, общая производительность системы оказывается выше при использовании гипервизоров 2‑го типа. Например, если большинство приложений запущено в операционной системе реального времени (ОСРВ) и только одно или два приложения необходимо запустить на Linux или Microsoft Windows, то другие задачи реального времени запускаются на ОС хоста; при
этом гипервизор не используется. Расплачиваются меньшей производительностью только те приложения, которым требуется виртуализация. Микроядро представляет собой ОС, где основные сервисы реализованы в режиме ядра, а все остальные сервисы, например драйверы устройств, файловые системы, сетевые стеки и виртуализация, реализуются, главным образом, в пространстве пользователя. Благодаря такой модульной архитектуре возрастает гибкость и надежность, а достоверная вычислительная база (TCB) становится компактнее. К одному из особых типов микроядер относятся разделительные ядра, которые контролируют распределение всех экспортируемых ресурсов по разделам. Эти разделы полностью изоли-
электронные компоненты №03 2020
В с т ра и в а е м ы е с и с т е м ы
Гипервизоры широко применяются в производственных серверах. Количес тво вс траиваемых приложений с гипервизорами продолжает расти. Их основное назначение – виртуализация и обеспечение изоляции для запуска более одной операционной системы (ОС) в рамках одного физического сервера. Однако круг задач гипервизоров не исчерпывается этими приложениями. Микроядра породили вс траиваемые сис темы, а для обеспечения изоляции и защиты были разработаны разделительные микроядра. Ту же технологию виртуальных машин (ВМ), что и для гипервизоров, можно использовать в микроядрах для виртуализации. Оба решения позволяют запускать несколько операционных систем в виртуальной среде, включая ОС смешанного типа. У этих двух технологий – схожие черты, но имеются и некоторые существенные различия, касающиеся времени задержки, безопасности и уровня детерминизма. Гипервизоры, которые называются так же мониторами виртуальных машин, представляют собой программы для создания и запуска ВМ, причем каждая из них может работать отдельно на гостевой ОС. Гипервизоры отвечают за изоляцию каждой ВМ, при которой ни одна ВМ не влияет на другую (см. рис. 1). Гипервизоры и ВМ – мощные структуры, потребляющие, как правило, значительное количество ресурсов, будь то база исходного кода, объем памяти и задержка выполнения.
81
рованы для информационных потоков за исключением явно разрешенных. Разделительные ядра обеспечивают высокую безопасность и соответствуют требованиям к безопасности разделительных ядер (SKPP) для всех внедряемых сред. Разделительное микроядро со слоем виртуализации имеет некоторые сходные черты с гипервизорами 2‑го типа. К ним, например, относится то, что слой виртуализации запускается поверх главной ОС и может использоваться выборочно только для приложений, требующих виртуализации. Отличие в том, что изоляция осуществляется разделительным микроядром (в данном случае – на главной ОС) даже между разными экземплярами слоя виртуализации (см. рис. 2).
В с т ра и в а е м ы е с и с т е м ы
Виртуализация
82
И гипервизоры, и микроядра со слоем виртуализации применяют аппаратное ускорение для полной виртуализации. В процессорах Intel, например, используются технологии Intel VT-x, EPT и Intel VT-d. Intel VT-x обеспечивает аппаратные команды для ввода и работы в режиме виртуализации, где гостевая ОС считает себя ОС с полным доступом; при этом главная ОС защищена. Технология EPT обеспечивает виртуализацию таблиц состояния страниц с информацией обо всех распределениях памяти, начиная с физической и заканчивая виртуальной. Технология Intel VT-d обеспечивает аппаратную поддержку для перераспределения прямого доступа памяти (DMA) и прерываний, задаваемых устройством. Но даже с использованием таких технологий ускорения для процессоров Intel и аналогичных им для других процессоров значительная часть виртуализации осуществляется в ПО. Благодаря тому, что изначально гипервизоры разрабатывались для серверов производственного уровня, количество предоставляемых виртуальных машин на один хост достаточно велико, а поддержка функций управления процессом виртуализации – шире. К этим расширенным возможностям относятся также функции динамического распределения ресурсов, отработки отказа и динамической миграции, которые варьируются в зависимости от реализации. Время задержки и детерминизм
В прошлом , когда с тандартные микропроцессоры еще не поддерживали некоторые функции виртуализации с помощью аппаратного ускорения, решения для полной виртуализации обладали низкой производительностью. Хотя современные микропроцессоры обеспечивают более широкую под-
www.elcomdesign.ru
Рис. 2. Разделительное микроядро запускает каждую задачу в отдельном разделе, и только те задачи, которые требуют других ОС, запускаются в ВМ с помощью гостевых ОС поверх слоя виртуализации
держку виртуализации, основная часть виртуализации ввода/вывода, например эмуляция устройств, шин, прерываний, маршрутизация, до сих пор осуществляется с помощью ПО. Как правило, при использовании гипервизоров 1‑го типа виртуализация имеет меньшую задержку и более высокую производительность, т. к. обходится без главной ОС. Однако при использовании гипервизоров 1‑го типа страдает безопасность системы, что плохо сказывается на приложениях реального времени и приложениях, критичных к безопасности. Напротив, микроядра со слоем виртуализации запускают задачи реального времени непосредственно на главной ОС, а остальные задачи, не требующие решения в режиме реального времени, – на слое виртуализации. Издержки виртуализации всей системы в целом выше, но это отражается только на менее ресурсоемких задачах. Таким образом, время задержки и уровень детерминизма в случае задач, выполняющихся в жестком режиме реального времени, и приложений, критичных к безопасности, меньше, как и при использовании главных ОСРВ. Некоторые гипервизоры пытаются уменьшить задержку еще и за счет того, что позволяют запускать задачи без помощи гостевой ОС – на «голом железе». Однако даже если приложение не использует гостевую ОС, оно так или иначе работает с помощью гипервизора. Если цель состоит в запуске приложения реального времени или критичного к безопасности приложения со сравнительно малой задержкой, то запуск без ОС – не выход. Почти все перечисленные задачи требуют поддержки системы
управления сервисами, использования семафоров или обмена сообщениями; при этом ни одна из этих функций не способна работать на «голом железе», т. е. без помощи ОС. Безопасность
Сфера безопасности – одно из различий между гипервизорами и разделительными микроядрами со слоем вирт уализации. Хотя обеспечение защиты может стать главной причиной использования гипервизора, ошибочно считать, что его безопасность обеспечивается аппаратными средствами для увеличения виртуального адресного пространства и виртуальной системы ввода/вывода для изоляции виртуальных машин. Точнее, основная защита большинства гипервизоров обеспечивается тем, что базовое аппаратное оборудование поддерживается с помощью блока управления доступом к памяти (MMU) и блока управления памятью для операций ввода/вывода (IOMMU). Во‑первых, аппаратная защита обеспечивается только для части того, что требуется для изоляции ВМ. Во‑вторых, аппаратная защита помогает только изолировать ВМ, не обеспечивая безопасности гипервизора. Поскольку гипервизоры работают под управлением гостевой ОС, ВМ не обнаруживает дефектный гипервизор. Такие лазейки получили название «гиперджекинг» (буквально: «угон гипервизоров»). Вероятность появления уязвимости обычно пропорциональна размеру и виду атаки. Гипервизоры имеют ПО виртуализации, запущенное в режиме ядра, что делает их частью достоверной вычислительной базы; при этом код
виртуализации может иметь большой размер. Почти каждое обращение гостевой ОС к ядру необходимо получить, проверить, после чего устанавливается, разрешен ли доступ этой ОС. Для повышения эффективности решения по виртуализации необходимо виртуализовать не одну инструкцию, а их последовательность. Такой упреждающий способ – только один из примеров увеличения и без того огромной базы исходного кода гипервизора для минимизации потерь производительности при виртуализации. По определению, микроядро реализует минимальное количество функций, и потому слой виртуализации не является частью TCB-базы. Это не значит, что ВМ незащищены. Напротив, разделительное микроядро обеспечивает изоляцию каждого раздела – виртуального или невиртуального. В случае возникновения уязвимости слоя виртуализации она не станет распространяться даже на другой экземпляр слоя виртуализации другой ВМ. Таким образом, эта структура предотвращает гиперджекинг. Микроядра, использующие технологию разделительного ядра, могут иметь самый высокий уровень безопасности и изоляции. Доказательство тому – сертификация в соответствии с требованиями SKPP и подобными стандартами безопасности, например Common Criteria EAL6. Некоторые гипервизоры используют принципы разделительного ядра для повышения безопасности, но коммерческие гипервизоры не имеют сертификатов SKPP или Common Criteria EAL6.
Примером разделительного микроядра с дополнительным слоем виртуализации является ОСРВ INTEGRITY‑178 tuMP от компании Green Hills Software. INTEGRITY‑178 – ОС с высоким уровнем безопасности и защиты, сертифицированная Страховой компанией по обеспечению национальной информационной системы (NIAP). INTEGRITY‑178 соответствует требованиям SKPP и Common Criteria EAL6+ и расширяет возможности системы до уровня современных многоядерных процессоров. Дополнительный слой виртуализации запускается в разделах, изолированных с помощью разделительного ядра, и позволяет запускать на одном микропроцессоре одновременно несколько гостевых ОС, поддерживая при этом высокий уровень безопасности. В результате появляется система, оптимизированная под задачи реального времени и приложения, требующие высокого уровня безопасности. В то же время она позволяет обрабатывать задачи, которым необходима дополнительная поддержка от ОС общего назначения или унаследованных ОС. Литература 1. John Rushby. The Design and Verification of Secure Systems. 8th ACM Symposium on Operating System Principles. Asilomar. CA. December 1981. 2. Information Assurance Directorate, National Security Agency. U. S. Government Protection Profile for Separation Kernels in Environments Requiring High Robustness. Version 1.03. June 2007.
СОБЫТИЯ РЫНКА
| Россия создаст 9 «научных центров мирового уровня» по ИИ, роботам и цифровым технологиям |
https://russianelectronics.ru
электронные компоненты №03 2020
В с т ра и в а е м ы е с и с т е м ы
Согласно списку из семи ключевых направлений, до 2023 г. появятся девять научных центров мирового уровня. В итоговом перечне направлений особое внимание уделено передовым цифровым технологиям, искусственному интеллекту, робототехнике и кибербезопасности. В список приоритетных направлений в числе прочих вошли передовые цифровые технологии, искусственный интеллект, роботизированные системы и материалы нового поколения, интеллектуальные транспортные и телекоммуникационные системы, высокотехнологичное здравоохранение, а также технологии обеспечения национальной безопасности. Не менее важными, по мнению экспертов, являются направления экологически чистой ресурсосберегающей энергетики, эффективного регионального использования недр и биоресурсов, высокопродуктивного и экологически чистого агро- и аквахозяйства, создания безопасных, качественных и функциональных продуктов питания. Наконец, заключительным седьмым пунктом в списке значатся гуманитарные и социальные исследования взаимодействия человека и природы, человека и технологий, социальных институтов как эффективных ответов общества на вызовы. Утвержден порядок и критерии конкурсного отбора победителей на предоставление грантов. Согласно правилам, отбор претендентов на предоставление субсидий из федерального бюджета пройдет в три этапа, а победителей определят по результатам конкурсного отбора. Для участия в конкурсе заявителю будет необходимо предоставить программу создания и развития центра, которую оценят эксперты – члены совета. Научные центры мирового уровня создаются в рамках национального проекта «Наука». Всего до конца 2023 г. планируется создать девять таких центров. На первом этапе, до 2021 г., должно быть создано три центра на базе организаций, прошедших конкурсный отбор. Объем финансового обеспечения на создание и развитие научных центров мирового уровня с 2020 по 2023 гг. составляет более 10 млрд руб. из федерального бюджета. В 2020 г. в федеральном бюджете на эти цели выделено 2,4 млрд руб. Предусматривается, что на ближайшие 10–15 лет приоритетными следует считать направления, которые позволят получить научные и научно-технические результаты, а также создать технологии, являющиеся основой инновационного развития внутреннего рынка продуктов и услуг, устойчивого положения России на внешнем рынке. Совет по государственной поддержке создания и развития научных центров мирового уровня, выполняющих исследования и разработки по приоритетам научно-технологического развития, создан постановлением Правительства России от 8 июля 2019 г. Он формируется из представителей федеральных органов исполнительной власти, Российской академии наук, а также ведущих ученых, занимающих лидирующие позиции в различных областях исследований и разработок по приоритетам научно-технологического развития.
83
Конденсаторы для снабберных цепей Игорь Голышев, инженер В статье кратко рассматриваются пассивные снабберные цепи. Основной акцент сделан на выборе конденсаторов для этих цепей. В качестве примера приводятся основные параметры керамических конденсаторов компании TDK и пленочных конденсаторов компании Vishay. Пассивные снабберные цепи
Пассивные компоненты
Снабберные цепочки – неотъемлемая составляющая часть силовых преобразователей и схем, в которых пр ои с ходи т б ы с т р а я ко м м у т аци я силовых ключей, например в усилителях типа D. Известно несколько схем снабберных цепочек. В состав каждой из них входит конденсатор. Необходимость снабберной цепи иллюстрируется рисунком 1. На нем при разной развертке осциллографа показан звон,
возникающий на фронтах переключения силового ключа. Если не принять никаких мер, едва ли при таком звоне удастся уложиться в жесткие стандарты электромагнитной совместимости. Для устранения звона используют разные схемы снабберных цепей. На рисунке 2 показана RCD-цепь. Иногда используется еще более простая RC-цепь. В этом случае отсутствует диод, показанный в схеме на рисунке 2. Принцип работы снабберной цепочки крайне прост: при запирании ключа ток индуктивности заряжает конденсатор, а выключение ключа происходит в режиме мягкой коммутации. При отпирании ключа конденсатор разряжается через него, ток разряда ограничен резистором R снабберной цепи. Разумеется, поскольку резистор должен быть безындуктивным, не следует выбирать проволочные резисторы. Приближенный расчет компонентов снабберной RCD-цепи основан на двух соотношениях: , (1)
, (2) где С – емкость конденсатора снабберной цепи; I – ток стока в начале запира-
84
Рис. 1. Звон на фронтах переключения силовых ключей
www.elcomdesign.ru
Рис. 2. Снабберная RCD-цепь
ния ключа; t – время запирания ключа; V – напряжение ограничения стока; f – рабочая частота; P – мощность, рассеиваемая снаббером. Рассмотрим пример со следующими исходными данными: -- рабочая частота ключа: 100 кГц; -- время открытого состояния ключа (мин.): 200 нс; -- ток ключа: 1 А; -- время запирания ключа: 50 нс; -- напр я же ни е на к люч е (пик .): не более 80 В. И з в ы р а ж е н и я (1) о п р е д е л я е м емкость конденсатора: С = (1 ∙ 50 ∙ 10 –9)/80 = 0,625 ∙ 10 –9 = = 625 пФ. Из соотношения (2) определяем мощность, рассеиваемую на резисторе снабберной цепи: P = (105 ∙ 0,625 ∙ 10 –9 ∙ 802)/2 = 0,4 Вт. Ве личину резис тора выбираем из условия разряда конденсатора в течение минимального времени открытого состояния ключа: 200 нс = (3…4) ∙ RC. Таким образом, R = 200 • 10 –9/(3…4) • • 0,625 ∙ 10 –9 = 80–107 Ом. Определим емкость конденсатора из ряда Е24, например 680 пФ, и выберем сопротивление из ряда 68–82 Ом.
Рис. 3. 2-каскадная снабберная цепь
Выбор конденсаторов для пассивных снабберных цепей
При выборе снабберных конденсаторов сразу же по целому ряду пр ичин с л е д уе т от бр о си т ь в ар и ант с электролитическими конден-
саторами. У них довольно большая величина эквивалентного последовательного сопротивления (ESR), из-за чего они перегреваются, и сокращается их срок службы. Они плохо переносят значительные пиковые токи, что также ведет к сокращению срока службы. Кроме того, у них довольно низкая надежность. Не могут похвастаться надежностью и стойкостью к перегреву и танталовые конденсаторы с электролитом MnO2. Их также не следует применять в снабберных цепях. Для снабберных цепей отлично подходят слюдяные конденсаторы, но они, к сожалению, довольно дороги и, к тому же, их емкость невелика. Эти компоненты применяются лишь в 2‑каскадных схемах (см. рис. 3) для сглаживания коротких высоковольтных «иголок» напряжения помех. Если речь идет о мощных преобразователях с токами в десятки и сотни ампер, то вне конкуренции пленочные конденсаторы. Помимо способности выдерживать большие импульсные токи, в десятки раз превышающие номинальный нормируемый среднеквадратичный ток, к их весьма весомым преимуществам следует отнести способность к самовосстановлению пленки, что заметно повышает безопасность их эксплуатации. При повреждении полимерной пленки из-за электрических перегрузок или механических воздействий в месте повреждения возрастает ток, что приводит к нагреву поврежденного участка и разрушению молекулярной структуры. Таким образом, поврежденный участок изолируется. Отметим также высокие нормируемые напряжения и продолжительный срок службы пленочных конденсаторов. Предпочтительно использовать конденсаторы с полипропиленовой пленкой. В приложениях, где мощность преобразователя невелика и токи не превышают нескольких ампер, вне конкуренции
у же керамические конденсаторы – полипропиленовые компоненты в этом случае явно избыточны, и их габариты соизмеримы с габаритом всего преобразователя, а то и превышают их. При использовании керамических конденсаторов нельзя превышать максимально допустимый ток – в противном случае срок службы конденсатора заметно сократится. С вне дрением в повсе дневную прак тик у полупроводниковых SiCи GaN-приборов значительно возросли скорости их переключения, однако максимальную скорость изменения напряжения керамических и пленочных конденсаторов тоже можно ограничить величиной 50 В/нс или чуть выше. Не следует экономить место и выбирать керамический конденсатор меньшего размера – в этом случае он может перегреваться из-за меньшей поверхности охлаждения и, вероятно, его емкость будет в большей мере подвержена влиянию заряда. К сожалению, зависимость емкости конденсатора от заряда не нормируется производителем и может отличаться у разных производителей даже при одинаковом типе диэлектрика и классе температурной зависимости. С учетом этого обстоятельства при выборе следует отдать предпочтение керамическим конденсаторам известных производителей. Поскольку керамические конденсаторы не могут конкурировать с пленочными по нормируемому напряжению и максимальному импульсному току, приходится составлять целую батарею из керамических конденсаторов, если по каким-либо причинам в преобразователе средней мощности необходимо использовать именно их. На рисунке 4 показан звон на фронтах переключения SiC MOSFET при разных вариантах снабберной цепи. Как видно из рисунка, наилучший результат получается при использовании
электронные компоненты №03 2020
Пассивные компоненты
В инверторах при очень кру тых фронтах перек лючения, например при использовании карбидокремниевых ключей, применяется 2‑каскадная схема снабберной цепи [1]. Ее пример приведен на рисунке 3, где указаны производители конденсаторов, типы конденсаторов и схема их включения. В этой схеме используются слюдяные конденсаторы компании Soshin Electric, пленочные конденсаторы компании Nippon Chemi-Con и керамические конденсаторы Murata. Оптимальным вариантом подавления звона и, соответственно, уменьшения электромагнитных помех является активная ограничивающая цепь. Однако ее применение для преобразователей малой мощности не всегда целесообразно с точки зрения стоимости и габаритов преобразователя. В силу этих причин пассивные снабберные цепи по-прежнему актуальны для экономичных преобразователей малой мощности. Помимо приведенного выше очень простого прикидочного расчета существуют еще несколько более сложных методик расчета снабберной цепи, но они, к сожалению, не учитывают паразитные параметры конденсаторов и контуров силовых проводников. Поэтому, как бы ни были сложны расчеты с помощью этих методик, окончательный вариант компонентов снабберной цепи можно получить лишь после ее макетирования. При использовании RC-цепи измерить ток довольно просто – достаточно определить напряжение на резисторе. В случае RCD-цепи придется включать токовый пробник между конденсатором и резистором.
85
Пассивные компоненты
Рис. 4. Звон на фронтах переключения SiC MOSFET при разных вариантах снабберной цепи
Рис. 5. Частотные характеристики для одной из групп конденсаторов серии FA семейства CeraLink
86
Рис. 6. Область значений напряжения и емкости конденсаторов разных типов
www.elcomdesign.ru
керамических конденсаторов благодаря их отличным частотным свойствам. Именно по этой причине производители стараются модифицировать эти компоненты для работы в силовых цепях. Например, компания TDK стала выпускать керамические конденсаторы семейства CeraLink с диэлектриком свинец-лантан-цирконий-титан (PLZT). Новый диэлектрик позволяет увеличить нормируемое напряжение и емкость керамических конденсаторов, но, к сожалению, у них сохраняется та же температурная зависимость, что и у конденсаторов с традиционным диэлек триком. Обратим внимание на сильную зависимость сопротивления ESR этих конденсаторов от часто-
ты. На рисунке 5 приведены частотные характеристики для одной из групп конденсаторов серии FA семейства CeraLink. На рисунке 6 показано место новых конденсаторов среди конденсаторов остальных типов. Приведем основные параметры серии FA последней новинки семейства CeraLink: -- нормируемые напряжения: 500, 700 и 900 В; -- емкость: 0,5–10 мкФ; -- ESR на частоте 1 кГц: 1–11 Ом; -- ESR на частоте 1 МГц: 3–29 мОм; -- ESL: 2 нГн, 3 нГн; -- нормируемый среднеквадратичный ток при 100 кГц: 8–47 А. Если вы остановили выбор на пленочных конденсаторах, лучше выбрать специализированные конденсаторы для снабберных цепей. Их производят несколько компаний. На российском рынке наиболее доступна продукция компании Vishay. В ее производственной линейке семейство пленочных конденсаторов МКР386 М специализировано под использование в снабберных цепях. Зависимость импеданса конденсаторов от частоты для конденсаторов с разной высотой корпуса L, а с ледовательно, с разной эквивалентной пос ледовательной инд ук тивнос тью (ESL), приведена на рисунке 7. Основные параметры семейства МКР386 М:
-- нормируемые напряжения V NDC : 700–2500 В; -- нормируемые напряжения V RAC : 420–800 В; -- скорость нарастания импульса (макс.): 370–2500 В/мкс; -- емкость: 0,047–10 мкФ; -- нормируемый среднеквадратичный ток при 100 кГц: 6–29 А; -- пиковый ток: 264–1850 А; -- ESR на частоте 100 кГц: 1,5–16 мОм; -- тангенс угла потерь при 100 кГц: 30 ∙ 10 –4–75 ∙ 10 –4; -- срок службы: не менее 300 тыс. ч;
-- рабочая температ ура корпуса (макс.): 105°C. Параметры конденсаторов в довольно большой мере зависят от температуры. Например, если температура корпуса не превышает 85°C, амплитуда допустимого импульса перенапряжения, действующего в течение 2 с, достигает 1,6VNDC, а при температуре выше 85°C эта величина уменьшается до 1,1VNDC. Литература 1. T i p s f o r P r a c t i c a l U s e : S n u b b e r Capacitors//techweb.rohm.com.
НОВОСТИ ТЕХНОЛОГИЙ
| Суперпамять для искусственного интеллекта на базе антиферромагнетиков |
Недавно ученые-исследователи из Университета Мессины (Италия) и Северо-западного Университета (США) представили совершенно новый тип магнитной памяти, который может совершить революцию в области накопителей данных. Речь идет о технологии с использованием антиферромагнетиков (AFM). Как заявляют разработчики, такой подход позволит создать самые компактные носители информации, которые к тому же будут обладать рекордно низким энергопотреблением. По оценкам экспертов, суммарный объем энергии, потребляемой ЦОДами по всему миру, достиг 2% от общего энергопотребления, а к 2030 г. этот показатель может вырасти до 11%. Поэтому появление действительно нового типа носителей c меньшим энергопотреблением – это знаковый этап в развитии технологий хранения данных. Чтобы решить проблему энергопотребления памяти, Педрам Халили и его сотрудники обратили внимание на AFM, электроны в которых ведут себя подобно крошечным магнитам из-за квантово‑механического свойства, называемого «спином», но сам материал не демонстрирует макроскопическую намагниченность, потому что «спины» ориентированы антипараллельно. Отметим, что согласно теоретическим расчетам, использование AFM позволяет хранить 1 бит информации, используя всего 12 атомов, в то время как современный магнитный накопитель требует для той же задачи не менее 1 млн атомов. Как правило, запоминающие устройства потребляют ток для выполнения операции записи данных. Поскольку в случае антиферромагнетиков ее выполняют магнитоупорядоченные частицы, не требуется подавать непрерывный электрический ток. Дополнительным преимуществом такого подхода является то, что данные с носителя нельзя удалить внешними магнитными полями. Материалы с антиферромагнитными свойствами давно привлекают внимание ученых, но до последнего времени исследователей останавливали трудности, связанные с контролем магнитных состояний. Педрам Халили и группа ученых под его руководством использовала для создания накопителей элементы, выполненные из антиферромагнитного платинового марганца – материала, который никто ранее не использовал для упомянутой задачи. При этом отдельные элементы имеют размер 800 нм – в 10 раз меньше, чем те, которые предлагались в других похожих разработках. Технологический процесс изготовления памяти нового типа совместимо с существующей практикой создания полупроводников, а это значит, что компании-производители могут принять данную технологию, не инвестируя в новое оборудование. Как ожидается, новая технология позволит создавать эффективные и коммерчески востребованные модули магниторезистивной оперативной памяти (MRAM) – магнитную память с произвольным доступом. Но, как отмечает сам Педрам Халили, в этом направлении предстоит еще много работы. https://russianelectronics.ru
электронные компоненты №03 2020
Пассивные компоненты
Рис. 7. Зависимость импеданса конденсаторов семейства МКР386М от частоты
87
Основы квадратурной модуляции Станислав Ткаченко, инженер
В статье описывается принцип квадратурной модуляции, рассматривается связь между разными типами модуляции, показано векторное разложение сигнала на составляющие.
Модуляция является основополагающей процедурой в электронных системах связи. Модулирующий сигнал может быть аналоговым (голос или музыка) или цифровым (поток битов). Большинство современных систем связи цифровые – в них используются разные уровни амплитуды или фазы для представления передаваемых данных. Чем в большей мере модулирован сигнал, тем больше данных доставляется за определенный промежуток времени. Квадратурная модуляция широко применяется в цифровых системах связи вплоть до самых современных 5G. Основной задачей модуляции является управление одним или несколькими параметрами несущего радиосигнала. Математически она выражается следующим образом:
Т е о р и я и п ра к т и к а
x(t) = a (t) cos [2πfct – θ(t)],
88
где a(t) – амплитудная модуляция; θ(t) – фазовая модуляция; fc – несущая частота. В амплитудной модуляции используется модулирующий сигнал, а фазовая составляющая отсутствует (θ(t) = 0). Аналогично, при фазовой модуляции функция a(t) равна константе, прилагается только θ(t). Далее для простоты мы не будем рассматривать частотную модуляцию, однако не сложно показать, что частотная модуляция может осуществляться с помощью фазовой модуляции. Векторное представление
Векторная диаграмма является наглядным способом представления модулированного сигнала путем разложения на синфазную (I) и квадратурную компоненты (Q). Используя тригонометрическое представление, получаем:
Рис. 1. Векторная диаграмма, представляющая амплитуду и фазу модулированного сигнала
www.elcomdesign.ru
cos(X + Y) = cosX cosY – sinX sinY. Тогда модулированный сигнал имеет вид: x(t) = a(t) cos(θ(t)) cos (2πfct) + a(t) sin(θ(t)) sin(2πfct). Преобразуем его, вводя синфазную и квадратурную составляющие: x(t) = i(t) cos(2πfct) + q(t) sin(2πfct), где: i(t) = a(t) cos(θ(t)), q(t) = a(t) sin(θ(t)). На рисунке 1 показана векторная диаграмма. Синфазная составляющая I откладывается по горизонтали, квадратурная Q – по вертикали. Связь между амплитудой и фазой модулированного сигнала и I и Q выражается следующим образом: ,
.
Синфазная и квадратурная составляющие меняются в соответствии с приложенной модуляцией. При классической амплитудной модуляции варьируется длина вектора, а его фазовый угол остается постоянным. При фазовой модуляции происходит обратное: амплитуда постоянна, фазовый угол меняется (т. е. вектор «вращается»).
Рис. 2. Функциональная схема квадратурного модулятора
Рис. 3. Диаграмма состояний для модуляции с фазовым сдвигом
Функциональная схема квадратурного модулятора показана на рисунке 2. Как упоминалось, составляющая i(t) управляет синфазной (косинусоидальной) компонентой, а q(t) отвечает за квадратурную компоненту (синус). После суммирования получаем требуемый выходной сигнал. Эту схему можно реализовать и программно, и аппаратно либо комбинированным методом. Тем не менее, чаще всего применяются блоки цифровой обработки сигнала. На рисунке 2 показана передающая часть. На приемном конце квадратурный детектор выделяет квадратурную и синфазную составляющие из модулированного сигнала.
Рис. 4. Диаграмма состояний в случае 16-QAM
. Мгновенная частота меняется: , где kd – постоянная девиации; m(t) – модулирующий сигнал. Разрешая это уравнение относительно фазы, получаем: .
Цифровая модуляция
Таким образом, частотно модулированный сигнал можно получить с помощью фазовой модуляции – для этого требуется аналоговый интегратор или эквивалентный программный алгоритм.
Т е о р и я и п ра к т и к а
Квадратурную модуляцию можно использовать для реализации бесконечного количества схем модуляции, однако наиболее важна она именно в схемах цифровой модуляции. В качестве примера рассмотрим модуляцию с фазовым сдвигом (Phase Shift Keying, PSK). На рисунке 3 показаны два наиболее простых варианта PSK: с четырьмя (4‑PSK) и восемью состояниями (8‑PSK). Амплитуда вектора остается постоянной. На рисунке крестиками отмечены точки – концы век тора. На диаграмме состояний указаны все возможные комбинации двоичных значений (00, 01, 10, 11) для модуляции с четырьмя состояниями, а также восемь состояний для 8‑PSK. При увеличении количества состояний за отведенный промежуток времени можно передать больше информации; при этом вероятность появления ошибочных битов также увеличивается. При квадратурной амплитудной модуляции (Quadrature amplitude modulation, QAM) для добавления состояний используется и амплитуда, и фаза. На рисунке 4 показана модуляция с 16 состояниями (16‑QAM). Вектор поочередно проходит все эти состояния. В каждый момент времени передаются четыре бита информации.
Выводы
Квадратурная модуляция и квадратурные сигналы широко используются в системах связи. В частности, в цифровых модуляторах. Для модуляции несущей выбираются даже устаревшие типы модуляции, например амплитудная или частотная. Принцип разделения сигнала на цифровые потоки I и Q применяется в большом количестве систем связи. Благодаря своей гибкости он де-факто стал стандартным методом модуляции.
89
Частотная модуляция
Разборные металлические EMI SMD экраны Кварцевые генераторы 0532 на частоты до 125 МГц РЕКЛАМА
Итак, модуляция амплитуды и фазы несущей является удобным и гибким способом получения модулированной несущей. Тем не менее, частотная модуляция не уходит на второй план, продолжая активно использоваться в системах широковещательного радио и систем наземной мобильной связи. Рассмотрим, как выполнить частотную модуляцию с помощью квадратурного модулятора. В общем случае, мгновенная частота f(t) является производной мгновенной фазы θ(t):
электронные компоненты №03 2020
Новинки месяца. Редакционный обзор Предлагаем читателям обзор новинок за прошедший месяц с момента выхода в свет журнала «Электронные компоненты» № 2, 2020 г. В новый обзор вошли наиболее интересные, на наш взгляд, изделия. Рассматривается продукция только тех компаний, которые широко представлены на российском рынке. При перечислении параметров указываются их типовые значения.
АЦП и ЦАП
TI. Изолированный дельта-сигма модулятор АМС1336. Упрощенная схема включения приведена на рисунке 1. Основные параметры АМС1336: –– диапазон входного напряжения: ±1 В; –– входное смещение: ±0,5 мВ; –– дрейф смещения: ±4 мкВ/°C; –– ошибка усиления: ±0,25%; –– дрейф коэффициента усиления: ±40 ppm; –– устойчивость к изменению синфазного напряжения: 115 кВ/мкс; –– электрическая прочность изоляции: 5700 В (СКЗ); –– диапазон рабочей температуры перехода: –40…150°C; –– корпус: SOIC‑8 (5,85×7,5 мм).
С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы
ДАТАКОМ
Q o r v o . 75 ‑ О м п е р е к л ю ч а т е л ь Q P C 42 7 0 S P S T д л я с и с т е м C AT V (см. рис. 2). Основные параметры QPC4270 SPST: –– диапазон напряжения питания: 2,7– 5,0 В; –– полоса частот: 1–3300 МГц; –– изоляция каналов при 5 и 1000 МГц: 96 и 62 дБ; –– вносимые потери при 50 и 1000 МГц: 0,17 и 0,46 дБ; –– диапазон рабочей температуры: –40…105°C; –– корпус: DFN6.
Skyworks. Интерфейсный модуль SKY85747–11 для беспроводных систем стандарта 802.11 ах. Структурная схема
Рис. 2. Переключатель QPC4270 SPST
Рис. 3. Структурная схема модуля SKY85747-11
90
Рис. 1. Упрощенная схема включения модулятора АМС1336
www.elcomdesign.ru
модуля приведена на рисунке 3. Основные параметры SKY85747–11: –– диапазон напряжения питания: 4,2–5,5 В;
Рис. 4. Схема включения контроллера APR348
–– –– –– –– –– –– –– –– ––
полоса частот: 5,15–5,925 ГГц; усиление при передаче (макс.): 34,5 дБ; усиление при приеме (макс.): 16 дБ; усиление при 3,9 ГГц: –18 дБ; ток потребления при выходной мощности 21–27 дБм: 280– 450 мА; возвратные потери по входу: 10 дБ; возвратные потери по выходу: 6 дБ; диапазон рабочей температуры перехода: –40…160°C; корпус: LGA24 (3×5 мм).
Рис. 5. Область безопасной работы MOSFET IMZA65R027M1H
ДИСКРЕТНЫЕ СИЛОВЫЕ КОМПОНЕНТЫ
Infineon. SiC MOSFET IMZA65R027M1H семейства CoolSiC. Область безопасной работы MOSFET показана на рисунке 5. Основные параметры IMZA65R027M1H: –– напряжение сток–исток: 650 В;
Рис. 6. Полумостовая схема FF6MR12W2M1_B11
–– –– –– –– ––
сопротивление открытого канала: 27 мОм; пиковый ток (макс.): 184 А; длительный ток стока при 25 и 100°C: 59 и 41 А; устойчивость к изменению напряжения: 200 В/нс; заряд затвора: 63 нКл;
С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы
Diodes. Контроллер синхронного выпрямителя вторичной стороны APR348 со встроенным линейным стабилизатором напряжения. Контроллер работает в режимах непрерывной и прерывистой проводимости. Его схема включения приведена на рисунке 4. Основные параметры APR348: –– диапазон напряжения питания VCC: не более 22 В; –– время открытия встроенного ключа: 30 нс; –– время выключения встроенного ключа: 25 нс; –– вытекающий ток (макс.): 0,6 А; –– втекающий ток (макс.): 3,5 А; –– диапазон рабочей температуры: –40…85°C; –– корпус: QSOP‑16.
91
Рис. 7. Схема включения драйвера BRD1ххх
электронные компоненты №03 2020
–– –– –– –– ––
задержка на отпирание: 21,4 нс; время нарастания: 21,6 нс; задержка запирания: 21,6 нс; время спада: 8,4 нс; диапазон рабочей температуры: –55…150°C; –– корпус: PG-TO 247–4-3.
С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы
И е щ е S i C M O S FE T о т э т о й ж е к о м п а н и и – F F 6 M R 12 W 2 M1 _ B11, но на этот раз в полумостовой конфигурации (см. рис. 6). Основные параметры FF6MR12W2M1_B11: –– напряжение сток–исток: 1200 В; –– сопротивление открытого канала при 125°C: 7,38 мОм; –– пиковый ток (макс.): 400 А; –– заряд затвора: 496 нКл; –– длительный ток стока при 125°C: 200 А; –– задержка на отпирание при 125°C: 19,3 нс; –– время нарастания при 125°C: 18,0 нс; –– задержка запирания при 125°C: 66,0 нс; –– время спада при 125°C: 30,5 нс; –– индуктивность рассеяния выводов модуля: 8,0 нГн; –– диапазон рабочей температуры: –40…150°C; –– размер модуля: 51×42,5×16,4 мм. Power Integrations. Семейс тво полумостовых драйверов BRD1ххх 2‑ и 3‑ фазных бесщеточных элек тро двигателей постоянного тока. Схема вк лючения драйвера приведена на рисунке 7. Основные параметры BRD1ххх: –– напряжение сток–исток встроенных FREDFET ключей (макс.): 600 В;
92
Рис. 9. Схема включения контроллера LTC7804
www.elcomdesign.ru
–– д л и т е льн ы й ср е д н е к в а д р ат ич ный то к пр и т р ап е це и д а льн о й модуляции 12 кГц на шине 340 В: 0,22–1,33 А в зависимости от модификации;
–– –– –– ––
мертвое время: 588 нс; время включения FREDFET: 0,7 мкс; время выключения FREDFET: 0,4 мкс; порог срабатывания тепловой защиты: 150°C;
Таблица. Основные параметры выпрямителей семейства Fred Pt Наименование
IF(AV), A
VBR, В
VS-2EYH01-M3
2
VS-2EYH01HM3 VS-2EYH02-M3
VF при IF и TJ
tRR, нс
QRR, нКл
AEC-Q101
2
15
20
–
0,69
2
15
20
+
0,69
2
15
20
–
200
0,69
2
15
20
+
100
0,71
3
16
23
–
3
100
0,71
3
16
23
+
3
200
0,71
3
16
23
–
3
200
0,71
3
16
23
+
В
А
100
0,69
2
100
2
200
VS-2EYH02HM3
2
VS-3EYH01-M3
3
VS-3EYH01HM3 VS-3EYH02-M3 VS-3EYH02HM3
Рис. 8. Зависимость заряда затвора от напряжения MOSFET SiSS05DN
–– диапазон рабочей температуры: –40…125°C; –– корпус: inSOP‑24C. Vishay. Сверхбыстрые выпрямители семейства Fred Pt. Их основные параметры приведены в таблице. P‑ к ана льный MОSFE T SiSS05D N от этой же компании с самым низким сопротивлением открытого канала в отрасли. Зависимость заряда затвора от приложенного напряжения приведена на рисунке 8. Основные параметры SiSS05DN: –– напряжение сток–исток: – 30 В; –– сопротивление открытого канала: 3,5 мОм; –– продолжительный ток стока при 25°C (макс.): –108 А; –– пиковый ток стока в течение 100 мкс (макс.): –300 А; –– общий заряд затвора: 76 нКл; –– задержка открытия: 16 нс; –– время нарастания: 15 нс; –– задержка запирания: 47 нс; –– время спада: 13 нс; –– диапазон рабочей температ уры перехода: –55…150°C; –– корпус: PowerPAK 1212–8S.
–– выходной ток (макс.): 3,6–16 А в зависимости от модификации; –– выходная мощность: 200 Вт; –– пульсации выходного напряжения: 120–560 мВ в зависимости от модификации; –– электрическая прочность изоляции: 3000 В (СКЗ); –– наработка на отказ: 300 тыс. ч; –– диапазон рабочей температуры: 0–40°C; –– размер: 161×54,2×33, мм. Murata. DC/DC-преобразователи с е р и и D1U 5 4 ‑ D ‑ 6 5 0 –12 ‑ H B x C (см. рис. 11). Основные параметры D1U54‑D‑650–12‑HBxC:
Рис. 11. DC/DC-преобразователь серии D1U54-D-65012-HBxC
Analog Devices. Контроллер повышающего преобразователя LTC7804. Его схема включения приведена на рисунке 9. Основные параметры LTC7804: –– диапазон входного напряжения: 4,5–40 В; –– напряжение встроенного ИОН: 1,2 В; –– диапазон рабочей частоты: 100– 3000 кГц, программируется; –– время включения: 25 нс; –– время выключения: 15 нс; –– время открытого состояния (мин.): 80 нс; –– диапазон рабочей температуры: –40…125°C; –– корпус: QFN‑16 (3×3 мм).
–– диапазон входного напряжения: 44–72 В; –– выходное напряжение: 12 В; –– выходная мощность: 650 Вт; –– выходной ток основного канала (макс.): 54,2 А; –– выходной ток вспомогательного канала (макс.): 2 А;
ON Semiconductor. LDO-регулятор NCP730. Схема включения приведена на рисунке 12. Основные параметры NCP730: –– диапазон входного напряжения: 2,7–38 В; –– диапазон выходного напряжения: 1,2–24 В; –– падение напряжения при токе 150 мА (мин.): 290 мВ; –– пиковый ток (макс.): 200 мА; –– погрешность поддержания выходного напряжения: ±1%; –– линейная регулировочная характеристика: 0,4%; –– нагрузочная регулировочная характеристика: 0,2%; –– диапазон рабочей температуры: –40…125°C; –– корпус: WDFN6 (2×2 мм). STMicroelectronics. Повышающепонижающий DC/DC-преобразователь STBB3JCC. Схема включения преобразователя приведена на рисунке 13. Основные параметры STBB3JCC: –– диапазон входного напряжения: 1,8–5,5 В; –– диапазон выходного напряжения (рег.): 1,2–5,5 В; –– выходной ток (макс.): 2,0 А;
93
C U I . A C / D C- п р е о б р а з о в а т е л ь SDI2006‑U с силовыми GaN FET (см. рис. 10).
Рис. 12. Схема включения LDO-регулятора NCP730
Рис. 10. AC/DC-преобразователь SDI2006-U
Основные параметры SDI2006‑U: –– диапазон входного напряжения: 90–264 В (АС); –– выходные напряжения: 12–56 В в зависимости от модификации;
С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы
ИСТОЧНИКИ, МОДУЛИ ПИТАНИЯ И ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
– – пульсация выходного напряже ни я в поло се 20 МГц (пик– пик): 120 мВ; –– электрическая прочность изоляции вход–выход: 1000 В; –– КПД при нагрузке 50%: 93%; –– диапазон рабочей температуры: –5…50°C; –– размер: 54,5×228×40 мм.
Рис. 13. Схема включения преобразователя STBB3JCC
электронные компоненты №03 2020
–– длительный выходной ток (макс.): 600 мА; –– сопротивление открытого канала силового ключа: 100 мОм; –– ток встроенного силового ключа (макс.): 3 А при 25°C; –– рабочая частота: 2,0 МГц; –– диапазон рабочей температ уры перехода: –40…150°C; –– корпус: Flip Chip20 (2,5×1,75 мм). TDK-Lambda. Семейство источников питания CUS600M (см. рис. 14). Основные параметры CUS600M:
С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы
Рис. 14. Источник питания семейства CUS600M
94
–– диапазон выходного напряжения: 85–265 В АС; –– коэффициент мощности: 0,99/0,95; –– диапазон выходного напряжения: 12–48 В в зависимости от модификации; –– выходная мощность с принудительной вентиляцией: 600 Вт; –– выходная мощность без вентиляции: 400 Вт; –– диапазон выходного тока с принудительной вентиляцией (макс.): 12,6–50 А; –– диапазон выходного тока без принудительной вентиляции (макс.): 8,4–33,4 А; –– линейная регулировочная характеристика: 0,5%; –– нагрузочная регулировочная характеристика: 1%; –– КПД: до 99%; –– категория безопасности: 2×МОРР; –– диапазон рабочей температуры: –20…70°C; размер: 76,2×127×37,1 мм.
TI. Силовой модуль TPSM5 is3604 (см. рис. 15). По утверждению представителей компании это самый миниатюрный модуль в отрасли в своем классе. Основные параметры TPSM53604:
Рис. 15. Силовой модуль TPSM5 is3604
–– диапазон входного напряжения: 3,8–36 В; –– диапазон выходного напряжения: 1–7 В; –– выходной ток (макс.): 4 А; –– рабочая частота: 1,4 МГц; –– КПД: до 95%; –– выходная мощность: до 20 Вт; –– диапазон рабочей температ уры перехода: –40…105°C; –– занимаемая на плате площадь: 85 мм2; –– корпус: QFN (5,0×5,5 мм). Tr a c o P o w e r. И з о л и р о в а н н ы й DC/DC-преобразователь серии TMDC 60H (см. рис. 16). Основные параметры TMDC 60H:
ПАССИВНЫЕ КОМПОНЕНТЫ
Bourns . Тр ан сф ор м атор SM91509AL. Его электрическая схема приведена на рисунке 17. Основные параметры SM91509AL: –– главная индуктивность: не менее 600 мкГн; –– индуктивность рассеяния: не более 0,5 мкГн; –– соотношение витков: 1:1; –– сопротивление обмоток: 1,2 Ом; –– вносимые потери на частоте 4 МГц: –0,25 дБ; –– возвратные потери на частоте 4 МГц: –22 дБ; –– электрическая прочность изоляции: 3100 В (СКЗ); –– проникновение из канала в канал в полосе 1–10 МГц: –50 дБ; –– ослабление синфазной составляющей в полосе 1–200 МГц: –30 дБ; –– диапазон рабочей температуры: –40…125°C; –– размер: 14,81×11,68×3,0 мм.
Рис. 16. Изолированный DC/DC-преобразователь серии TMDC 60H
–– диапазон входного напряжения: 80–160 В; –– диапазон выходного напряжения одноканальных модификаций: 5,1– 48 В; –– выходное напряжение двуканальных модификаций: ±12; ±15; ±24 В; –– точность поддержания выходного напряжения: ±2%;
Рис. 17. Электрическая схема трансформатора SM91509AL
www.elcomdesign.ru
–– линейная регулировочная характеристика: ±1%; –– нагрузочная регулировочная характеристика: ±1%; –– выходной ток (макс.): 1250–12500 мА в зависимости от модификации; –– выходная мощность: 60 Вт; –– электрическая прочность изоляции: 3 кВ (АС); –– КПД: 88%; –– гарантия: 3 года; –– диапазон рабочей температуры: –40…75°C; –– размер: 25,4×25,4×10,9 мм.
Рис. 18. Электромагнитное реле FTR3
Рис. 19. Схема применения изолированных DC/DC-преобразователей семейства DCM
Fujitsu. Элек тромагнитное реле FTR3 (см. рис. 18). Основные параметры FTR3: –– два нормально открытых контакта; –– коммутируемый ток (макс.): 150 А; –– коммутируемое напряжение (макс.): 450 В DC; –– напряжение кат ушки (ном.): 12 и 24 В DC; –– напряжение удержания: 3,6 и 7,2 В; –– время срабатывания, не более: 50 мс; –– электрическая прочность изоляции контактов, а также между контактами и катушкой: 1000 В; –– механическая износостойкость: 300 тыс. коммутаций; –– диапазон рабочей температуры: –40…85°C.
–– выходная мощность до 600 Вт; –– электрическая прочность изоляции: 4,242 кВ DC; –– диапазон рабочей температуры: –40…125°С; –– плотность мощности: 1244 Вт/дм3. Sumida. Семейство ферритовых др о ссе лей CDRH50 D28D/ T150 д ля поверхностного монтажа. Зависимость индуктивности от тока и перегрева в зависимости от температуры для одной из групп дросселей приведена
на рисунке 20. Основные параметры CDRH50D28D/T150: –– диапазон индуктивности: 1–100 мкГн; –– отклонение индуктивности от номинального значения: ±20 или ±30%; –– DCR: 18–780 мОм; –– ток насыщения, при котором индуктивность уменьшается на 30%: 0,55–5,5 А; –– диапазон тока, в котором дроссель нагревается на 40°C: 0,46–3,6 А; –– диапазон рабочей температуры: –55…150°C; –– размер: 5,6×5,6×3,0 мм.
СОБЫТИЯ РЫНКА
| Эксперты подготовили предложения по поддержке отечественной электронной промышленности | Координационный совет разработчиков и производителей радиоэлектронной аппаратуры Союза машиностроителей России подготовил ряд инициатив и предложений по поддержке профильного сектора отечественной промышленности. Их направят для проработки и дальнейшего обсуждения в Минпромторг РФ. Новации, в частности, касаются стратегии развития электронной промышленности до 2030 г. и принятого в июле 2019 г. постановления правительств № 878, ограничивающего госзакупки иностранной продукции. Изменения обсудили в рамках планового заседания совета на площадке АО «Технодинамика». По мнению экспертов, обоснование невозможности использования отечественной продукции должно носить не уведомительный характер, а подтверждаться детальным анализом независимой экспертизы. Главным окном возможностей для отрасли были признаны национальные проекты. По прогнозам экспертов, к 2030 г. процесс создания добавленной стоимости продукта серьезно сместится в сторону сервисов и программного обеспечения. Кроме того, решение задач стратегии развития электронной промышленности должно предусматривать новую систему управления, основанную на внедрении единого и понятного для всех информационного пространства. https://russianelectronics.ru
электронные компоненты №03 2020
С п ра в о ч н ы е с т ра н и ц ы
Vicor. Изолированные DC/DC-пре образователи семейства DCM. Схема применения преобразователей показана на рисунке 19. Основные параметры семейства DCM: –– диапазон входного напряжения: 18–36…180–420 в зависимости от модификации; –– диапазон выходного напряжения: 3,3–48 В в зависимости от модификации; –– длительный выходной ток: до 43,5 А;
Рис. 20. Зависимость индуктивности и перегрева дросселей CDRH50D28D/T150 от тока
95
РЕКЛАМА
РЕКЛАМА