2010-5 Современная электроника

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

5 2010

5/2010

Тел.: (495) 234 0636 ● Факс: (495) 234 0640 ● E mail: info@prosoft.ru ● www: sapr.prosoft.ru

www.soel.ru

© СТА-ПРЕСС

Реклама

ДИСТРИБЬЮТОР EREMEX В РОССИИ И СТРАНАХ СНГ

Реклама

© СТА-ПРЕСС

реклама

АКТИВНЫЙ КОМПОНЕНТ ВАШЕГО БИЗНЕСА Тел.: (495) 232 2522 • info@prochip.ru • www.prochip.ru

№ 5, 2010 Издаётся с 2004 года

Главный редактор Александр Майстренко Зам. главного редактора Татьяна Крюк Редакционная коллегия Андрей Данилов, Олег Фёдоров Вёрстка Александр Либков, Олеся Фрейберг Обложка Дмитрий Юсим Служба распространения (info@soel.ru) Ирина Лобанова Служба рекламы (advert@soel.ru) Ирина Савина Издательство «СТА#ПРЕСС» Директор Константин Седов Почтовый адрес: 119313, Москва, а/я 26 Телефон: (495) 232#0087 Факс: (495) 232#1653 Сайт: www.soel.ru E#mail: info@soel.ru

Журнал выходит 9 раз в год Тираж 10 000 экземпляров Журнал зарегистрирован в Федеральной службе по надзору за соблюдением законодательства в сфере массовых коммуникаций и охране культурного наследия (свидетельство ПИ № ФС77#18792 от 28 октября 2004 года) Свидетельство № 00271#000 о внесении

Уважаемые читатели!

Обложка этого номера журнала отдана теме мобильного цифро вого телевидения. Тема цифрового телевидения сейчас весьма акту альна для России: как вы, вероятно, знаете, в 2015 г. всё радио и телевизионное вещание в стране станет цифровым. Казалось бы, перед российскими производителями изделий электроники и электронных компонентов открываются широчайшие перспекти вы: вот он, громадный внутренний российский рынок, готовый по глотить их высокотехнологичную продукцию. Именно приёмники цифрового телесигнала, а также навигаторы системы ГЛОНАСС на зывались в числе приоритетных направлений развития новой рос сийской электроники, использующей приобретённые не так давно западные технологии. В том же перечне фигурировали и сотовые телефоны, но, с моей точки зрения, это уже область фантастики, о которой не стоит серьёзно говорить. Давайте же посмотрим, что сейчас на этих рынках происходит. В Интернете можно найти около 50 производителей аппаратуры для приёма цифрового спутникового и кабельного телевидения, из них российских всего два. Обнаружилось также чисто российское изделие, которое позиционируется производителем как «Чудо при ёмник для прослушивания интернет радио от МГРС». Господ со сла бой нервной системой я убедительно прошу не искать его в Интер нете. Зато около десятка зарубежных фирм предлагают высокока чественные интернет ресиверы.

в Реестр надёжных партнеров Торгово# промышленной палаты Российской Федерации Цена договорная Отпечатано: ООО ПО «Периодика» Адрес: 105005, Москва, Гарднеровский пер., д. 3, стр. 4

Приёмник сигналов ГЛОНАСС/GPS представлен на российском рынке одной моделью стоимостью около 15 000 руб. Его производи тель не указан, но, судя по названию модели, он, скорее всего, не рос сийский. Для сравнения: производителей GPS навигаторов я насчи тал около 130, а простой приёмник GPS можно купить за 2500 руб. Несложно догадаться, аппаратуру какой системы навигации выбе рет покупатель.

http://www.printshop13.ru

Перепечатка материалов допускается только с письменного разрешения редакции. Ответственность за содержание рекламы

Лишний раз убеждаюсь, что рынок потребительской техники на ми утерян, и надолго. Китайские и корейские телевизоры, навигато ры, телефоны, наладонники и прочие гаджеты настолько прочно обосновались на нём, что без заградительных мер со стороны пра вительства вернуть его нам вряд ли удастся.

несут рекламодатели. Ответственность за содержание статей

С уважением, Александр Майстренко

Материалы, переданные редакции, не рецензируются и не возвращаются. © СТА#ПРЕСС, 2010

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

1

© СТА-ПРЕСС

несут авторы.

Market News from the Russian Market . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

4

Consolidation of Architectures in the Microcontroller Market: Requests, State of the Art, and Prospects Petr Pavlov

6

Modern Technologies Advances in Mobile Digital Broadcasting (DVB H Format) in Russia . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 12 Anton Evsyukov, Aleksandr Tumachek

Elements and Components New Generation Russian Microcontrollers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 16 Dmitrii Gamanyuk Effective SMPS Circuits from Sanken and Power Integrations . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 22 Yurii Petropavlovskii CYCLONE FPGAs with Embedded Hardware Based Transceivers . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 28 Vladimir Vychuzhanin Evolution of Microwave Sensors . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 34 Vasilii Yurchenko

Practical Electronics High Power Op Amp Based Sources of Controlled Current . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 36 Georgii Volovich Application of Drivers of High Power MOSFETs and IGBTs in Welding Inverters . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 40 Sergei Pavlov ATMEGA8535 Microcontroller Based ADC with Uninterruptable Power Supply . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 48 Sergei Shishkin

Reliability and Quality Improvement of Radiation Hardness of Analog Digital Microelectronic Components . . . . . . . . . . . . . . . . . 54 Oleg Dvornikov, Vitalii Grishkov, Ol'ga Gromyko

Design and Simulation MathSpice: An Analytical PSpice Engine for OrCAD and MicroCAP. Part 10: Translation of Results from MSpice to Other CAD Systems . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 62 Oleg Petrakov

Programming Debugging of Applications and Adjustment of Configuration Parameters for RTEMS Real time Operating System . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 66 Nikolai Balandin, Aleksandr Krapivnyi

Theory New Way of Estimating Doppler Phase Difference . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 72 Vladimir Bartenev Modification of Algorithm for Digital Filter Synthesis Using Phase Circuits with Finite Word Length Coefficients . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 74 Aleksandr Mingazin

Exhibitions «ExpoElectronics» and «ElectronTechExpo» Celebrate Success! . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 79

2

WWW.SOEL.RU

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Events Year 2010: A New Stage in Developing the Market of Embedded Computer Technologies . . . . . . . . . . . . . 78

Рынок 4

Новости российского рынка

6

Консолидация архитектур на рынке микроконтроллеров: пожелания, реальность и прогнозы Пётр Павлов

12

Развитие мобильного цифрового вещания стандарта DVB H в России Антон Евсюков, Александр Тумачек

16

Отечественные микроконтроллеры нового поколения Дмитрий Гаманюк

22

Экономичные микросхемы для SMPS фирм Sanken и Power Integrations Юрий Петропавловский

28

ПЛИС серии CYCLONE с встроенными аппаратными трансиверами Владимир Вычужанин

34

Развитие датчиков СВЧ диапазона Василий Юрченко

Современные технологии Элементы и компоненты

Практическая электроника 36

Мощные источники регулируемого тока на операционных усилителях Георгий Волович

40

Практика применения в сварочных инверторах драйверов мощных МОП и IGBT транзисторов Сергей Петров

48

АЦП на микроконтроллере ATMEGA8535 с системой бесперебойного питания Сергей Шишкин

Надёжность и качество 54

Увеличение радиационной стойкости аналого цифровых компонентов микроэлектронных систем Олег Дворников, Виталий Гришков, Ольга Громыко

Проектирование и моделирование 62

MathSpice аналитический PSpice движок для OrCAD и MicroCAP. Часть 10. Трансляция результатов из MSpice в другие САПР Олег Петраков

Программирование 66

Отладка приложений и настройка параметров конфигурации операционной системы реального времени RTEMS Николай Баландин, Александр Крапивный

Вопросы теории 72

Новый способ оценки доплеровской разности фазы Владимир Бартенев

74

Модификация алгоритма синтеза цифровых фильтров на основе фазовых цепей с конечной длиной слова коэффициентов Александр Мингазин

2010 год – новый этап развития рынка ВКТ

79

Выставки «ЭкспоЭлектроника» и «ЭлектронТехЭкспо» празднуют успех!78

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

3

© СТА-ПРЕСС

События 78

РЫНОК

На правах рекламы

Новости российского рынка Рынок Сервисный центр Agilent Компания Agilent Technologies объявила о том, что сервисный центр Agilent в Москве получил право проводить поверку контроль но измерительных приборов Agilent с час тотным диапазоном до 18 ГГц. Поверку проводят обученные специалисты Agilent Technologies, аттестованные в качестве по верителей органами Государственной мет рологической службы. Результаты поверки средств измерения (СИ), признанных годны ми к применению, оформляются выдачей свидетельства о поверке установленного образца. Технически процедура поверки представ ляет собой сравнение числового значения физической величины, измеренной поверя емым средством измерения, со значением, измеренным средством измерения более высокой точности – эталоном. При этом по грешность эталона должна быть не менее чем в три раза меньше погрешности пове ряемого средства измерения. Сервисный центр Agilent Technologies вы полняет периодическую и внеочередную по верку. Кроме того, в 2009 г. по результатам проверки технической компетенции пове рочной лаборатории завода Agilent Tech

nologies в Пенанг (Малайзия) Федеральным агентством по техническому регулированию и метрологии и Agilent Technologies был под писан Протокол о признании результатов заводской калибровки приборов в качестве первичной поверки. В ближайшем будущем сервис центр Agilent в России планирует получить лицензию на проведение поверочных работ для ос новных групп приборов с диапазоном до 40 ГГц, в т.ч. для анализаторов сигналов, гене раторов сигналов, анализаторов цепей и т.д. Новый российский сервисный центр Agilent Technologies был открыт в 2008 г. в связи со значительным ростом парка изме рительных приборов Agilent в российских компаниях. Сервисный центр Agilent оказы вает услуги по обслуживанию, ремонту и ка либровке приборов, проданных на террито рии России, в том числе через официаль ных дистрибьюторов. Сервисный центр ориентирован на поддержку всех линеек из мерительной техники, при этом более 95% всех приборов обслуживается непосред ственно в Москве, без вывоза за рубеж, что значительно сокращает сроки обслужива ния. Центр имеет метрологическую лабора торию и собственный склад запчастей, кро ме того, в случае необходимости в компа

нии Agilent Technologies предусмотрена экспресс доставка запчастей из Европы, ко торая позволяет получить необходимые зап части в течение 4 дней. Пристальное внимание уделяется подго товке специалистов для работы с высоко технологичным оборудованием. Для каждой категории инженеров созданы соответству ющие учебные планы, по которым прово дится обучение как в России, так и за ру бежом на ежегодных курсах повышения квалификации в головном сервис центре компании. Для обеспечения бесперебойной работы российского сервисного центра были реше ны многие технические и организационные вопросы, в частности, вопросы ускоренного таможенного оформления запасных частей, создание склада запчастей и др. Инвести ции в сервисное подразделение Agilent Technologies составили в первый год около 1 млн. долларов, в последующие годы око ло 200 – 300 тыс. долларов ежегодно. Ком пания Agilent Technologies планирует и даль ше активно развивать свой сервисный центр и расширять спектр предоставляемых услуг. www.agilent.ru Тел.: +7 (495) 797 3930

Элементы и компоненты 2J433FDG – новая совмещённая ГЛОНАСС/GPS антенна Компания Макро Групп – официальный дистрибьютор 2J antennae в России – пред ставляет новую совмещенную ГЛОНАСС/GPS антенну 2J433FDG. Первую ГЛОНАСС совмещённую антен ну компания 2J antennae разработала еще в 2007 г., когда большинство производите лей антенн не видели перспектив рынка ГЛОНАСС оборудования. Новая антенна 2J433FDG создана в тра дициях компании 2J: защита корпуса антен ны соответствуют IP68, температурный ди апазон –50…+85°С. В то же время антенна разрабатывалась в сотрудничестве с из вестным российским производителем ГЛОНАСС/GPS оборудования – компанией

ЗАО «КБ НАВИС», что определило ряд осо бенностей данной антенны. В частности, она содержит защитный PIN диод и встро енный фильтр диапазона ГЛОНАСС/GPS, благодаря чему антенна стала более на дёжной и универсальной. Образцы антенн доступны для заказа со склада Макро Групп. Краткая справка. 2J antennae – крупней ший европейский производитель антенн для различных частотных диапазонов. Од ним из основных направлений развития компании является производство антенн для систем автомобильной навигации.

2J antennae сотрудничает с BMW и Porche, а также с крупнейшими европейскими про изводителями автомобильных охранных систем, такими как Cobra. www.macrogroup.ru Тел.: (812) 370 6070

менение в спецтехнике. Напомним, что 1986ВЕ – первая и пока единственная в России серия микроконтроллеров c яд ром ARM Cortex M3. В частности, новинка ми стали микросхемы 1986ВЕ92У и 1986ВЕ93У. Данные микросхемы, в отли чие от микросхемы 1986ВЕ91Т, которая выпускается в 132 выводном корпусе, представлены в 64 и 48 выводных метал локерамических корпусах соответственно. Это более габаритные корпуса, которые крайне необходимы для создания мобиль ных или носимых изделий. Представлен ные микросхемы не обладают, в отличие от 1986ВЕ91Т, большим количеством пользо вательских портов ввода вывода, но почти полностью удалось сохранить периферий ный функционал ИМС. Микросхемы также

Российский центр проектирования ком пания «Миландр» на выставке «Экспо Электроника 2010» в Москве анонсировал новые 32 разрядные микроконтроллеры серии 1986ВЕ, ориентированные на при

4

WWW.SOEL.RU

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Новости выставки «ЭкспоЭлектроника 2010»

РЫНОК

На правах рекламы

Новости российского рынка поддерживают расширенный рабочий тем пературный диапазон от –60 до +125°С. Кроме этого были представлены на вы ставке и отладочные средства под новые микроконтроллеры. В качестве средств разработки для них может быть использо вана среда CodeMaster ARM фирмы«Фи тон» или Keil uVision фирмы Keil. www.milandr.ru Тел.: (495) 981 5433

Intersil предлагает линейку малопотреб ляющих быстродействующих АЦП, вы полненных по технологии КМОП Fem toCharge® и не имеющих равных по габари там и энергопотреблению.

Преимущества: ●

●

●

●

14 битные – лучшая скорость выборки (250 Мегавыборок/с), потребляют одну треть мощности (390 мВт) относительно аналогов; 12 битные – частота выборки (500 Мега выборок/с) при потреблении примерно в пять раз меньшей мощности (432 мВт) относительно конкурентов, габариты в 2…3,6 раз меньше аналогов; 8/10 битные – более высокая частота вы борки (275 Мегавыборок/с) при потребле нии половины мощности относительно конкурентов (275 мВт); лучшие характеристики частотного диа пазона. www.radiant.su Тел.: (495) 725 0404

Новые низкопрофильные одно и многоканальные 40 Вт источники питания AC/DC Компания XP Power представила серию ECP40 компактных 40 ваттных источников питания AC/DC. Одноканальные модели обеспечивают все популярные выходные напряжения от +5 до +48 В. Двухканальные модули обес печивают на выходе сочетание +5 В и +12, +15 или +24 В. Трёхканальные модули до СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

бавляют выходные напряжения +12, –12 или –15 В. Все модели предназначены для работы от сетевого напряжения с диапазо ном от 85 до 264 В. Модули серии ECP40 способны выдавать в нагрузку пиковую мощность до 130% номинальной в течение 30 с. Это делает модули серии ECP40 иде альными для конструкций, которые требу ют высокой мощности в короткий период времени, таких как включающиеся элек тродвигатели, без необходимости приме нять более мощный, больший по габаритам и стоимости источник питания. Предназна ченные для работы в температурном диа пазоне от –10 до +70°С при конвекционном охлаждении, они являются идеальными для применениния в конструкциях, где пространство является ценным. Полная мощность обеспечивается до +50°С. Модули серии ECP40 соответствуют тре бованиям стандарта электробезопасности IEC60601 1 к медицинскому электрообру дованию и IEC60950 для IT и промышлен ного оборудования. Модули питания ECP40 отвечают требованиям стандарта EN55022 (уровень B) к кондуктивным и излучаемым помехам, благодаря чему применение внешних фильтров для них не требуется. Защита от перенапряжения, перегрузки по току и короткого замыкания являются стандартными сервисными функциями. www.prosoft.ru Тел. (495) 234 0636

Новые источники питания серия NVM175 для применения в медицинском оборудовании Новые источники питания AC/DC серии NVM 175, предназначенные для примене ния в медицинском оборудовании, выпус тила компания TDK Lambda. Усиление изо ляции вход/выход до значения 4 кВ, а вход/шасси, выход/шасси до 1,5 кВ в источ никах серии NVM 175 соответствует стро гим международным требованиям безо пасности UL/EN/IEC60601 1, что позволяет применять устройства в медицинском обо рудовании класса В (приборы, работаю щие без физического контакта с пациен WWW.SOEL.RU

5

© СТА-ПРЕСС

Малопотребляющие быстродействующие АЦП

том) и класса BF (приборы, имеющие фи зический контакт с пациентом). Габариты источников питания NVM175 127 × 76 мм, высота менее 1U. Источники питания предназначены для работы от сети переменного тока, обеспечивая мощность 180 Вт при температуре не более 50°С и принудительном охлаждении. Низкое значе ние тока утечки на землю (менее 200 мкА при 264 В и частоте сети 63 Гц) соответству ет международным требованиям безопас ности для медицинского оборудования; ис точники питания могут применяться также в радиовещательном, промышленном обору довании, системах автоматизации, маршру тизаторах, серверах и системах безопас ности. Модель NVM 175 доступна в модифика циях с выходным напряжением 12 В, 24 В (с каналом 12 В/0,2 А для обеспечения де журного режима). Высокое значение КПД 90%, низкое энергопотребление менее 1 Вт в режиме холостого хода и соответствие жёстким требованиям европейских правил экологической безопасности товаров RoHS и REACH позволяет применять данные ис точники в ответственных приложениях. Мо дули оснащены сигналами состояния вы ходного напряжения, дистанционного вклю чения/выключения, защитой от перегрузки, перегрева и перенапряжения. Источники питания NVM 175 соответству ют классу В по помехам излучения и кон дуктивным помехам согласно требованиям стандартов EN55011 и EN55022, отвечают требованиям стандартов электробезопас ности IEC/EN/UL/CSA 60950 1. Изделия поддерживаются трёхлетней гарантией. www.prosoft.ru Тел. (495) 234 0636

РЫНОК

Консолидация архитектур на рынке микроконтроллеров: пожелания, реальность и прогнозы В отличие от рынка процессоров для персональных компьютеров и серверов, где представлены несколько процессорных архитектур, на рынке встроенных (embedded) систем используется около полусотни архитектур микроконтроллеров. По данным аналитиков компании Frost & Sullivan, в 2007 г. две компании, занимавшие высшие позиции в рейтинге рынка, поставляли на него изделия на основе десяти разных архитектур.

Особенностью рынка микроконт роллеров (МК) является огромное раз нообразие применений, поэтому вос требованными являются десятки архитектур. Кембриджская компания разработчик Cyan Technology в 2009 г. представила 16 разрядный микро контроллер eCOG16E01, не считаясь с прогнозами о возможной «кончине» 16 разрядных МК. Имея 64 Кб флэш памяти и 8 Кб SRAM, 50 МГц Cyan eCOG16EO1 демонстрирует произво дительность (в MIPS), сопоставимую с 32 разрядными МК начального уровня, но характеризуется при этом энергопотреблением на уровне 8/16 разрядных приборов, что весьма важ но при реализации приложений на основе технологии ZigBee. Новая 16 разрядная архитектура CyCore позво лила добиться производительности 0,7 DMIPS/МГц и снижения плотности

кода в стандартных тестах на 20% по сравнению с достижимой на ядрах ар хитектурой ARMv6. Она позволяет не только поддерживать протокол ради осети (Cy Net3), но и технологию кор рекции ошибок FEC на физическом уровне. При этом характеристики энергопотребления (0,65 мВт/МГц) соответствуют требованиям, предъяв ляемым к системам с батарейным пи танием. Лидер полупроводникового рынка компания Texas Instruments (TI) на выставке embedded world 2010 заявила о намерении усилить свои позиции в области 8 разрядных микроконтрол леров. В планах компании – создать линейку из сотни новых микросхем та кого класса, обладающих производи тельностью 16 разрядных микроконт роллеров и развитым набором инте грированной периферии.

ности е возмож Системны р 1,8 В Ре гулятоBOD R, PO C, 2 Xtal OS PLL 2 2 RC OSC, RTC T, WDT, RT

я

лючени сти подк Возможно vice FS USB De D/MMC HS SDIO/S 2 C, I2S 3 SPI, 2 I 2 UART 2 USART,

FLASH кб / 256 64 / 128 SRAM / 48 кб 32 / 16 с Инте рфейины ш внешней Bo otROM

CRC Unit

вая 4!уров не а матриц B шины AH л 21 кана ПДП

12 би т) каналов/ ФЦП (16 кана ла/12 бит) ЦАП (2 нсор ур ный се Температый ко мпаратор Ан алогов би × 16 т) ШИМ (4 × 16 бит) (6 Таймеры ний до 79 ли вода ввод а/вы

Память

Рис. 1. Блок схема микроконтроллера SAM3S

6

вления

сти упра

Возможно

WWW.SOEL.RU

Этот решение компании TI является «зеркальным отражением» на 8 разряд ный рынок заявки компании Microchip Technology на рынок 32 разрядных приборов. Более известная своими фирменными ядрами меньшей разряд ности, компания Microchip вышла на рынок 32 разрядных МК, представив в 2007 г. первую линейку микроконтрол леров «общего» назначения на основе архитектуры MIPS32. Новые 32 разряд ные микросхемы с тактовой частотой до 72 МГц и ресурсами памяти в 512 Кб (флэш память) и 32 Кб (RAM) оказа лись лишь на 15% дороже 16 разряд ных микроконтроллеров. Методы укрепления своих позиций на микроконтроллерном рынке ком пании Microchip Technology проявля ются не только в технологических ин новациях, но и в агрессивном поведе нии. Если объединение компаний NEC (третье место рейтинга в 2008 г. по дан ным Electronics.ca Publications) и Rene sas (первое место рейтинга в 2008 г. по тем же данным) вызвано, в первую оче редь, экономическими мотивами, то Microchip хочет приобрести Atmel по тем же причинам, по которым TI при обрела Luminary Micro: для усиления технических позиций и последующего прорыва в области бизнеса. Компания Atmel – безусловный тех нологический лидер на рынке микро контроллеров. В 2010 г. она представила на выставке embedded world 2010 около двух десятков микроконтроллеров «об щего» назначения на основе ядра Cor tex M3 семейства SAM3S (см. рис. 1). При тактовой рабочей частоте до 64 МГц эти микросхемы имеют удельную мощность 1,45 мВт/МГц. Тогда же компания Atmel представи ла новые 8 разрядные микроконтрол леры в семействе tinyAVR в шестивы водных корпусах (SOT 23, 1,6 × 2,9 мм), обеспечивающие производительность 12 MIPS на рабочей тактовой частоте 12 МГц. Позволяя создавать «интеллек туальные» датчики, системы домашней автоматики для управления освещени ем, сигнализации и охраны, новые МК семейства tinyAVR сохраняют работо СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Пётр Павлов (Москва)

способность при напряжении питания до 0,7 В. Потребление тока этими мик росхемами в активном режиме при ра бочей тактовой частоте 1 МГц состав ляет менее 200 нА. Ранее 32 разрядные микроконтрол леры AVR32 UC3 на основе фирмен ной архитектуры Atmel вошли в сотню лучших продуктов 2007 г. по версии журнала EDN. При формировании списка журнал EDN отбирал новую продукцию, демонстрирующую набор и значения характеристик, наиболее значимых для разработчиков. Пола гаю, что в случае AVR32 UC3 это были не только показатели 83 DMIPS/66 МГц, 1,3 мВт/МГц и 1,08 DMIPS/мВт, но и коммуникационные возможности но вых МК, поддержанные аппаратными технологиями шифрования данных, и специальные инструкции для реа лизации алгоритмов цифровой обра ботки сигналов (ЦОС). В семействе AVR32 UC3 есть серия микросхем UC3A, поддерживающая технологии Ethernet и USB для встраиваемых при ложений с развитыми потребностями в сетевой работе и подключениях внешнего оборудования, а также се рия UC3B, поддерживающая интер фейс USB и поставляемая в корпусах с малым числом выводов. На выставке embedded world 2008 МК AVR32 UC3 были отмечены наградой embedded Award в категории Hardware, устано вив «новые стандарты по эффектив ности вычислений и уровню удельно го энергопотребления… среди 32 бит ных микроконтроллеров». На той же выставке компанией At mel были представлены новые 8/16 разрядные микроконтроллеры XMEGA семейства AVR, программно совмести мые с микроконтроллерами семейств tiny и mega, уже завоевавших популяр ность. Их проприетарная вычисли тельная архитектура удачно сочета ется с развивающейся фирменной технологией энергосбережения AVR picoPower. К отличительным особен ностям нового поколения микроконт роллеров AVR, помимо пониженного энергопотребления, относятся расши ренный набор периферии (12 разряд ные АЦП и ЦАП, модули AES и DES шифрования, часы реального време ни), увеличенная производительность (до 32 MIPS, четыре канала прямого доступа к памяти). Для того чтобы но вые микросхемы можно было исполь зовать в промышленных приложе ниях, в их конструкцию включен блок СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

контроля напряжения питания (BOD), сторожевого таймера, а рабочий тем пературный диапазон доведен до –40…85°С. Но уже в 2010 г. представитель ком пании Atmel на выставке embedded world высказал мнение о том, что воз можности и характеристики (включая и ценовые) современных линеек 8 и 32 разрядных МК способны перекрыть нишу, занимаемую 16 разрядными приборами. Хотя в комментариях крупных компаний прогноз о возмож ности консолидации собственной продуктовой линейки микроконтрол леров путём «вымывания» группы МК с определённой разрядностью пока ско рее исключение, чем правило, ряд по ставщиков МК придерживается поли тики поддержки перехода между свои ми 8 и 32 разрядными платформами за счёт унификации периферии и ин терфейсов.

8 БИТ? 16 БИТ? 32 БИТА? «Есть мнение», что ставка в нынеш них проектах делается на использова ние 32 разрядных МК во всех встроен ных системах. Однако более реалистич но полагать, что это справедливо лишь для массового рынка современных мо бильных терминалов, многофункцио нальных устройств, способных поддер живать беспроводную связь, обеспечи вать мобильный доступ в Интернет и работу игровых приложений. Оценка возможности консолидации рынка микроконтроллеров на основе разряд ности шины данных является чрезмер но упрощённой. Требования, предъяв ляемые к встроенной системе, весьма разнообразны: функциональные воз можности, производительность, энер гопотребление, надёжность, длитель ность жизненного цикла и поддержка на его протяжении, цена и т.п. Использование 32 разрядной плат формы во множестве приложений не является оптимальным даже для дости жения высокой производительности. Так, если наибольший размер обраба тываемых данных, поступающих через периферию (АЦП/ЦАП, UARTS, SPI, I2C, CAN, таймеры/счётчики), не превосхо дит 16 бит, то использование 32 раз рядной платформы может оказаться просто неэффективным и 16 разряд ные МК станут естественным выбором разработчика. Хотя современные 32 разрядные МК порой имеют цену ранее выпускавших ся 8 и 16 разрядных микросхем, совре WWW.SOEL.RU

менные 8 и 16 разрядные микроконт роллеры также дешевеют. И если 32 разрядные МК могут быстро перемно жать числа с плавающей запятой, то это ещё не значит, что подобная функцио нальность будет востребована. Более важными могут оказаться такие осо бенности 8 разрядного микроконтрол лера, как напряжение питания 5 В, ра бота в условиях неблагоприятной электромагнитной обстановки, воз можность напрямую управлять ЖК дисплеем, наличие надёжной памяти EEPROM, ток потребления в ждущем ре жиме на уровне наноампер, – и всё это в миниатюрном корпусе площадью несколько квадратных миллиметров. Эти факторы могут оказаться решаю щими для разработчика устройства, ко торое должно работать от одного комп лекта батарей 5 – 10 лет. В числе особенностей 8 разрядных МК – поддержка лишь ограниченного набора арифметических операций и необходимость использования не скольких рабочих циклов для выпол нения одной инструкции. Некоторые аналитики полагают, что именно эти параметры заставят разработчиков пе реходить на 32 разрядные платформы, поскольку избыточная «мощность» последних и возможность использова ния упрощённого, высокоуровневого программирования нивелирует про рехи в квалификации программистов. Естественно, за это придётся заплатить и большей ценой кремния, и повышен ным энергопотреблением платформы, и необходимостью более тщательного учёта паразитных электромагнитных влияний. Но разработчик не всегда го тов платить за избыток ресурсов, поэто му 8 и 16 разрядные микроконтролле ры до сих пор являются наиболее ши роко используемыми платформами. По данным компании Gartner Da taquest, на 2007 г. объём доступного рын ка 8 разрядных микроконтроллеров (to tal available market, TAM) составлял 5 млрд. долл. США, 16 разрядных – 4 млрд., а 32 разрядных – 3 млрд. С учётом того, что стоимость микроконтроллеров в среднем повышается с ростом разрядности, ры нок «в штуках» убывает с ростом разряд ности микроконтроллеров ещё быстрее, чем рынок в долларах. Данные послед них лет подтверждают, что 8 и 16 раз рядные МК по прежнему интересны за казчикам, и новинки в этой нише рынка предлагаются не только новыми разра ботчиками, но и лидерами промышлен ности.

7

© СТА-ПРЕСС

РЫНОК

РЫНОК

nA

800

BOR+ RTCC

600

BOR+ WDT

400 200

BOR

0 MSP430F2252

BOR+ WDT

BOR+ RTCC

Deep BOR Sleep

PIC24F16KA102

Рис. 2. Сравнение токов потребления микроконтроллеров PIC24F16RF102 и MSP430F2252

16 РАЗРЯДНЫЕ МИКРОКОНТРОЛЛЕРЫ ЖИВЫ И РАЗВИВАЮТСЯ На выставке embedded world 2010 компания Renesas представила 16 раз рядный микроконтроллер H8/38606F со сверхнизким энергопотреблением на основе ядра H8/300H. Особенностью микроконтроллера H8/38606F является наличие флэш памяти объёмом 48 Кб в микросхемах, поставляемых в компакт ном 32 выводном корпусе QFN. На этой же выставке компания NEC Electronics анонсировала дюжину 16 разрядных микроконтроллеров, под держивающих интерфейс USB 2.0. В числе 16 разрядных новинок – шесть микросхем в 48 выводных корпусах (78K0R/KC3 L) и шесть МК в корпусах с числом выводов 64 (78K0R/KE3 L). У но вых приборов ток потребления в жду щем режиме может быть доведён до 0,37 мкА, а в активном режиме – до 6,4 мА при рабочей тактовой частоте 20 МГц. На основе 16 разрядного микроконт роллера 78K0R компания NEC Electronics в содружестве с компаниями ELMOS Semiconductor и TMG Karlsruhe предста вила четыре однокристальных микро схемы для реализации приложений на основе протокола IO Link. Компании TI и Microchip также поста рались обратить внимание посетителей выставки на свои новые 16 разрядные приборы. Первая представила в составе платформы на основе 16 разрядных ЦПОС семейства C5000 микроконтрол леры TMS320C5514 и TMS320C5515, ко торые демонстрируют увеличение про изводительности на 20% при рабочей тактовой частоте до 120 МГц и обладают развитой периферией. Компания Mi crochip рекламировала новые семейства 16 разрядных цифровых сигнальных МК в линейке PIC24F, которые позволя ют довести ток потребления в спящем режиме (Deep Sleep) до 20 нА, используя технологию nanoWatt XLP (см. рис. 2). Семейства микроконтроллеров PIC, в которых реализована технология na noWatt XLP, компания Microchip предс 8

тавила ещё в апреле 2009 г. Технология nanoWatt XLP позволяет не только до вести значение тока потребления в но вом режиме «глубокого сна» до 20 нА, но и уменьшить ток потребления часами реального времени до 550 нА, а стороже вым таймером – до 450 нА и менее. Сре ди новых семейств микросхем с техно логией nanoWatt XLP – четыре 16 раз рядных микроконтроллера PIC24F16KA с интегрированной памятью EEPROM, поставляемые в корпусах с 20 или 28 вы водами. Утверждается, что на их основе можно создавать системы, не требую щие замены батареи в течение 20 лет. Микроконтроллеры Microchip с техно логией nanoWatt XLP ориентированы в первую очередь на тех разработчиков, которым необходимо реализовывать USB подключения и технологии сенсор ного управления в системах с батарей ным питанием или в системах с серьёз ными ограничениями на энергопотреб ление; среди них есть микросхемы общего назначения, а также МК с интер фейсом USB (host/device/OTG). Низкие токи потребления в микро контроллерах, поддерживающих техно логию nanoWatt XLP, достигнуты ком панией Microchip в том числе благодаря использованию новых технологичес ких процессов с топологическими нор мами 0,35 мкм (для 16 разрядных мик росхем PIC24) и 0,25 мкм для 8 разряд ных МК (PIC18). Все микроконтроллеры с технологией nanoWatt XLP (не только 16 , но и 8 раз рядные) поддерживаются свободно распространяемым C компилятором от Microchip и инструментальными сред ствами для разработки и отладки при ложений MPLAB IDE и MPLAB REAL ICE (система эмуляции), внутрисхемным от ладчиком MPLAB ICD 3, недорогим от ладчиком/программатором PICkit 3. И это не единственный пример возмож ности программирования 8 и 16 разря дных микроконтроллеров на языке C. Когда компания Microchip предста вила в 2010 г. 8 разрядные микрокон троллеры PIC12F182X и PIC16F182X (PIC1XF182X) с активным потреблени ем тока 50 мкА/МГц (типичный ток в ждущем режиме 20 нА при напряже нии питания 1,8 В, рабочие напряже ния питания 1,8…5,5 В), для улучшения программируемости на языке С в ар хитектуру новых микроконтроллеров были добавлены 14 новых инструкций. Удобны для программирования на языке C и представленные компанией STMicroelectronics в начале 2008 г. мик WWW.SOEL.RU

роконтроллеры STM8 на основе гар вардской архитектуры. Что же касается снижения цены (и га баритов) 32 разрядных МК за счёт ис пользования новых технологических процессов и конструктивных особен ностей кристаллов, то и среди 8 разряд ных микроконтроллеров появляются всё более компактные, дешёвые, эконо мичные и простые в применении мик росхемы, позволяющие делать «интел лектуальным» оборудование и устрой ства.

РЫНОК 8 РАЗРЯДНЫХ МИКРОКОНТРОЛЛЕРОВ Наиболее популярными технологи ческими процессами для производства 8 разрядных микроконтроллеров явля ются 0,35 и 0,25 мкм. Именно они ока зываются наиболее подходящими для реализации специализированных бло ков интерфейса USB и контроллера ЖК дисплея, являющихся сегодня наибо лее востребованными периферийными подсистемами 8 разрядных микроконт роллеров. Однако компания STMicro electronics, например, использовала тех нологический процесс с проектной нормой 130 нм для создания 8 разряд ных микросхем STM8. Пиковая произво дительность новых микроконтролле ров, представленных в 2008 г., достигала 20 MIPS при рабочей тактовой частоте 24 МГц, при этом для выполнения од ной инструкции новые МК использова ли в среднем 1,6 тактового цикла, что соответствует производительности око ло 0,6 MIPS/МГц. В семействе микроконтроллеров STM8L особое внимание было уделено энергосбережению. В числе реализован ных режимов работы микроконтролле ров Low Power Run Mode(5,4 мкА), Low Power Wait Mode (3,3 мкА), Active Halt Mode (1,0 мкА с работающими часами реального времени), Halt Mode (350 нА). При этом время пробуждения из режима Halt Mode не превышает 4 мкс, что позво ляет использовать микросхему в наибо лее экономичном режиме и довести по требление тока в динамическом актив ном режиме до 150 мкА/МГц. Аналоговая периферия микроконтроллеров STM8, рассчитанных на применения в авто мобильной электронике, устойчиво работает с сигналами в диапазоне 1,65…5,5 В; верхний предел рабочего диапазона температур этих МК был до ведёндо 145°C. Растущим рынком приложений для 8 разрядных микроконтроллеров является СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

1000

РЫНОК

Флэш память 64 – 128 кб

Драйвер ЖКИ

RAM 4 кб

Блок для измерений временных изменений заряда Шина памяти

Ядро PIC18F 48 МГц, 12 MIPS 2,0 … 3,6 В ALU (8 бит)

Регистровый файл (8 бит)

8 × 8 MPY

Адресное пространство (2Мб)

Управление прерываниями

Периферийная шина

Часы реального времени с календарем АЦП (12 каналов/10 бит) Компараторы (два) Сторожевой таймер Таймеры 8/16 бит EUSART, AUSART MSSP (SPI / I2C) BOR / LVD

Рис. 3. Блок схема микроконтроллера PIC18F87J90 Этот МК интегрирует 128 Кб флэш памяти для хранения прикладной про граммы, 4 Кб ОЗУ, а аналоговая перифе рия и порты ввода/вывода включают 12 канальный АЦП с разрядностью 10 бит, специализированный блок для измерений временных изменений за ряда (для систем сенсорного управле ния), компараторы, таймеры, порты последовательного ввода/вывода. Мик роконтроллеры оснащены встроенны ми часами реального времени с кален дарем (RTCC), а встроенный модуль управления ЖКИ предусматривает

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

9

© СТА-ПРЕСС

лирует борьбу за снижение стоимости на каждый цент, что заставляет производите лей расширять номенклатуру микроконт роллеров в рамках одной архитектуры. Расширение спектра поддерживаемой периферии делает микросхему более до рогой и энергоёмкой, но снижает стои мость набора комплектующих. В качестве примера такого высокоинтегрированно го 8 разрядного микроконтроллера мож но привести PIC18F87J90 (см. рис. 3), ори ентированный на приложения, исполь зующие отображение информации на ЖК дисплее и сенсорное управление.

Реклама

поддержка технологии Ethernet на уровне 10/100 Мбит/с. Интеграция этой техно логии во встроенные системы позволяет осуществлять их дистанционную диа гностику, обновление программного обеспечения и сбор данных в торговых терминалах, системах промышленной и бытовой автоматики. Микросхемы на ос нове 8 разрядного ядра для таких прило жений выпускаются компаниями Mi crochip, Maxim и Silicon Labs. Растущим сегментом рынка потребле ния 8 разрядных микроконтроллеров яв ляется создание пользовательских ин терфейсов на основе сенсорных тех нологий. К микросхемам для такого ро да приложений относятся, например, PIC16F72x от Microchip. Поставщика ми 8 разрядных МК с аналогичными функциями являются компании Atmel, Cypress Semiconductor и др. Доведение стоимости некоторых «прос тейших» микроконтроллеров до 25 цен тов за штуку (при массовых закупках) поз воляет разработчикам заменять дискрет ную логику микроконтроллерами и создавать новые рыночные ниши для «простейших» микроконтроллеров вро де бытовых медицинских приборов. Гига нтский объём подобных рынков стиму

3

Доходы (млрд. долларов) ARM MIPS Power x86 SH

2 1

Источник: Semicast Research (Апрель 2009) 0 2007

2008

2009

2010

2011

2012

2013

Рис. 4. Прогноз роста доходов от продаж микроконтроллеров/процессоров для встроенных системоллера PIC18F87J90 программное управление контрастом, обеспечивая автоматическое изменение режима работы дисплея в зависимости от освещённости или температуры окру жающей среды. Новые поколения 8 разрядных мик роконтроллеров превосходят своих предшественников по компактности упаковки периферии. Так, микросхемы PIC18F46J11 (МК общего назначения с объёмом флэш памяти до 64 Кб) при поставках в корпусах с 28 или 44 вывода ми предоставляют разработчикам такие же возможности периферии, которыми обычно располагают МК, размещённые в 64 или 80 выводных корпусах.

32 РАЗРЯДНЫЕ МИКРОКОНТРОЛЛЕРЫ До определённого момента лидерство на рынке 32 разрядных МК сохраняли проприетарные архитектуры тройки лидеров – Renesas (SuperH), NEC (V850x) и Freescale (68K). Ситуацию изменило ядро ARM7TDMI на основе архитектуры ARMv4T, которая «объединила» вокруг себя около трёх десятков производите лей, предлагающих рынку номенклату ру из двух сотен микроконтроллеров. Таким образом, появился стандарт «де факто». Унифицированная архитектура процессорного ядра позволяет если не снизить, то хотя бы замедлить рост рас ходов на приобретение инструмента рия разработчика, стандартных библи отек и драйверов и создание прог раммного обеспечения. По разным оценкам, на долю работ по созданию программного обеспечения в проектах встроенных систем приходится от 50 до 80% всех расходов. Однако ядро ARM7 было создано для расчётов, но никак не для управления в режиме реального времени. Ядро Cor tex M3 на основе архитектуры ARMv7, обеспечивающее детерминированную обработку прерываний, было создано в 2005 г. В числе пионеров его освоения следует назвать компании NXP и STMi croelectronics.

10

В 2007 г. компания STMicroelectronics представила семейство микроконтрол леров STM32 на основе ядра ARM Cor tex M3, сочетающих высокую произво дительность (1,25 MIPS/МГц), низкое энергопотребление и невысокую для та ких характеристик стоимость. Ядро Cor tex M3 использует технологию преры ваний на основе контроллера вложен ных векторных прерываний (nested vector interrupt controller, NVIC), обес печивающую возможность уменьшения времени задержки до шести тактовых циклов. Ядро от ARM поддерживает так же возможность «атомарных» операций с битами (модификация содержимого одного бита за одну операцию записи), предсказание ветвлений, умножение за один цикл и аппаратное деление. Всё это в сочетании с поддержкой един ственного набора инструкций Thumb 2 и обеспечило микроконтроллерам STMicroelectronics на основе ядра Cor tex M3 уникальное сочетание высокой производительности, высокой плотнос ти кода, низкого энергопотребления и возможности реализации технологии реального времени. Диапазон допустимых напряжений питания для новых микроконтролле ров составил 2,0…3,6 В, что позволяет создавать на их основе системы с бата рейным питанием, для работы с кото рым были также оптимизированы часы реального времени и генератор такто вых сигналов. Появившиеся микроко нтроллеры STM32 имели несколько ре жимов экономичного потребления. Ес ли говорить о производительности, то микросхемы STM32 были на 30% произ водительнее своих аналогов на основе ядра ARM7TDMI, а при равной произ водительности были на 75% экономич нее. Набор инструкций Thumb 2 позво лял на 45% уменьшить объём кода при ложения. В семействе STM32 были предложены: линейка Performance (Производитель ные) микроконтроллеров STM32F103 с рабочей тактовой частотой до 72 МГц, которая обеспечивала наивысшую про изводительность, и линейка Access (До ступные) микросхем STM32F101, кото рые, имея рабочую тактовую частоту до 36 МГц, предлагались по цене 16 разряд ных приборов. При этом STM32F101 вдвое превосходили по производитель ности лучшие образцы последних. Мик роконтроллеры линейки Performance на тактовой частоте 72 МГц при работе с флэш памятью демонстрировали по требление тока 36 мА или 0,5 мА/МГц.

WWW.SOEL.RU

Микроконтроллеры из обеих линеек имели флэш память объёмом от 32K до 128K, но отличались максимальным объёмом SRAM и набором периферийных подсистем. В максимальной конфигура ции объём ОЗУ новых микроконтролле ров составлял до 20 Кб, периферия включа ла до 2 АЦП (12 бит/1МГц), до трёх портов USART, по два интерфейса SPI (18 МГц, mas ter/slave) и I2C, до трёх 16 разрядных тайме ров. Высокие характеристики и разнооб разные возможности применения новых МК в таких разнородных приложениях, как системы промышленной автоматики и медицинские диагностические прибо ры, включая портативные, определяются шестью каналами прямого доступа к памя ти и наличием шестиканального таймера ШИМ для реализации векторных техно логий управления моторами. Компания NXP после этапа сбора в своей номенклатуре линейки микро контроллеров на основе популярных ядер ARM7 и ARM9 (в том числе и за счёт приобретения у компании Sharp линей ки микроконтроллеров BlueStreak) к на чалу 2009 г. подготовила семейство мик роконтроллеров LPC1700 на базе ядра Cortex M3. Эти микросхемы с рабочей тактовой частотой до 100 МГц по быст родействию на 28…64% опережали при боры конкурентов на основе того же яд ра. В феврале 2010 г. компания NXP Semiconductors объявила о выпуске мик роконтроллеров LPC1769 и LPC1759, ра ботающих на частоте 120 МГц, которые на 54% опережали по производитель ности изделия ближайших конкурентов и могли конкурировать с недорогим цифровым сигнальным процессорам. Что касается успехов компании NXP в части снижения энергопотребления микроконтроллеров на базе ядра Cor tex M3, то её семейство LPC1300, постро енное на основе ядра Cortex M3 второй версии, потребляет около 200 мкA/МГц. По прогнозам фирмы Semicast Re searchs, архитектура ARM готова опе редить по популярности архитектуры Power и x86 на рынке 32 разрядных микроконтроллеров. Произойти это может к 2011 г. (см. рис. 4) в приложе ниях для автомобильной электроники и промышленных встраиваемых сис темах (включая медицинское прибо ростроение). Именно в этих рыночных сегментах микроконтроллеры/мик ропроцессоры на основе архитектуры ARM применяются в больших объёмах, которые позволяют прогнозировать среднегодовой рост доходов от их про даж в 21% за период 2007 – 2013 гг. СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

РЫНОК

РЫНОК

КОММЕРЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ

указывал на возможность увеличения поставок в 2011 г. до 6,5 млрд. (4,4 млрд. шт. в 2007 г.). При этом рост продаж для нужд автомобильной промышленности (ло комотива развития рынка микроконт роллеров) мог составить 40% за период 2007 – 2013 гг. К сожалению, кризис внёс свои по правки, и рынок микроконтроллеров не показал предполагаемого фантас тического роста. По данным Gartner, в 2008 г. объём рынка 8 разрядных мик роконтроллеров оценивается в 5 млрд. долл. США, а его динамика в период кризиса вполне может «довести» его в 2009 г. до 4 млрд. долл. Восстановление рынка до прежнего уровня может про исходить вплоть до 2012 г. По данным Electronics.ca Publications, рынок мик роконтроллеров в 2008 г. имел объём 13,8 млрд. долл., а в 2009 г. может соста вить «лишь» 12,3 млрд. долл. По мнению аналитиков Databeans, рынок микроконтроллеров в 2010 г. мо жет превысить 12 млрд. долл. США, пока зав рост на 11% по сравнению с 2009 г. Локомотивами рынка вновь названы ав томобильная электроника и промыш ленные приложения; их дополняют уст ройства связи.

Реклама

РЫНКА МИКРОКОНТРОЛЛЕРОВ: ПРОГНОЗЫ И РЕАЛЬНОСТЬ Всего на рынке микроконтроллеров работают более 40 фирм, которые ис пользуют микроконтроллеры на осно ве около полусотни архитектур. При этом ни одна архитектура не занимает более 5% рынка.

Летом 2006 г. компания Frost & Sulli van прогнозировала объём рынка мик роконтроллеров в 22,7 млрд. долл. США в 2009 г., основываясь на его объёме в 13,7 млрд. долл. в 2005 г. И обеспечить столь впечатляющий рост должны бы ли рынки автомобильных и индустри альных приложений. Последние, по мнению аналитиков Frost & Sullivan, могли оказаться причиной сохранения популярности 16 разрядных микро контроллеров, тогда как автомобиль ная электроника должна была расши рить сегмент 32 разрядных микроко нтроллеров, создавая спрос также и на 8 и 16 разрядные микросхемы. В авто мобилях среднего класса количество 8 и 16 разрядных МК может состав лять 30…40 шт., тогда как в представи тельских автомобилях количество мик роконтроллеров достигает 70 шт. Компанией Semico объём мирового рынка микроконтроллеров в 2006 г. был оценён в 8,5 млрд. долл. США. По мнению Frost & Sullivan, в 2007 г. он был равен 16 млрд. долл. Общий объём рынка 8 разрядных МК, по данным STMicroelectronics, оценивался на 2007 г. в 5 млрд. долл. Прогноз роста продаж таких микроконтроллеров в штуках

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

11

© СТА-ПРЕСС

Само понятие «архитектура ARM» до статочно фрагментировано, поэтому необходимо уточнить, что рост доходов в основном будет происходить за счёт процессоров на основе ядер ARM Cor tex M3 (Atmel, TI, NXP и STMicroelectron ics) и Cortex M0 (NXP). Второе место по темпам роста доходов могут показать микропроцессоры на основе архитек туры Power за счёт восстановления тем пов роста автомобильной промышлен ности и развития телекоммуникацион ного сектора. Почётное третье место в прогнозах Semicast Researchs отведено архитектуре x86, которая популярна в системах промышленной автоматики и телекоммуникациях. На четвёртом мес те по темпам роста доходов от продаж могут оказаться МК на основе архитек туры SuperH.

СОВРЕМЕННЫЕ ТЕХНОЛОГИИ

Развитие мобильного цифрового вещания стандарта DVB H в России В статье кратко описана технология вещания ТВ программ на мобильные устройства DVB H, основанная на стандарте ETSI EN 302304 (июнь 2004 г.), и состояние её внедрения в России.

Технология цифрового телевизион ного вещания DVB H (Digital Video Broadcast – Handheld) является логичес ким продолжением стандарта DVB T (Digital Video Broadcasting – Terrestrial) с поддержкой дополнительных воз можностей, отвечающих требованиям переносных мобильных устройств с ав тономным питанием. Основными кри териями создания надёжной системы вещания являются: низкое энергопот ребление переносимых терминалов, возможность вещания в сложной сиг нально помеховой обстановке, радио доступность терминалов в районах го родской застройки, в т.ч. внутри зданий, возможность приёма сигналов малой мощности при быстром движении або нентов (80…100 км/ч), отсутствие види DVB – H Program 1

DVB – H Program 2

DVB – T Program 3 DVB – T Program 2 DVB – T Program 1

Рис. 1. Структура кадра в DVB H при приёме ТВ информации

мых искажений при высокой динамике перемещения . Для уменьшения расхода питания ба тарей переносных устройств использу ется технология квантования времени, с помощью которой IP блоки данных передаются небольшими наборами па кетов во временных интервалах. Каж дый из таких наборов может достигать объёма до двух мегабит, в котором на каждые 191 бит полезных данных при ходится 64 бита корректирующего кода Рида Соломона. Принимающее устрой ство включается только в те интервалы времени, когда происходит передача наборов данных, соответствующих выбранному каналу (см. рис. 1). В течение этого короткого интервала времени данные, передающиеся с вы сокой скоростью, могут быть помеще ны в буфер принимающего устройства, который может содержать как загру женные данные, так и проигрываемое потоковое видео. Степень экономии за ряда батареи питания принимающего устройства зависит от соотношения времени его работы в состоянии при ёма и ожидания. При трансляции деся ти и более служб экономия может дос тигать 90%.

ASI

SAT антенна

Головная станция DVB H вещания

L band

Базовая станция №1

SAT антенна

L band Телепорт

Телепорт

Источники программ

ИСЗ

L band

Базовая станция №X

SDI потоки

CAS Система условного доступа

ESG Система электронного гида

Система управления и мониторинга

Рис. 2. Схема организации связи

12

GPS

WWW.SOEL.RU

GPS

В стандарте DVB SH был доработан приём радиосервисов, что может быть рассмотрено как эволюция DVB H. Стандарт DVB H разработан для следу ющих частотных диапазонов: ● VHF III (170…230 МГц (или часть это го диапазона)); ● UHF IV/V (470…862 МГц (или часть этого диапазона)); ● L (1,452…1,492 ГГц). Ожидается, что в стандартах DVB SH и DVB H2, которые появятся в ближайшем будущем, список поддерживаемых час тот будет расширен. Отметим, что DVB H может существовать в одном мульти плексе с DVB T. Ширина канала по стан дарту DVB H, применяемого в России, составляет 5…8 МГц; скорость передачи 5…31 Мбит/с; рабочий диапазон UHF (470…862 МГц), VHF (174…238 МГц), L (1452…1492 МГц); максимальное число каналов 30; типовое разрешение видео QCIF (176 × 144), CIF (352 × 288), QVGA (320 × 240), VGA (640 × 480); основной стандарт мобильного ТВ – MPEG4 – AVC/H.264 128 Кбит/с; частота кадров 25 к/с, звуковой поток 24 кбит/с, стерео. На сегодня сеть вещания мобильного ТВ в России состоит из 34 передатчиков мощностью 400 Вт каждый и одного синхронизирующего излучателя мощ ностью 1000 Вт. Последний установлен на второй по высоте башне Москвы, в районе метро «Октябрьское поле», на высоте 258 м от земли. Эта система, по заявлению компании разработчика, способна обеспечить покрытие 90% го рода, включая помещения «до второй стены зданий». При трансляции по стандарту DVB H используется подсистема спутниково го вещания на базовые станции от го ловной станции DVB H и подсистема вещания для мобильных абонентов на частотах стандарта. Для формирования цифрового содержимого используется цифровая станция создания программ ТВ эфира. (Необходимо подключение телекомпаний и заключение соглаше ний на предоставление мобильного цифрового содержимого.) Далее, ин формация транслируется на спутнико вую подсистему и через неё достигает базовых распределённых станций (см. рис. 2). СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Антон Евсюков, Александр Тумачек (Москва)

НОВЫЕ ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ AC/DC УМЕНЬШЕНИЕ ОБЪЁМА,

GFR1K5

источники питания для установки в каркасы 1U

СОКРАЩЕНИЕ ЗАТРАТ

• Выходная мощность 1200*1500 Вт • Выходные напряжения 12, 24, 48 и 56 В. Модель с выходным напряжением 56 В соответствует требованиям стандарта IEEE 802.3 af (Power*оver*Ethernet) • Удельная мощность до 1173 Вт/дм3 • Скорость вращения вентилятора регулируется в зависимости от нагрузки для уменьшения акустического шума • В одном каркасе 1U устанавливается параллельно 4 модуля, при этом обеспечивается выходная мощность до 6 кВт • Диапазон рабочих температур от –20 до +70°С • Для широкого ряда промышленных и коммуникационных применений

И ПОВЫШЕНИЕ ЭФФЕКТИВНОСТИ

С ПРИМЕНЕНИЕМ НОВЕЙШИХ

CCM250

ТЕХНОЛОГИЙ

высокоэффективные источники питания

ЭНЕРГЕТИЧЕСКОЙ

• Пиковая мощность 300 Вт в течение 500 мс • Конвекционный отвод тепла • КПД до 95% • Габариты (ШхВхГ) 101,6х39,1х152,4 мм • Диапазон рабочих температур от –10 до +70°С • Для промышленных, телекоммуникационных и медицинских применений

ЭЛЕКТРОНИКИ

ECC100

источники питания с широким диапазоном рабочих температур • Выходная мощность 100 Вт при конвекционном отводе тепла • Диапазон рабочих температур от –40 до +75°С • Диапазон входного напряжения 85–264 В переменного тока (частота 47–400 Гц)/ 120–370 В постоянного тока • Выходные напряжения 12, 15, 24, 28 и 48 В • Сигнал состояния выходного напряжения, дистанционное включение/выключение, внешняя обратная связь

DLA

влагозащищённые источники питания для светодиодного освещения • Входное напряжение 90–305 В переменного тока (частота сети 47–63 Гц) • Выходные мощности 50, 75, 120, 150 Вт • Модули со стабилизированным выходным напряжением и стабилизированным выходным током • Коэффициент мощности до 0,96 • КПД до 93% • Диапазон рабочих температур от –35 до +70°С • Диапазон температур хранения от –40 до +80°С • Степень защиты IP67 • Области применения: архитектурно*художественное освещение, ландшафтная подсветка, внутреннее и наружное освещение

МОСКВА С. ПЕТЕРБУРГ ЕКАТЕРИНБУРГ САМАРА НОВОСИБИРСК КИЕВ УФА КАЗАНЬ ОМСК ЧЕЛЯБИНСК КРАСНОДАР Н. НОВГОРОД

Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.:

(495) 234 0636 • Факс: (495) 234 0640 • E mail: info@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (812) 448 0444 • Факс: (812) 448 0339 • E mail: info@spb.prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (343) 376 2820 • Факс: (343) 376 2830 • E mail: info@prosoftsystems.ru • Web: www.prosoftsystems.ru (846) 277 9166 • Факс: (846) 277 9165 • E mail: info@samara.prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (383) 202 0960; 335 7001/7002 • E mail: info@nsk.prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (+380 44) 206 2343/2478/2496 • Факс: (+380 44) 206 2343 • E mail info@prosoft ua.com • Web: www.prosoft.ru (347) 292 5216/5217 • Факс: (347) 292 5218 • E mail: info@ufa.prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (843) 291 7555 • Факс: (843) 570 4315 • E mail: info@kzn.prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (3812) 286 521 • E mail: omsk@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (351) 239 9360 • E mail: chelyabinsk@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (861) 224 9513 • Факс: (861) 224 9513 • E mail: krasnodar@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (831) 215 4084 • Факс: (831) 215 4084 • E mail: n.novgorod@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru

© СТА-ПРЕСС Реклама

ОФИЦИАЛЬНЫЙ ДИСТРИБЬЮТОР ПРОДУКЦИИ XP POWER

СОВРЕМЕННЫЕ ТЕХНОЛОГИИ

Головная станция DVB H вещания

Система управления и мониторинга Коммутатор Ethernet Кодирование и скремблирование

DVB H Инкапсуляция Ethernet

Спутниковый приемник Спутниковый приемник, резерв

Инкапсулятор

Кодер Mpeg 4

MIP SFN адаптер 10 МГц

SDI

Кодер Mpeg 4

GPS приемник NTP сервер 10 МГц

Кодер Mpeg 4, резерв

SDI потоки

Инкапсулятор, резерв

Ethernet CAS Система условного доступа

1 pps ASI

Телепорт

SDI

Коммутатор

Спутниковый приемник

SDI

Коммутатор

L band

SDI коммутатор

L band Усилитель

Телепорт

Формирование контента Спутниковый прием

1 pps MIP, SFN адаптер, резерв

Ethernet ESG Система условного гида

Рассмотрим структуру головной стан ции вещания DVB H (см. рис. 3). В её со став входят спутниковые тракты приёма. Они обеспечивают приём СВЧ сигнала спутниковых трансляций телевидения в соответствии со стандартом DVB. Широ кий спектр спутниковых каналов обес печивает интересный и разнообразный эфир каналов мобильных абонентов. После приёма с трактов информация попадает на коммутатор синхронных цифровых потоков и объединяется в еди ный цифровой поток. Далее подсистема кодера и скремблера обеспечивает коди рование информации в соответствии со стандартами MPEG 4, позволяющими снизить нагрузку на пропускную способ ность подсистемы вещания мобильных абонентов. Вся полученная информация – обработанное и сжатое видеосодержи мое – поступает в подсистему обработки

DVB H, где подготавливается в соответ ствии с требованиями стандарта и пере сылается на спутник, обеспечивающий связь между базовой станцией (см. рис. 4) и головной станцией. Технология вещания обеспечивает доступ к следующим службам: ТВ и радиотрансляции; ESG/EPG – электронному программ ному гиду; ● подписке на программы и управле нию доступом к услуге. Доступ к системе вещания осущест вляется при помощи специальной SIM карты. В частности, компания «Вымпел ком» предоставляет SIM карту со специ альным программным апплетом (см. рис. 5), который предназначен для иден тификации абонента мобильного ТВ. Пока что услуга бесплатна для всех, и вопрос аутентификации абонентов ● ●

Базовая станция DVB H

SAT антенна

L band

Контент– провайдер

Спутниковый приемник ASI DVB H модулятор

GPS Терминал & SIM карта Система условного доступа CAS

Усилитель мощности

Система ESG

Рис. 4. Базовая станция доступа мобильных абонентов

14

Вещатель

K D A

CAS Applet

GSM оператор

Рис. 5. Структурная схема системы условного доступа WWW.SOEL.RU

остаётся открытым. SIM карта доступна вместе с новым подключением (появ ляется возможность оператора наращи вать абонентскую базу) либо заменяет уже имеющуюся карту, при этом сохра няются все атрибуты – номер, тариф ный план и т.д. Выбор доступных устройств, способ ных принимать мобильное ТВ, на рос сийском рынке невелик. Основным уст ройством, удовлетворяющим требова ниям качества картинки, является мобильный телефон компании Samsung (см. рис. 6). В перспективе ожидаются ещё не сколько моделей мобильных телефо нов, а также персональные навигаци онные устройства, оснащённые моду лем приёма телевизионного сигнала. На рисунке 7 представлены несколько подобных моделей, планируемых для внедрения и адаптации на российском ранке. На сегодняшний день уже миллио ны абонентов по всему миру пользу ются услугами мобильных операторов цифрового ТВ вещания. В России пер вые шаги уже сделаны. Трудности за ключаются в получении разрешений на использование частот в Росссвязь надзоре и в обилии технических во просов первых стартов и внедрений. Тем не менее, уже построены и работа ют 33 базовые станции; 28 проектов находятся на экспертизе в ФГУП «Центр МИР ИТ» Россвязьнадзора. По лучены 15 условно положительных заключений по представленным про СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Рис. 3. Структура головной станции DVB H вещания

СОВРЕМЕННЫЕ ТЕХНОЛОГИИ

ASUKA inc. Twain DVB T/H PND

EMT–Omega inc. Korean DVB–T/H PND

INVIX inc. Korean DVB–T/H PND

Kenwood inc. Japanese DVB–T/H PND

Рис. 6. Мобильный абонентский терминал стандарта DVB H в России

Рис. 7. Персональные навигационные устройства с поддержкой стандарта DVB H для использования в российских сетях

ектам. Произведены измерения уров ней излучения РЭС на 28 базовых стан циях. Получены 9 санпаспортов на объекты. Производители телефонов расширяют ассортимент моделей. Потенциальная аудитория у мобиль ного ТВ есть – это и молодёжь, и те, кто скучает в автомобильных пробках. Сервис заинтересует и любителей фут бола, компании обещали обеспечить on line трансляции футбольных мат

чей чемпионата мира. У системы рос сийского цифрового мобильного ТВ вещания хорошие перспективы в со временном динамично развиваю щемся обществе, где достоверная информация, её качество и своевре менность будут востребованы всегда.

2. WRG Mobile TV devices for Russia DVB H. 2009.

3. Стандарт мобильного телевидения DVB H. Презентация ООО «Доминанта», 2009.

4. Рубцов И. http://www.cyberstyle.ru/publica tions/view/371, 2010.

5. Бумагин А.В., Гондарь А.В., Калашников К.С., Прудников А.А., Стешенко В.Б. Синтез и моде лирование алгоритмов синхронизации трак

ЛИТЕРАТУРА

та демодулятора телевизионного приёмника,

1. WRG NMI introduction. Developing review.

работающего в стандарте DVB T. Труды РНТО

15

© СТА-ПРЕСС

РЭС имени А.С.Попова. Выпуск XI. 2009.

Реклама

2009.

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

Отечественные микроконтроллеры нового поколения Дмитрий Гаманюк (г. Саратов)

КРАТКИЕ СВЕДЕНИЯ О МИКРОКОНТРОЛЛЕРАХ Микроконтроллер (МК) – это про граммно управляемое средство, осу ществляющее обработку и управление процессом обработки цифровой ин формации, конструктивно оформлен ное, как правило, в виде интегральной микросхемы. Микроконтроллер решает задачи приёма и преобразования информа ции, представленной в дискретном

(цифровом) виде, с последующей вы дачей этой информации в заданную информационную цепь. Фактически микроконтроллер представляет собой цифровую вычислительную машину в миниатюре. Конкретное конструктивное испол нение микроконтроллеров может быть различным. В общем случае МК имеют в своём составе следующие устройства: ●

арифметико логическое устройство. Предназначено для выполнения ряда

Таблица 1. Основные характеристики изделия SAK C167CR LM и его ближайшего отечественного аналога Значение параметра Наименование параметра SAK C167CR LM

1874ВЕ36

Количество портов

112

40

Время выполнения команды, нс

100

100

Максимальное время выполнения команды умножения 16/16 с результатом 32 бита, нс

500

700

Максимальное время выполнения команды деления 32/16 с результатом 16/16, нс

1000

нет

Возможность прерывания операций умножения деления

есть

нет

Число векторов прерывания

56

18

Типовое время реакции на прерывание, нс

300

800

4К × 8

1К × 8

8

Нет

Скорость передачи данных через асинхронно синхронный последовательный порт, Мбит/с: синхронная; асинхронная

0,625, 2,5

0,0096, Нет

Таймеры счётчики с предделителями Число каналов

9 × 16 33

2 × 16 2

Число каналов обработки и формирования цифровых сигналов Время разрешения, нс Число каналов быстрого прерывания Время разрешения, нс

28 400 8 50

4 400 Нет

Блок формирования ШИМ Время разрешения, нс

4 50

3 25000

Скоростной синхронный порт Скорость передачи, Мбит/с

Есть 5

Нет

CAN интерфейс

Есть

Нет

Аналогово цифровой преобразователь: число каналов время преобразования, мкс разрядность

16 9,75 10

8 20 10

Сторожевой таймер Разрядность

Есть 16

Есть 16

Стартовый загрузчик

Есть

Нет

Ёмкость внутреннего ОЗУ Блок РЕС для пересылок типа «память – память», «память – порт», «память – последовательный порт»

16

WWW.SOEL.RU

простейших операций: арифметичес ких, логических, операций переадре сования; ● блок внутренних регистров. Пред ставляет собой внутреннюю память МК, где хранятся коды операций, вы полняемых контроллером. Блок внут ренних регистров доступен програм мисту МК; ● устройство управления. Предназначе но для формирования сигналов управ ления, используемых для внутренней работы МК, для обеспечения взаимо действия его составных частей; ● блок интерфейса. Обеспечивает связь МК с внешним миром, информацион ную коммутацию с сопрягаемыми электронными устройствами. Позво ляет на базе МК построить полнофунк циональное электронное устройство. Микроконтроллеры характеризуются параметрами, которые условно можно разделить на две группы. Прежде всего, это характеристики контроллера как устройства вычислительной техники: разрядность, объём внутренней памяти, тактовая частота, число внутренних ре гистров, количество основных регист ров, тип адресного пространства, тип программного обеспечения, возмож ность перепрограммирования после поставки потреби телю. Как интегральные схемы микро контроллеры характеризуются быстро действием, потребляемой мощностью, массогабаритными характеристиками, надёжностью, количеством уровней пи тающего напряжения, стойкостью к внешним воздействующим факторам, стоимостью. На сегодняшний день для потребите лей микроконтроллеров – разработчи ков цифровых вычислительных уст ройств (особенно для специальной тех ники) – появился ещё один важнейший параметр: возможность применения МК в том или ином образце.

НЕКОТОРЫЕ НОРМАТИВНО ПРАВОВЫЕ АСПЕКТЫ ИСПОЛЬЗОВАНИЯ МИКРОКОНТРОЛЛЕРОВ В ПЕРСПЕКТИВНЫХ ИЗДЕЛИЯХ Развал Советского Союза и последую щее резкое сокращение финансирова СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Приводятся краткие сведения о назначении и устройстве микроконтроллеров. Рассматриваются проблемы импортозамещения электронных компонентов отечественными аналогами, а также вопросы разработки и внедрения перспективных элементов в новейших электронных устройствах.

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

для оценки возможности примене ния в перспективных образцах ВВСТ импортных компонентов должно проводиться научно техническое обоснование этого решения; ● решение о применении импортных компонентов принимается на уровне заместителя министра обороны Рос сийской Федерации; ● применяемые компоненты должны пройти соответствующие сертифи кационные испытания и быть «лега лизованы» через институт вторых по ставщиков; ● используемые в долгосрочной пер спективе импортные компоненты должны быть подготовлены к вос произведению на территории Рос сии. Налицо ряд существенных ограни чений нормативно правового характе ра на использование импортных ком понентов. ●

РАБОТЫ ПО ВОСПРОИЗВЕДЕНИЮ ЭЛЕКТРОННЫХ КОМПОНЕНТОВ НА ТЕРРИТОРИИ РОССИИ С целью решения указанных во просов и преодоления элементного «голода» разработок Министерство

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

17

© СТА-ПРЕСС

нентов. Такая позиция государствен ных заказчиков понятна и диктуется необходимостью исключения зависи мости предприятий оборонного комп лекса от импортных поставщиков и обеспечения гарантированной воз можности воспроизводства образцов ВВСТ в особый период. Минобороны России, на основании государственных нормативных актов в этой области, разработало руководя щие документы, определяющие поря док работы промышленности, выпол няющей государственный оборонный заказ, по применению в ВВСТ импорт ных электронных компонентов. Суть этих руководящих документов сводится к следующим положениям: ● максимально ограничивается при менение импортной элементной ба зы, разработанной и изготовленной за рубежом, а также элементов оте чественной разработки, но иност ранного изготовления. Применение импортных компонентов допускает ся только в случае полного отсут ствия ближайших отечественных аналогов и когда производство дан ных компонентов экономически не целесообразно;

Реклама

ния промышленности привели к свёр тыванию производства, в том числе и на предприятиях микроэлектронной техники. Особенно опасным оказалось практически полное сокращение науч но исследовательских и опытноконст рукторских работ (НИОКР) по раз работке новых электронных компо нентов. В итоге данная ситуация, продолжавшаяся около 10 лет, привела к масштабному отставанию отечествен ной электронной промышленности от западных и восточных конкурентов. Очевидно, что без применения надёж ных и современных электронных при боров невозможно создать образец воо ружения и специальной техники (ВВСТ) с требуемыми характеристиками. По этой причине отечественные раз работчики стали в массовом порядке применять компоненты иностранного производства в перспективных изде лиях. Озабоченное такой ситуацией, государство поручило Министерству обороны как основному государствен ному заказчику вооружения и специ альной техники, разработать и органи зовать внедрение нормативных актов, регулирующих порядок использова ния и применения импортных компо

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

Контроллер прерываний 16 Контроллер периферийных событий

ОЗУ 2К×8

8

4 4 2 3 7

8

порт 4

2

Интерфейс CAN

6 16

16

8

8

8

15

16

16

4

Контроллер шины

16

8 Порт 6

16

16 Порт 0

8

16

Рис. 1. Структурная схема микроконтроллера обороны стало размещать заказы на проведение опытно конструкторс ких работ по воспроизведению наи более актуальных компонентов. Та

кие заказы размещаются управления ми, ответственными за оснащение и поставку в войска необходимого ВВСТ.

Таблица 2. Основные функциональные характеристики разработанного микроконтроллера Параметры микроконтроллера

18

Значения параметров

Тактовая частота, МГц

20

Объём адресуемой памяти, Мб

16

Объём встроенного запоминающего устройства, Кб

4

Объём памяти области регистров специальных функций, Кб

1

Число источников прерываний

56

Количество параллельных 8'разрядных портов

4

Количество параллельных 16'разрядных портов

4

Количество параллельных 15'разрядных портов

1

Число каналов аналого'цифрового преобразователя

16

Число разрядов аналого'цифрового преобразователя

10

Число каналов модуля ШИМ

4

Число каналов модулей захвата/сравнения

32

Число 16'разрядных многофункциональных модулей таймеров

2

Число последовательных портов (USART, SPI)

2

16'разрядный сторожевой таймер

1

Число режимов пониженного потребления мощности

2

WWW.SOEL.RU

ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ИЗДЕЛИЯ SAK C167CR LM И ОБОСНОВАНИЕ НЕОБХОДИМОСТИ ЕГО ВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ Изделие SAK C167CR LM представляет собой микроконтроллер последнего по коления и предназначено для использо вания в качестве основного компонента для построения специализированных цифровых вычислителей. В таблице 1 приведены основные характеристики из делия SAK C167CR LM и его ближайшего отечественного аналога 1874ВЕ36. Как видно из таблицы 1, МК фирмы Simens/Infinion Technologies обладает ря дом существенных преимуществ перед отечественным аналогом. Для постро ения специализированных вычисли телей – регуляторов агрегатов авиацион ной техники, разрабатываемых в России в настоящее время, – применение SAK C167CR LM позво лило: ● отказаться от использования допол нительных электронных компонен тов в мультиплексных каналах ана логовых сигналов для подключения к входам АЦП и от организации управ ления ими, что привело к увеличе нию надёжности вычислителя в це лом; ● отказаться от применения отдельно го АЦП с малым временем преобразо вания, что также снизило количество элементов и повысило надёжность; ● отказаться от подключения дополни тельного ОЗУ для обеспечения требу емого объёма памяти; ● обеспечить расчётное время отклика на события, требующие быстрой об работки, благодаря наличию функции прерывания операций умножения и деления; ● обеспечить работу с контрольно проверочной аппаратурой и стендо СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

16

Порт 2

16

Порт 8

Конвейер команд

Порт 7

ЦП

16

Порт 3

Логика управления. Сброс

16

Порт 5

16

XTAL 1,2

Порт 1

Тактовый генератор

ОЗУ 2К×8

Заказывающие управления Мин обороны России выставляют тех нические задания разработчикам электронных компонентов, которые согласовываются с их потенциаль ными потребителями. Это позволя ет адресно расходовать бюджетные средства и воспроизводить те ком поненты, которые востребованы уже сегодня. В рамках данной системы в сере дине 2006 г. было выставлено техни ческое задание на выполнение ОКР по разработке микроконтроллера, аналога изделия SAK C167CR LM фирмы Simens/Infinion Technologies.

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

РЕЗУЛЬТАТЫ РАБОТ ПО СОЗДАНИЮ НОВОГО ПОКОЛЕНИЯ ОТЕЧЕСТВЕННОГО МИКРОКОНТРОЛЛЕРА В результате проведённых меро приятий был разработан и успешно прошёл соответствующие виды испы таний российский аналог высокопро изводительного 16 разрядного мик роконтроллера. Данный компонент предназначен для построения на его базе специали зированных систем управления раз личными авиационными агрегатами и обеспечения технологической неза висимости в ходе их разработки и производства. Микроконтроллер размещён в 145 выводном металлокерамическом кор пусе с матричным расположением вы водов. Герметизация корпуса обеспе чивается шовной роликовой сваркой. При этом показатель герметичности корпуса по скорости утечки гелия не более 5 × 10–3 Па см3/с. Имеется воз можность как ручного, так и автомати зированного монтажа прибора на печатные платы. Основные функцио нальные характеристики разработан ного микроконтроллера приведены в таблице 2. Для облегчения процесса адапта ции отечественного микроконтрол СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

Q5, P7, N7,Q6, Q7,P8, Q8, N8 Q10, P9, P10, N10, Q11,P11,Q12

PORT2 P2.0 – P2.7

CPU

PORT0 P0L.0 – P7L.0 AD0 – AD7

CC0IO – CC7IO P0H.0 – P0H.7 AD8 – AD15

P2.8 – P2.14 CC8IO – CC14IO EXOIN – EX6IN

Q13

P2.15 CC15IO/EX7IN/T7IN

P12, P13, N12, N13, M13, N14

M1, N1, M2, L3, N2, P1, M3, N3, P2,Q1 Q2, P4, N4, Q3, P5, Q4

PORT3 P3.0, P3.2, P3.4 – P3.7 TOIN CAPIN T3EUD T4IN T3IN T2IN

E15

READY

D15

EA

C3

NMI

C5

XTAL1

B4

XTAL2

PORT1 P1L.0 – P1L.7 A0 – A7

B10, A11, B9, C9, A10, A9, B8, A8

P1H.0 – P1H.3 A8 – A11

A7, A6, B7, B6

P1H.4 – P1H.7

C6, A5, B5, A4

PORT3 P3.1, P3.3, P3.8 – P3.12, P3.14, P3.15 T6OUT T3OUT

N11, Q14, P15, M14, L13, N15, L14, M15, K13

MRST MTSR TxDO

P5.10 – P5.15 AN10/T6EUD AN11/T5EUD AN12/T6IN AN13/T5IN AN14/T4EUD AN15/T2EUD OWE

A15, A14, B12, C11, A13, B11, A12, C10

A12 A15/CC24IO CC27IO

PORT5 P5.0 – P5.9 ANO – AN9

J14

С15, В14, E13, C14, B15, D13, C13, B14

RxDO BHE/WRH SCLK CLKOUT PORT4 P4.0 – P4.7 A16 – A20

J13, K15, J15, H14, H15, H13, G13, G15

A21/CAN1_RxD A22/CAN1_TxD A23

PORT6 P6.0 – P6.7 CS0 – CS4

D3 D4, C2, B1, D2, E3, C1, E2, D1

HOLD HLDA BREQ

N4

UREF

P3

AGND

A1, A3, C8, C12, F15, K14, Q15, Q9, P6, H1

PORT7 P7.0 – P7.7 POUT0 – POUT3 CC28IO – CC31IO

UCC PORT8 P8.0 – P8.7

B2, B3, C7, B13, G14, L16, P14, N9, N6, H3

J3, J1, K1, J2, K2. K3, L1, L2

F3, F2, E1, G2, G3, F1, G1, H2

CC16IO – CC23IO GND

RD ALE WR/WRL

F14 E14 F13

PSTIN RSTOUT

A2 C4

Рис. 2. Условное графическое изображение микроконтроллера лера к разработке и внедрению в перспективных вычислителях, сис тема команд нового изделия пол ностью соответствует системе ко манд SAK C167CR LM. Питающее напряжение разрабо танной микросхемы составляет 5 В WWW.SOEL.RU

± 10%. Напряжение источника опор ного напряжения UAREF – от 4,0 до 5,5 В. Допустимое отклонение напря жения источника опорного напря жения UAREF от крайних значений +1% для уровня 4,0 В и –1% для уров ня 5,5 В.

19

© СТА-ПРЕСС

вым оборудованием, имеющем в сво ём составе ЭВМ, по персональному каналу без нарушения цикла выпол нения основной программы в реаль ном времени; ● отказаться от использования до полнительных элементов, реализу ющих недостающее в отечествен ном аналоге количество портов; ● упростить технологию доводки и отладки построенного вычислите ля за счёт применения прилагаемо го штатного программного обеспе чения SAK C167CR LM. Сравнительная оценка вариантов использования отечественного микро контроллера и изделия SAK C167CR LM в одном и том же специализирован ном вычислителе показала, что раз ница в габаритах плат двух вариан тов составляет порядка 40%. Общие габариты контроллера отличаются на 18%. С учётом заданных в техни ческом задании требований к массо габаритным параметрам контрол лера, применение отечественных элементов не представлялось воз можным.

Структурная схема микроконтрол лера приведена на рисунке 1. Функци ональное назначение выводов МК соответствует назначению выво дов изделия SAK C167CR LM. Это позволяет проводить замену мик росхемы импортного производ ства на отечественный аналог и наоборот и тем самым оценивать работоспособность всего вычисли теля. Условное графическое обозначе ние нового микроконтроллера при ведено на рисунке 2. Число элемен тов микроконтроллера – порядка 320 тыс. Масса микросхемы – не бо лее 18 г. Микроконтроллер стабилен и сохраняет свои электрические па раметры в течение наработки до от каза в пределах времени, равного гамма процентному сроку сохраняе мости (25 лет), на уровне парамет ров, полученных на момент приёмки и поставки. Необходимо отметить, что в от ношении импортного прототипа у его поставщиков нет информации по многим показателям или она не подтверждается документально. Это ограничивает определение ресурсных и надёжностных пара метров основного изделия в це лом, не позволяет определять пре дельные и критические режимы его работы.

По микроконтроллеру отечест венного воспроизводства такая ин формация верифицирована. Так, в таблице 3 приведены значения предельно допустимых электричес ких режимов эксплуатации и пре дельных электрических режимов. Разработанный микроконтроллер отвечает самым жёстким отрасле вым требованиям к технологичнос ти производства. Так, микросхемы устойчивы к воздействию статичес кого электричества с потенциалом до 1000 В. С целью обеспечения требуемого уровня надёжности основных из делий, в составе которых будет ис пользован новый микроконтроллер, последний был испытан на стойкость к воздействию механических и кли матических факторов. По данным па раметрам микросхема полностью соответствует общим техническим условиям на интегральные микро схемы. Значения параметров меха нических и климатических факто ров, стойкость к которым для нового микроконтроллера верифицирована, приведены в таблице 4. Современные требования к интег ральным микросхемам, которые при меняются в ВВСТ, включают в себя и требования устойчивости к воздей ствию поражающих факторов ядер ного взрыва. Эти требования обосно

Таблица 3. Значения предельно допустимых режимов эксплуатации микроконтроллера

Наименование параметра

20

Обозначение

Предельно допустимый режим не менее

не более

Напряжение источника питания, В

UCC

4,5

5,5

Напряжение опорного источника АЦП, В

UREF

4,0

5,5

Входное напряжение низкого уровня в режиме «ТТЛ – порог», В

U1L1

– 0,5

0,2UCC – 0,1

Входное напряжение низкого уровня в режиме «специальный порог», В

U1L2

– 0,5

2,0

Входное напряжение низкого уровня по выводу XTAL1, B

U1L3

– 0,5

0,3UCC

Входное напряжение высокого уровня в режиме «ТТЛ – порог», В

U1H1

0,2 UCC + 0,9

UCC + 0,5

Входное напряжение специального уровня «специальный порог», В

U1H2

0,8 UCC – 0,2

UCC + 0,5

Входное напряжение высокого уровня по выводу RSTIN#, В

U1H3

0,6UCC

UCC + 0,5

Входное напряжение высокого уровня по выводу XTAL1, В

U1H4

0,7UCC

UCC + 0,5

Ёмкость нагрузки, пФ

СL

–

100

Тактовая частота, МГц

fCI

1,0

33,0

Длительность фронтов сигнала для входа XTAL1, нс

tLH1 tHL1

–

Длительность фронтов сигнала для остальных входов, нс

tLH2 tLH2

–

WWW.SOEL.RU

5 10

ваны и вытекают из того факта, что ведущие мировые державы не соби раются отказываться от оператив нотактического и стратегического ядерного оружия. Разработанный микроконтроллер успешно прошёл испытания на устойчивость к воздей ствию таких факторов. При этом учи тывается возможность временной потери работоспособности с её пос ледующим полным восстановлением за время не более 2 мс от начала воздействия. Электрические парамет ры микроконтроллера после воз действия специальных факторов и восстановления работоспособности соответствуют нормам в момент приёмки и поставки изделия потре бителю. Несмотря на жёсткость внешних воздействующих факторов, к кото рым должен быть устойчив разра ботанный микроконтроллер, дан ный компонент выполняет свои функции в соответствии с системой команд во всех условиях и режимах работы. Показатели надёжности микрос хемы, оценённые в ходе разработки и испытаний, также позволяют стро ить современные вычислительные устройства с требуемым запасом бе зотказности. Подтверждённая в хо де испытаний наработка до отказа в условиях, соответствующим усло виям применения, составляет не менее 100 000 ч. В случае работы микроконтроллера в так называе мом облегчённом режиме – не ме нее 120 000 ч. Облегчёнными усло виями работы считаются условия, при которых разброс величины пи тающего напряжения не превыша ет 5% (5 В ± 5%); ток нагрузки по каждому выходу не превышает 50% от значения, установленного для наработки 100 000 ч, и отсутству ют предельные режимы работы (кроме емкостной нагрузки). Разработанная конструкторская документация на микроконтроллер отвечает принятым в РФ требовани ям и позволяет организовать про изводство компонента на любом родственном предприятии отрасли. При этом технологическое время из готовления микросхемы составляет 100 суток. Предприятие, непосред ственно проводившее разработку микросхемы, способно организо вать её серийный выпуск в объёме не менее 1500 шт. в год. СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

ВЫВОДЫ

Таблица 4. Внешние воздействующие факторы Параметры воздействующего фактора

Значение параметра

Механические факторы Синусоидальная вибрация: диапазон частот, Гц амплитуда ускорения, м/с2

1…5000 400

Удары одиночного действия в любом направлении: амплитуда пикового ударного ускорения, м/с2 длительность действия ударного ускорения, мс

15 000 0,1…2,0

Удары многократного действия в любом направлении: амплитуда пикового ударного ускорения, м/с2 длительность действия ударного ускорения, мс

1500 1…5

Амплитуда линейного ускорения, м/с2

5000

Акустический шум: диапазон частот, Гц уровень звукового давления, дБ

50…10 000 170 Климатические факторы

Атмосферное пониженное рабочее давление, Па (мм рт. ст.)

1,3 × 10–4 (10–6)

Повышенное рабочее давление, атм.

3

Повышенная температура окружающей среды: рабочая, °С предельная, °С

+ 85 + 125

Пониженная температура окружающей среды: рабочая, °С предельная, °С

– 60 – 60

Смена температур: от пониженной предельной температуры среды, °С до повышенной предельной температуры среды, °С

– 60 + 125

Повышенная относительная влажность при 35°С, %

98

Несмотря на значительный пере рыв в НИОКР по разработке новых образцов ВВСТ, ведущие предприя тия оборонной отрасли сохранили научно технический, кадровый и ла бораторно производственный потен циалы. Неизбежный переход от ана логовых вычислительных систем к цифровым, жёсткие требования к вы числительной мощности и массога баритным характеристикам привели к необходимости использования последних достижений мировой электронной техники. Для обеспече ния технологической независимости разработки и производства требуе мых компонентов, государственные структуры целенаправленно разме щают заказы на проведение данных работ. Государственный подход и воз можности промышленности показа ли положительный пример взаимо действия. Остаётся надеяться, что та кая схема будет доказывать свою эффективность и в будущем, что поз волит России вернуться в число ми ровых лидеров в области многофу нкциональных высокотехнологич ных систем.

Ни байта врагу! ТВЕРДОТЕЛЬНЫЕ НАКОПИТЕЛИ для ответственных применений

Безопасность ■ ■ ■

Быстрое стирание данных QErase Уничтожение данных SErase Защита от записи

Производительность ■ ■

Скорость чтения до 175 Мбайт/с Скорость записи до 90 Мбайт/с

Надёжность ■

■

Расширенный температурный диапазон –40...+85°С Конформное покрытие

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

21

© СТА-ПРЕСС

Тел.: (495) 234-0636 • Факс: (495) 234-0640 • E-mail: info@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru

Реклама

ОФИЦИАЛЬНЫЙ ДИСТРИБЬЮТОР ПРОДУКЦИИ INNODISK

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

Экономичные микросхемы для SMPS фирм Sanken и Power Integrations В статье приведены параметры современных микросхем для импульсных источников питания фирмы Sanken и сетевых импульсных адаптеров фирмы Power Integrations; рассмотрены особенности их применения.

Современные импульсные источники питания (SMPS) проектируются с учётом требований «плана 1 Вт», предложенно го Международным энергетическим агентством (МЭА) в 1999 г., который пре дусматривает снижение потребления электроэнергии бытовыми приборами в дежурном режиме до уровня 1 Вт и менее [1]. В настоящее время большинство вы пускаемых микросхем SMPS удовлетво ряют этому требованию. Среди произ водителей полупроводниковых прибо ров выделяется ряд фирм, микросхемы которых применяют ведущие произво дители бытовой и офисной техники. В частности, в аппаратуре Panasonic ши роко используются микросхемы SMPS фирм Fuji, Infineon, Sanken, Shindengen и др. Широкую номенклатуру микросхем SMPS для сетевых адаптеров мобильной техники и стационарной аппаратуры с сетевым питанием выпускает фирма Power Integrations. Фирма Sanken специализируется на выпуске силовых полупроводниковых приборов, промышленных систем пита ния и другой электронной аппаратуры. Однако без индивидуального запроса на интернет странице фирмы [2] можно по лучить техническую документацию толь ко на некоторые микросхемы SMPS.

Большая номенклатура микросхем San ken представлена в каталоге 2009 г. фир мы Allegro Microsystems. В каталоге Allegro они выделены в отдельную группу – Off Line Flyback Regulators (сетевые обратно ходовые стабилизаторы) [3], их класси фикационные данные приведены в таб лице 1. Микросхемы серии STR A6100 (см. рис. 1) сочетают интегральные контрол леры PRC (Pulse Ratio Control with fixed off time) с МОП транзисторами с защи той от лавинного пробоя (Avalanche Guarantee). PRC – широтно импульсное управление с фиксированным временем выключения (off time), для микросхем А6131/32/51/59/69 оно составляет 8 мкс, для микросхем А6131М/51М/53Е/59М – 11,5 мкс. Микросхемы предназначены для построения простых и надёжных SMPS с минимальным числом внешних компонентов. В них реализован режим автоматического перехода в дежурный режим с минимальной потребляемой мощностью (не более 0,1 Вт). Ряд мик росхем серии рассчитан на работу с из меняющимся в широких (85…264 В) пре делах сетевым напряжением (Universal Input). Приборы отличаются высокой эффективностью (КПД) и не требуют установки на теплоотвод.

Таблица 1. Классификационные параметры микросхем для SMPS фирмы Sanken Тип микросхемы STR A6151 STR A6159 STR A6153E STR A6169 STR W6251D STR W6252D STR W6253D STR W6253MD STR W6735 STR W6753 STR W6754 STR W6756 STR W6765

Рвых, Вт

Uси, В

Ic, A

Рпотр., Вт

tr, мкс

Rси, Ом

Корпус

fраб., кГц

16 13 20 5 45 60 90 80 120 120 160 240 110

650 650 650 800 650 650 650 650 500 650 650 650 800

2,5 1,8 1,8 1,2 2,6 3,2 10 10 20 11,2 15 15 11,2

0,15 0,15 0,46 0,15 0,8 0,8 0,8 0,8 0,8 0,8 0,8 0,8 0,8

0,25 0,25 0,25 0,25 0,4 0,4 0,4 0,4 0,4 0,4 0,4 0,4 0,4

3,95 6 1,9 19,2 3,95 2,8 1,9 1,9 0,57 1,7 0,96 0,73 1,8

DIP DIP DIP DIP TO 220 TO 220 TO 220 TO 220 TO 220 TO 220 TO 220 TO 220 TO 220

– – – – 67 67 67 50 22 22 22 22 22

Рвых соответствует «универсальным» исполнениям SMPS (85…265 В) tr – время переключения МОП транзистора

22

WWW.SOEL.RU

Особенности микросхем серии STR A6100: ● встроенные схемы запуска и автома тического дежурного режима; ● встроенный драйвер с постоянным напряжением, не зависящим от на пряжения питания; ● два режима работы – PRC и преры вистой генерации (Burst Oscillation Mode); ● подавление выбросов на фронтах импульсов (Leading edge blanking); ● схемы защиты: по току (ОСР), от ко ротких замыканий (OLP), по напря жению (OVP), от перегрева (TSD), при устранении короткого замыка ния срабатывает схема автоматичес кого перезапуска (Auto Restart). Функциональная схема ИС серии 6100 приведена на рисунке 2. На рисунке 3 приведена схема драй вера светодиодов с использованием SMPS на микросхеме STR A6159. Пара метры схемы: сетевое напряжение 85…264 В; постоянный выходной ток 20 мА; модуль из 40 светодиодов боль шой яркости; КПД не менее 74%; режим работы микросхемы – PRC; низкий уро вень электромагнитных излучений (CISPR Class B); защита от замыканий (внутри цепи); возможность управле ния яркостью свечения диодов ШИМ сигналом на выводе FB. Данные эле ментов схемы приведены в [3] (Refer ence Design 5). Назначение выводов ИС серии 6100: ● Start up (вывод 5) – непосредственно или через гасящий резистор подклю чается к выходу сетевого выпрями теля (к конденсатору С3 на рис. 3), внутри микросхемы этот вывод со единён с источником постоянного тока (790 мкА). В момент подачи сете вого напряжения начинается заряд конденсатора, подключённого к вы воду Vcc (на рис.3 – С4), и при напря жении Vcc ≈ 17,5 В микросхема начи нает работать, источник постоянно го тока отключается и мощность потребления контроллера микросхе мы уменьшается до нескольких мил ливатт, при С = 22 мкФ время запуска tstart ≈ 0,487 c, рекомендуемый диапа зон ёмкостей внешнего конденсато ра 4,7…22 мкФ. Для более устойчивой СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Юрий Петропавловский (Ростовская обл.)

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

Vcc 2

START UP 5 +

UVLO +

–

Внутреннее смещение

–

Защёлка

Задержка

Мощный MOSFET 8 D

TSD 7 D Таймер выключения Смещение

S Q\

–

– +

R PRC триггер

+

OLP + –

Подавление выбросов

Переключатель режима + – Разряд FB

OCP

+

1 OCP

–

– +

Буфер

3 GND

Рис. 1. Внешний вид микросхем серии STR A6100 7

подключается к выпрямительному диоду через резистор 1…10 Ом (R3 на рис. 3); ● FB/OLP (вывод 4) – вход таймера выключения (OFF timer) и формиро вателя постоянного управляющего напряжения (Constant voltage con trol). В отличие от ШИМ управления, PRC базируется на фиксированном времени выключения (off time) и изменении длительности импульсов управления на рабочих интервалах (on time). В схемах SMPS на вывод обычно подаётся сигнал обратной связи, как правило, через оптроны от вторичных выпрямителей, в схеме драйвера светодиодов (см. рис. 3) вы вод 4 может шунтироваться откры тым транзистором Q1 при подаче на его базу ШИМ сигнала управления яркостью свечения светодиодов; ● OCP (вывод 1) – предназначен для подключения внешнего резистора схемы защиты от перегрузки по току, резистор является датчиком тока ис тока МОП транзистора; ● D (выводы 7, 8) – сток МОП транзис тора, GND – первичный корпус. Приведём некоторые параметры микросхем STR A6151/A6159/A6169, в квадратных скобках – для STR A6153E (не вошедшие в таблицу 1): ● ток утечки МОП транзистора (Idss) не более 300 мкА; ● напряжение запуска (Vcc on) 16…19,2 B, напряжение блокировки (Vcc off) 9…11 B; СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

FB/OLP

Рис. 2. Функциональная схема ИС серии STR A6100 D1 800 В 1А

F1 250 В 1А L

C1

85~265 В

0,1

N

L1 1 мГн 200 мА

C2 + 400 В 4,7

1 T1

C3 +

D2 1000 В 1А

400 В 4,7

R3 C +

STR A6159

R1

OCP

Drain

Vcc

Drain

35 В 10,0

10

1

2 D4

4

100 В EE13 1А 5

IC1 GND D3

Cветодиодный модуль: 40 шт

R2 FB

Start

33K ШИМ регулировка яркости

5,6 В Q1

Рис. 3. Электрическая принципиальная схема драйвера светодиодов ток потребления в рабочем режиме (Icc on) не более 4 мА, в режиме бло кировки не более 50 мкА; ● время выключения PRC (toff) 7,3…8,7 мкс [10,5…12,5 мкс]; ● время блокировки переднего выбро са (td) 200…480 нс; ● порог срабатывания схемы токовой защиты (Vocp) 0,69…0,86 B, [0,96…1,28 В]; ● пороговое напряжение OVP защиты (Vcc ovp) 28,2…34,1 В; ● максимальный ток управления (Ifb max) 227…388 мкА; ● ток запуска (Istartup) 0,34…1,2 мА; ● порог срабатывания температурной защиты (Tj, Thermal Shutdown) не бо лее 135°С [110°C]; ● тепловое сопротивление (RΘjf, Ther mal Resistance) не более 52°С/Вт. Микросхемы серии STR W6200D (см. рис. 4) предназначены для сетевых SMPS с широтно импульсным управле нием (PWM Off line Switching regula tors); особенности микросхем: ● полностью пластмассовый корпус (ТО 220 full molded package); ● частота ШИМ 67кГц, с девиацией частоты для уменьшения уровня электромагнитных излучений; ● защита по току с функцией компенса ции изменений сетевого напряжения; ●

WWW.SOEL.RU

внешняя активация температурной защиты; ● прерывистый дежурный режим с низким потреблением (0,1 Вт на хо лостом ходу); ● функция подавления слышимых зву ков в дежурном режиме; ● МОП транзистор с защитой от ла винного пробоя (Avalanche guaran teed MOSFET); ● пять схем защиты. Функциональная схема ИС серии W6200D приведена на рисунке 5, в состав микросхем входят: UVLO/REG – детектор и стабилизатор напряжения питания Vcc; PWM OCS – генератор импульсов с ШИМ; Frequency Modulation – частотный модулятор; OVP/ELP/TSD/ OLP/OCP – схемы защиты; STARTUP – схема запуска; Slope compensation – схе ма «мягкого» управления (позволяет сни ●

Рис. 4. Внешний вид микросхем серии STR W6200D

23

© СТА-ПРЕСС

●

работы SMPS рекомендуется подклю чать вывод Start up к сетевому выпря мителю через резистор 10…47 кОм (R2 на рис. 3); Vcc (вывод 2) – через него подаётся напряжение питания на контроллер микросхемы, до запуска ток Icc не превышает 50 мкА, после запуска он увеличивается примерно до 4 мА, ре жимы пуск/стоп осуществляются с гистерезисом 17,5 В/10 В. Для более устойчивой работы SMPS вывод VСС

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

UVLO

REG

28,4 В

VREG

15,5 В /0,9 В

7,05 В RST

OVP

7,10 В 135°C

PWM OSC

ELP

S Q R Q S

DRV

S Q S2

R

Q

CK S1 OLP R

Fretquency Modulation

FM/ELP 7

Istartup = 1,7 мА R

TSD

DMAX 75%

1 D/ST

12 В

OCP

IDC

Feedback Control 160 мкА

LEB

Slope Compensation

FB 6

3 S/OCP 5 GND

Рис. 5. Функциональная схема ИС серии STR W6200D Вых.

85~265 В

+ + 1 D/ST

+

+

4 VCC

CЗАП. Корпус

STR W6200D S/OCP FM/ELP GND 3 7 5

FB 6

Опция

CЧМ

Рис. 6. Типовое включение микросхем серии STR W6200D Нормальная нагрузка Iвых

Малая нагрузка

Пауза ID Дежурный режим

Рабочий режим

Рабочий режим

Рис. 7. Временные диаграммы работы микросхем серии STR W6200 L F1 250 В 1,5 А

RBV'406 TH1

L1

C9 400 В 150,0

N 85~265 В

C11 250 В 0,01 мкФ

C12 250 В 0,01

FML'G12S D3 R9 1 T1 1,5K 2

C10 + 630 В 0,01

D4 EG01C

AL01Z +

D/ST

S/OCP VCC GND FB FM/ELP

STR W6251D

1

3 4 5 6 7

2 Вт 100 47 2 кВ

R1 2 Вт 0,62

15K

C2 35 В 47,0

D1

R2

3

R3 1,5K

4 D 5

L2 4,4 мГн / 3 А

+ C5 25 В 3300,0

15 В / 2 А Выход R6 100K

R4 680 Ом

R7 10K

C6 R5 0,1 10K D2

+ C7 25 В 2200,0

R8 22K Корпус

C4 4700

C3 PC1 0,01

C8 2200

Рис. 8. Электрическая принципиальная схема SMPS на микросхеме STR W6251D зить интерференцию на субгармони ках); Feedback Control – управление об ратной связью; IDC – компаратор схемы защиты по току; LEB (Leading Edge Blank ing) – подавитель выбросов на переднем фронте импульсов; RST – схема сброса; DRV – драйвер МОП транзистора. Типо вая схема включения ИС серии W6200D приведена на рисунке 6.

24

Назначение выводов ИС серии W6200D: 1 – (D/ST) вывод стока МОП транзис тора и вход схемы запуска; 3 – (S/OCP) вывод истока МОП транзистора и вход схемы защиты по току; 4 – (VCC) вывод питания и вход схемы защиты от перенапряжений; 5 – (GND) сигнальный корпус; WWW.SOEL.RU

6 – (FB) вход сигнала обратной связи; 7 – (FM/ELP) вывод для подключения конденсатора, задающего девиацию частоты и вход внешней схемы защиты. Вывод питания контроллера (VCC) соединён с источником постоянного тока (1,7 мА). В процессе изменения ре жимов работы микросхемы напряже ние на выводе может меняться в преде лах 8,9…18 В, запуск происходит при напряжении Vcc on ≈ 15,5 В. Рекоменду емое значение ёмкости конденсатора Сзап 10…47 мкФ. Зависимость тока Icc от напряжения Vcc имеет гистерезис, пе ред запуском (Vcc ≈13,5 В) Icc не превы шает 5 мкА, в момент запуска (Vcc ≈ 15,5 B) ток резко увеличивается (Icc startup ≈ ≈ 1,4 мА). При понижении напряжения Vcc до 8,9 В ток резко уменьшается не менее чем до 1 мкА, при увеличении напряжения Vcc до 27 В срабатывает схема защиты от перенапряжения (OVP, см.рис. 5). Вывод 3 (S/OCP) соединяют с корпу сом через резистор с небольшим сопро тивлением, являющимся датчиком тока для схемы защиты по току (ОСР), типовое падение напряжения на этом резисторе, при котором срабатывает защита, состав ляет Vocp = 0,9 B, при дальнейшем умень шении этого напряжения микросхема ав томатически запускается. К выводу 7 (FM/ELP) подключается конденсатор Счм (см. рис. 6) с рекомен дуемой ёмкостью 0,015…0,047 мкФ, девиация частоты ШИМ генератора (67 кГц) составляет примерно ±5%, при ёмкости конденсатора Счм = 0,01 мкФ период изменения частоты ШИМ гене ратора составляет примерно 2,6 мс. Прерывистый режим работы микрос хем (Auto Burst Mode) включается при уменьшении пикового тока стока ID МОП транзистора до величины в 15% от максимального значения. На рисунке 7 приведены временные диаграммы ра боты микросхемы при нормальной (Normal Load) и малой нагрузке (Light Load). При отключении нагрузки прек ращается генерация ШИМ сигналов, че рез некоторое время она возобновляет ся, при этом ток стока не превышает 15% от максимального значения. Если наг рузка в течение определённого времени не подключается, генерация снова сры вается, при подключении нагрузки мик росхема входит в нормальный режим работы. Функция внешней защиты (ELP – External Latch Protection) реализуется подачей напряжения более 7,1 В на вы вод 7 (FM/ELP) микросхемы (в микро схему встроен защитный стабилитрон СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

STARTUP

VCC 4

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

максимальная температура выводов (Tj) 150°C. Фирма Power Integrations выпускает большую номенклатуру экономичных микросхем для SMPS малой и средней мощности. В каталоге фирмы от 2010 г. предлагаются десятки типов микро схем, сгруппированных в различные семейства с зарегистрированными тор говыми марками [4]. В таблице 2 приве дены классификационные данные микросхем семейства LinkSwitch® с «универсальным» входом (сеть пере менного тока 85…265 В), предназначен ных для сетевых адаптеров мобильной аппаратуры и обеспечивающих её ра боту в любой стране мира. В качестве источников информации использова ны справочные листки фирмы на каж дый тип микросхем. Микросхемы LNK500/501/520 явля ются эффективными ключевыми пре образователями со стабилизацией по напряжению CV (constant voltage) или по напряжению и току CV/CC (constant voltage/constant current) и предназна чены для недорогих сетевых адаптеров, работающих в широком диапазоне се тевых напряжений. Вид характеристик регулирования типа CV и CV/CC приведён на рисун ке 9; отмечены поля допусков на изме нения выходного тока и напряжения. Характеристики регулирования, пока занные на рисунке 9а, соответствуют преобразователям, выполненным без обратной связи; точка CV на характе

Примерная характеристика (CV)

VO

VO (CV/CC) ±5% ±10%

а)

б)

IO

±25%

Рис. 9. Режимы работы микросхем семейства LinkSwitch CONTROL

VC

DRAIN

0

ZC

1

Внутренний источник питания

Выключатель/ Автоматический перезапуск

Шунтовой регулятор/ Усилитель ошибки 5,6 В

Регулировка ограничения тока ÷8

5,6 В 4,7 В

Компаратор ограничения тока

Термовыключатель с гистерезисом

Генератор DMAX CLOCK SAW

S Q\ R

ШИМ компаратор

IDCS RE

Низкочастотное управление

Подавление выбросов SOURCE

●

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

IO

±25%

Рис. 10. Функциональная схема ИС серии STR!A6100 ристике расположена в области рабо ты регулятора в режиме стабилизации напряжения; при достижении выход ного тока точки CV/CC регулятор пере ходит в режим стабилизации выход ного тока (используется при зарядке

аккумуляторов). При введении в схе му обратной связи от вторичных це пей регулятора нестабильность выход ного напряжения уменьшается до ±5% (см. рис. 9б). Поле допусков ±25% по номинальной величине выходного то

Таблица 2. Классификационные параметры микросхем для семейства LinkSwitch фирмы Power Intrgrations Версия семейства LinkSwitch®

Тип микросхемы

Рвых, Вт

Uси, В

Ic, A

Рпотр, Вт Rси, Ом fген, кГц tбл, мкс

LNK500P/G

3/3,5

700

0,4

0,3/0,5

28

42

0,3

DIP 8B, SMD 8B

LinkSwitch®

LNK501P/G

3/3,5

700

0,4

0,3/0,5

28

42

0,3

DIP 8B, SMD 8B

LinkSwitch®

LNK520P/G

3/3,5

700

0,4

0,3/0,5

28

42

0,3

DIP 8B, SMD 8B

LinkSwitch® CV

LNK623PG/DG

6

700

0,4

0,2

24

100

0,215

DIP 8C, SO 8C

LinkSwitch® CV

LNK624PG/DG

6,5

700

0,4

0,2

24

100

0,215

DIP 8C, SO 8C

LinkSwitch® CV

LNK625PG/DG

8

700

0,528

0,2

16

100

0,215

DIP 8C, SO 8C

LinkSwitch® CV

LNK626PG/DG

10

700

0,72

0,2

9,8

100

0,215

DIP 8C, SO 8C

LinkSwitch® HF

LNK353P/G

3

700

0,4

0,3

34

200

0,215

DIP 8B, SMD 8B

LinkSwitch® HF

LNK354P/G

4,5

700

0,4

0,3

24

200

0,215

DIP 8B, SMD 8B

LinkSwitch® II

LNK632DG

3,1

700

0,23

0,03

45

105

0,215

SO 8C

LinkSwitch® II

LNK603/613PG/DG

3,3

700

0,32

0,2

24

66/65

0,215

DIP 8C, SMD 8C

LinkSwitch® II

LNK604/614PG/DG

4,1

700

0,4

0,2

24

66/65

0,215

DIP 8C, SMD 8C

LinkSwitch® II

LNK605/615PG/DG

5,1

700

0,5

0,2

16

66/65

0,215

DIP 8C, SMD 8C

LinkSwitch® II

LNK606/616PG/DG

6,1

700

0,65

0,2

9,6

66/65

0,215

DIP 8C, SMD 8C

LinkSwitch® LP

LNK562P/G/D

1,9

700

0,2

0,15

48

66

0,265 DIP/SMD 8B, SO 8C

LinkSwitch® LP

LNK563P/G/D

2,5

700

0,2

0,15

48

83

0,265 DIP/SMD 8B, SO 8C

LinkSwitch® LP

LNK564P/G/D

3

700

0,2

0,15

48

100

0,265 DIP/SMD 8B, SO 8C

LinkSwitch® TN

LNK302P/G/D

[0,08]

700

0,2

0,08

48

66

0,215 DIP/SMD 8B, SO 8C

LinkSwitch® TN

LNK304P/G/D

[0,17]

700

0,4

0,08

24

66

0,215 DIP/SMD 8B, SO 8C

LinkSwitch® TN

LNK305P/G/D

[0,28]

700

0,8

0,08

12

66

0,215 DIP/SMD 8B, SO 8C

LinkSwitch® TN

LNK306P/G/D

[0,36]

700

1,4

0,08

7

66

0,215 DIP/SMD 8B, SO 8C

LinkSwitch® XT

LNK362P/G/D

2,6

700

0,2

0,3

48

132

0,375 DIP/SMD 8B, SO 8C

LinkSwitch® XT

LNK363P/G/D

4,7

700

0,4

0,3

29

132

0,25

DIP/SMD 8B, SO 8C

LinkSwitch® XT

LNK364P/G/D

6

700

0,4

0,3

24

132

0,25

DIP/SMD 8B, SO 8C

Корпус

tбл – длительность интервала подавления выброса на переднем фронте импульсов В квадратных скобках приведены значения выходных токов, А WWW.SOEL.RU

25

© СТА-ПРЕСС

на 12 В). Вариант подачи сигнала вклю чения внешней защиты через оптрон реализован в SMPS (85…265 В/15 В/2 А) на микросхеме STR W6251D, схема ко торого приведена на рисунке 8. Приведём некоторые параметры микросхем STR W6251D/52D/53D [MD], отсутствующие в таблице 1: ● напряжение запуска (Vcc on) 13,9…17,1 В, напряжение блокировки (Vcc off) 8…9,8 B; ● ток потребления в рабочем режиме (Icc on) не более 2,8 мА, в дежурном режиме (Icc off) не более 20 мкА; ● допустимый диапазон частот ШИМ генератора (fosc av) 60…74 кГц, допус тимая девиация (Δf) 4,8…9 кГц, макси мальная скважность импульсов (Dmax) 71…79%; ● максимальный вытекающий ток на выводе FB (Ifb max) –(220…100) мкА (при Ufb = 0); ● максимальная мощность рассеяния (Pd1) 25 Вт/26 Вт/27,5 Вт [27,5 Вт], (Pd2) – 0,8 Вт (Vcc × Icc);

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

LinkSwitch D S U1 LNK500 C

BR1 1А 600 В

RF1 10 1 ВТ

C1 4,7 400 В

Fusible ~85–265 В

C4 0,1 100 В

R1 20,5 Ом 1%

C2 4,7 400 В

+ 5,5 В 500 мА

1 T1 5 116 15 витков 4 витков

C3 0,22 50 В

C5 470,0 10 В

– 6 D6 11DQ06 EE13 LP = 2,55 мГн 3

D5 1N4937 R2 100

Рис. 11. Электрическая принципиальная схема SMPS на микросхемах LNK500/501 D7 11DQ06

L1 1 мГн 0,15 А

L

RF1 8,2 2 Вт

D1 1N4005

R1 390K 1/4 Вт

D2 1N4005

C4 330 1 кВ

C1 4,7 400 В

1

6

– J1 26 витков

D4 1N4005

LinkSwitch U1 LNK500

S

C3

R3

4

D6B 15 1N4937 R4

C D3 1N4005

+

5

EE13 LP = 2,52 мГн

D

C6 330 мкФ 16 В

8 витков

D5 1N4007GP

C2 4,7 400 В

5,5 В 500 мА

7

2 100 витков

R2 100

~85–265 В N

T1

1,0 50 В

6,81K 1% 1/4 Вт

C5 0,22

Рис. 12. Электрическая принципиальная схема SMPS на микросхеме LNK520 L1 3,5 × 7,6 мм Ferrite Bead

F1 L 3,15 A

D1 FR106

VR1 1N5272B

D2 FR106

C2 22,0 400 В

C1 22,0 400 В

~85–265 В N RT1

R1 5,1K 1/8 Вт

1

6

C3 820 3 1 кВ

7

D8 UF4003

D7 SB540 11

R2 390 D5 1N4007

10 RV1 275 В

R10

C13

8, 9, 10 47 мк

270

12

D9 UF4003

5

D6 1N4148

C9 47,0 25 В

L3 10 мГн

C8 1000,0 10 В

C10 470,0 10 В

R8 24K 1/8 Вт R7 510 1/8 Вт

C11 47,0 50

12 В 0,1 А + 5,5 В 1,7 А +

Корпус

R9 39 1/8

–22 В 15 мА

4 D3 1N4007

D4 1N4007

FB

R4

BP S

L2 680 мкГн

R3 6,34 1%

T1 2 EEL19

D LinkSwitch CV U1 LNK626PG

C4 1,0 50 В

6,2K C5 680 50 В

R5 47K 1/8 Вт

R6 4,02K 1%

C6 10,0 50 В

Рис. 13. Электрическая принципиальная схема SMPS на микросхеме LNK626PG CY1 D7 11DQ06

T1 EE16 5 4 5 9 100

RF1 8,2 2,5 Вт J1

D1 1N4005

D2 1N4005 C2 4,7 400 В

~85–265 В J2

D3 1N4005

R1 100K

C2 4,7 400 В

C3 2200 400 В

R5 68 R3 200

8

R6 6,8 Ом

NC NC

D5 1N4007GP

R8 390 R9

D LinkSwitch HF U1 LNK354P

D4 1N4005

C6 330,0 16 В C5 2200

5,7 В 400 мА + J3 2

S L1

FB

R4

BP

5,1K

C4 0,1

R7 220

– J3 1

VR1 BZX79B5V1 5,1 В 2%

200

U2B PC817D

U2A PC817D

1 мГн

R10 2,4 Ом 1 Вт

Рис. 14. Электрическая принципиальная схема SMPS на микросхеме LNK354P ка получено по результатам испыта ний большого числа микросхем. Особенности микросхем: ● простая схема включения; ● низкая стоимость и малое число внешних компонентов; ● интегрированная схема автомати ческого перезапуска (после корот ких замыканий или разрыва петли ООС);

26

частота ШИМ сигналов 42 кГц, поз воляющая использовать простые фильтры от помех; ● схемы защиты по току и температуре; ● мощность потребления при отсут ствии нагрузки не более 300 мВт. Основные области применения LNK500/501/520: замена аналоговых сетевых адаптеров мощностью до 3 Вт; источники питания со стабилизацией ●

WWW.SOEL.RU

по току для светодиодных приложе ний; источники дежурного питания для телевизоров и др. Функциональная схема ИС приведена на рисунке 10. Типовая схема включения микросхем LNK500/501 приведена на ри сунке 11. Назначение выводов (в корпу сах DIP 8B, SMD 8B): 1–4, 7 – вывод исто ка МОП транзистора, 5 – вывод стока МОП транзистора, 8 – вход управления. Схема SMPS, приведённая на рисун ке 11, обеспечивает стабилизацию на пряжения 5,5 В и тока до 0,5 А (тип регу лировочной характеристики CV/CC), выходная мощность источника питания 2,75 Вт, КПД более 72%, потребляемая мощность с отключенной нагрузкой 260 мВт (при Uсети = 230 В). Требования к элементам схемы: RF1 – «разрывной» резистор с функцией предохранителя; оксидные конденсаторы С1, С2 и дрос сель L1 образуют ФНЧ для подавления помех коммутации 42 кГц; конденсато ры С3, С4 плёночные или керамические; диод Шоттки D6 типа 11DQ06 (IR, VISHAY и др., Iпр = 1,1 А, Uобр. = 50 В, Uпр = = 0,53 В). Сердечник трансформатора стандартного типоразмера EE13 core, за зор 0,08 мм, число витков первичной и вторичной обмоток 116/15. Другие осо бенности трансформатора и конструк ции в целом приведены в справочных листках конкретных микросхем [4]. Приведём некоторые параметры мик росхем LNK500/501/521, отсутствующие в таблице 2: ● DCLF /DCMAX – минимальная и макси мальная скважность ШИМ импульсов (DUTY CYCLE) 3,8…77%; ● fosc (low) – частота ШИМ импульсов при малом токе в нагрузке (Low Switch ing Frequency) 24…36 кГц; ● IDCT – ток управления при скважности импульсов 30% (2,21…2,39) мА; ● Vc (dct) – напряжение управления при Ic = Idct (5,5…6) B; ● Zc – динамический импеданс при Ic = = Idct 60…120 Ом; ● Vc (ar) – порог срабатывания схемы автоматического перезапуска (Auto Restart Threshold Voltage) 5,6 В; ● Idss – ток утечки стока МОП транзис тора (OFF State Drain Leakage Current) не более 50 мкА; ● рабочая температура выводов – 40…150°С. Типовое включение по схеме «ниж ней» конфигурации (Low side Configura tion) микросхемы LNK520 приведено на рисунке 12, типы преобразования CV, CV/CC. Микросхема может быть вклю чена и по схеме «верхней» конфигура СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

L1 1 мГн

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

~90–265 В J 2 N

T1 EE16 C1 10,0 400 В

8,2 Ом 2,5 Вт

2

7

1

6

C5 220,0 25 В

R3 2K VR1 1N5240B 10 В

4

D2 1N4005

R1 37,4K

5 D FB

LinkSwitch LP U1 LNK564PN

D3 1N4005

BP S

– J3 1

C3 0,33 50 В C4 100 250 В

R2 3K

C2 0,1 50 В

6В 0,33 А + J3 2

Рис. 15. Электрическая принципиальная схема SMPS на микросхеме LNK564PN R1 13,0K; 1% RF1 8,2 Ом 2 D3 ~85–265 В 1N4007

L2 1 мГн

FB D

C4 4,7 400 В

C5 4,7 400 В

BP S LinkSwitch TN LNK304

C1 1,0

R3 2,05K 1% Вт D1 UF4005

C3 10,0 35 В L1 1 мГн 280 мА

D2 1N4005GP + C2 100,0 16 В

R4 3,3K

12 В 120 мА

–

D4 1N4007

Рис. 16. Электрическая принципиальная схема SMPS на микросхеме LNK304 потребления в дежурном режиме до 30 мВт и менее. На микросхемах LinkSwitch LP воз можно построение источников питания с минимальным числом внешних ком понентов, что позволяет существенно снизить себестоимость производства SMPS. На рисунке 15 приведена схема ис точника питания типа CV/CC (6 В/0,33 А) с КПД более 70%. Источники питания на микросхемах LinkSwitch TN возможно реализовать в конфигурациях Buck (понижающий преобразователь), Buck Boost (понижа ющий или повышающий, а также инвер тирующий преобразователь) и Flyback (обратноходовый преобразователь), в том числе без использования импульс

ных трансформаторов. На рисунке 16 приведена схема SMPS (12 В/0,12 А, КПД более 75%) в конфигурации Buck/High side. Использование такого адаптера це лесообразно для питания устройств, не имеющих металлических элементов в конструкции, соединённых с корпусом печатной платы, например, в небольших рисоварках, фенах, светильниках на све тодиодах, вольтметрах пробниках и т.п.

ЛИТЕРАТУРА 1. http://www.iea.org/papers/2007/stand by_fact.pdf.

2. http://www.sanken ele.co.jp/en/index.php.

3. http://www.allegromicro.com/en/Pro ducts/Categories/Sanken/index.asp.

4. http://www.powerint.com/.

WWW.SOEL.RU

27

© СТА-ПРЕСС

DCMAX не менее 54%; ● нестабильность частоты ±7%; ● VFB (AR) напряжение порога выклю чения на выводе FB 1,45 В; ● VBP напряжение на выводе ВР (BYPASS pin Voltage) 5,65…6,25 B. Микросхемы LinkSwitch HF являются усовершенствованными, высокоэффек тивными сетевыми преобразователями. Назначение выводов микросхем: 1, 2, 7, 8 – вывод истока МОП транзистора, 3 – ВР, 4 – FB, 5 – вывод стока МОП транзистора; использование высокой частоты ШИМ с девиацией несущей порядка 16 кГц позво ляет уменьшить размеры импульсного трансформатора и исключить звуковые помехи. На рисунке 14 приведена схема SMPS типа CV/CC для зарядного устрой ства с выходной мощностью 2,4 Вт (5,7 В/0,4 А) и КПД более 70%. В микросхемах LinkSwitch II введены различные компенсации параметров внешних элементов: индукции импульс ного трансформатора; падения напря жения на соединительных линиях (LNK613 616), температурных измене ний параметров внешних элементов. При оптимальном выборе внешних эле ментов возможно снижение мощности ●

D1 L1 L J 1 1N4937 RF1 3300 мкГн

Реклама

ции (High side Configuration, см. рис. 11). Основные отличия LNK520 (Low side) от LNK500/501: достижение более низкого уровня электромагнитных помех и шу мов (примерно на 5 дБ) и оптимального температурного режима (несколько вы водов истока МОП транзистора соеди нены с корпусом). Электрические пара метры SMPS (см. рис. 11 и 12) примерно одинаковы. Коротко перечислим характерные особенности других микросхем семей ства LinkSwitch (не отражённые в таб лице 2). Микросхемы LinkSwitch CV: регулято ры типа CV, конфигурация Low side, в микросхемах имеются два дополнитель ных вывода – FB (вход обратной связи) и BP (вывод внутреннего стабилизатора напряжения 6 В); введён режим девиа ции частоты ШИМ сигналов; возможно получение нестабильности выходного напряжения ±5% в широком диапазоне сетевых напряжений. Назначения выво дов: 1 – FB, 2 – BP, 4 – вывод стока МОП транзистора, 5 8 – выводы истока МОП транзистора. Типовое включение мик росхемы LNK626PG в SMPS на три выходных напряжения приведено на рисунке 13. Приведём некоторые параметры мик росхем семейства LinkSwitch, отсутству ющие в таблице 2:

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

ПЛИС серии CYCLONE с встроенными аппаратными трансиверами В специализированной литературе трансивером называют универсальное устройство, объединяющее передатчик (transmitter) и приёмник (receiver) сигналов. В настоящее время многие фирмы разрабатывают трансиверы и достигают при этом определённых положительных результатов. В статье описан соответствующий опыт фирмы Altera.

Следует отметить, что ещё в 2005 г. фирма Altera предложила FPGA Stra tix II GX с поддержкой интерфейса Serdes Framer Level 5 (SFI 5), встроен ными трансиверами и быстрыми (40…50 Гбит/с) интерфейсами. По терминологии, принятой Altera, к GX версиям относятся ИС со встроенны ми аппаратными высокоскоростны ми трансиверами. Микросхемы ПЛИС Stratix II GX имеют до 20 быстрых по следовательных каналов приёма пе редачи, могут работать на скоростях от 600 Мбит/с до 6,375 Гбит/с. Мик росхемы удовлетворяют требованиям спецификации SFI 5 и поддерживают последовательные протоколы обмена данными, включая SerialLite II, XAUI, SONET/SDH, Gigabit Ethernet, Fibre Channel, Serial RapidIO, PCI Express, SMPTE 292M и SFI 5. Спецификация SFI 5 разработана группой Optical Internetworking Fo rum (OIF) для организации интер фейса между сетевыми и оптически ми приёмопередающими устрой

ствами в широкополосных системах. Стандарт SFI 5 соответствует сетевым форматам передачи данных OC 768, STM256 и OTN OTU 3. Для ПЛИС Stra tix II GX характерны устойчивость к воздействию помех, высокая фазовая и частотная стабильность передавае мого сигнала. ПЛИС Stratix II GX ре комендованы для использования в оптоволоконных системах связи. Развивая успех серии Cyclone, фир ма Altera в конце 2009 г. объявила о выпуске ПЛИС Cyclone IV GX, имею щей встроенные высокоскоростные трансиверы и аппаратный блок PCI Express (PCIe). На базе этого блока реализуются устройства PCI Express ×1, ×2, ×4 в конфигурациях rootpoint и endpoint. В семейство ПЛИС Cyclone IV GX входит семь микросхем (см. табли цу 1). Микросхемы Cyclone IV GX имеют значительный объём памяти и обладают DSP возможностями. Если сравнивать ПЛИС Cyclone IV GX с близкими им по характеристикам

Таблица 1. Основные характеристики ПЛИС Cyclone IV GX Свойства Количество логических элементов (LE)

28

EP4CGX15 EP4CGX22 EP4CGX30 EP4CGX50 EP4CGX75 EP4CGX110 EP4CGX150 14 400

21 280

29 440

48 888

73 920

109 424

149 760

Количество блоков памяти

60

84

120

278

462

610

720

Объём встроенного ОЗУ (Кбит)

540

756

1080

2502

4158

5490

6480

Количество встроенных умножителей 18 × 18

0

40

80

140

198

280

360

Количество встроенных трансиверов

2

4

4

8

8

8

8

Количество блоков ФАПЧ

3

4

4

8

8

8

8

Количество пользовательских линий ввода'вывода

72

150

290

310

310

475

475

Количество дифференциальных каналов

25

64

64

140

140

216

216

WWW.SOEL.RU

ПЛИС Stratix II GX, то можно отме тить, что новая разработка выигры вает по количеству трансиверов, а также имеет более высокую плот ность логических элементов и умно жителей. Все ПЛИС семейства Cyclone IV GX производятся по оптимизированной технологии 60 нм. Микросхемы раз мещаются в корпусах QFN и Fine lineBGA. Например, «младшая» мик росхема Cyclone IV GX EP4CGX15 имеет корпус QFN148, что позволяет применять её в бюджетных проектах. Микросхемы семейства Cyclone IV включают от 15 тыс. до 150 тыс. логи ческих элементов (LE), встроенную память 6,5 Мбит, до 360 умножителей и до восьми трансиверов с пропуск ной способностью 3,125 Гбит/с. Достоинством ПЛИС Cyclone IV GX является то, что они нуждаются всего в двух источниках питания, в отли чие от четырёх для ПЛИС Cyclone III. Для них не требуется теплоотвод, что упрощает дизайн печатной платы и уменьшает стоимость монтажа. Встроенные блоки MAC (Message Authentication Code) обладают суще ственно меньшей мощностью, необ ходимой для порта PCIe. В ПЛИС Cy clone IV GX обеспечивается снижение энергопотребления на 25% по срав нению с микросхемами семейства Cy clone III. Они обладают наименьши ми габаритами (размеры корпуса 11 × 11мм) по сравнению с другими ПЛИС, оснащёнными встроенными аппаратными трансиверами. Поддержка проектирования для ПЛИС Cyclone IV GX обеспечивается программным пакетом Quartus II De sign Software Version 9.1 Service Pack 1. На рисунке 1 приведена блок схема включения ПЛИС Cyclone IV GX EP4CGX15. Она содержит две ПЛИС MAX II CPLD, микросхемы памяти SSRAM и Flash, переключатели Push button Switches, JTAG (Joint Test Action Group) – интерфейс для периферий ного сканирования ПЛИС, генератор тактовых импульсов SMA, порт USB. При настройке трансивера исполь зуются следующие способы конфигу рации устройства. Встроенный USB СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Владимир Вычужанин (Одесса, Украина)

СВЕТОТЕХНИЧЕСКИЕ КОМПОНЕНТЫ XLight® КАЧЕСТВО И НАДЁЖНОСТЬ ДРАЙВЕРЫ ПИТАНИЯ СВЕТОДИОДОВ

СВЕТОДИОДНЫЕ КЛАСТЕРЫ СО СВЕТОДИОДАМИ CREE XR1E, XP1E, XP1C, MC1E, XP1G

Серия XLD AC1x01 000 01

XLD PS 230035AFS 10W

Серия XLD AC1x01 000 11

XLD PS 230035C 10W

Серия XLD AC1x03 000 01

XLD PS 230035IP 13W

Серия XLD AL1x09 000 01

XLD PS 230035IP 25W

Серия XLD AL3x03 000 01

XLD PS 230050IP 40W

Основные характеристики:

Основные характеристики:

●

●

● ● ●

Входное напряжение 220 В Выходной ток: 350 мА, 500 мА ● Точность стабилизации рабочего тока ±5% ● Высокий КПД (80–90%) ● Широкий температурный диапазон эксплуатации ● Коррекция коэффициента мощности (кроме модели XLD'PS'230035C'10W) ●

ЗАКАЖИТЕ НОВЫЙ ПЕЧАТНЫЙ КАТАЛОГ ПРОДУКЦИИ XLIGHT® «Полупроводниковое освещение. Решения на основе мощных светодиодов». Выпуск 2

на сайте www.xlight.ru ОФИЦИАЛЬНЫЙ ПОСТАВЩИК ПРОДУКЦИИ XLIGHT В РОССИИ И СТРАНАХ СНГ

Тел.: (495) 232'1652 • info@xlight.ru • www.xlight.ru

Реклама

●

Различные цвета свечения, а также RGB'кластеры Возможность использования кластеров в составе светодиодных матриц Температура эксплуатации от –40 до +85°С Температура хранения от –60 до +125°С Номинальный прямой ток 350 мА Предусмотрено использование вторичной оптики

© СТА-ПРЕСС

●

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

MAX II ®

®

Конфигурационная память

2x16 жидкокрис– таллический дисплей

CPLD EPM2210 System Controller x47

x9

x4

Embedded USB"Blaster Интерфейс для периферийного сканирования ПЛИС

Gigabit Ethernet PHY (SGMII)

18"Mb SSRAM

x4 128"Mb Флэш"память

2nd Channel

GX

Генератор тактовых импульсов

1st Channel

EP4CGX15BF14

TX/RX SMAs Генератор тактовых импульсов

®

x1 Edge

Clock_SMA x4

PCI

EXPRESS

x1

x3

Светодиодная индикация

Кнопочные выключатели

Рис. 1. Блок схема ПЛИС Cyclone IV GX Blaster применяется по умолчанию для настройки оператором FPGA трансивера в режиме JTAG в среде Quartus II. Флэш память использует ся для хранения изображений, ис

Кнопочный выключатель настройки PGM

Разъем для JTAG

Разъём USB

пользуемых системным контролле ром на MAX II CPLD EPM2210 для наст ройки Cyclone IV GX. Встроенный USB Blaster автоматически отключа ется, когда внешний USB Blaster под

Светодиодная индикация отражения ошибки конфигурации

Порт Светодиодная Встроенный Gigabit индикация USB Blaster для MAX II Ethernet Ethernet CPLD EPM240

Кнопочный выключатель сброса Max II

Кнопочный выключатель выбора PGM

Конденсаторы мультиплексора

Разъемы трансивера RX SMA

Кнопочный выключатель сброса CPU

Разъемы трансивера TX SMA

Разъем для PCI Express Edge

Светодиодная индикация

Cyclone IV GX FPGA (U8)

ключён к сети JTAG. Динамическая ре конфигурация трансивера с целью поддержки нескольких протоколов и скорости передачи данных осущест вляется на одном и том же канале, без перепрограммирования. На рисунке 2 представлен общий вид платы с установленной ПЛИС. Конфи гурирование с помощью встроенного USB Blaster (см. рис. 2) реализуется с помощью разъёма USB Type B (J5) и разъёма MAX II CPLD EPM240M100 (U4). Это позволяет осуществить кон фигурирование ПЛИС Cyclone IV GX напрямую, соединив порт USB (J5) и порт USB на ПК в среде программного обеспечения Quartus II. Для конфигу рирования трансивера также исполь зуется внешний порт USB Blaster. Се рийная конфигурация используется для хранения конфигурационных данных FPGA устройства и поддержи вается активной последовательной конфигурацией и перезагрузкой дан ных FPGA по питанию или реконфи гурации. ПЛИС Cyclone IV GX конфи гурируется с помощью сети JTAG, прежде всего, с использованием MAX II в качестве основного регулятора

Разъем подключения генератора тактовых импульсов

Входное гнездо DC

Интенсивность светодиодной индикации

Кнопочные выключатели

MAX II CPLD EPM2210 System Controller (U10)

Flash x16 Memory (U11)

SSRAM x18 Memory (U12)

Жидкокрис таллический дисплей

Выключатель питания

Резистор мультиплексора

Рис. 2. Общий вид устройства на ПЛИС Cyclone IV GX

30

WWW.SOEL.RU

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

MAX II

USB 2.0

x4

Светодиодная индикация

x3

Кнопочные выключатели

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

Персональный компьютер

JTAG Control

SLD HUB

Встроенный USB Blaster для MAX II

EP4CGX15 Информационный регистр Virtual JTAG

Кодер

FLASH

Декодер

Управляющий регистр Результаты измерений

SSRAM

LTC2418 Controller

LCD

Параллельный загрузчик Flash

Power Calculation

Интерфейс General Purpose I/O MAX II CPLD EPM2210 System Controller

Рис. 3. Блок схема системного контроллера на ПЛИС MAX II CPLD EPM2210

Transceiver Block

FPGA Fabric

Встроенное ядро PCI Express Clock & Reset Selection

Transceiver Block

Анлоговый модуль

Цифровой модуль

TL Interface

PCI Express Protocol Stack

Retry Buffer

Virtual Channel

Virtual Channel

RX Buffer

RX Buffer

Адаптер

FPGA Fabric Interface

Цифровой модуль

Pipe Interface

Анлоговый модуль

Уровень управления

Локальный интерфейс управления

PCIe Reconfig

Тестирование, наладка и конфигурирование логики

PCI Express Reconfiguration

Рис. 4. Блок схема PCI Express с встроенным IP ядром Приведённый на рисунках 1 и 2 системный контроллер на базе MAX II CPLD EPM2210 Altera используется для конфигурации ПЛИС Cyclone IV

GX из флэш памяти, организации виртуального JTAG интерфейса для ПК интерфейса, контроля времен ных регистров и контроля регистров

Телефон: +7 (495) 220-64-93, (981) 709-04-82, (960) 276 28 41 Факс: +7 (812) 333-27-55 (авт.) • info@spectr pcb.ru • www.spectr pcb.ru СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

31

© СТА-ПРЕСС

Реклама

конфигурации. Это – системный кон троллер на MAX II CPLD EPM2210, об ладающий логикой управления для определения конфигурации.

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

PCS to PMA Interface

FPGA to Fabric Interface

Канал передатчика PCS

FPGA Fabric

Преобразо ватель в последова тельный код

PIPE Interface

PCI Expresshard IP

Tx Фаза компенсация

Канал передатчика PMA

Преобразо ватель в последова тельный код

8В10В Кодер

Канал приемника PMA

Канал приемника PCS

Rx Фаза компен сация

Byte Orde ring

Преобра зователь в парал лельный код

Tx Output Buffer

Rate Match FIFO

8В10В Декодер

Rx Input Buffer

Преобра зователь в парал лельный код

Word Aligner

CDR

Рис. 5. Структурная схема модулей ввода вывода для трансивера Cyclone IV GX

PMA (Analog)

Pipe, PCIe Hard IP

PCS (Digital)

PCIe Hard IP

Transaction Layer

PIPE Interface

RX Phase Compensation FIFO

PCIe Hard IP

Transaction Layer

Froma FPGA Logic PIPE Interface

Преобразователь в параллельный код

To FPGA Logic

TX PCS Bypass

TX Phase Compensation FIFO

TX Data

Byte Ordering

MPLL

Byte Deserializer

Reference Clock

Byte Serializer

MPLL

Rate Matching FIFO

Reference Clock

Преобразователь в последова тельный код

8B/10B Кодер

Clock Recovery Unit

World Aligner

RX Data

8B/10B Декодер

RX PCS Bypass

при дистанционном обновлении системы. Блок схема системного контроллера на ПЛИС MAX II CPLD

EPM2210 с цепями внешних связей показана на рисунке 3. Системный контроллер содержит PFL (парал

Таблица 2. Протоколы, поддерживаемые ПЛИС Cyclone IV GX Протокол Basic

EP4GX50 и старше (Гбит/с)

Ддо 2,5

До 3,125

PCI Express Gen1

2,5

2,5

Gigabit Ethernet

1,25

1,25

SDI SD/HD

–

0,27…1,488

3G SDI

–

2,97

Serial RapidIO

–

1,25…2,5, 3,125

10G Ethernet (XAUI)

–

3,125

CPRI

–

0,6144…1,2288, 2,45…3,072

OBSAI

–

0,75…1,536, 3,072

Serial ATA (SATA) Gen1, Gen2

–

1,5; 3,0

3G Basic

–

до 3,125

1,62

2,7

–

3,0

®

DisplayPort V by One

32

EP4GX30 и младше (Гбит/с)

WWW.SOEL.RU

лельный загрузчик флэш памяти), набор регистров, кодер и декодер и т.д. Новая ПЛИС располагает встроен ным IP ядром для шины PCIe. На ри сунке 4 приведена блок схема аппа ратной реализации PCI Express Hard IP, содержащая модули аналоговой PMA (Physical Medium Attachment) и цифровой PCS (Physical Coding Sub layer) составляющих схемы транси вера, а также управления LMI (Local Management Interface). IP ядро под держивает 1, 2 или 4 полосы переда чи данных с максимумом полезной нагрузки 256 байт. Применяется 64 битный интерфейс с шириной поло сы передачи данных 16 бит на канал и частотой до 125 МГц. Высокоскоростные трансиверы ПЛИС Cyclone IV GX способны функционировать независимо друг СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Рис. 6. Блок схема подсоединения Cyclone IV GX к PMA и PCS

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

спроса на недорогие трансиверы с высокой пропускной способностью. ПЛИС Cyclone IV GX применимы при внедрении цифрового телевидения и телевидения высокой чёткости, мобильного телевидения с улучшен ными аудио /видео параметрами и невысокой скоростью передачи данных, при распространении те левизионного сигнала по сети Ин тернет. Ввиду малых размеров корпуса, микросхемы Cyclone IV GX рекомен

дуются для приложений, работаю щих в беспроводной и проводной связи, радио и телевизионной тех нике, промышленной и бытовой электронике. ПЛИС нового семей ства ориентированы на применение в массовых проектах, где цена комп лектующих является определяющим параметром себестоимости. В этом году цена на самые миниатюрные представители семейства EP4CGX15 составляет 6 долл. США в партиях от 250 тыс. шт.

WWW.SOEL.RU

33

© СТА-ПРЕСС

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

Рис. 7. Отладочная плата Starter Kit для трансивера Cyclone IV GX

Реклама

от друга. Архитектура Cyclone IV GX обеспечивает поддержку несколь ких протоколов и реконфигурацию схем при их эксплуатации. Под держивается базовый режим, кото рый можно использовать для реа лизации собственных протоколов. Встроенные в ПЛИС трансиверы ре ализуют основные последователь ные протоколы (см. таблицу 2), включая Gigabit Ethernet (GbE), SDI, CPRI, V by One и аппаратный IP core для шины PCIe. В целях оптимизации сигнала и снижения уровня ошибок при его передаче схема трансивера в ПЛИС задаётся во время компиляции. Бло ки трансивера поддерживают дина мическое изменение конфигурации, что позволяет изменять скорость пе редачи данных и протоколы «на ле ту». На рисунке 5 показана структур ная схема модулей ввода вывода данных для трансивера Cyclone IV GX. Каждый трансивер содержит передатчик (Tx) и приёмник (Rx) DataPath (см. рис. 5). Исходящие, па раллельно передаваемые данные проходят через Tx, Tx PCS и PMA. Поступающие, последовательно пе редаваемые данные проходят через PMA, Rx и Rx PCS в структуру ПЛИС. Модуль PCS обеспечивает реализа цию жёсткой функциональной ло гики, совместимой с поддерживае мыми протоколами. Модуль PMA включает в себя ана логовые микросхемы для буферов ввода вывода, параллельно последо вательный и последовательно па раллельный преобразователи. На рисунке 6 приведена блок схема подсоединения ПЛИС Cyclone IV GX к модулям PMA и PCS, включающая в себя MPLL (Multi purpose Phase Locked Loops), Bit Serializer и Bit De serializer для поразрядного преобра зования передачи сигнала из парал лельной формы в последовательную и наоборот с использованием цепей ФАПЧ. Для исследования и тестирования ПЛИС Cyclone IV GX фирма Altera предлагает отладочную плату тран сивера Starter Kit. На рисунке 7 пока зана эта отладочная плата и резуль таты промежуточного тестирования микросхемы. Разработанные фирмой Altera ПЛИС Cyclone IV GX с встроенными трансиверами предназначены для удовлетворения потребительского

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

Развитие датчиков СВЧ диапазона В ближайшее десятилетие электронная компонентная база СВЧ, помимо военных применений, будет востребована в измерительной и бытовой технике. В статье представлены конструктивно технологические подходы и результаты создания датчиков, приборов и систем СВЧ диапазона.

Современные датчики как преоб разователи физических величин в электрические сигналы определяют современный уровень и качество информационно измерительных

приборов в авиации, энергетике, ра кетно космической и военной тех нике. В статье [1] показано состоя ние и перспективы развития датчи ков на период до 2015 г. и дан анализ

СФУ

17%

Оптоэлетроника

15%

СВЧ модули

0% СВЧ полупроводниковые приборы

3%

ФЭП НИОКР

32%

Светотехника Медицинская электроника

21%

ИС GaAs Датчики излучения

6% 1%

5% 0% 0%

Товары народного потребеления Услуги сторонним организациям

0%

Дискретные полупроводниковые приборы

0%

Рис. 1. Диаграмма распределения выпускаемой элементной базы СФУ – сложно функциональные устройства, ФЭП – фотоэлектрические преобразователи солнечных батарей

Рис. 2. Топология и конструкция модулей МИС

Рис. 3. Внешний вид и топология трёхканального датчика цели

34

WWW.SOEL.RU

отставания нашей страны по крити чески важным технологиям. Для предприятия, которое специализи руется в области СВЧ микроэлектро ники, важно активно участвовать в создании электронной компонент ной базы (ЭКБ) для датчиков и но вых измерительных систем [2–9]. Разрабатываются и выпускаются базовые элементы [3], используе мые в измерительных системах: СВЧ полупроводниковые приборы и модули (генераторные диоды Ган на [6], диоды с барьерами Шоттки и транзисторы [2]), оптоэлектронные приборы (свето и фотодиоды ИК и видимого диапазона волн, циф рознаковые индикаторы), светотех ника (светодиодные матрицы, лам пы и устройства на их основе), фо тоэлектрические преобразователи и солнечные батареи на их основе. На рис. 1 показана диаграмма про дукции, выпускаемой предприяти ем, в том числе сложно функцио нальные устройства и медицинская электроника на указанной элемент ной базе. Ниже будут кратко представлены методы проектирования, конструк тивно технологические подходы и результаты создания датчиков и сложно функциональных устройств (СФУ) различных диапазонов длин волн, в том числе гомодинных и ав тодинных датчиков СВЧ и приборов на их основе. Основные особенности конструк ций и технологии монолитных схем миллиметрового диапазона волн, предназначенных для монтажа в Е плоскости волновода, описаны в статье [2]. Следует отметить, что при разделении пластины на отдельные кристаллы удаляется большая часть подложки вместе с n+ n слоями. Не сущей конструкцией СВЧ МИС явля ется не подложка, как в обычных ИС, а металлизация (см. рис. 2). Толщина металлизации порядка 10 мкм поз воляет осуществлять монтаж схем в волновод. Размеры схем таковы, что они ложатся на края волноводного канала с перекрытием 100…200 мкм. Малая толщина металлизации ис ключает необходимость создания специальной выемки в корпусе, а СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Василий Юрченко (Томск)

ЭЛЕМЕНТЫ И КОМПОНЕНТЫ

ударопрочный трёхканальный датчик 3 мм диапазона (см. рис. 3). С использованием автодинных дат чиков можно обеспечивать много функциональный и быстрый конт роль тормозной системы автомоби ля. Из всех областей применения ав тодинных датчиков можно выделить два основных направления ближней локации, где важнейшей проблемой является сверхточная, сверхскорост ная цифровая обработка сигналов. Это – автомобильная электроника и техника контроля. На рис. 4 показа ны автодинные датчики [4, 5] типа «Тигель». Основные области применения ав тодинных датчиков: ● в автомобильной электронике: – РЛС предупреждения столкно вения, – измерители скорости автотранс портных средств, – системы автоблокировки, – измерители характеристик тор можения; ● в системах контроля: – измерители расстояния, СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

модулей имеет самостоятельное зна чение на отечественном рынке радио компонентов для систем микросото вой связи и сотового цифрового те левидения. Российский рынок в настоящее время потребляет значи тельное количество современных тех нических средств. В настоящее время в Сибирском регионе развивается производство СВЧ устройств в диапа зоне частот от 2 до 96 ГГц. Объём по ставок полупроводниковых модулей

повал Л.Г., Юрченко Н.М. Диоды Ганна.

ЛИТЕРАТУРА 1. Мокров Е.А. Состояние, проблемы и пути раз вития датчикостроения на 2006–2015 гг. Электронные компоненты. 2007. № 3. С. 64–71.

2. Божков В.Г., Геннеберг В.А., Куркан К.И., Пер фильев В.И. Монолитные и квазимонолит ные модули и устройства миллиметрово го диапазона длин волн. Электронная про мышленность. 2001. № 5. С 77–97.

3. www.niipp.ru.

4. Юрченко А.В., Юрченко В.И., Воторопин С.Д. Автодинные датчики в измерительной технике. Изд. ТПУ, 2009.

5. Воторопин С.Д., Егунов М.С., Пушкарев В.П., Юрченко В.И. Радиолокационные КВЧ датчики на диодах Ганна для задач обна ружения, измерения и управления. Труды IХ конф. «Арсенид галлия и полупровод никовые соединения группы III V». Томск, 2006. С. 92.

6. Юрченко В.И., Берест В.Н., Лукаш В.С., Ша Электронная промышленность. 2002. № 2–3. С. 90–92.

7. Газиева Е.Э., Вилисов А.А., Пелявин Д.Ю., Юр ченко В.И. Адаптивная система управле ния освещением на основе полупровод никовых источников света. Известия ву зов, Физика. 2008. № 9/3. С. 132–133.

8. Юрченко В.И., Яук Э.Ф., Пономарев А.А., Юр ченко А.В. Стратегия развития ФГУП НИИПП. Электронная промышленность.

2002. № 2–3. С. 10–13.

WWW.SOEL.RU

35

© СТА-ПРЕСС

схема закрепляется сжатием двух половинок волновода. Монолитная ИС изготавливается с выводами для подачи питания и дру гих сигналов, которые при монтаже легко отгибаются благодаря специ альной форме. В конструкции корпу са предусмотрены выемки для разме щения кристаллов фильтров, выходя щих за пределы волноводного канала, для исключения возможности закора чивания выводов на корпус. Для модулей и устройств, предна значенных для работы в жёстких ус ловиях, предусмотрено заполнение волноводного канала диэлектриком – эпоксиноволачным пенопластом с низкой (<1,5) диэлектрической про ницаемостью и малыми потерями. При этом механическая прочность модулей увеличивается настолько, что они выдерживают ударные нагрузки более 20 000 g. На основе этих техно логических решений был разработан сверхмалогабаритный (менее 7 cм3)

различных типов может вырасти до 80 млрд. руб. в год.

Реклама

Рис. 4. Автодинные датчики

– бытовые и промышленные охран ные устройства, – медицинские КВЧ аппараты, – бесконтактные тахометры и др. В радиолокации широко использу ются линейно частотно модулиро ванные (ЛЧМ) сигналы с очень боль шой частотной базой. Поэтому в со ставе радиолокационной техники необходимо иметь широкополосные высокочастотные тракты, позволяю щие синтезировать, преобразовывать, принимать и анализировать широко полосные сигналы. Областью, в которой ЭКБ СВЧ опре деляет основные тактико техничес кие характеристики, является аппа ратура радиовидения. Её задачей является быстрое обнаружение, рас познавание и анализ радиочастотных сигналов. Системы радиовидения должны обеспечивать многоканаль ный режим работы или очень быст рое переключение каналов. Производство приёмопередающих

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

Мощные источники регулируемого тока на операционных усилителях Георгий Волович (Челябинск) следует из (1) и (2), определяет выход ной ток. Этот резистор должен быть подключен по четырёхпроводной схеме. Типичная нагрузка мощных источ ников тока (моментные электродвига тели, соленоиды) имеет активно ин дуктивный характер и создаёт в пере даточной функции (ПФ) контура регулирования схемы дополнитель ный полюс. Операционный усилитель также обладает ПФ с одним или двумя полюсами [1]. Поэтому схема, показан ная на рисунке 2, может быть неустой чивой. Для оценки устойчивости источника тока по схеме рис. 2 можно восполь зоваться моделированием в пакете программ VisSim. Модель источника тока (см. рис. 3) включает модель ОУ (ПФ WОУ(s) и нелинейный блок огра

В статье рассмотрена схемотехника преобразователей напряжение–ток с большими выходными токами. Приведены основные соотношения, устанавливающие связь между входными и выходными сигналами, обсуждаются вопросы устойчивости при работе на активно!индуктивную нагрузку.

Источники тока, управляемые на пряжением (ИТУН, или преобразова тели напряжение ток), предназначе ны для обеспечения нагрузки током, который не зависит от выходного на пряжения источника и регулируется только входным напряжением схемы. Такие источники применяются в изме рительных схемах, например, при из мерении сопротивления, для управле ния моментными электродвигателями и соленоидами и т.п. Одна из распространённых схем ис точников тока на основе операцион ного усилителя (ОУ) приведена на ри сунке 1, где RL – нагрузка источника. Полагая входной ток и смещение нуля ОУ незначительными, для определе ния выходного сопротивления этой схемы по отношению к нагрузке RL за пишем: I = (U1 – Uд)/R, Uд = –(UOUT/KU),

I U1

UД RL

UOUT U2

R

Рис. 1. Схема источника тока с нагрузкой в цепи обратной связи ОУ

U1

UУ

U2 = UOUT – U1, где KU – коэффициент усиления ОУ. Отсюда получим следующее соотно шение: .

(1)

Таким образом, выходное сопротив ление источника тока будет равно ROUT = = –∂U2/∂I = KUR. Оно пропорционально дифференциальному коэффициенту усиления ОУ, причём поскольку KU зави сит от частоты входного сигнала, выход ное сопротивление схемы будет убывать с частотой. Из формулы (1) также следу ет, что при KU → ∞ I = U1/R.

ничитель (НБ)), а также модель актив но индуктивной нагрузки [2]. Частот ные свойства транзистора, включен ного по схеме с общим коллектором, здесь не учитываются. Пример 1. Пусть в схеме, приведён ной на рис. 2, включен ОУ типа AD8675 с ПФ

(2)

При использовании мощного усили теля (например, LM12 или какого либо из усилителей фирмы Apex) можно обеспечить ток через нагрузку до де сятков ампер. Однако мощные ОУ до вольно дороги, поэтому в случае, когда ток через нагрузку однонаправленный, для умощнения выхода обычного ОУ можно использовать эмиттерный либо истоковый повторитель. Схема мощного преобразователя напряжение–ток на основе эмиттер ного повторителя представлена на ри сунке 2. При конструировании мощ ных источников тока необходимо об ратить внимание на подключение резистора R, величина которого, как

. Остальные параметры схемы: LL = = 0,01 Гн, RL = 0,1 Ом, R = 0,05 Ом. Исполь зуя функцию Frequency Response, пост роим логарифмические амплитудно частотные характеристики (ЛАЧХ) ра зомкнутого контура регулирования схемы (см. рис. 4). Графики показыва ют, что при значительной полосе про пускания (частота среза ωср около 16 000 с–1) система обладает запасом устойчивости по фазе ϕЗ, близким к ну лю. Даже малое дополнительное фазо вое запаздывание, обусловленное, на

I Е НБ U1

Σ

WОУ(S)

U2

UУ Σ

I 1/LL

LL

36

R

RL R

R

Рис. 2. Источник тока с эмиттерным повторителем

1/S

Рис. 3. Модель источника тока в среде VisSim WWW.SOEL.RU

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

RL

Полная линейка приборных корпусов асPRO —

Технология Euroр ГАЛАКТИКА

ВОЗМОЖНОСТЕЙ

CompacPRO

PropacPRO

RatiopacPRO

Простой и удобный переносной корпус

Прочный переносной корпус с системой электромагнитного экранирования

Универсальный корпус для любых применений

■ ■ ■ ■ ■

Разнообразные конфигурации Идентичные передняя и задняя рамки Простота сборки – компоненты фиксируются с внешней стороны Высокая прочность и надежность Привлекательная цена

■ ■ ■ ■ ■ ■

Разнообразные конфигурации Привлекательный дизайн Прочная литая передняя рамка Возможность электромагнитного экранирования Может использоваться для медицинского оборудования

■ ■ ■

Настольное, переносное или стоечное исполнение Произвольные размеры и разнообразные конфигурации Возможность электромагнитного экранирования Эффективные системы охлаждения

МОСКВА С. ПЕТЕРБУРГ ЕКАТЕРИНБУРГ САМАРА НОВОСИБИРСК КИЕВ УФА КАЗАНЬ ОМСК ЧЕЛЯБИНСК КРАСНОДАР Н. НОВГОРОД

Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.: Тел.:

(495) 234 0636 • Факс: (495) 234 0640 • E mail: info@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (812) 448 0444 • Факс: (812) 448 0339 • E mail: info@spb.prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (343) 376 2820 • Факс: (343) 376 2830 • E mail: info@prosoftsystems.ru • Web: www.prosoftsystems.ru (846) 277 9166 • Факс: (846) 277 9165 • E mail: info@samara.prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (383) 202 0960; 335 7001/7002 • E mail: info@nsk.prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (+380 44) 206 2343/2478/2496 • Факс: (+380 44) 206 2343 • E mail info@prosoft ua.com • Web: www.prosoft.ru (347) 292 5216/5217 • Факс: (347) 292 5218 • E mail: info@ufa.prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (843) 291 7555 • Факс: (843) 570 4315 • E mail: info@kzn.prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (3812) 286 521 • E mail: omsk@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (351) 239 9360 • E mail: chelyabinsk@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (861) 224 9513 • Факс: (861) 224 9513 • E mail: krasnodar@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru (831) 215 4084 • Факс: (831) 215 4084 • E mail: n.novgorod@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru

© СТА-ПРЕСС

ОФИЦИАЛЬНЫЙ ДИСТРИБЬЮТОР ПРОДУКЦИИ SCHROFF Реклама

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

Магнитуда 105

U1

104

НБ Σ

WОУ(S)

Σ

103 102

UУ

I 1/LL

1/S

R

RL

WОС(S)

101

R

100 10–1

ωср 100

Фаза, град 0 –20 –40 –60 –80 –100 –120 –140 –160 –180 –200 10–1 100

101

102

103

104

105

ной связью, которая превратит его в пропорционально интегральный (ПИ) регулятор (см. рис. 5). Модель в среде VisSim для такого включения приведена на рисунке 6, где WОС(s) – ПФ звена обратной связи ϕз 102

R2

Пример 2. В схеме, приведённой на рисунке 5, R1C = 0,0001, R2C = 0,01. Остальные параметры те же, что и в схеме рис. 2. Логарифмическая АЧХ ра зомкнутого контура регулирования схемы рис. 5 представлена на рисунке 7. Видно, что полоса пропускания сис темы уменьшилась до 500 с–1, но запас

I Е

С

RL U2

R1 LL

R

Рис. 5. Схема источника тока с ПИ регулятором пример, частотными свойствами эмит терного повторителя, приведёт к само возбуждению схемы. Для повышения запасов устойчивос ти можно охватить ОУ местной обрат Магнитуда 104 103 102 101 100 10–1 10–2

ωср

Фаза, град 0 –20 –40 –60 –80 –100 –120 –140 –160 –180 –200 10–1 100

101

102

103

104

105

ϕз

101

102

105 103 104 Частота, рад/с

Рис. 7. Логарифмические частотные характеристики для Примера 2

38

ΔUDS + ΔISR + ΔU2 = E.

устойчивости по фазе составляет при мерно 85 градусов, что гарантирует устойчивость системы без дополни тельной настройки. Недостаток схемы с эмиттерным повторителем состоит в том, что на пряжение на нагрузке ограничено на пряжением питания ОУ. Поэтому, если на нагрузке должно быть высокое на пряжение, необходимо применять до рогие высоковольтные ОУ. Другой путь построения высоко вольтного источника тока – включе ние нагрузки в цепь коллектора (стока) выходного умощняющего транзистора (см. рис. 8). Использование МОП тран зистора предпочтительно, поскольку ток в управляющий электрод не ответ вляется и, следовательно, ток через на грузку равен току через измеритель ный резистор R. Выходное напряжение ОУ устанав ливается таким, чтобы напряжение на резисторе R было равно U1. При этом ток через резистор R будет равен U1/R. Выходной ток источника определяет ся соотношением I = U1/R. Найдём вы ходное сопротивление преобразова теля напряжение–ток на ОУ с полевым транзистором. Уравнение в прираще ниях цепи затвора МОП транзистора в этой схеме имеет вид: KU (ΔU1 – ΔISR) = ΔUGS + ΔISR, WWW.SOEL.RU

(4)

Поскольку ΔIS = ΔI = SΔVGS, а ,

105 103 104 Частота, рад/с

UУ

U1

100

где KU – коэффициент усиления ОУ. Уравнение цепи стока

.

101

Рис. 4. Логарифмические частотные характеристики для Примера 1

10–3 10–1

Рис. 6. Модель схемы рис. 5 в среде VisSim

(3)

где S – крутизна, а gD – стоковая прово димость МОП транзистора, из уравне ний (3) и (4) с достаточной точностью получается: . Отсюда , и, следовательно, .

(5)

Последняя формула показывает, что выходное сопротивление источника тока сильно зависит от выходной про водимости МОП транзистора. Если в результате, например, увеличения со противления нагрузки напряжение сток–исток уменьшается настолько, что транзистор начинает работать в веерной (начальной) части выходных характеристик, проводимость gD мо жет возрасти в сотни тысяч или даже в миллионы раз. Это приведёт к резкому уменьшению выходного сопротивле ния источника. Выходное сопротивление схемы, по казанной на рисунке 8, существенно за висит от выходного тока. Действитель но, ток стока мощного МОП транзисто ра в области больших напряжений сток–исток (UDS > UGS – Uth, где Uth – по роговое напряжение затвор–исток) с учётом модуляции длины канала опре деляется формулой [3]: ,

(6)

где UA ≈ 20…100 В – напряжение Эрли, K= ∂S/∂UGS [А/В2] – удельная крутизна – параметр, мало зависящий от тока стока. СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

10–2 10–1

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

Дифференциальная проводимость транзистора

U2

RL VT

,

UDS U1

или, с учётом (6), (7)

а крутизна

LL

CK

RL

U2

Е IS

UGS

,

RK I

I2 VT2

R ЕOF

Рис. 8. Схема источника тока с МОП транзистором

VT1

.(8) Подставив в (8) значение (UGS – Uth), найденное из (6), получим: .

(9)

Подставляя (7) и (9) в (5), найдём окончательно , (10) т.е. с ростом тока выходное сопротив ление схемы уменьшается. Если нагрузка в схеме рис. 8 ак тивно индуктивная, то в ПФ конту ра регулирования появляется полюс, ухудшающий устойчивость схемы. Этот полюс обусловлен емкостной

связью между стоком и затвором (эффектом Миллера). Для уменьше ния ёмкости Миллера необходимо стабилизировать потенциал стока транзистора. Сделать это можно, например, включив дополнитель ный транзистор по каскодной схеме (см. рис. 9). Э.д.с. источника смеще ния E OF выбирается такой, чтобы напряжение сток–исток транзистора VT 1 составляло примерно 3 В. Ана лиз устойчивости этой схемы очень сложен, поэтому для компенсации фазового запаздывания, вносимого нагрузкой, полезно включить парал лельно нагрузке цепочку R кC к. Если это окажется недостаточным, мож но использовать ПИ регулятор, как в схеме рис. 5.

U1

Е IS R

Рис. 9. Схема источника тока с каскодным включением транзисторов

ЛИТЕРАТУРА 1. Волович Г.И. Схемотехника аналоговых и аналого цифровых электронных уст ройств. Додэка XXI, 2007.

2. Волович Г.И. Моделирование однотакт ных DC/DC преобразователей в пакете VISSIM. Современная электроника. 2005. № 3.

3. Титце У., Шенк К. Полупроводниковая схемотехника. Т. 1. Додэка XXI, 2008.

Тел.: (495) 232 2522 • info@prochip.ru • www.prochip.ru

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

39

© СТА-ПРЕСС

АКТИВНЫЙ КОМПОНЕНТ ВАШЕГО БИЗНЕСА

Реклама

ОФИЦИАЛЬНЫЙ ДИСТРИБЬЮТОР КОМПАНИИ MPS В РОССИИ

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

Практика применения в сварочных инверторах драйверов мощных МОП и IGBT транзисторов В статье рассматривается практическая схемотехника драйверов мощных МОП и IGBT транзисторов на примерах промышленных изделий – сварочных инверторов различных производителей. Обсуждаются сравнительные достоинства и недостатки различных типов драйверов.

ВВЕДЕНИЕ Драйвер мощного ключевого тран зистора представляет собой импульс ный усилитель мощности сигналов управления затвором транзистора, формируемых блоком управления ключевого преобразователя (БУ). В случае использования ключевого МОП /IGBT транзистора в составе относительно маломощного ключе вого преобразователя с широтно им пульсной модуляцией (источника пи тания) драйвер в виде отдельного уст ройства, как правило, не требуется, так как содержится в составе интег рального ШИМ контроллера в виде мощного выходного каскада микрос хемы. Типичные значения втекающе го/вытекающего тока выходных кас кадов интегральных ШИМ контрол леров составляют 0,1…1 А. Этого недостаточно для управления мощны ми ключевыми транзисторами, для которых характерна большая входная ёмкость CЗИ, и, тем более, для управле ния группой параллельно включён ных транзисторов. Схемотехнике драйверов, методике расчёта, особенностям применения и принципам действия посвящено боль шое число публикаций [1–3]. Реко мендации по управлению мощными МОП/IGBT транзисторами и примене нию различных типов драйверов мож но найти на интернет страницах прак тически всех производителей как собственно транзисторов, так и драй веров в интегральном исполнении. Цель настоящей статьи – обзор прак тической реализации драйверов мощ ных ключевых транзисторов на при мерах серийных устройств силовой преобразовательной техники. В каче стве таких устройств мы рассмотрим силовую часть сварочных инверторов промышленного производства. В на стоящее время типичный инвертор

40

ный источник сварочного тока (ИИСТ) представляет собой мощный ключе вой преобразователь с широтно им пульсным способом стабилизации тока нагрузки и силовой частью, пост роенной на базе мостового, полумос тового или однотактного мостового конвертера («косого моста»). В качест ве ключевых элементов используются МОП или IGBT транзисторы с соот ветствующими драйверами. Выбор ИИСТ в качестве примера обусловлен тем обстоятельством, что преобразо ватели этого типа работают на дина мичную нагрузку, изменяющуюся в широких пределах. Следовательно, драйвер силовых ключей должен обес печивать надёжную работу силовой части при изменении коэффициента заполнения от нуля до максимально допустимого значения для выбранной топологии силовой части ИИСТ. Поскольку МОП и IGBT транзисто ры являются полупроводниковыми приборами с потенциальным управле нием, нагрузкой для выходного каска да драйвера является ёмкость затвора CЗИЭФФ, величина которой в большин стве случаев составляет десятки нано фарад даже без учета ёмкости Миллера. Для организации оптимального ре жима управления таким ключевым элементом прежде всего необходимо обеспечить оптимальный уровень управляющего напряжения на затво ре транзистора и достаточную вели чину заряда, «закачиваемого» драйве ром в ёмкость CЗИЭФФ для получения необходимой скорости переключения. Вопросы выбора оптимального управляющего напряжения на затво ре МОП и IGBT транзисторов широко обсуждаются в литературе. Фирма Infi neon считает, что следует использовать отрицательное смещение затвора для повышения помехозащищённости ключевых транзисторов, отмечая при WWW.SOEL.RU

этом, что при управлении транзисто рами с максимальным коммутируе мым током до 100 А отрицательное смещение затвора, как правило, не применяется из соображений эконо мии [4]. Благодаря постоянному развитию технологии производства МОП и IGBT транзисторов и значительному улучшению их характеристик, веду щие фирмы – производители силовых полупроводниковых приборов пола гают, что современные ключевые транзисторы надёжно запираются при подаче на затвор нулевого потен циала относительно истока/эмиттера и нет необходимости использовать отрицательное запирающее напряже ние [4, 5]. Следует отметить, что выбор схемо техники драйвера и режима переклю чения ключевого транзистора зависит и от топологии силовой части преоб разователя. Если в двухтактных пре образователях включение одного из транзисторов «стойки» может спро воцировать несанкционированное включение другого транзистора той же «стойки» из за наличия у транзис торов ёмкости Миллера, то в однотакт ных преобразователях такой сцена рий взаимного влияния отсутствует и целесообразность применения отри цательного запирающего напряжения назатворе менее очевидна. Это обсто ятельство является одним из неболь ших преимуществ однотактных пре образователей по сравнению с двух тактными. Выбор значения положительного отпирающего напряжения также име ет свои особенности. Величина поро гового напряжения современных МОП и IGBT транзисторов обычно составляет 3…6 В, и при напряжении на затворе 12…15 В транзистор практи чески полностью открыт. Вольтампер ные характеристики показывают, что дальнейшее увеличение напряжения на затворе незначительно снижает напряжение насыщения IGBT тран зистора и сопротивление канала МОП транзистора, поэтому использование отпирающего напряжения более 15 В нецелесообразно. Кроме того, увели СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Сергей Петров (Красноярск)

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

чение напряжения приводит к сниже нию времени наработки транзистора на отказ [6]. Производители не указы вают в явном виде рекомендуемое отпирающее напряжение на переходе исток–затвор/эмиттер–затвор, тем не менее, все параметры ключевых тран зисторов, приводимые в справочных листках, измеряются при напряжении на затворе, равном 15 В, и минималь ном сопротивлении затворного резис тора Rg, допускаемом производителем для данного транзистора. Отдельного внимания заслуживает выбор значения затворного резисто ра. Попробуем сформулировать неко торые общие рекомендации. Не следу ет стремиться к использованию Rg минимальной величины, что часто практикуется из стремления умень шить коммутационные потери. Умень шение величины Rg действительно приводит к снижению потерь пере ключения, но одновременно способ ствует увеличению значений dICE/dt и dUCE/dt. Это в свою очередь влечёт за собой увеличение амплитуды комму тационных выбросов напряжения на элементах силовой части, способству ет несанкционированным, паразит

ным включениям транзисторов, нахо дящихся в выключенном состоянии на данном интервале времени, и в целом снижает надёжность работы преобра зователя. Все перечисленные выше нежела тельные эффекты, появляющиеся при «излишне быстрой» коммутации, тре буют особого внимания разработчи ка. Поэтому с практической точки зре ния целесообразно выбирать величи ну Rg максимально возможной на основе разумного компромисса между мощностью потерь на проводимость и коммутацию для всех ключевых эле ментов силовой части с одной сторо ны и устойчивостью, надёжностью ра боты преобразователя с другой. Анализ топологии преобразователя с учетом неидеальности реальной си ловой части может способствовать оптимизации режимов работы и драй вера, и силового транзистора. На пример, любой реальный силовой трансформатор в составе силовой час ти ключевого преобразователя имеет определённую индуктивность рассеи вания, что приводит в том числе к затя гиванию фронта тока через ключевой транзистор при его включении. Оче

видно, что при таком режиме включе ния силового транзистора нет необхо димости стремиться к уменьшению номинала Rg и форсировать процесс перехода транзистора в проводящее состояние. Более подробную инфор мацию по расчёту величины Rg мож но найти в [7, 8].

ПРИМЕРЫ СХЕМ ДРАЙВЕРОВ Обратимся к схемотехническим примерам драйверов МОП /IGBT транзисторов, применяемых в серий ных изделиях – сварочных инверто рах. На рисунке 1 приведена схема драйвера силовых транзисторов сва рочного инвертора COLT 1300 произ водства фирмы Cemont [9]. Основа драйвера – трансформатор Т1, обес печивающий гальваническую развяз ку между входом и выходом драйвера и необходимый уровень напряжения на затворах силовых транзисторов VT3, VT4. Силовая часть ИИСТ Cemont выполнена по схеме «косого моста», поэтому на вторичной стороне транс форматора гальванической развязки (ТГР) организовано два канала управ ления – для «верхнего» и «нижнего» транзисторов «косого моста».

Тел.: (495) 232 2522 • info@prochip.ru • www.prochip.ru • www.cree.ru СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

41

© СТА-ПРЕСС

Реклама

ОФИЦИАЛЬНЫЙ ДИСТРИБЬЮТОР CREE В РОССИИ И СТРАНАХ СНГ

Рис. 1. Драйвер ИИСТ COLT 1300 фирмы Cemont

Рис. 2. Драйвер семейства сварочных инверторов ESAB Caddy LHN130/140/200 Данный тип драйвера на основе ТГР является весьма распространённым и часто применяется в различных ис точниках питания ключевого типа благодаря своей простоте и эффек тивности. Описание работы этого драйвера можно найти в литературе; мы отметим лишь некоторые особен ности драйверов подобного типа. Цепь VD1, VD2 ограничивает напря жение на первичной обмотке ТГР на уровне, достаточном для надёжного размагничивания его магнитопрово да, а также обеспечивает ограниче ние напряжения на стоке транзисто ра VT1. Такое решение позволяет отказаться от использования допол нительной размагничивающей об мотки трансформатора Т1 и упрос титьсхему. Характеристики подобных драйве ров в первую очередь определяются параметром ТГР, который должен иметь минимальную индуктивность рассеяния и достаточную электричес кую прочность между первичной и вторичной обмотками. На практике

42

эти требования сложно выполнить одновременно. Для минимизации индуктивности рассеяния желатель на бифилярная намотка всех обмо ток Т1, что предполагает равенство их витков. Наличие конечной вели чины индуктивности рассеяния при водит к появлению индуктивных выбросов («иголок») на фронтах нап ряжения вторичных обмоток. Для ограничения амплитуды этих выбро сов в схеме рис. 1 используются ста билитроны VD5, VD6. С этой же целью номинал резистора R6 выбран не большим (для шунтирования затвора силовых ключей по постоянному току достаточно резистора 3…10 кОм). В качестве VT2 желательно использо вать транзистор с минимальным нап ряжением насыщения V CEsat, макси мальным коэффициентом передачи тока базы и граничной частотой не менее 50 МГц. Номинал затворных ре зисторов R4, R5 зависит от типа при менённых транзисторов, в данном случае – HGTG12N60A4. Использова ние «замыкающего» транзистора VT2 WWW.SOEL.RU

существенно улучшает параметры драйвера на этапе запирания тран зисторов VT3, VT4. Аналогичный драйвер на основе ТГР давно используется в линейке свароч ных инверторов Caddy фирмы ESAB. На рисунке 2 приведена схема драйвера ИИСТ ESAB Caddy LHN130/140/200 [10]. В младшей модели, рассчитанной на ток 130 А, используются два включен ных параллельно транзистора (VT4 и VT5) в каждом плече силового «косого моста». В старших моделях количество параллельных транзисторов увеличе но до восьми. Главное различие драйверов ESAB и Cemont – использование отрицатель ного смещения на затворе выключен ных силовых транзисторов в схеме от ESAB. Отрицательное смещение фор мируется с помощью источника на пряжения на элементах VD4 и C3. Во время рабочего полупериода конден сатор С3 заряжается через диоды VD2 и VD3, зарядный ток которых ограничи вается цепочкой R2+R3 (C2 – форси рующий конденсатор). Применение отрицательного смещения на затворе позволяет использовать в качестве VT2 и VT3 транзисторы с относительно большим напряжением насыщения VCEsat, в том числе составные. Кроме этого, напряжение питания входной части драйвера VDRV приходится увеличивать на величину напряжения отрицательного смещения, которое обычно выбирается в диапазоне –(3…8) В. Длительное и массовое ис пользование фирмой ESAB драйвера с такой схемотехникой в своих издели ях подтверждает высокую надёжность и эффективность данного решения. На рисунке 3 показана схема драйве ра сварочного инвертора «Норма 200» производства НПП «ФЕБ» [11]. Силовая часть этого ИИСТ выполнена по мосто вой топологии, поэтому на вторичной стороне трансформаторов Т1 и Т2 ор ганизовано четыре канала управления затворами с гальванической развяз кой. Трансформаторы Т1 и Т2 работа ют в двухтактном режиме, что позволя ет управлять затворами силовых тран зисторов VT5 – VT8 двухполярными импульсами напряжения с амплитудой порядка 15 В. Демпфирующие цепочки R7C3, R8C4, R9C5 и R10C6 снижают амплитуду индуктивных выбросов напряжения на вторичных обмотках ТГР. В целом драйвер прост схемотех нически и каких либо особенностей не имеет. Как уже отмечалось выше, СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

Рис. 3. Драйвер сварочного инвертора НПП ФЕБ «Норма 200» Сигналы управления снимаются с вторичных обмоток трансформатора Т1 и подаются на дополнительные уси лители формирователи А1.1, А1.2, А2.1 и А2.2, к выходам которых подключе ны составные силовые ключи SW1.1, SW1.2, SW2.1 и SW2.2 cиловой части. Схема усилителя формирователя пока зана на рисунке 5а, схема составного силового ключа – на рисунке 5б. Драйверы на основе ТГР, обеспечи вая все необходимые требования, предъявляемые к подобным устрой ствам, имеют, тем не менее, один не достаток – наличие технологически сложного моточного изделия в виде трансформатора гальванической раз вязки. Это является одной из причин, по которой в настоящее время проис ходит частичное замещение драйве ров на базе ТГР драйверами, в которых

гальваническая развязка между вход ными и выходными цепями реализо вана с помощью оптрона. К сравни тельным недостаткам драйверов с оптронной развязкой (ДОР) можно отнести необходимость в источнике питания выходных каскадов, невоз можность трансформации напряже ний/токов и увеличенное время за держки распространения сигнала. На рисунке 6 приведена схема драй вера, применяемого в семействе сва рочных инверторов Tecnica 141 161 фирмы Telwin [13]. Основой данного ДОР является интегральный оптрон ный драйвер HCPL3120 фирмы Avago (бывшая Agilent) с минимально необ ходимой внешней «обвязкой». Произ водитель использует отрицательное смещение на затворе, которое обеспе чивается источником напряжения на

Рис. 4. Драйвер инвертора Inverteс 300 I фирмы Lincoln Electric СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

43

© СТА-ПРЕСС

существенное значение имеет сниже ние индуктивности рассеяния ТГР до минимально возможных значений. В ИИСТ с максимальным сварочным током более 250 А и дискретными МОП или IGBT транзисторами в си ловой части приходится использовать параллельное включение нескольких ключевых приборов. Это приводит к увеличению суммарной входной ём кости составного ключа и необходи мости применять драйвер с повышен ной нагрузочной способностью. При мером такого ИИСТ является инвертор Inverteс 300 I производства фирмы Lincoln Electric [12], схема драйвера ко торого показана на рисунке 4. Силовая часть данного ИИСТ пред ставляет собой два «косых моста», работающих каждый на свою пер вичную обмотку общего силового трансформатора и управляемых пара фазными сигналами ШИМ контрол лера. Вторичная обмотка нагружена на двухтактный выпрямитель с индук тивным фильтром. Такая топология силовой части достаточно часто при меняется в мощных сварочных инвер торах с питанием от трёхфазной сети и имеет ряд преимуществ по сравне нию с классической мостовой топо логией. Для управления силовой частью такого типа требуется ШИМ контроллер и драйвер, аналогичные используемым для управления мосто вым преобразователям. На входы драйвера «Вход 1» и «Вход 2» подаются парафазные сигналы от ШИМ контроллера. Микросхема МС1 (МС2) выполняет функцию предвари тельного усилителя мощности. Внеш ний двухтактный эмиттерный повто ритель на транзисторах VT1, VT2 (VT3, VT4) увеличивает нагрузочную спо собность МС1 (МС2) до необходимого уровня.

а)

б) Рис. 5. а) Формирователи импульсов A1.x и A2.х; б) силовые ключи SW1.x, SW2.x сварочного инвертора Inverteс 300 I

Рис. 6. Драйвер сварочных инверторов Tecnica 141 161 Inverter фирмы Telwin

Рис. 7. Драйвер сварочного инвертора «Технотрон DC250»

44

WWW.SOEL.RU

элементах R3, C3, C5, VD1 (R5, C4, C6, VD2). Значение запирающего напря жения выбрано равным –10 В. Для пи тания выходных каскадов использует ся два гальванически развязанных ис точника напряжения V1 и V2. Силовая часть инвертора Telwin Tecnica 141 161 представляет собой всё тот же «косой мост». В целом схему, показанную на рисунке 6, можно рассматривать как типичную. Сварочные инверторы Tecnica 141 161 относятся к ИИСТ «начального» уровня. Фактически это оборудование бытового или полупрофессиональ ного назначения с минимальными функциональными возможностями и ценой. Рассмотрим схемотехнику драйве ра IGBT транзисторов ИИСТ профес сионального уровня – «Технотрон DC250» отечественного производите ля НПП «Технотрон». Схема драйвера показана на рисунке 7 [14]. Поскольку максимальный сварочный ток состав ляет 250 А, инвертор питается от трёх фазной сети. Силовая часть выполне на по схеме однотактного прямоходо вого полумостового конвертера – «косого моста», хорошо зарекомендо вавшего себя в сварочных инверторах. Каждый силовой ключ представляет собой четыре параллельно включён ных транзистора типа IRG4PSH71U с индивидуальными затворными резис торами 10 Ом (на рисунке 7 условно показан только один из ключевых транзисторов в каждом плече «косого моста»). Драйвер выполнен с гальванической развязкой, которая реализована с по мощью интегрального ДОР DA1 и DA2 (ИС HCPL3120). Максимального вы ходного тока микросхемы HCPL3120 недостаточно для управления приме няемыми составными транзисторами, поэтому использован дополнитель ный каскад усиления мощности на дискретных МОП транзисторах VT3 – VT10 в соответствии со схемой, реко мендованной фирмой International Rectifier. Как правило, для снижения сквозных токов выходного каскада VT5/VT6 и VT9/VT10 в цепи стоков транзисторов включаются низко омные резисторы, отсутствующие в данной схеме. Для более надёжного управления силовыми ключами исполь зуется отрицательное смещение на затворах транзисторов IRG4PSH71U, что потребовало организации двухпо лярных гальванически развязанных СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

источников напряжения V1/V2 и V3/V4. Конструктивно напряжения питания выходных каскадов драйве ра формируются отдельным мало мощным стабилизированным ключе вым преобразователем. При управле нии менее «тяжёлыми» ключами выходной каскад может быть упро щён: нагрузочную способность мик росхемы HCPL3120 можно увеличить за счёт одного дополнительного кас када усиления мощности в виде двух тактного эмиттерного повторителя. Для этой цели удобно использовать комплементарные пары транзисторов 2SB1203/2SD1803, 2SB1204/2SD1804 или КТ972/КТ973. Кроме драйверов на основе ТГР и оптронов, в ключевых источниках пи тания широко применяются интег ральные драйверы «верхнего» и «ниж него» ключей с псевдогальванической развязкой и «плавающим» («бутстреп ным») питанием выходного каскада «верхнего» ключа. Фирма International Rectifier предлагает большой ассорти мент драйверных микросхем такого типа, например серию IR21xx. В сва рочных инверторах микросхемные

Рис. 8. Драйвер сварочного инвертора GYSMI 183 драйверы бутстрепного типа тоже применяются, но, по всей видимости, редко и преимущественно в «бюджет ных» ИИСТ. В качестве примера ИИСТ с драйве ром бутстрепного типа можно рас смотреть инвертор Gysmi 183 фирмы GYS [15]. Схема драйвера этого инвер тора приведена на рисунке 8. Силовая часть Gysmi 183 имеет топологию «ко сой мост». Силовая «земля» «VIN – 300 В» источника питания силовой части ин

вертора гальванически связана с сиг нальной «землёй» – общим проводом «VIN – 15 В» источника питания блока управления и общим проводом вход ных каскадов микросхемного драйве ра DA1 (вывод SGND). Таким образом, рассматриваемый драйвер не обеспе чивает полной гальванической развяз ки между силовой частью инвертора и его блоком управления (ШИМ конт роллером), что, по мнению автора, яв ляется недостатком данного решения.

LCD

Strong2

НЕЗАМЕНИМ В ЖЁСТКИХ УСЛОВИЯХ Рабочий диапазон температур

Обычный LCD

Strong LCD1

Strong LCD2

0 до +50°C

–10 дo +65°C

–30 дo +80°C

–30 дo +70°C

–30 дo +80°C

Диапазон температур хранения –25 дo +60°C Устойчивость к вибрации

0т 57 дo 500 кГц, ускорение 1g

От 57 до 500 кГц, ускорение 1g

От 57 до 500 кГц, ускорение от 1,5 до 2g

Устойчивость к ударным нагрузкам

50g, 11 мс

50g, 11 мс

от 60 до 70g, 11 мс

Яркость

300 кд/м2

Больше чем 300 кд/м2

Больше чем 400 кд/м2

ОФИЦИАЛЬНЫЙ ДИСТРИБЬЮТОР SHARP НА ТЕРРИТОРИИ РОССИИ И СТРАН СНГ

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

45

© СТА-ПРЕСС

(495) 232 2522 • info@prochip.ru • www.prochip.ru

Реклама

АКТИВНЫЙ КОМПОНЕНТ ВАШЕГО БИЗНЕСА

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

46

делителя сигнала трансформатора то ка и НЧ фильтра, ослабляющего ком мутационные помехи. Напряжение, пропорциональное мгновенному значению тока ключа, снимается с резистора R12 и подаётся на вход CIN внутреннего компаратора системы защиты микросхемы DA1. На опорный вход этого компаратора по дано фиксированное опорное напря жение VREF = 0,5В. При превышении то ком ключа установленного значения внутренний компаратор переключает ся и замыкает вывод DIAG с выводом SGND (общий провод). В результате на вход отключения SD, соединённый с DIAG, подаётся активный низкий уро вень, и драйвер DA1 переходит в ре жим блокировки, а на затворы сило вых ключей подаётся запирающее напряжение. После снятия перегрузки соединение между DIAG и SGND раз рывается, и на входе SD устанавливает ся напряжение высокого уровня, сни мающее блокировку драйвера. Возврат драйвера в рабочий режим происхо дит с задержкой, определяемой посто янной времени цепи R6C2, которая введена для повышения помехозащи щённости системы защиты. В данной схеме не используется отрицательное смещение на затворах силовых клю чей, по видимому, в целях упрощения организации питания выходных кас кадов, хотя это возможно реализовать и для бутстрепных интегральных драйверов. Напряжение с выхода LVG «нижне го» буферного каскада DA1 исполь зуется для формирования управляю щего сигнала Anti sticking («анти залипание электрода»). Эта функция позволяет ослабить прилипание элект рода к детали и защитить силовую часть от перегрузки при длительном коротком замыкании в нагрузке. Для реализации функции Anti sticking необходимо распознавать коротко замкнутое состояние нагрузки и ин формировать ШИМ контроллер о его наличии на выходе ИИСТ. После обнаружения КЗ в нагрузке ШИМ контроллер продолжает поддержи вать ток дуги равным току задания в течение заданного интервала време ни (обычно задержка реагирования ШИМ контроллера на КЗ устанавли вается в пределах 1…5 с), после чего ток нагрузки снижается до некоторого минимального значения. В ИИСТ Gysmi 183 использован самый прос той, но косвенный способ детектиро WWW.SOEL.RU

вания состояния КЗ нагрузки: при воз никновении короткого замыкания ШИМ контроллер резко уменьшает коэффициент заполнения импульсов управления, что и фиксируется схе мой Anti stiсking.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ Рассмотренные выше примеры реа лизации драйверов мощных ключевых транзисторов типа МОП и IGBT позво ляют сделать несколько полезных вы водов. Во первых, можно отметить, что в отношении целесообразности и необ ходимости использования отрица тельного смещения на затворе мощно го ключа не наблюдается единой по зиции как производителей ИИСТ, так и производителей полупроводниковых приборов. Вероятно, двухполярный способ управления затвором можно считать желательным при разработке ключевых источников питания кило ваттного уровня мощности. Примене ние же монополярного способа управ ления – выключение МОП /IGBT тран зистора подачей нулевого потенциала на затвор относительно истока (эмит тера) – можно рассматривать как «бюд жетный» вариант при реализации драйвера. Во вторых, не отдаётся явного пред почтения какому либо одному типу драйвера: применение находят как драйверы с ТГР, так и драйверы с опто электронной развязкой. К примене нию же микросхемных драйверов с бутстрепным питанием в составе ИИСТ, по видимому, следует относить ся с осторожностью. Также неже лательно в подобных устройствах использовать драйверы, не обеспечи вающие гальваническую развязку меж ду ШИМ контроллером и силовой частью. Обращает на себя внимание и тот факт, что производители ИИСТ пред почитают использовать параллельное включение группы ключевых транзис торов вместо использования силовых модулей. Причина заключается в бо лее высокой стоимости силового моду ля с сопоставимыми параметрам по сравнению со стоимостью «дискрет ного» решения. Рассмотренные драйверы имеют как свои недостатки, так и достоинства. Драйверы на основе ТГР не требуют дополнительного питания выходных каскадов, позволяют трансформиро вать уровни напряжения/тока и харак СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Для питания БУ и драйвера в соста ве Gysmi 183 предусмотрен маломощ ный стабилизированный многока нальный блок питания ключевого типа (БП), вырабатывающий, в част ности, напряжение VCC = 15 В для пи тания входных каскадов DA1. Это же напряжение используется и для пита ния выходного каскада, управляюще го «нижним» силовым транзистором (вывод LVG микросхемы DA1). Выход ной каскад микросхемы, управляю щий «верхним» силовым транзисто ром (вывод HVG микросхемы DA1), питается от отдельного, гальваничес ки развязанного канала БП с напря жением Vhi = 15 В. Бутстрепная схема питания в данном случае не использу ется, т.к. это не позволяет топология силовой части. В общем случае, по мнению автора, применение бутстрепных способов питания выходных каскадов драйвера в составе ИИСТ нежелательно из за особенностей режима работы ИИСТ: при коротком замыкании нагрузки, что является штатным режимом для сварочных инверторов, на выходе ШИМ контроллера формируются управляющие импульсы минимально возможной длительности, что может привести к недопустимому снижению уровня напряжения на бутстрепных конденсаторах. Для обеспечения на дёжного питания всех каскадов ИС драйвера L6386 и исключения сбоев в его работе во время переходных про цессов при включении/выключении питания ИИСТ организовано дубли рование источника V СС c помощью подачи напряжения питания непо средственно от силовой шины «+300 В» через резисторы R1 – R3. Аналогич ным образом дублируется источник питания Vhi с помощью резисторов R15, R18. Микросхема L6386 позволяет орга низовать защиту от перегрузки по току силовых транзисторов на уровне драй вера, а не ШИМ контроллера, как это обычно делается. Такое решение поз воляет заметно повысить быстродей ствие системы защиты ключей. Схема защиты ключей от перетока состоит из датчика тока ключей – трансфор матора тока, включенного в цепь пер вичной обмотки силового трансфор матора «косого моста» (на рис. 8 не по казан) и «нагрузочного резистора», состоящего из элементов R7 – R14, С3, С7 – С9. «Нагрузочный резистор» вы полняет функции масштабирующего

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

ства силовых модулей с МОП и IGBT транзисторами и снижения их стои мости, силовая часть ИИСТ будет представлять собой силовой модуль со встроенными драйверами и схе мой защиты силовых транзисторов от аварийных режимов работы.

performance MOSFET, IGBT, and MCT Gate drive circuit. Unitrode Corporation Applica tion note slup097. http://www.smps.us/Uni trode.html.

8. Balogh L. Design and application guide for high speed MOSFET gate drive circuits.

Unitrode Corporation Application note slup169.

ЛИТЕРАТУРА

http://www.smps.us/Unitro

de.html.

1. Волович Г. Драйверы силовых ключей. Современная электроника. 2007. № 8.

2. International Rectifier Application Note

9. Володин В. Инверторный источник сварочного тока COLT 1300. Радио.

2007. №4.

AN 937. Gate drive characteristics and re

10. ESAB Service Manual Caddy 130/140/200

quirements for HEXFET power MOSFETs.

(LHN 130/140/200). ESAB AB, 2004

http://www.irf.com.

http://www.esabna.com/html/down

3. Староверов К. Как правильно выбрать напряжение управления затвором МОП

loads/files.cfm?directoryIn=Power%20Sup plies.

электроники.

11. http://www.feb.spb.ru/forum/index.php?

4. Driving IGBTs with unipolar gate voltage.

12. Lincoln Electric Invertec 300I. Service Ma

транзистора.

Новости

topic=37.0.

2007. № 20.

DATAWEEK. Issue 31 May 2006. http://data

nual, 1995. http://www.lincolnelectric.com.

13. Telwin Tecnica 141 161 Inverter. Trou

week.co.za.

5. Francis R., Wood P., Alderman A. «Positive only» gate drive IGBTs created by Cres minimization. http://www.irf.com.

bleshooting and repair manual. http://www.tel win.com.

14. Инверторный источник сварочного тока

6. Clemente S., Teasdale K. Understanding and

DC250.31. Техническое описание и инструк

using power mosfet reliability data. Inter

ция по эксплуатации. НПП «Технотрон»,

national Rectifier Application Note AN 976.

2002. http://www.tehnotron.ru.

15. Dossier de depannage du poste a souder

http://www.irf.com.

7. Andreycak B. Practical considerations in high

Gysmi 183. GYS. http://www.gys.fr.

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

47

© СТА-ПРЕСС

реклама

теризуются минимальным временем задержки распространения сигнала. Недостатки драйверов с ТГР – низкая технологичность и относительно не высокие массогабаритные показатели. Кроме этого, драйверы с ТГР не спо собны передавать постоянную состав ляющую напряжения (что, следует от метить, требуется редко). Применение драйверов с ТГР в составе конвертеров, работающих с коэффициентом запол нения свыше 0,5, также может быть сопряжено с техническими труднос тями. Драйверы на основе интегральных оптронов свободны от недостатков драйверов с ТГР, но имеют большое время задержки распространения сигнала, требуют дополнительного источника питания выходных каска дов и имеют не всегда достаточную нагрузочную способность. Тем не ме нее, каждый из типов драйверов на ходит свою область применения, ко торая определяется совокупностью технических и экономических тре бований, предъявляемых к конечно му изделию. Возможно, в дальнейшем, в резуль тате развития технологии производ

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

АЦП на микроконтроллере ATMEGA8535 с системой бесперебойного питания Сергей Шишкин (Нижегородская обл.) В статье описан четырёхканальный АЦП с системой бесперебойного питания. При отсутствии внешнего питающего напряжения система бесперебойного питания автоматически начинает работать от встроенной аккумуляторной батареи. Подробно поясняется алгоритм работы устройства, его схемотехника и программное обеспечение.

Время непрерывной работы платы АЦП в режиме автономного электропи тания при полностью заряженной акку муляторной батарее должно быть не менее 15 ч. Время полного заряда акку муляторной батареи – не более 16 ч. Пот ребляемая мощность платы АЦП – не бо лее 1 ВА. Количество входных каналов измеряемого напряжения – 4. Количе ство разрядов на дисплее платы АЦП – 4. Диапазон входного измеряемого напря жения по каждому каналу 0…4,1 В. В состав платы питания АВ1 (см. рис. 1) входят: стабилизатор тока АВ1.1 для зарядки аккумуляторной ба тареи; модуль питания АВ1.2 (пре образователь DC/DC); узел контроля и управления АВ1.2. Индикаторы HL1, HL2 позволяют визуально контроли ровать режим работы платы питания. Выносные элементы по отношению к плате питания АВ1 имеют следующее назначение: ● HL1 – индикатор наличия сетевого напряжения (зелёного цвета свече ния); ● HL2 – индикатор состояния заряда аккумуляторной батареи (жёлтого цвета свечения); ● G1 – аккумуляторная батарея; ● S1 – выключатель питания. Входное постоянное напряжение U1 (см. рис. 1) поступает на вход устрой ства с сетевого модуля питания А1

Плата питания AB1 AB1.1 Стабилизатор тока

А1 ~220 В

Сетевой модуль питания AC/DC

U1 = 16,5 В

AB1.3 Узел контроля и управления

AB2 U2 = 5 В

Плата АЦП

AB1.2 Модуль питания DC/DC HL1

HL2

G1…G9

S1

А2 АЦП с системой бесперебойного питания

Рис. 1. Структурная схема устройства

48

WWW.SOEL.RU

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

В некоторых аппаратах и устрой ствах, где есть каналы измерений раз личных физических величин, в случае пропадания внешнего сетевого напря жения необходимо обеспечить рабо ту АЦП (как, впрочем, и остальных функциональных узлов) в течение определённого периода времени. На пример, в медицинском инфузионном насосе, предназначенном для введения жидких лекарственных сред, в случае пропадания сетевого напряжения для завершения и остановки процедуры необходимо обеспечить работоспо собность насоса в течение 20 мин. При этом функциональные узлы вышеука занного насоса, в том числе и АЦП, должны функционировать непрерыв но и бесперебойно. Структурная схема разработанного устройства приведена на рисунке 1. Оно содержит два независимых функ циональных узла. Это – система бес перебойного питания (далее по тексту плата питания) АВ1 и плата АЦП АВ2. Плата питания должна обеспечивать электропитание платы АЦП от входно го питающего напряжением 16,5 В ± 5% и от аккумуляторной батареи в режиме автономного электропитания. При кратковременном пропадании сетево го напряжения плата питания должна без сбоев для нагрузки перейти в ре жим автономного электропитания.

AC/DC. Рассмотрим алгоритм работы платы питания, а также состояние ин дикаторов. При наличии входного питающего напряжения U1, включенном питании (выключатель S1 находится в положе нии « ») и подключенной не пол ностью заряженной аккумуляторной батарее: HL1 – постоянно включен; HL2 – периодически включается и вы ключается (мигает). Если батарея заря дилась, HL2 выключается. В режиме автономного электропи тания (сетевое напряжение отсутству ет), при включенном выключателе S1: HL1 – выключен; HL2 – включен; Учитывая мощность, потребляемую устройством, и время работы в режиме автономного электропитания, а так же выходное напряжение сетевого модуля питания, выбираем аккуму ляторную батарею из девяти пос ледовательно включенных никель ме таллгидридных аккумуляторов типа GP180AAH. Ёмкость аккумуляторной батареи взята с более чем 20 % запа сом. Номинальное напряжение каж дого аккумулятора – 1,2 В, ёмкость – 1800 мАч. Время зарядки током 0,1С – 16 ч. Суммарное напряжение батареи из девяти аккумуляторов может нахо дится в диапазоне от 9 В (9 × 1 В – пре дельно допустимое напряжение при разряде батареи) до 12,6 В (9 × 1,45 В – предельное напряжение в режиме за ряда батареи). Входное напряжение источника пи тания, используемого для зарядки ак кумуляторной батареи (стабилизатор тока на рис. 1), следует выбирать с за пасом, примерно равным напряжению на батарее в режиме заряда плюс паде

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

ние напряжения на стабилизаторе то ка, необходимое для его устойчивой работы (2…2,5 В). Поэтому выходное напряжение сетевого модуля U1 долж но быть равным 16,5 В. Получить вы шеуказанное напряжение питания U1 можно, например, с сетевого модуля питания А1 AC/DC типа NFS40 7915 фирмы Artesyn Technologies с диапазо ном регулировки выходного напряже ния ±10%. Необходимо отметить, что при ра боте в режиме автономного электро питания следует не допускать полного разряда аккумуляторной батареи. По скольку в устройстве не предусмотре но никакой автоматики по отключе нию аккумуляторной батареи при до стижении минимально допустимого уровня разряда, целесообразно отклю чить аккумуляторную батарею после 15 ч работы устройства. Аналого цифровой преобразователь и система питания конструктивно вы полнены на отдельных печатных пла тах. Их принципиальные схемы пред ставлены на рисунках 2 и 3 соответ ственно. Плата АЦП разработана на базе мик роконтроллера ATMEGA8535 16PI. Де

сятиразрядный АЦП, встроенный в микроконтроллер ATMEGA8535, позво ляет производить преобразования на пряжения от нуля до уровня напряже ния опорного источника. АЦП микро контроллера может работать как с внешним, так и с внутренним источни ком опорного напряжения. Напряже ние внутреннего источника опорного напряжения равно 2,56 В. На плате за действован внешний источник опор ного напряжения. Значение выходного кода АЦП находится по формуле: А = (Uвх/Uref) × 2N, где А – величина напряжения в двоич ном коде; Uвх – напряжение на входе АЦП; Uref – напряжение источника опорного напряжения; N – разряд ность АЦП. Значение результата рабо ты АЦП может быть представлено как в 8 разрядном, так и в 10 разрядном ко де. Разрядность выхода АЦП определя ется состоянием битов REFS1, REFS0 в регистре ADMUX. Результат преобразования при 10 раз рядном режиме работы представлен двумя байтами, которые сохраняют ся в регистрах ADCH и ADLH АЦП мик

роконтроллера. Если опорное напря жение равно 4,1 В, то для индицирова ния на дисплее устройства измеря емого по каждому каналу АЦП на пряжения необходимо получаемое значение АЦП (двухбайтовое двоич ное число) умножить на четыре и с помощью подпрограммы перекоди ровки получить четырёхразрядное де сятичное число. Таким образом, для согласования ра бочего диапазона измеряемого напря жения и двоичного числа с выхода АЦП по каждому каналу в программе необходимо заложить формулу: Y = 4X,

(1)

где Х – двоичное десятиразрядное чис ло с выхода АЦП. В интерфейс платы АЦП входят шкальный знакосинтезирующий ин дикатор HG1, блок индикации (дис плей) из цифровых семисегментных индикаторов HG2 – HG4 и кнопка S1. Плата АЦП имеет четыре независимых канала измерения. Кнопкой S1 (Р) за даётся один из четырёх режимов ра боты: «канал № 1», «канал № 2», «канал № 3», «канал № 4».

Мировой лидер по производству солнечных батарей

Альтернативная энергетика на базе солнечных панелей Sharp Основные характеристики солнечных панелей SHARP Модель

Технология

NA F090B5

ND 220E1F

NU E235E1

Тандем аморфный/ Поликристалл Монокристалл монокристалл

Максимальная мощность Pmax, Вт

90

220

Напряжение холостого хода Voc, В

62,8

36,8

37

Ток короткого замыкания Isc, А

2,34

7,96

8,60

Напряжение в точке максимальной мощности Vmpp, В

47,7

30,2

30

Ток в точке максимальной мощности Impp, А

1,89

7,29

7,84

Эффективность модуля ηm, % Габариты Д×Ш×В, мм

235

8,5

13,4

14,3

1129×934×46

1652×994×46

1652×994×46

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

49

© СТА-ПРЕСС

Тел.: (495) 232 2522 • E mail: info@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru

Реклама

ОФИЦИАЛЬНЫЙ ДИСТРИБЬЮТОР ПРОДУКЦИИ SHARP

Разряды индикации интерфейса имеют следующее назначение (слева направо): ● 1 й разряд (индикатор НG2.1) отоб ражает единицы вольт во всех режи мах; ● 2 й разряд (индикатор НG2.2) отоб ражает десятые доли вольт во всех режимах; ● 3 й разряд (индикатор НG3.1) отоб ражает сотые доли вольт во всех ре жимах; ● 4 й разряд (индикатор НG3.2) отоб ражает тысячные доли вольт во всех режимах; ● 5 й разряд (индикатор НG4) отобра жает символ «В» (цифру 8) во всех режимах измерения. Элемент № 1 индикатора HG1 вклю чен при работе в режиме «канал № 1», элемент № 2 индикатора HG1 включен при работе в режиме «канал № 2», эле мент № 3 – при работе в режиме «канал № 3» и, соответственно, элемент № 4 – при работе в режиме «канал № 4». Рассмотрим функциональные узлы платы АЦП (см. рис. 2). Основой уст ройства служит микроконтроллер DD1, рабочая частота которого зада ётся генератором с внешним резона тором ZQ1 на 11,0592 МГц. Порт РD микроконтроллера DD1 управляет кнопкой S1 и динамической индика цией. Динамическая индикация со брана на транзисторах VT1 – VT5 и сдвоенных семисегментных индика торах HG2, HG3. Резисторы R7 – R14 – токоограничительные для сегментов индикаторов HG2, HG3. Коды для включения вышеуказанных индикато ров при функционировании динами ческой индикации поступают в порт PС микроконтроллера DD1. Для функ ционирования клавиатуры задейство ван вывод 19 (PD5) микроконтроллера DD1. Элементы шкального индикатора HG1 подключены к выводам порта РВ микроконтроллера DD1. Выходное напряжение с микросхе мы DA1 (источник внешнего опорного напряжения) поступает на вывод 32 микроконтроллера DD1. Измеряемые значения входных напряжений посту пают на выводы 40 (РА0), 39 (РА1), 38 (PA2) и 37 (РА3). Сразу после подачи питания на выводе 9 микроконтролле ра DD1 через цепь R1С3 формируется сигнал системного аппаратного сбро са. При инициализации во все разряды портов микроконтроллера DD1 запи сываются лог. 1. Плата АЦП гальвани чески развязана от сети. Питающее

50

напряжение +5 В поступает на плату АЦП с соединителя Х1. Конденсатор С9 фильтрует пульсации в цепи пита ния +5 В. Блокировочный конденсатор C8 установлен в цепи питания микро контроллера DD1. Рассмотрим функциональные узлы принципиальной схемы платы пита ния (см. рис. 3). Входное постоянное напряжение поступает на вход платы питания через соединитель Х1. Рабо той стабилизатора тока управляет узел, выполненный на компараторе DА1.1. Напряжение с аккумуляторной бата реи через делитель R16, R17 поступает на инвертирующий вход компаратора (вывод 4 DА1.1). Образцовое напряже ние формируется делителем R13, R15 и поступает на неинвертирующий вход (вывод 5 DА1.1). При не полностью заряженной ак кумуляторной батарее значение на пряжения на неинвертирующем вхо де компаратора больше, чем на инвер тирующем входе. В этом случае на выходе компаратора присутствует напряжения высокого уровня. Тран зистор VT2 открыт и не препятствует работе стабилизатора тока на тран зисторе VT1. Идёт процесс зарядки ак кумуляторной батареи. Как только напряжение на инвертирующем вхо де компаратора превысит образцовое на неинвертирующем входе (батарея зарядилась), на выходе компаратора установится напряжение, близкое к нулю. Транзисторы VT1, VT2 закрыва ются. Зарядка аккумуляторной бата реи прекращается. Зарядка не полностью заряженной аккумуляторной батареи начинается сразу после подачи напряжения U1 (см. рис. 1) на соединитель Х1 платы питания (после включения сетевой вилки сетевого модуля питания в ро зетку). При этом срабатывает реле К1 и контактами группы К1.1 (выводы 12, 13) подключает стабилизатор тока к аккумуляторной батарее. Входное на пряжение через диод VD7 и контакты выключателя питания S1 поступает на вход модуля питания U1 (выводы 22, 23) типа МДМ5 1А5МУП. Основные па раметры данного модуля питания можно найти на сайте компании про изводителя [1]. При включенном выключателе S1 (S1 в положении « ») с модуля пита ния U1 выходное напряжение посту пает на соединитель Х3. Соединитель Х3 (розетка) подключается к соедини телю Х1 (вилка) на плате АЦП. Напря WWW.SOEL.RU

жение с аккумуляторной батареи по ступает на вход модуля питания U1 че рез диод VD6. При наличии входного напряжения 16,5 В на входе диод VD6 закрыт, и аккумуляторная батарея от ключена от U1. На компараторе DA1.3 выполнен ге нератор. Сигнал с генератора (меандр с постоянной составляющей) поступа ет на неинвертирующий вход компа ратора DА1.2 (вывод 9). Параметры сигнала генератора: период – 1,5 с, напряжение низкого уровня 2 В, на пряжение высокого уровня 9 В. На ин вертирующий вход DА1.2 (вывод 8) поступает напряжение с делителя R5, R6. Цепочка VD1 – VD3, R5, R6 при от крытом транзисторе VT2 задаёт базо вый ток транзистора VT1. К выходу компаратора DА1.2 (вывод 14) подклю чен анод индикатора HL2. Питающее напряжение 16,5 В поступает на выход компаратора через диод VD7 и резис тор R10. Когда идёт зарядка аккумуляторной батареи, транзистор VT2 открыт. На выводе 8 DА1.2 присутствует напряже ние порядка 7,6 В. Назовём этот уро вень напряжения базовым. Сигнал вы сокого уровня с генератора превышает базовый уровень, потому выходной транзистор DА1.2 закрыт, индикатор HL2 включен. Если же базовый уровень выше уровня сигнала с генератора, HL1 выключен. При закрытом транзисто ре VT2 (батарея заряжена) с делителя R5, R6 на вывод 8 DА1.2 поступает на пряжение, примерно равное напряже нию питания. Его уровень больше ба зового, поэтому выходной транзистор компаратора DА1.2 открыт, индикатор HL2 выключен. Пока идёт зарядка бата реи, HL2 периодически включается и выключается (мигает), при заряжен ной батарее HL2 выключен. Конструктивно аккумуляторная ба тарея представляет собой упаковку U1 аккумуляторов G1 – G9, которые под ключаются через розетку Х1 (= U1 – Х1 на рис. 3) к вилке Х2 платы питания. В розетке Х1 контакты 2 и 3 соединяются проводником. В вилке Х2 платы пита ния контакт 3 устройства соединяется с эмиттером транзистора VT2. Если ак кумуляторная батарея подключена к плате питания, то эмиттер VT2 соеди нён с общим проводом; тем самым раз решена работа стабилизатора тока. Ес ли же аккумуляторная батарея не под ключена к соединителю Х2 платы питания, то эмиттер VT2 «висит в возду хе», и стабилизатор тока отключен. При СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

15

R3 470

7,5k

R1

C2 43

16

2

9 RST

PD0 PD1 PD2 PD3 PD4 PD5 PD6 PD7

14 15 16 17 18 19 20 21

9 10 11 12 13 14

C3 0,1

PB0 PB1 PB2 PB3 PB4 PB5 PB6 PB7

1 2 3 4 5 6 7 8

15 16 17 18

12 X1 13 X2

ZQ1 C1 43 11,0592 МГц

R2 470

8

DD1

R4 470

PA0 PA1 PA2 PA3 PA4 PA5 PA6 PA7

R5 470

22 23 24 25 26 27 28 29

40 39 38 37 36 35 34 33

18

4

+5 В

AREF 32 AGND 31 AVCC 30

PC0 PC1 PC2 PC3 PC4 PC5 PC6 PC7

17

6

51

© СТА-ПРЕСС

VD1 КД522Б

1 2 3 4 5 6 7 1 8 2 3 4 5 6 7 8 1 2 3 4 5 6 7 8

C4 0,1 мк

16 15 3 2 1 18 17 4

S1 ПКН125

1 2 3 4 5 6 7 8

R7 … R14 200

9

HG1 A/1C362B

R6 100

Рис. 2. Принципиальная электрическая схема платы АЦП

+5 В

+5 В

5

ATmega8535 16PI

1

A B C D E F G H f

g b

a

HG2.1

R16 3k

+U

C5 1 мк 3

6 Sleep

Out

14

1 2 3 4 5 6 7 8

VT1

GND

Vs

11 10 8 6 5 12 7 9

4

2

A B C D E F G H

R18 3k

g b

a

+U

+ C6 0,1 мк

13

16 15 3 2 1 18 17 4 A B C D E F G H

R20 3k

g b

a

+U

14

R21 1k

1 2 3 4 5 6 7 8

VT3

+5 В

AINT1 AINT2 AINT3 AINT4

e d c h DA56 11GWA

f

HG3.1

11

1 2 3 4

+5 В C7 10 мк × 16 В

1 2 3 4 5 6 7 8

VT2

+5 В R19 1k

e d c h DA56 11GWA

f

X1 WF 4 Цепь +5 В

GND C9 10 мк × 16 В

+

C8 0,1 мк

HG2.2

10

К выводу 11 DD1

+5 В R17 1k

+5 В

e d c h DA56 11GWA

9

14

R15 3k

+5 В

К выводу 10 DD1

11 10 8 6 5 12 7 9

A B C D E F G H

X2 WF 5 Цепь AINT1 AINT2 AINT3 AINT4 GND

R22 3k

g b

a

+U

13

1 2 3 4 5 6 7 8

VT4

+5 В R23 1k

e d c h DA56 11GWA

f

HG3.2

12

1 2 3 4 5

10 9 8 5 4 2 3 7

A B C D E F G H

f

g b

a

HG4

R24 3k

+U

1 2

VT5

+5 В R25 1k

e d c h HDSP F501

13

VT1 … VT4 KT3107E

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

X1 PWL 4

C1 2200 мк 25 В

VD4 КД212А

K1.1 12

VT1 КТ816Г

+ VD1 VD2 VD3

11

C

U1 МДМ5 1А5МУП

A

22 +Uвх 14 23 +Uвых 2 –Uвх 16 3 –Uвых

D VD1…VD3 КД522А

R1 300

K1 РЭС 60

R5 1k F

R6 1,5k

R8 3k R7 1,5k

A R14 6,8k

5 4 3 12

14

DA1.3 9 8

«1» C6 0,1 «2»

2 A

GND

1 2 3 4

11

13

VD5 КД522А

R19 B

S1 ПТ73 2 2

R17 68k

C2 1,5 мк

C4 1,5 мк

K1.2 22

5 21 23

D

6

« »

R20 10k A

10

F

3 4

R15 10k

R18 3,9k

A DA1.2 R11 4,3k

X3 HU 4 Цепь +5 В

« »

B

HL1 HL2 КИПД05Б Л КИПД05В Ж

A

R16 200k

C5 10 мк × × 16 В +

1 2

R9 1,5k

C

R10 3,9k

R13 47k

R12 100k

VD7 КД2994А

U1 G1…G9

DA1.1

VT2 KT3102E

R2 6,8k

VD6 КД2994А

13

GND

K1401CA2

1 2 3 4

R4 10

A R3 5,1

Цепь +5 В

= U1 – X1 X2 PHU 3 PWL 3 Цепь ВАТТ+ 1 ВАТТ– 2 3 C

+ C3 47 мк 25 В

R21 22k

10k

наличии сетевого напряжения (вход ного питающего напряжения для пла ты питания) индикатор HL1 включен. Рассмотрим теперь работу платы пи тания в режиме автономного электро питания. При отсутствии сетевого на пряжения индикатор HL1 выключен. Реле К1 обесточено. Контакты 12, 13 группы К1.1 размыкаются, отключая стабилизатор тока от аккумуляторной батареи. При включенном выключате ле S1 напряжение с батареи поступает через диод VD6 на вход модуля пита ния U1(выводы 22, 23). Когда реле К1 обесточено, контакты 21, 22 группы К1.2 замыкаются, подключая ту часть схемы устройства, которая питается от батареи в режиме автономного элек тропитания. Индикатор HL2 включен. Программное обеспечение микро контроллера было разработано в сре де AVR Studio и обеспечивает реализа цию алгоритма работы измерения значений входных напряжений по трём независимым каналам. В про грамме используются три прерыва ния: Reset, прерывание таймера Т0, об работчик которого начинается с мет ки TIM0_OVF, и прерывание АЦП, обработчик которого начинается с метки ADCC. При переходе на метку Reset иници ализируются стек, таймер, порты, а также флаги и переменные, использу емые в программе. Таймер Т0 гене рирует прерывания по переполнению (в регистре TIMSK установлен бит

52

TOIE0). Коэффициент предваритель ного деления тактовой частоты тай мера установлен равным 64 (в регист ре TCCR0 записано число 3). В об работчике прерывания таймера Т0 происходит опрос кнопки S1, функ ционирование динамической инди кации, а также инициализация трёх каналов АЦП и перекодировка двоич ного числа значений времени в код для отображения информации на семисегментнных индикаторах уст ройства. После запуска АЦП микроконтрол лер DD1 переводится в режим Idle ко мандой sleep. Из режима Idle микро контроллер DD1 выводится прерыва нием АЦП. В обработчике прерывания АЦП очищается содержимое регистра управления АЦП. Это вызывает прекра щение работы АЦП и запрет прерыва ний АЦП. В ОЗУ микроконтроллера с адреса $60 по адрес $73 организован буфер отображения для динамической инди кации. Ниже приведено распределе ние адресного пространства в ОЗУ микроконтроллера: ● RAM = $60 – адрес начала ОЗУ микро контроллера; ● $60 – $64 – адреса, где хранится изме ренное значение напряжения для ка нала № 1 и символ «В». Эти адреса выводятся на индикацию в режиме «канал № 1»; ● $65 – $69 – адреса, где хранится изме ренное значение напряжения для ка WWW.SOEL.RU

●

●

●

●

●

●

●

●

●

●

нала № 2 и символ «В». Эти адреса выводятся на индикацию в режиме «канал № 2»; $6А – $6Е – адреса, где хранится изме ренное значение напряжения для ка нала № 3 и символ «В». Эти адреса выводятся на индикацию в режиме «канал № 3»; $6F – $73 – адреса, где хранится изме ренное значение напряжения для ка нала № 4 и символ «В». Эти адреса выводятся на индикацию в режиме «канал №4»; RAM + $35 – адреса, где хранится ре зультат преобразования АЦП для ка нала № 4; RAM + $37 – адреса, где хранится ре зультат преобразования по формуле (1) для канала № 4; RAM + $40 – адреса, где хранится ре зультат преобразования АЦП для ка нала № 1; RAM + $45 – адреса, где хранится ре зультат преобразования АЦП для ка нала № 2; RAM + $49 – адреса, где хранится ре зультат преобразования по формуле (1) для канала № 1; RAM + $4Е – адреса, где хранится ре зультат преобразования по формуле (1) для канала № 2; RAM + $50 – адреса, где хранится ре зультат преобразования АЦП для ка нала № 3; RAM + $55 – адреса, где хранится результат преобразования по фор муле (1) для канала № 3.

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Рис. 3. Принципиальная электрическая схема платы питания

ПРАКТИЧЕСКАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

Разобравшись в программе, при же лании можно довести количество из меряемых каналов на плате АЦП до восьми, задействовав все входы порта РА микроконтроллера DD1. В данном случае для определения задействован ного канала в АЦП, целесообразно подключить к порту PB микроконт роллера DD1 ещё один индикатор АЛС362В. Фотография платы АЦП с цифровым мультиметром приведена на рисунке 4, где можно наблюдать измеренное значение напряжения по каналу № 3 на семисегментных инди каторах платы АЦП и дисплее муль тиметра. Плата АЦП и плата питания были смонтированы на отдельных макет ных платах с размерами 100 × 120 мм. Применены резисторы типа С2 33Н, но подойдут любые другие с мощ ностью рассеивания и допуском 5%. Для платы питания АЦП использова ны конденсаторы С1 – С6, С8 типа К10 17а, С7, С9 типа К50 35а. Конденсатор С8 устанавливается между цепью +5V и общим проводом микроконтроллера DD2. В дисплее выделен разряд, индици рующий символ «В» (индикатор HG4)

Э

ИЯ Г Р НЕ

на фоне остальных разрядов интер фейса. Поэтому для данного разряда выбран семисегментный индикатор красного цвета типа HDSP F501; инди каторы HG2, HG3 – зелёного цвета, ти па DA56 11GWA. Подойдут любые дру гие индикаторы с общим анодом и приемлемой яркостью свечения, на пример отечественные типа АЛС321. Питающее напряжение +5 В поступает на плату АЦП через соединитель Х1. К данному соединителю (вилка) под ключается соединитель Х3 (розетка) платы питания. Для платы питания постоянные ре зисторы можно взять типа С2 23, С2 33Н или другие общего назначения соответствующей мощности. Перемен ные резисторы R4, R13 типа СП5 3 1 Вт. Конденсаторы С1, C3, С5 типа К50 38; С2, С4, С6 типа К10 17а. Плата АЦП не требует настройки. Настройка платы питания сводится к установке зарядного тока аккуму ляторной батареи резистором R4, а также значения напряжения зарядки батареи резистором R13. Если в про цессе эксплуатации ток зарядки ис пользуемой батареи не изменяется, то для уменьшения количества наст

Рис. 4. Плата АЦП с цифровым мультиметром роек можно заменить резисторы R3, R4 на один прецизионный, например типа С2 29В, соответствующей мощ ности. Транзистор VT1 устанавлива ется на теплоотводе площадью не ме нее 20 см2.

ЛИТЕРАТУРА 1. http:// www.aeps group.com.

2. Бродин В.Б., Шагурин И.И. Микроконт роллеры. Архитектура, программирова ние, интерфейс. ЭКОМ, 1999.

3. Баранов В.Н. Применение микроконт роллеров AVR: схемы, алгоритмы, про граммы. Додека ХХI, 2006.

4. Осипенко Ю. Автоматическое зарядное устройство для Ni–Cd аккумуляторных батарей. Радио. 2003. № 11.

5. Деменев М. и др. «Интеллектуальное» за рядное устройство. Радио. 2002. № 1.

СА! О М КОС

Радиационно стойкие DC/DC преобразователи Interpoint

■

Многообразие вариантов конструктивного исполнения

■

Рабочий диапазон температур от –55 до +125°С

■

Высокая радиационная стойкость до 300 крад

■

Удельная мощность свыше 5000 Вт/дм3

■

Выходная мощность от 1,5 до 100 Вт

■

Входные напряжения: 16...40 В и 160...400 В постоянного тока

■

Выходные напряжения: 1,5; 2,5; 3,3; 5; 12; 15; ±5; ±12; ±15; +5/±12; +5/±15 В

■

Выходной контроль по MIL$STD$883 и MIL$PRF$38534

ОФИЦИАЛЬНЫЙ ДИСТРИБЬЮТОР ПРОДУКЦИИ INTERPOINT Тел.: (495) 234$0636 • Факс: (495) 234$0640 • E$mail: info@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

53

© СТА-ПРЕСС

Реклама

НАДЁЖНОСТЬ И КАЧЕСТВО

Увеличение радиационной стойкости аналого цифровых компонентов микроэлектронных систем

В статье проанализировано влияние проникающей радиации на параметры основных интегральных элементов. Рассмотрены конструктивно технологические особенности транзисторов, предназначенных для реализации аналого цифровых компонентов радиационно стойких микроэлектронных устройств типа «система в корпусе».

ВВЕДЕНИЕ В последние годы значительно воз росла потребность в аналого цифро вых устройствах, функционирующих в условиях воздействия проникающей радиации [1–3], что стимулировало ра боты по миниатюризации, сокраще нию межсоединений и количества дискретных элементов [4], а также по созданию конструктивно схемотехни ческих решений радиационно стой ких аналоговых компонентов [5–7]. Миниатюризация микросхем приве ла к появлению СБИС типа «система на кристалле» (СнК). В общем случае система на кристалле может включать в себя различные типы блоков: про граммируемые процессорные ядра, блоки программируемой логики, па мяти, периферийных устройств, ана логовые компоненты и различные ин терфейсные схемы [8]. Сложность проектирования СнК и невозможность обеспечения в ряде случаев требуемого уровня характе ристик аналоговых и цифровых бло ков при использовании одной техно логии их изготовления способствова ли созданию альтернативного типа микроэлектронных устройств – «сис тем в корпусе» (СвК), которые содер жат нескольких кристаллов внутри од ного корпуса. Кристаллы располага ются на одном уровне или один над другим, дополняются пассивными или иными необходимыми компонентами и образуют интегрированные модули в одном корпусе, которые осущест вляют полноценное функционирова ние конечного электронного устрой ства [4]. Целью настоящей статьи является анализ проблем проектирования ра

54

диационно стойких микроэлектрон ных систем и выбор типа их реа лизации, рассмотрение технологии изготовления и топологических осо бенностей транзисторов, предназна ченных для применения в высокока чественных аналоговых блоках, ма лочувствительных к радиационному облучению.

ВЫБОР ТИПА РЕАЛИЗАЦИИ МИКРОЭЛЕКТРОННЫХ СИСТЕМ Известно, что создание аналогово цифровых микроэлектронных систем усложняется значительными пробле мами в проектировании, верифика ции и производстве. Одна из причин – переход к субмикронным размерам элементов. Так, МОП транзисторы с малой длиной затвора имеют боль шую малосигнальную передаточную проводимость (крутизну). В то же вре мя они обладают рядом недостатков, ограничивающих их применение в аналоговых блоках, а именно: значи тельным разбросом порогового нап ряжения и удельной крутизны, приво дящим к появлению большого напря жения смещения операционных и дифференциальных усилителей; вы соким уровнем низкочастотного шума типа 1/f; малой величиной выходного малосигнального сопротивления и усиления каскадов с активной нагруз кой. Небольшие размеры транзисто ра приводят к уменьшению пробив ного напряжения, что вынуждает сни жать напряжение питания и ухудшать отношение сигнал/шум. Особо актуальным и трудоёмким яв ляется выбор параметров и режимов работы МОП транзисторов, вольтам перные характеристики (ВАХ) кото WWW.SOEL.RU

рых различны в линейной области и области насыщения, в режиме силь ной и слабой инверсии, для длиннока нальных и короткоканальных тран зисторов [9]. В этой связи пара метрическая оптимизация схем на субмикронных МОП транзисторах превращается в многофакторный про цесс, занимающий продолжительное время даже при использовании совре менных средств автоматизированного проектирования. В настоящее время появилась необ ходимость разработки микроэлек тронных систем, содержащих цифро вые, аналоговые и высокочастотные (ВЧ) блоки. Качество подобных изде лий, реализованных в виде СнК, в большой степени определяется квали фикацией и опытом разработчиков, которые должны объединить в одном кристалле аналоговые, цифровые и ВЧ компоненты с учётом их возмож ного взаимодействия по полупро водниковой подложке, шинам пита ния, корпусу микросхемы и печатной плате. Таким образом, применение пере довых микроэлектронных технологий не гарантирует достижения наилуч шего качества СнК с большим количе ством аналоговых функций, но может существенно увеличить время и стои мость их проектирования и производ ства. Указанные проблемы СнК усилили актуальность производства СвК, так как СвК – объединение нескольких различных кристаллов, в том числе, сформированных на основе кремния на изоляторе и кремния на сапфире, модулей памяти, цифровой логики, пассивных компонентов, фильтров и антенн в одном стандартном или спе циально спроектированном корпусе. При разработке СвК главное внима ние уделяют не увеличению количе ства применяемых транзисторов, а числу различных функций, которые можно интегрировать в одном устрой стве на основе апробированных ранее технологических решений макси СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Олег Дворников, Виталий Гришков, Ольга Громыко (Минск, Беларусь)

НАДЁЖНОСТЬ И КАЧЕСТВО

ВЛИЯНИЕ ПРОНИКАЮЩЕЙ РАДИАЦИИ НА ПАРАМЕТРЫ ИНТЕГРАЛЬНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ При проектировании радиационно стойких микросхем необходимо учи тывать зависимость параметров интег ральных элементов от вида (гамма из лучение, поток нейтронов или иных частиц) и характеристик (поглощён ная/экспозиционная доза, мощность дозы, величина потока частиц и их энергия) радиационного облучения. Гамма излучение обычно оказывает слабое влияние на объём кремния, но вызывает значительные переходные СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

процессы (фототоки) из за генерации электронно дырочных пар. Поврежде ния объёма полупроводника наступа ют только при большой энергии кван тов облучения. Главным образом, воз действие гамма излучения приводит к появлению положительного заряда в окисле и поверхностных состояний на границе раздела Si–SiO2 при большой величине поглощённой дозы. Захваченный ловушками в окисле положительный заряд индуцирует от рицательный заряд в кремнии на гра нице раздела Si–SiO2, который может создать области обеднения, инверси онный слой в кремнии p типа или об ласть обогащения в кремнии n типа (см. рис. 1). Если инверсионный слой соединяет две области n типа, находя щиеся при разном потенциале (см. рис. 2), то возможно появление тока утечки. Плотность положительного заряда Q+, захваченного ловушками в окисле на границе раздела (на единицу поща ди, см–2), составляет: Q+ = 8 × 108DγTOXPT,

(1)

где Dγ – поглощённая доза гамма из лучения в рад; TOX – толщина окисла в мкм; PT – вероятность того, что генери руемая в окисле дырка будет захвачена ловушкой на границе раздела. Второй значительный эффект, вы зываемый гамма излучением, – гене рация поверхностных состояний на границе раздела Si–SiO2. На поверх ности p типа проводимости, применя емой в n МОП транзисторах, поверх ностные состояния заряжаются до нейтральной или отрицательной ве личины и, таким образом, могут умень шить влияние положительного заряда окисла. Известно, что для области насыще ния МОП транзистора справедливо со отношение [9]:

+ + + + + + + +

Окисел

P

N

Обеднение

Обогащение

Рис. 1. Влияние положительного заряда окисла на p–n переход

,

(2)

где ID – ток стока, β – удельная крутизна передаточной характеристики, VGS – на пряжение затвор–исток, VTH – пороговое напряжение. Следовательно, точка пересечения кривой ID = f(VGS) с осью VGS харак теризует пороговое напряжение VTH, а наклон кривой описывает удельную крутизну передаточной характерис тики β (кривая 0 на рис. 3). Влияние гамма излучения на крем ниевый n МОП транзистор и его харак теристики иллюстрирует рисунок 3 [10]. После воздействия гамма излучения среднего уровня (кривая 1, рис. 3) происходит накопление заряда в окисле вблизи границы раздела, что приводит к уменьшению порогово го напряжения VTH, вплоть до появ ления в транзисторе встроенного ка нала (изменение полярности на пряжения, соответствующего точке пересечения кривой ID = f(V GS ) с осью VGS). Появляющиеся при высоком уров не гамма излучения поверхностные состояния уменьшают влияние поло жительного заряда на пороговое на пряжение (пороговое напряжение растёт), но в то же время уменьшают подвижность носителей заряда и кру тизну (кривая 2, рис. 3). Типичная за

инверсионные области

n+ P

P SiO2

n эпитаксильный слой

n+ скрытый слой

Паразитный МОП

SiO2

n эпитаксильный слой

P

SiO2

n+ скрытый слой

р подложка

Рис. 2. Области появления инверсионных каналов под воздействием гамма излучения [10] WWW.SOEL.RU

55

© СТА-ПРЕСС

мально надёжным и дешёвым спо собом. Применение СвК позволяет обес печить [4]: ● значительное увеличение выпол няемых функций в единице объёма и веса; ● снижение энергопотребления; ● создание уникальных аналого цифровых систем; ● значительное уменьшение себе стоимости проектов и сроков реа лизации за счёт сокращения ква лификационных испытаний. Дополнительным преимуществом микроэлектронных систем в виде СвК является возможность парал лельной работы над различными компонентами разработчиков, спе циализирующихся в узком направле нии электроники (ВЧ устройства, прецизионные аналоговые микро схемы, антенны, датчики и др.), а так же возможность применения в одном изделии разных технологий, несов местимых при изготовлении полу проводниковых микросхем. Так, для обеспечения максимального быстро действия цифровых устройств целе сообразно применение КМОП эле ментов с минимальным размером 0,18 или 0,09 мкм, в прецизионных аналоговых блоках – биполярной или биполярной/МОП технологии, в малошумящих усилителях – полевых транзисторов с p–n переходом (ПТП), в ВЧ устройствах – транзисторов, сформированных на арсениде галлия и др. С нашей точки зрения, СвК являют ся наиболее перспективным видом реализации микроэлектронных сис тем, содержащих высококачествен ные аналоговые компоненты, осо бенно для работы в условиях радиа ционного воздействия.

НАДЁЖНОСТЬ И КАЧЕСТВО

√Id Подзатворный окисел

ПКК или металл Исток

Затвор

●

1

2

Локальный окисел

Сток

Исходная

После гамма облучения + + + + –––

n+

+ + + + + + + –––

n+

0

+ + + + ––– 0

VTH

VGS

р тип

Рис. 3. Влияние гамма излучения на кремниевый n МОП транзистор и его характеристики [10] висимость порогового напряжения от поглощённой дозы гамма излуче ния для кремниевых МОП транзис торов приведена на рисунке 4. Величина изменения (сдвига) по рогового напряжения ΔVTH сильно за висит от толщины окисла, применя емых технологических процессов формирования МОП транзисторов и напряжения на затворе транзистора во время воздействия гамма излуче ния. Если сдвиг порогового напряже ния обусловлен только положитель ным зарядом окисла, то справедливо выражение [10, 11]: ΔVTH = –0,038DγT2OXPT.

(3)

Таким образом, гамма облучение ухудшает параметры интегральных транзисторов, в том числе: ● пороговое напряжение как n МОП, так и p МОП транзисторов уменьша ется при малых поглощённых дозах, при больших поглощённых дозах по роговое напряжение p МОП продол жает уменьшаться, а n МОП начина ет увеличиваться, причём крутизна МОП транзисторов с любым типом проводимости канала при большой поглощённой дозе уменьшается; ● встроенный положительный заряд в окисле приводит к появлению уте чек сток–исток в n МОП транзисто 2

VTH,B Положительный заряд ловушек

1,5 n МОП 1

Поверхностные состояния

0,5 0 0,5

102

103

107 104 105 106 Поглощенная доза (рад (Si))

1 1,5

p МОП

2

Рис. 4. Зависимость порогового напряжения от поглощенной дозы гамма излучения кремниевых МОП транзисторов [10]

56

рах и коллектор–эмиттер в n–p–n транзисторах вдоль любых слаболе гированных областей p типа прово димости; ● статический коэффициент переда чи тока в схеме с общим эмиттером (β) биполярных транзисторов (БТ) уменьшается. Если на БТ воздей ствует низкоэнергетическое излу чение, то спад β в основном обу словлен усилением рекомбинаци онных процессов в увеличившихся областях пространственного заря да на поверхности, площадь кото рых и, следовательно, спад уси ления прямо пропорциональны пе риметру эмиттерного перехода n–p–n БТ. Воздействие потока нейтронов вы зывает появление радиационных де фектов, что значительно влияет на электрофизические характеристики полупроводникового материала, а именно: уменьшаются время жизни не основных носителей заряда, концент рация основных носителей заряда и подвижность [11–14]. Эти изменения могут частично восстанавливаться с течением времени в зависимости от температуры полупроводника (отжи гаться). При нейтронном облучении изменя ются параметры полупроводниковых приборов, а именно: ● уменьшается коэффициент переда чи тока β, увеличиваются обратные токи и напряжение насыщения БТ; ● деградация усиления биполярных транзисторов прямо пропорцио нальна времени пролёта неосновных носителей заряда через базовую об ласть; ● возрастает дифференциальное соп ротивление диодов в прямом направ лении, прямое падение напряжения диодов, обратное напряжение про боя и обратные токи; ● при высоких уровнях облучения поч ти полностью исчезают выпрями тельные свойства диода; WWW.SOEL.RU

изменение параметров МОП и ПТП транзисторов незначительно.

КОНСТРУКТИВНО ТЕХНОЛОГИЧЕСКИЕ ОСОБЕННОСТИ МИКРОСХЕМ, МАЛОЧУВСТВИТЕЛЬНЫХ К РАДИАЦИОННОМУ ОБЛУЧЕНИЮ Существенно увеличить радиацион ную стойкость микросхем возможно пу тём применения известных схемотех нических и конструктивно технологи ческих решений [5–7, 15–19], в том числе для сохранения работоспособ ности при гамма облучении рекомен дуется: ● использовать в качестве подложки МОП схем тонкую слаболегирован ную эпитаксиальную плёнку (кар ман), расположенную на сильнолеги рованной подложке (скрытом слое), или применять диэлектрическую изо ляцию интегральных элементов для устранения эффекта «защёлкивания» p–n–p–n структур, возникающего из за протекания фототоков; ● формировать резисторы на сильно легированных полупроводниковых слоях или применять тонкоплёноч ные резисторы; ● уменьшать толщину окисла; ● максимально увеличивать концент рацию примеси в областях p типа проводимости; ● вокруг n МОП транзисторов форми ровать сильнолегированные охран ные кольца p типа проводимости; ● исключать контакт n+ эмиттерной об ласти БТ с окислом; ● уменьшать периметр n+ эмиттерной области; ● максимально увеличивать плотность эмиттерного тока БТ за счёт уменьше ния площади эмиттера; ● эмиттер и коллектор горизонтальных p–n–p транзисторов выполнять с по мощью сильнолегированных полу проводниковых областей. Для снижения чувствительности па раметров к нейтронному облучению целесообразно формировать БТ с тон кой базовой областью и максимально увеличивать плотность эмиттерного тока. Большинству приведённых требова ний удовлетворяет технологический маршрут (техмаршрут) формирования БТ и ПТП, применённый при изготов лении базового матричного кристалла типа АБМК_1_3 [7]. Сильнолегирован ные p+ резисторы, ПТП с каналом p ти па, n–p–n биполярные транзисторы СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

n МОП

НАДЁЖНОСТЬ И КАЧЕСТВО

АБМК_1_3 малочувствительны к воздей ствию потока нейтронов и гамма излу чения. Однако сильное радиационное изменение характеристик горизонталь ных p–n–p транзисторов усложняет синтез некоторых радиационно стой ких схем, а отсутствие на АБМК_1_3 МОП элементов не позволяет эффек тивно интегрировать на одном кристал ле аналоговые и цифровые блоки. С нашей точки зрения, для создания радиационно стойких аналого цифро вых устройств для СвК целесообразно применять технологический маршрут изготовления биполярных и КМОП транзисторов с минимальной проект ной нормой 0,8 мкм (0,8 мкм Би КМОП). Техмаршрут 0,8 мкм позволяет ис пользовать при синтезе СБИС разнооб разные элементы: ● n–p–n биполярные транзисторы с разной площадью эмиттера, форми руемого диффузией примеси из по ликристаллического кремния (ПКК), расположенного на базовом окисле толщиной d ≈ 0,14 мкм (т.н. слой ПКК3 в технологическом маршруте); ●

кольцевые горизонтальные p–n–p БТ с минимальной топологической ши риной базы, равной 1,8 мкм;

n МОП и р МОП транзисторы с мини мальной топологической длиной зат вора (L), равной 0,9 и 1,0 мкм соответ ственно и толщиной подзатворного окисла 13 нм; ● резисторы р типа проводимости (р резисторы) с ПКК3 управляющей обкладкой; ● р+ резисторы; ● резисторы в слое ПКК2 (затвор МОП транзисторов); ● конденсаторы с различными удельной и паразитной емкостями и диэлектри ком между обкладками в виде Si3N4, подзатворного окисла, межслойного диэлектрика. Основным преимуществом 0,8 мкм Би КМОП по сравнению с техмаршрута ми с меньшими проектными нормами (0,25 мкм и менее) является обеспече ние пробивного напряжения коллек тор–эмиттер и сток–исток не менее 9 В, что гарантирует работоспособность аналоговых устройств при типичном биполярном напряжении питания, рав ном ±5 В. При разработке радиационно стой ких микросхем с помощью техмарш рута 0,8 мкм Би КМОП следует учиты вать ряд факторов: ●

●

●

n–p–n транзисторы обладают ма лыми площадями p–n переходов и толщиной активной базы около 0,15 мкм, что обусловливает незна чительную величину фототоков при гамма облучении и малую деграда цию β под воздействием нейтронов; резисторы на области р типа прово димости с ПКК3 управляющей об кладкой представляют собой МОП структуры с концентрацией при меси в полупроводнике около 7 × × 1016 см–3 и толщиной окисла под ПКК обкладкой, равной 0,14 мкм. ПКК управляющая обкладка обычно соединяется с выводом резистора, имеющим наибольший потенциал, для дополнительного увеличения сопротивления резистора путём обеднения приповерхностных р об ластей под воздействием МОП эф фекта. Такие резисторы имеют высо кое слоевое сопротивление (RS = = 2,4 кОм/квадрат) и занимают пре дельно малую площадь кристалла. В то же время они характеризуются значительной нелинейностью ВАХ и чувствительны к гамма излучению (изменяется пороговое напряжение МОП структуры) и потоку нейтронов

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

57

© СТА-ПРЕСС

Тел.: (495) 234 0636 • Факс: (495) 234 0640 • E mail: info@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru

Реклама

ОФИЦИАЛЬНЫЙ ДИСТРИБЬЮТОР ПРОДУКЦИИ PLANAR

А 8 3

8

7 7

9

3 3 9 12 B

B

3 12

а)

А

б)

Рис. 5. Эскиз топологии n МОП транзисторов 3 – разделение (вне слоя 3 – локальный окисел), 7 – ПКК затвор, 8 – p+ исток, 9 – n+ исток, 12 – контакты: а) с замкнутым затвором, б) с охранным кольцом

ПКК ПКК р++ р++

р++

р– р–

р– –

n++ n– р– –

р–

р++ р–

р+ скрытый слой

р+ скрытый слой

р подложка

р подложка

а)

n++ n–

б)

Рис. 6. Разрез конструкции n МОП транзистора, показанного на рис. 5б а) сечение А А, б) сечение В В

●

58

(уменьшается концентрация носите лей заряда в токопроводящем теле ре зистора). В радиационно стойких аналоговых микросхемах в качестве резисторов рекомендуется приме нять либо p МОП транзисторы в линейной области ВАХ, либо по лупроводниковые резисторы, вы полненные на области p базы n–p–n транзистора. Последние сохраняют постоянное значение сопротивления в широком диапазоне рабочих напря жений и при радиационном воздей ствии благодаря более высокой кон центрации примеси (1 × 1018 см–3), но занимают значительную площадь кристалла; экспериментальные исследования [20] позволили установить, что для МОП транзисторов с толщиной под

●

затворного окисла менее 10 нм глав ной причиной радиационных отка зов является возникновение токов утечки вдоль областей p типа прово димости, находящихся под толстым локальным (разделительным) окис лом. Толщина подзатворного окис ла, равная 13 нм, объясняет незна чительное изменение при гамма об лучении порогового напряжения МОП транзисторов, сформирован ных с помощью 0,8 мкм Би КМОП техмаршрута; топологическая толщина базы гори зонтального p n p транзистора для рассматриваемой технологии сос тавляет 1,8 мкм, что существенно больше, чем в n–p–n БТ, поэтому, а также в связи с сильным влиянием поверхностных эффектов, радиаци

WWW.SOEL.RU

онные изменения β горизонтального p–n–p транзистора под воздействи ем потока нейтронов и гамма излу чения значительны. Таким образом, при применении 0,8 мкм Би КМОП техмаршрута для изготовления радиационно стойких СБИС необходимо модернизировать конструкцию n МОП и горизонталь ного p–n–p транзисторов. Например, адаптировать к применяемому тех маршруту известные конструкции [19–22] n МОП транзисторов с p+ охранными кольцами, с замкнутым затвором, горизонтального p n p транзистора с базовой областью, по крытой затвором. Эскизы топологии и разрезы мо дернизированных транзисторов по казаны на рисунках 5 – 7 [23]. Как отмечалось выше, инверсион ный слой образуется из за аккумуля ции индуцированного радиацией по ложительного заряда в окисле крем ния и приводит к появлению токов утечки между истоком и стоком, а также между областями n+ типа бли жайших транзисторов. Утечку сток– исток можно устранить, если ток сто ка будет протекать только под затво ром, например в структуре с замкну тым затвором (см. рис. 5а). В ней центрально расположенная область стока окружена замкнутым затвором и истоком, поэтому любой ток от ис тока к стоку протекает только под затвором и нет никаких токопрово дящих каналов между истоком и сто ком вдоль толстого локального окис ла (разделения). Поскольку техноло гический маршрут не допускает формирования контакта к затвору над активной структурой, для выпол нения соединения с затвором приме нена ПКК полоска, выходящая на ло кальный окисел за активной струк турой. Для устранения утечек между n МОП транзисторами сформированы охранные кольца p+ типа проводи мости, к которым выполнено макси мальное количество контактов, по крытых токопроводящими меж соединениями, соединёнными с отрицательным напряжением пита ния (см. рис. 5а, 5б). Уменьшение со противления охранных колец позво ляет устранить эффект «защёлкива ния» p–n–p–n структур. В отличие от известной конструкции [20], цент ральная область n+ типа проводимос ти использована в качестве стока n СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

НАДЁЖНОСТЬ И КАЧЕСТВО

НАДЁЖНОСТЬ И КАЧЕСТВО

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

А 8 4и9 8 7

3 3 3 12

а)

n++

р++

р++

р++

р– р– –

А

б)

n+

р–

р+ скрытый слой

р++

n++

р++

р– n–

n+

р–

р– –

р+ скрытый слой

n– n+ скрытый слой р подложка

в) Рис. 7. Эскиз топологии (а, б) и разрез (в) конструкции горизонтального p n p транзистора с базовой областью, покрытой затвором 3 разделение (вне слоя 3 локальный окисел), 4 глубокий n+ коллектор, 7 ПКК затвор, 8 p+ исток, 9 n+ исток, 12 контакты ионизацию и инжекцию «горячих» но сителей в окисел. Разработанная конструкция (см. рис. 7) обладает рядом особенностей: ● прикладывая потенциал к затвору относительно базы p–n–p транзис тора, можно установить режим обогащения или обеднения основ ными носителями приповерхност ных областей базы и эмиттера; ● поскольку концентрация примеси в эмиттере (p+ исток с 3 × 1019 см–3) значительно больше, чем в базе (n карман с 1,5 × 1016 см–3), то в ре жиме обеднения базы (на затворе – отрицательный потенциал) кон центрация основных носителей в эмиттере практически не изменяет ся. При этом возрастает коэффици ент инжекции эмиттерногоперехо да и максимальная величина β; ● в режиме обогащения базы (к за твору приложен положительный потенциал) уменьшается протя жённость приповерхностных об ластей пространственного заряда, и инжектированные эмиттерным переходом дырки отталкиваются от границы раздела Si–SiO2 в объём по WWW.SOEL.RU

лупроводника. В результате умень шается рекомбинация неосновных носителей заряда и увеличивается β в микрорежиме; ● влияние работы выхода ПКК за твора приводит к обеднению при поверхностных областей базы и увеличению β даже при отсутствии потенциала на затворе («плаваю щий» затвор); ● подавая на затвор отрицательный потенциал, возможно компенсиро вать действие положительного за ряда окисла; ● тонкий окисел, покрывающий базу, ограничивает положительный за ряд, который может генерировать ся гамма излучением. При проектировании горизонталь ных p–n–p транзисторов необходи мо учитывать влияние на их харак теристики топологии и параметров применяемых полупроводниковых слоёв. Прямосмещённый эмиттер ный переход p–n–p транзистора ин жектирует неосновные носители во все стороны, при этом носители, ин жектированные боковой поверх ностью, в основном собираются кол

59

© СТА-ПРЕСС

МОП транзистора, что позволило уменьшить сопротивление истока и ёмкость стока. Последнее особенно важно для аналоговых схем, т.к. при водит к росту усиления и расшире нию полосы пропускания каскадов с общим истоком. Теоретические и эксперименталь ные исследования [20, 21] n МОП транзисторов с замкнутым затвором выявили, что в транзисторах с цент ральной областью, близкой по фор ме к квадрату, малое эффективное отношение ширины затвора к его длине (W/L) достигается при боль ших размерах транзисторов. Кроме того, такие транзисторы характери зуются большим разбросом парамет ров, чем традиционные. В связи с этим затруднено применение n МОП транзисторов с замкнутым зат вором и квадратным стоком в основ ном схемотехническом решении аналоговых схем – «токовом зерка ле». В разработанной конструкции (см. рис. 5а) центральная область n+ типа проводимости выполнена в ви де, близком к прямоугольнику с большим отношением сторон, что уменьшает влияние узкой и наклон ных сторон на точность масштаби рования характеристик. К сожалению, применение n МОП транзисторов с замкнутым затвором усложняет синтез аналоговых схем, поскольку высокоточное масштаби рование параметров транзисторов обычно достигается за счёт парал лельного соединения структур с ми нимальным квадратным стоком, что увеличивает площадь кристалла, а структуры с прямоугольным стоком нецелесообразно применять в мик ромощных схемах. В альтернативной конструкции n МОП транзистора (см. рис. 5б) для предотвращения утечки между n+ областями истока и стока вдоль толс того локального окисла затвор выво дится на охранное кольцо по тонко му подзатворному окислу. Конструкция горизонтального p–n– p транзистора, показанная на рисун ке 7, содержит затвор, покрывающий поверхность базовой области, что поз воляет сформировать самосовмещён ные области эмиттера и коллектора для минимизации толщины базы, увеличения β и граничной частоты. Слаболегированные области стока и истока, перекрывающие эмиттер и коллектор, предотвращают ударную

НАДЁЖНОСТЬ И КАЧЕСТВО

,

(4)

где PE, DE – периметр и диаметр эмит тера, xJE – глубина залегания эмиттер ного перехода. Таким образом, для уве личения β следует увеличивать глубину залегания эмиттерного перехода и уменьшать диаметр эмиттера. Для применения в аналоговых схе мах важно обеспечение высокого ма лосигнального выходного сопротив ления rOUT, граничной частоты fT, ра ботоспособности транзисторов в области больших коллекторных токов, которые для p–n–p транзисторов ха рактеризуются следующими парамет рами [24]: ,

(5)

,

(6) ,

,

(7)

(8)

.(9) где VAF – напряжение Эрли; IC – кол лекторный ток; TF – время пролёта не основных носителей заряда через базу; QB0 – удельная плотность заряда ос новных носителей в базе (на единицу площади); CJC0 – удельная барьерная ёмкость коллекторного перехода (на единицу площади); NDB – концентра ция ионизированных доноров в базе; WBA – протяженность квазинейтраль ной области активной базы; dC – шири

60

на области пространственного заряда коллекторного p–n перехода; DPB – ко эффициент диффузии дырок в базе; IKF – ток «излома», соответствующий коллекторному току, при котором β снижается на 50% от своего максималь ного значения; q – заряд электрона. На основе соотношений (4) – (9) спроектирована топология несколь ких горизонтальных p–n–p транзис торов (см. рис. 7) с базовой областью, покрытой затвором, а именно: ● транзистор с минимально возможны ми диаметром эмиттера DE = 2,64 мкм и топологической шириной базы WB = 1,0 мкм (см. рис. 7б) для получе ния максимальных β и fT в соответ ствии с (4), (6) и (8); ● транзистор с DE = 2,64 мкм и WB = 2,0 мкм для увеличения выходного малосиг нального сопротивления в соответ ствии с (5), (7) за счёт уменьшения β и fT; ● транзистор с DE = 5,42 мкм и WB = = 1,0 мкм (см. рис. 7а) для увеличения максимально возможного рабочего тока в соответствии с (9) по сравне нию с конструкцией рис. 7б; транзистор с DE = 5,42 мкм и WB = 2,0 мкм. Транзисторы с толщиной базы WB = = 2,0 мкм целесообразно применять в цепях, работающих с постоянными или низкочастотными сигналами, осо бенно в «токовых зеркалах». Круглая форма эмиттера, в отличие от квадратной, обеспечивает равномер ную толщину активной базы без угло вых участков с повышенной напряжён ностью электрического поля, которые обычно являются причиной уменьше ния β и пробивного напряжения. В [22] приведены результаты экспе риментальных исследований влия ния гамма облучения на параметры горизонтального p–n–p транзистора с базовой областью, покрытой затво ром. Транзистор изготовлен с по мощью технологического маршрута 0,8 мкм Би КМОП фирмы Austria mikro system, который обеспечива ет основные параметры структуры, практически идентичные техпроцес су 0,8 мкм Би КМОП, а именно: тол щину подзатворного окисла 20 нм, концентрацию примеси в базе 2 × × 1016 см–3, в p+ эмиттере – 1 × 1019 см–3, минимальную толщину продольной базы n типа 0,65 мкм. Воздействие гамма излучения при вело к незначительному увеличению положительного заряда в подзатвор ●

WWW.SOEL.RU

ном окисле, но к существенному рос ту скорости поверхностной рекомби нации, поэтому для предотвращения изменения β при радиационном воз действии на затвор следует подавать положительный потенциал, отталки вающий от поверхности неосновные носители, инжектированные эмит терным переходом.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ Наиболее перспективным видом реализации сложных микроэлек тронных устройств для работы в ус ловиях радиационного воздействия является «система в корпусе». Высо кокачественные аналого цифровые компоненты СвК рекомендуется соз давать с помощью технологического маршрута изготовления биполярных и КМОП транзисторов с минималь ной проектной нормой 0,8 мкм, позволяющего формировать мало чувствительные к радиационному облучению n–p–n транзисторы и по лупроводниковые резисторы на ос нове p базовой области. Конструкции n МОП и p–n–p транзисторов необходимо модерни зировать. Целесообразными топо логическими решениями, повышаю щими радиационную стойкость, являются n МОП транзисторы с p+ охранными кольцами (см. рис. 5б), с замкнутым затвором (см. рис. 5а), а также горизонтальный p–n–p тран зистор с базовой областью, покрытой затвором (см. рис. 7).

ЛИТЕРАТУРА 1. Бумагин А. и др. Специализированные СБИС для космических применений: проблемы разработки и производства. Электроника: Наука. Технология. Бизнес.

2010. № 1.

2. Басаев А. и др. Космическое приборостро ение: главное – правильная концепция. Электроника: Наука. Технология. Бизнес.

2009. № 8.

3. Хартов В. Космические проблемы элек троники: перед употреблением – взбол тать. Электроника: Наука. Технология. Бизнес. 2007. № 7.

4. Данилин Н.С. и др. Системы в корпусе. Ма гистральный путь развития ЭКБ для ави ации, космоса и ВПК. Системотехника.

2010. № 8.

5. Горлов М. и др. Конструктивно технологи ческие особенности проектирования ра диационно стойких интегральных схем операционных усилителей. Электронные компоненты. 2007. № 3. СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

лекторной областью, а носители, инжектированные донной поверх ностью эмиттерного перехода, диф фундируют вглубь базы, отражаются электрическим полем n+ скрытого слоя и либо собираются коллекто ром, либо рекомбинируют в базе. Эф фективность собирания коллекто ром носителей, отражённых n+ скрытым слоем, зависит от толщины высокоомной части базы p–n–p транзистора (от эмиттерного пере хода до скрытого слоя), но в любом случае для увеличения β необходимо уменьшать площадь донной части эмиттерного перехода. Отношение площади донной части эмиттера (SEД) к боковой (SEБ) состав ляет:

НАДЁЖНОСТЬ И КАЧЕСТВО

6. Агаханян Т. Широкополосные усилите

тоды испытаний изделий полупроводни

ли с повышенной радиационной стой

ковой электроники на радиационную

костью. Компоненты и технологии. 2007.

стойкость. http://foet.miem.edu.ru.

№ 2.

7. Дворников О.В. и др. Импортозамещаю щие практические разработки и проек

аппаратах. http://www.bms.by/RUS/GEN ERAL/news/1.pdf.

20. Anelli G. et al. Radiation Tolerant VLSI Cir

14.Вологдин Э.Н. и др. Радиационные эффекты

cuits in Standard Deep Submicron CMOS

в некоторых классах полупроводниковых

Technologies for the LHC Experiments: Prac

приборов. http://foet.miem.edu.ru.

tical Design Aspects. IEEE Transactions on Nuclear Science. 1999. Vol. NS 46. No 6.

ты ИС на базе радиационно стойкого

15.Прибыльский А.В. Конструктивно схемо

АБМК. Проблемы разработки перспектив

технические методы проектирования,

21.Snoeys W. et al. Layout techniques to en

ных микроэлектронных систем. ИППМ

тестирования и контроля интегральных

hance the radiation tolerance of standard

РАН, 2006.

схем. Минск: ОСПИ, 2003.

CMOS technologies demonstrated on a pixel

8. Немудров В. и др. Системы на кристалле. Техносфера, 2004.

9. Дворников О. и др. Выбор параметров и режимов работы МОП транзисторов при

16. Старченко Е.И. Особенности схемотех

detector readout chip. Nuclear Instruments

ники операционных усилителей, стой

and Methods in Physics Research. 2000.

ких к воздействию потока нейтронов. Но

Vol. A439.

22. Cazenave P. et al. Total dose effects on gate

вочеркасск: ЮРГТУ (НПИ), 2003.

схемотехническом моделировании ана

17.Прокопенко Н.Н. Архитектура аналого

controlled lateral pnp bipolar junction tran

логовых IP компонентов Часть 1: Крите

вых микросхем с повышенной стабиль

sistors. IEEE Transactions on Nuclear Sci

рии качества МОП транзисторов для ана

ностью нулевого уровня в условиях тем

логовых применений. Современная элект

пературных и радиационных воздей

роника. 2009. № 9.

ствий.

10.Чернышев А.А. Основы надёжности по лупроводниковых приборов и интеграль

О.В.

и

др.

Заявление

электроника,

№ 20100003 от 06.04.2010 о выдаче свиде

сложные функциональные блоки РЭА.

тельства Республики Беларусь на тополо

ФГУП «НПП «Пульсар», 2009.

гию интегральной микросхемы. Радиа

Твердотельная

18.Прокопенко Н.Н. Способ повышения ста

ных микросхем. Радио и связь, 1988.

ence. 1998. Vol. NS 45. No 6.

23. Дворников

ционно стойкие транзисторы.

11.Вологдин Э.Н. и др. Радиационная стой

бильности нуля комплементарных диф

24. Дворников О. и др. Методы идентифи

кость биполярных транзисторов. http://

ференциальных усилителей в условиях

кации параметров моделей интеграль

foet.miem.edu.ru.

температурных и радиационных воздей

ных транзисторов. Часть 1: Расчёт Spice

ствий. Ульяновск: УлГТУ, 2009.

параметров биполярных транзисторов

12.Устюжанинов В.Н. и др. Радиационные

19. Методы повышения радиационной стой

с использованием конструктивно тех

кости интегральных микросхем НПО

нологических и электрофизических па

13.Вологдин Э.Н. и др. Радиационные эф

«Интеграл», предназначенных для усло

раметров. Современная электроника.

фекты в интегральных микросхемах и ме

вий работы в космических летательных

2009. № 5.

эффекты в биполярных интегральных микросхемах. Радио и связь, 1989.

ЖК дисплеи

Основные области применения

Общие технические характеристики

• Транспорт (автомобильный и железнодорожный) • Военно промышленный комплекс • Морской флот • Промышленное машинное оборудование • Информационные терминалы

• Модели ЖК дисплеев с размерами по диагонали 10,4", 10,5", 12,1", 15" • Яркость до 1600 кд/м2 • Контрастность до 950:1 • Эффективная система подсветки на люминесцентных лампах с холодным катодом • Интерфейс LVDS • Диапазон рабочих температур –31…+85°C (модель 100i.10X XT)

Реклама

Предназначены для работы в жёстких условиях

Тел.: (495) 234 0636 • Факс: (495) 234 0640 • E mail: info@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

61

© СТА-ПРЕСС

ОФИЦИАЛЬНЫЙ ДИСТРИБЬЮТОР ПРОДУКЦИИ I SFT

ПРОЕКТИРОВАНИЕ И МОДЕЛИРОВАНИЕ

MathSpice – аналитический PSpice движок для OrCAD и MicroCAP Часть 10. Трансляция результатов из MSpice в другие САПР Олег Петраков (Москва)

ТРАНСЛЯЦИЯ РЕЗУЛЬТАТОВ PSPICE

В

Типовая задача разработчиков PSpice моделей – это аппроксимация ВАХ электронных приборов и создание сиг налов. Maple в этой задаче хороший по мощник, а MSpice имеет средства кон вертирования выражения Maple на язык PSpice. При этом генерируется файл мак ромодели, готовый к использованию. Ра зумеется, возможно конвертирование из PSpice в Maple, что позволяет исследо вать чужие модели. Возможна также ге нерация функциональных и файловых сигналов произвольной сложности, ко торые потом можно использовать в PSpice симуляторе.

ГЕНЕРАЦИЯ PSPICE МАКРОМОДЕЛИ ТУННЕЛЬНОГО ДИОДА Туннельный диод (ТД) имеет N образ ную вольтамперную характеристику 0,003

0,002

> restart:read(`F:/PMAPLE/ES olver.m`);with(MSpice):with(Curve Fitting):Digits:= 3:

0,001

P VALUE 0 0

1

2

3 Переменная, Vd

Рис. 1. Аппроксимация ВАХ туннельного диода

62

(рис. 1) с участком отрицательного диф ференциального сопротивления, что позволяет использовать ТД для усиления и генерации сигналов.

PSpice решает задачи численными ме тодами, для успешного завершения кото рых важно обеспечить сходимость чис ленных алгоритмов. Одна из причин нару шения сходимости и замедления счёта – использование ломаных линий при пост роении моделей электронных приборов. Такое огрубление модели порождает в точках излома разрывы производных, обработка которых приводит к резкому уменьшению шага интегрирования и за медлению расчёта. В случае неудачной обработки таких особых точек PSpice ли бо останавливается, либо выдаёт ложное решение. Причём ложное решение мож но иногда принять за истинное. Чтобы избежать этого, нам надо аппроксимиро вать заданную таблицей вольтамперную характеристику ТД подходящей непре рывной аналитической функцией и за писать её в виде PSpice макромодели. Загрузим пакты MSpice и CurveFitting.

CurveFitting – пакет приближения кри вых, который содержит аппроксими рующие функции:

Воспользуемся функцией Polynomi alInterpolation() для полиномиальной аппроксимации таблично заданной ВАХ: WWW.SOEL.RU

> p1:=PolynomialInterpola tion([[0,0],[1,3e 3],[2,1e 3], [3,3e 3]],Vd); p1:= 0,00150Vd3 – – 0,00700Vd2 + 0,00850Vd. Построим кривые табличной и по линоминальной ВАХ на одном графи ке (рис. 1). Видно, что аппроксимация полиномом третьего порядка весьма удачна: >IMG([[[0,0], [1,3e 3], [2,1e 3], [3,3e 3]], p1],Vd = 0..3,"1) Ап роксимация ВАХ туннельного диода del[P, VALUE]"); Заменим переменную Vd на V(1, 2), где 1 и 2 – номера выводов диода: >p2:=subs(Vd = V(1,2), p1); p2:= 0,00150V(1, 2)3 – – 0,00700V(1, 2)2 + 0,00850V(1, 2). Воспользуемся директивой conv NET() из пакета MSpice и сгенерируем PSpice макромодель: > convNET(p2,model_DTUNEL); .SUBCKT 1 2 DTUNEL G_GDTUNEL 1 2 .150e 2*V(1,2)^3 .700e 2*V(1,2)^2+.850e 2*V(1,2) .ENDS Мы получили текст PSpice макромоде ли туннельного диода. По умолчанию MSpice создаёт файл model.lib, в который записывается этот текст. Для использования модели, например, в OrCAD необходимо проделать следую щее: ● переименовать файл model.lib, напри мер, в TD.lib; ● запустить PSpiceModelEditor и пере сохранить файл, включив опцию генерации фала *.olb, в который запишется условное графическое изображение диода в виде прямо СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Характерной особенностью использования САПР является существенное сокращение времени и трудоёмкости проектирования, если у вас есть готовый работающий шаблон под новый проект. В таком случае всё может свестись к небольшой коррекции исходных данных. Однако даже для выполнения одних и тех же задач существует множество САПР, и шаблон может быть в любой из них. Этим шаблоном можно воспользоваться, если, получив результаты в MSpice, вы передаёте их в MatLAB, Mathematica, PSpice. С MatLAB Maple хорошо стыкуется, и специальных средств не требуется. Для трансляции в Mathematica и PSpice имеются специальные директивы.

8 лет работы в сфере современной электроники России 1350 успешных проектов на территории России Лицензии для ГОЗ и Росатом

КОНТРАКТНОЕ ПРОИЗВОДСТВО ЭЛЕКТРОНИКИ: сложных модулей, комплексов и систем

Монтаж печатных плат Сборка приборов, стоек, шкафов Поставка печатных плат Комплектование производственных программ Вспомогательная работа и услуги

Закажите реальную экскурсию на предприятие и консультации с ведущими специалистами по телефону: +7 (495) 739*07*75 или по электронному адресу: product@fasteko.ru

Тел.: +7 (495) 739*07*75 • Факс: +7 (495) 739*07*76 • product@fasteko.ru • www.fasteko.ru

© СТА-ПРЕСС

Реклама

Посетите виртуальную экскурсию по производству на сайте www.fasteko.ru

ПРОЕКТИРОВАНИЕ И МОДЕЛИРОВАНИЕ

2 C1

C2 10n

10n

2

U2

Inp

Vвх 1Vac 1Vdc

OUT

R1

R2

15,9K

15,9K

R3 7,95K

,

Out

OPAMP 4

C3 20n

,

OPAMP OUT

R4 125 5

U1 3 0

,

R5 9875

{VOUT, V4, V5, V3, V1, V2}.

0

Рис. 2. Схема фильтра

●

угольника с выводами. Это УГО мож но отредактировать в Capture, чтобы оно соответствовало требованиям ГОСТ; эти два файла надо скопировать в ката лог, где вы храните пользовательские библиотеки, и прописать к ним путь в конфигурации библиотек OrCAD. По сле этого вы можете использовать эту модель во всех своих схемных проектах.

Преобразуем выражение VALUE в формат Maple, воспользовавшись ди рективой convNET() пакета MSpice: > VALUE:= convNET(%,maple); Получаем:

Уравнения получены и находятся в рабочем листе Maple. При этом систе ме уравнений соответствует глобаль ная переменная с именем ODE, а спис ку неизвестных соответствует гло бальная переменная с именем ISc. Тогда для получения этих же уравне ний, но в формате Mathematica доста точно выполнить следующую дирек тиву MSpice: > convQma([ODE,ISc],mathematica);

.

Пусть имеется некоторое выражение в формате Maple. Если вы намерены использовать его для создания PSpice модели, то его нужно преобразовать в формат PSpice: >F:= `if`(5 < –15.00*sin(2*Pi*t), 5,`if`( 15.00*sin(2*Pi*t) < –5, –5, –15.00*sin(2*Pi*t))); Преобразуем выражение F в формат PSpice, воспользовавшись директивой convNET() пакета MSpice: > convNET(F,pspice); {IF(5 < –15.00*sin(2*Pi*time), 5, if( 15.00*sin(2*Pi*time) < –5, –5, –15.00*sin(2*Pi*time)))} Если вы детально исследуете чужую PSpice модель электронного прибо ра, то возникает задача исследова ния использованных в ней матема тических выражений. Для этого че рез буфер скопируем выражение PSpice в строку Maple. Можно при своить это выражение переменной, например, VALUE: >VALUE:= sin(SDT(V(4, 2))+V(3)*2*Pi*f*time)+5 E;

ТРАНСЛЯЦИЯ УРАВНЕНИЙ КИРХГОФА В MATHEMATICA Mathematica – очень мощная систе ма, претендующая на роль лидера сре ди СКМ. Она имеет невероятно мощ ную поддержку в Интернете с изобили ем примеров практически для любых задач. И если у вас есть наработки в этой системе, то MSpice позволит вам их использовать. Предположим, что вам требуется построить график АЧХ активного уз кополосного режекторного фильтра (рис. 2), построенного да базе двойно го Т моста. Пусть вам удалось скачать из Интернета шаблон для построения очень красивых графиков АЧХ, но в формате Mathematica. Поскольку па кет MSpice существует пока только для Maple, то возникает задача передачи уравнений из Maple в Mathematica. Так мы и поступим: уравнения Кирхгофа мы получим в Maple, затем передадим их в Mathematica и там решим. Получим систему уравнений Кирх гофа в Maple при мощи MSpice: > restart: with(MSpice): De vices:=[ [OP, DC1]]: ESolve(WOE,`OP PSpiceFiles/SCHE MATIC1/SCHEMATIC1.net`); ,

ВАХ туннельного диода

64

Vd, B

0

1

2

3

Id, мA

0

3

1

3

VOUT = A2(V4 – VOUT), V3 = A1(V5 – V3), WWW.SOEL.RU

Получаем уравнения в формате Mathematica: ClearAll["Global`*"] {VOUT, V3, V5, V4, V1, V2}/ Solve[{(V2 – V4)/R2 – (V4 – V1)*s*C2==0, V5/R5 – (V5 – VOUT)/R4 == 0, V3 == A1*(V5 – V3), VOUT == A2*(V4 – VOUT), (V3 – V1)/R3 + (V4 – V1)*s*C2 – (V1 – Vвх)*s*C1 == 0, (Vвх – V2)/R1 – (V2 – V3)*s*C3 – (V2 – V4)/R2 = 0}, {VOUT, V3, V5, V4, V1, V2}]; {VOUT, V3, V5, V4, V1, V2} = %[[1]]; Теперь покажем решение этой зада чи в Mathematica: ClearAll["Global`*"] {VOUT, V3, V5, V4, V1, V2}/.

Solve[{(V2 – V4)/R2 – (V4 – V1)*s*C2 == 0, V5/R5 – (V5 – VOUT)/R4 == 0, V3 == A1*(V5 – V3), VOUT == A2*(V4 – VOUT), (V3 – V1)/R3 + (V4 – V1)*s*C2 – (V1 – Vвх)*s*C1 == 0, (Vвх – V2)/R1 – (V2 – V3)*s*C3 – (V2 – V4)/R2 == 0}, {VOUT, V3, V5, V4, V1, V2}]; {VOUT, V3, V5, V4, V1, V2} = %[[1]]; A1 = A; A2 = A; C1 = Cp; C2 = Cp; C3 = 2*Cp; R1 = R; R2 = R; R3 = R/2; H = Simplify[VOUT/Vвх] СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ВЫРАЖЕНИЙ ИЗ MAPLE В PSPICE И ОБРАТНО

ПРОЕКТИРОВАНИЕ И МОДЕЛИРОВАНИЕ

H=Limit[H,A=Infinity]

ЗАКЛЮЧЕНИЕ

A = 10^6; R = 16000; Cp = 10*10^ 9; R4 = 125; R5 = 9875; s = 2*Pi*f*I; absK = Simplify[Abs[H]]//N

Plot[absK, {f, 800, 1200}, Fill ing → Axis, PlotRange → {0, 1}] В р е з ул ьт ат е и с п о л н е н и я э т о й программы в среде Mathematca будет найдено аналитическое выражение для передаточной функции и построен график АЧХ (рис. 3).

1 0,8 0,6 0,4 0,2 0 800

900

1000

1100

1200

ЛИТЕРАТУРА 1. Петраков О.М. Аналитические расчё$ ты в электронике. Схемотехника. 2006. № 7.

2. Дьяконов В.П. Maple$9 в математике, физике, образовании. М.: СОЛОН$ Пресс, 2004.

3. Разевиг В.Д. Система проектирования OrCAD 9.2. Москва: СОЛОН, 2001.

4. Разевиг В.Д. Схемотехническое моде$ лирование с помощью Micro$Cap 7. М.: Горячая линия$Телеком, 2003.

5. Поведенческое моделирование в PSPICE. Схемотехника. 2003. №3, 4.

6. Петраков О.М. Создание аналоговых PSPICE$ моделей радиоэлементов. РА$ ДИОСОФТ, 2004.

7. http://pspice.narod.ru. Электронный САПР.

Моделирование.

Схемотех$

ника.

8. Разевиг В.Д. Моделирование аналого$ вых электронных устройств на персо$ нальных ЭВМ. Изд$во МЭИ, 1993.

9. Хайнеман Р. PSpice моделирование элект$ ронных схем. ДМК Пресс, 2002.

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

65

© СТА-ПРЕСС

реклама

Рис. 3. АЧХ фильтра

Существует много книг, учебни$ ков, справочников, где многое пос$ читано. Однако, как только дело доходит до практического исполь$ зования таких расчётов, оказыва$ ется, что эти расчёты не всегда полные, они могут быть упрощён$ ными или не содержать необходи$ мых промежуточных решений. При малейшей модификации ис$ ходной схемы из книги вы уже имеете другую задачу, для которой нужно искать новое решение. Ре$ шить задачу вручную иногда мож$ но, ничего кроме пользы не будет, по крайней мере, вспомнятся за$ коны Кирхгофа. MSpice превраща$ ет огромный класс интереснейших задач в простые. Условно зада$ чу можно считать сложной, если время ожидания решения больше 5 мин. Достаточно однажды попро$ бовать MSpice в действии, чтобы понять, насколько удобно докумен$ тировать расчётные работы. Од$ нажды решённая задача является решением всех задач данного ти$ па, достаточно лишь подправить исходную схему.

MSpice можно также рассматри$ вать как некоторый инструмента$ рий для подготовки исходных дан$ ных для численных симуляторов. Все получаемые результаты можно

перетранслировать на язык PSpice и использовать для создания мак$ ромоделей. Это могучий взаимно дополняющий друг друга до целого тандем. Причём не обязательно по$ лучать решения в явном виде, что всегда проблематично для анали$ тических систем. PSpice можно кормить уравнениями и система$ ми уравнений, ведь всё равно ре$ зультаты будут численными. Одна$ ко использование явных решений позволяет значительно сократить время моделирования, что важно для больших проектов.

ПРОГРАММИРОВАНИЕ

Отладка приложений и настройка параметров конфигурации операционной системы реального времени RTEMS Николай Баландин, Александр Крапивный (Москва) queue – вывод информации об оче редях сообщений; ● sema – вывод информации о сема форах; ● region – вывод информации о регио нах памяти; ● part – вывод информации о разде лах в памяти; ● object – вывод информации об объек тах RTEMS; ● driver – отображение таблицы драй веров устройств; ● netstat [tcp] [udp] [ip] [icmp] [mbuf] [route] [if] – вывод состояния и ста тистики стека сетевых протоколов TCP/IP. Данные команды могут быть исполь зованы только при включении команд ной оболочки и пригодны в основном для получения информации о систе ме, для автоматизации анализа или от ладки. ●

ВВЕДЕНИЕ Одним из этапов в создании любо го программного продукта является отладка и анализ алгоритма работы приложения. Этот касается и прило жений, работающих в операционных системах реального времени (ОСРВ), в частности RTEMS. Здесь, помимо правильности обработки данных, возникает вопрос о правильном пла нировании задач и своевременной реакции задач на события. Можно проводить анализ приложе ния в режиме реального времени с целью сбора информации о том, ка кое количество ресурсов потребляет каждая задача. Таким образом, для приложений реального времени воз никает необходимость в дополни тельном анализе планирования и быстродействия задач. Операци онная система реального времени RTEMS предоставляет разработчику полный набор компонентов для соз дания точного и удобного механиз ма анализа и отладки приложения. Об этих компонентах пойдёт речь в дан ной статье.

ОТЛАДЧИК GDB В ОСРВ RTEMS нет резидентного от ладчика, поэтому стандартный отлад чик GDB (GNU Project debugger) может быть сконфигурирован при сборке системы как кросс отладчик. Отладчик GDB построен по принципу host tar get и состоит из двух модулей – отла дочного сервера, работающего на це левой платформе, и отладчика на инструментальной платформе; соеди нение между ними осуществляется че рез UDP/TCP. Недостатком такого спо соба отладки является «потеря» режима реального времени при использова нии точек останова, поэтому для со

66

хранения режима реального времени приходится использовать другие ме тоды отладки, в первую очередь, это отладка встроенными средствами RTEMS.

ОТЛАДКА ПРИЛОЖЕНИЙ СРЕДСТВАМИ КОМАНДНОГО ИНТЕРПРЕТАТОРА RTEMS ОСРВ RTEMS имеет в своей команд ной оболочке набор команд для отлад ки приложений и сбора информации о текущем состоянии системы. Рас смотрим основные из них: ● mdump адрес длина – выводит на эк ран дамп памяти заданной длины, начиная с заданного адреса; ● wdump работает так же, как и mdump, но выводит дамп по словам; ● medit адрес байты – модификация памяти, начиная с заданного адреса, замена на указанную последователь ность байт; ● mmove назначение источник длина – копирование участка памяти; ● malloc info | stats – вывод информа ции или статистики об используе мой памяти. ОСРВ RTEMS имеет следующие ко манды оболочки для сбора системной информации: ● cpuuse – вывод информации обо всех потоках в системе, времени их выполнения и времени, прошедшего с момента последней загрузки сис темы; ● stackuse – информация об использо вании стека каждым потоком; ● wkspace – информация об использо вании рабочего пространства; ● config – вывод конфигурации систе мы; ● itask – список всех задач при иници ализации в системе; ● task – список всех задач в системе; WWW.SOEL.RU

МЕНЕДЖЕР РАСШИРЕНИЙ ПОЛЬЗОВАТЕЛЯ Помимо средств командной оболоч ки, RTEMS позволяет разработчику ис пользовать набор системных вызовов для сбора информации о состоянии системы и добавлять свои функции, вызываемые ядром RTEMS при пере ключении контекста в планировщике задач или возникновении неисправи мой ошибки (fatal error). В ОСРВ RTEMS такие функции предоставляют ся разработчику менеджером расши рений пользователя. Они служат для обработки системных событий в це лях отладки, мониторинга или расши рения функциональности системы в целом; RTEMS позволяет вызывать функции пользователя в следующих ситуациях: ● создание задачи (task creation); ● запуск задачи (task start); ● начало задачи (task begin); ● перезапуск задачи (task restart); ● завершение задачи (task exit); ● удаление задачи (task delete); ● переключение контекста задачи (task context switch); ● возникновение неисправимой ошиб ки (fatal error detection). СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

В статье рассматривается настройка параметров конфигурации операционной системы реального времени RTEMS и способы отладки приложений при помощи компонентов, предоставляемых пользователю операционной системой, а также возможность использования графического интерфейса.

ПРОГРАММИРОВАНИЕ

Все вместе, эти функции задаются в RTEMS структурой, содержащей ука затели на вызываемые функции поль зователя при обработке этих собы тий. Такая структура называется на бором расширений (extension set). Структура набора расширений поль зователя может быть задана при ком пиляции приложения и таким обра зом статически включена в таблицу конфигурации RTEMS, которая содер жит все ключевые данные о функци онировании системы (объём RAM, таблицу драйверов, максимальное ко личество ресурсов и т.д.). Такие обра ботчики будут активны в течение всей работы операционной системы. Помимо статического способа за дания таблицы расширений, RTEMS позволяет динамически устанав ливать и удалять свои обработчи ки переключения контекста. Обра ботчики пользователя могут быть использованы при мониторинге активности задач (профилирова ние), фиксировании моментов нас тупления неисправимых ошибок или при контроле состояния стека при переключении задач. Преиму

щество динамически подключаемых обработчиков состоит в том, что они могут быть удалены «на лету», если, например, понадобится увеличить производительность системы. Недостатком динамического под ключения набора расширений яв ляется то, что зарегистрироваться в системе он сможет только после начального этапа инициализации RTEMS (функция initialize_execu tive); таким образом, динамически подключаемыми наборами расши рений не удастся обрабатывать ошибки, возникающие на этапе инициализации системы. Это мо жет происходить при вызове функ ции rtems_fatal_error_occurred, ко торая сигнализирует о наступлении неисправимой ошибки и может вы зываться как из кода ядра RTEMS, так и из приложения. Отслеживать ошибки при инициализации RTEMS можно только при помощи стати ческого набора расширений, ко торый с самого начала инициа лизации RTEMS будет перехваты вать вызов функции rtems_fatal_ error_occurred.

ОСРВ RTEMS позволяет несколь ким наборам расширений быть од новременно активными. Это обеспе чивает одновременную загрузку раз ных наборов расширений, каждый из которых будет выполнять опреде лённую задачу. При вызове функция пользователя будет получать в ка честве параметров указатель на системную структуру TCB (Thread Control Block – блок управления по током), которая содержит всю слу жебную информацию о потоке. Та ким образом, пользователь может ра ботать с этой структурой в целях отладки или расширения функцио нальности операционной системы. Динамический набор расширений создаётся функцией rtems_exten sion_create, принимающей в качестве параметров имя расширения, указа тель на таблицу обработчиков и ука затель на идентификатор расшире ния, который будет выдан в случае его успешной регистрации в систе ме. Удаляется динамически под ключаемый набор расширений в лю бой момент при помощи вызова rtems_extension_delete.

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

67

© СТА-ПРЕСС

Тел.: (495) 234 0636 • Факс: (495) 234 0640 • E mail: info@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru

Реклама

ОФИЦИАЛЬНЫЙ ДИСТРИБЬЮТОР ПРОДУКЦИИ TDK LAMBDA

ПРОГРАММИРОВАНИЕ

68

ния задачи и переключения контекс та, т.к. данный модуль не может быть отключен «на лету». Если необхо димо динамически включать или выключать контроль стека, то осу ществить это можно при помощи динамически подключаемого набо ра расширений. Перечисленные вы ше компоненты ядра RTEMS дают возможность разработчику осущес твлять анализ работы приложения, не выходя из режима реального вре мени.

●

●

●

ТАБЛИЦА КОНФИГУРАЦИИ СИСТЕМЫ Операционная система RTEMS долж на быть правильно сконфигурирована под конкретное приложение. Инфор мация для настройки системы включа ет все основные данные о ресурсах – период переключения контекстов за дач, используемые драйверы, макси мальное число дескрипторов в систе ме и т.д. Вся эта информация из табли цы конфигурации в заголовочном файле rtems/confdefs.h помещается RTEMS в системные структуры данных на этапе инициализации. Не указан ные в программе пользователя пара метры задаются по умолчанию. Сама таблица состоит из следующих разде лов: ● поддержка библиотек файловой системы и ввода вывода(filesystem and IO library support) – параметры сбора статистики по вызовам mal loc, максимальное количество фай ловых дескрипторов, выбор корне вой файловой системы (IMFS/mini IMFS), указание собственной таблицы для монтирования разде лов, включение модуля проверки границ стека; ● основная системная информация (basic system information) – количест во микросекунд за один системный такт (clock tick), количество тактов за один квант времени (timeslice quantum) для каждой задачи, макси мальный приоритет любой задачи в системе, минимальный размер стека для каждой задачи и стека прерыва ний, указатели на функции пользо вателя по размещению и удалению стека; ● конфигурация задачи бездействия системы (idle task) – указатель на за дачу бездействия системы, предо ставленную пользователем, размер стека для задачи бездействия сис темы; WWW.SOEL.RU

●

таблица драйверов устройств (device driver table) – максимальное коли чество зарегистрированных драйве ров в системе, параметры использо вания драйвера консоли, часов, таймера, часов реального време ни, сторожевого таймера, драйвера /dev/null, драйверов для прило жения; таблица конфигурации RTEMS API – максимальное число задач, тайме ров, семафоров, наборов расшире ния и т.д.; таблица конфигурации POSIX API – максимальное число ресурсов для POSIX; таблица конфигурации ITRON API – максимальное число ресурсов для ITRON.

ПРИМЕР С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ МОДУЛЯ РАСШИРЕНИЙ В качестве примера использования функций Extension Manager рассмот рим небольшую программу, регистри рующую в системе динамически подк лючаемый набор расширений. Пол ный текст программы и Makefile к ней находятся на сайте журнала. Програм ма будет регистрировать набор расши рений, затем создаст две новые задачи и уничтожит себя. Работа наших расширений будет заключаться в выводе информации о задачах – их имён, идентификаторов, приоритета, времени выполнения. Для создания набора расширений не обходимо объявить свои функции – обработчики и структуру, состоящую из указателей на эти функции. По следняя состоит из восьми обработ чиков для следующих ситуаций: соз дание задачи, старт задачи, переза пуск задачи, уничтожение задачи, переключение, начало, выход, неисп равимая ошибка. // функции расширений Extension Manager bool my_task_create (rtems_tcb * curr, rtems_tcb * next); rtems_extension my_task_start (rtems_tcb * curr, rtems_tcb * next); rtems_extension my_task_restart (rtems_tcb * curr, rtems_tcb * next); rtems_extension my_task_delete (rtems_tcb * curr, rtems_tcb * deleted); rtems_extension my_task_switch (rtems_tcb * curr, rtems_tcb * СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Кроме установки своих обработчи ков при переключении контекста за дач или при возникновении ошибок, программист может указать при ком пиляции, какая задача будет выпол няться в системе при отсутствии дру гих готовых к выполнению задач (idle task – задача бездействия системы). По умолчанию задача бездействия системы представляет собой беско нечную петлю (указатель на функ цию, которая выполняется при от сутствии других активных задач, со держится в таблице конфигурации системы). Для предотвращения возможных ошибок переполнения стека внутри потока, RTEMS предоставляет режим отладки со слежением за состоянием стека потока (модуль проверки гра ниц стека – Stack Bounds Checker). Не обходимость контроля состояния сте ка указывается определением имени STACK_CHECKER_ON при компиляции, которое включается в таблицу кон фигурации системы. При создании новой задачи в RTEMS одним из па раметров является размер стека, ко торый будет использовать эта задача. Если в системе активен модуль конт роля состояния стека, то при созда нии новой задачи её область стека за полняется контрольными значения ми для индикации того, что данный адрес в стеке ещё не был использо ван. При выполнении задачи, по мере использования стека эти значения удаляются. При переключении кон текста задачи модуль проверки гра ниц стека проверяет, во первых, не повреждены ли последние N байт контрольных значений и, во вторых, попадает ли указатель стека задачи в заданный интервал. Если нарушено одно из этих условий, значит, поток превысил максимально допустимую границу, и при помощи команды printk будет сделана попытка вывода сообщения об ошибке переполнения стека. Число N последних байт, которые будут проверены, зависит от модели процессора. Также внутри самого потока можно вызывать системную функцию для проверки собствен ного стека потока (rtems_stack_che cker_is_blown). Также есть функция, докладывающая информацию об ис пользовании стека каждой из задач (rtems_stack_checker_report_usage). Платой за подключение этого модуля является увеличение времени созда

ПРОГРАММИРОВАНИЕ

next); rtems_extension my_task_begin (rtems_tcb * curr); rtems_extension my_task_exit (rtems_tcb * curr); rtems_extension my_fatal_error (Internal_errors_Source src, bool internal, uint32_t error_code); // набор функций обработчиков системных событий rtems_extensions_table MyExtTable = { my_task_create, my_task_start, my_task_restart, my_task_delete, my_task_switch, my_task_begin, my_task_exit, my_fatal_error }; Объявленная нами структура MyExt Table и будет использована при ре гистрации набора расширений. Как и всякий объект в RTEMS, наш набор расширений должен иметь своё 4 бай товое имя и идентификатор: // регистрируем расширения

ext_name = rtems_build_name('E', 'X', 'T', '1'); status = rtems_extension_create (ext_name, &MyExtTable, &ext_id); if (status!=RTEMS_SUCCESSFUL) printf ("Error: cannot create ex tension with %d\n", status); else printf («Extension created\n"); Если при регистрации произошла ошибка с кодом RTEMS_TOO_MANY – слишком много объектов, – это озна чает, что в таблице конфигурации RTEMS было указано недостаточное количество ресурсов данного типа или мы вообще забыли его указать. Для RTEMS это является типичной ошиб кой разработчика по невнимательнос ти – для каждого типа ресурсов следу ет указывать их максимальное коли чество; по умолчанию RTEMS может и вовсе не выделить для них места, как, например, с набором расширений, по этому указываем максимальное число ресурсов: #define CONFIGURE_MAXIMUM_USER_EXTENSIONS 1

Теперь займёмся самими обработ чиками. Вызываться они будут при смене контекста у каждой из задач или при возникновении неисправи мой ошибки. Пусть наш обработчик переключения задач my_task_switch выводит на экран идентификатор за дачи, с которой происходит переклю чение, и время, которое она выполня лась. Указатель на структуру ядра RTEMS с информацией о задаче, с которой происходит переключение контекста, передаёт аргумент rtems_ tcb * curr. printk("*** current task: id [%d], time elapsed [%d] \n", curr >Object.id, curr >cpu_time_used ); Поле Object в структуре tcb содержит информацию об объекте (имя, иден тификатор), а поле cpu_time_used со держит время выполнения данной за дачи. Полное описание этой структуры находится в заголовочном файле rtems/score/thread.h, который содержит всю необходимую информацию о по токе как, например, приоритет при

Тел.: (495) 234 0636 • Факс: (495) 234 0640 • E mail: info@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

69

© СТА-ПРЕСС

Реклама

ОФИЦИАЛЬНЫЙ ДИСТРИБЬЮТОР ПРОДУКЦИИ ADLINK

ПРОГРАММИРОВАНИЕ

Рис. 1. Пример работы набора расширений

name = rtems_build_name('T', 'A', 'S', '1'); // формируем имя потока status = rtems_task_create (name, 1, RTEMS_MINIMUM_STACK_SIZE, RTEMS_TIMESLICE, RTEMS_FLOATING_POINT, &id); Теперь необходимо задать число микросекунд на системный такт и чис ло тактов на квант времени для задачи: #define CONFIGURE_MICROSECONDS_PER_TICK 1000 #define CONFIGURE_TICKS_PER_TIMESLICE 1000 Один квант будет занимать 1000 × × 1000 = 1 000 000 мкс, или 1 с, т.е. планировщик RTEMS будет переклю чать задачи 1 раз в секунду. Пример работы приложения показан на ри сунке 1.

70

СТАТИСТИКА ИСПОЛЬЗОВАНИЯ ЦЕНТРАЛЬНОГО ПРОЦЕССОРА ОСРВ RTEMS имеет компонент, от вечающий за сбор информации об использовании центрального про цессора – менеджер статистики ис пользования ЦП. Во время анализа и отладки приложений реального вре мени важно точно знать, какое коли чество времени центрального про цессора потребляет каждая из задач.

RTEMS получает эту информацию, запоминая при каждом переключе нии контекста, сколько системных тактов выполнялась задача. Если за дача выполнялась меньше одного системного такта, то предполагает ся, что она заняла один такт. Прило жение может динамически «докла дывать» об использовании централь ного процессора при помощи вызова функции rtems_cpu_usage_re port. Также статистика может быть сброшена в любой момент времени вызовом функции rtems_cpu_us age_reset.

$ tar xzf picotk xx.tgz Собираем PicoTK (компилируем из X, при сборке из текстовой консоли бу дет выдана ошибка):

ГРАФИЧЕСКИЙ ПАКЕТ PICOTK В базовом виде RTEMS не включает в себя поддержку графического режи ма, однако для платформ i386 имеется несколько дополнений для RTEMS, позволяющих работать с графичес ким режимом. В этой статье речь пой дёт о графическом пакете PicoTK как о наиболее простом в настройке прик ладном интерфейсе. Как следует из названия, PicoTK яв ляется небольшим пакетом и служит для простого представления инфор мации, в отличие от других пакетов поддержки графики, таких как Qt/em WWW.SOEL.RU

$ cd picotk $ make Запускаем пример приложения на PicoTK в эмуляторе: $ emulators/fbe & demo/demo Далее создаём статическую библио теку пакета PicoTK для RTEMS libP TKrtems.a: $ export PATH=$PATH:/opt/rtems 4.9/bin СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

создании потока и его текущий прио ритет, количество ресурсов, контекст регистров. Теперь осталось решить проблему порядка переключения задач и часто ты их переключения. При быстром пе реключении задач мы не будем успе вать считывать с экрана сообщения от обработчиков, поэтому сделаем так, чтобы они переключались один раз в секунду. Для этого мы будем создавать задачи с атрибутом RTEMS_TIMESLICE, который будет для каждой задачи вы делять определённый квант времени, по истечении которого она переклю чится на другую задачу с таким же при оритетом:

bedded или NanoX, ориентированных на более сложный оконный интер фейс. Пакет PicoTK располагает следующи ми возможностями: ● поддерживает глубину цвета 1, 4 или 8 бит, соответственно 2, 16 или 256 отображаемых цветов; ● позволяет рисовать точки, линии, текст, битовые изображения; ● поддерживает разрешения 320 × 200, 640 × 480, 800 × 600, 1280 × 1024; ● имеет эмулятор для Linux/X11, ис пользующий механизм разделяемой памяти. Использование эмулятора значи тельно ускоряет этап разработки части приложения для RTEMS, отвечающей за графическое представление инфор мации, за счёт кросс компиляции и за пуска графического модуля приложе ния для RTEMS в ОС Linux. Эмулятор поддерживает разрешение 640 × 480. Эмулятор fbe (frame buffer emulator – эмулятор буфера кадра) работает по принципу последовательного чтения кадра из участка разделяемой памяти между собой и графическим приложе нием. Поступающее изображение из участка разделяемой памяти отобра жается через X Windows. Для установки PicoTK на ПК, где ве дётся разработка приложений для RTEMS, необходимо наличие X сервера и библиотек Xlib. RTEMS поддерживает PicoTK, начиная с бета версии 4.5.0. Рассмотрим особенности установки и настройки пакета PicoTK для работы с RTEMS. Помещаем архив с PicoTK в домаш нюю папку и распаковываем:

ПРОГРАММИРОВАНИЕ

$ export RTEMS_MAKEFILE_PATH=/{rtems in stall point}/i386 rtems/pc386/ $ make rtems В результате сборки в папке demo/o optimize появится файл demo.exe – приложение в RTEMS с использованием PicoTK; его работа показана на рисунке 2.

ЗАКЛЮЧЕНИЕ Написание программы для микро контроллера, содержащей одну две выполняемые задачи, обычно не представляет большой сложности. Од нако с увеличением количества задач и учётом приоритета их выполнения, написание программы сильно услож няется. Поэтому в настоящее время всё большую популярность приобре тают операционные системы реаль ного времени. Главным преимущест вом ОСРВ является освобождение разработчика от написания плани ровщика задач, межзадачного взаи модействия, синхронизации между задачами, процедур обслуживания прерываний и многих других, нетри виальных функций.

Рис. 2. Приложение для RTEMS с использованием PicoTK ОСРВ RTEMS является современной операционной системой «жёсткого» реального времени, поддерживающей возможность интеграции графическо го интерфейса, в которой, благодаря открытому исходному коду, разработ чик может оптимально настроить ра

боту своего приложения под конкрет ную задачу.

ЛИТЕРАТУРА 1. RTEMS Applications C User’s Guide.

2. RTEMS POSIX API User’s Guide.

3. RTEMS CPU Supplement.

ПРОЦЕССОРНЫЕ ПЛАТЫ И КОРПУСА для промышленных ПК и встраиваемых систем Там, где живет интеллект

Готовые решения MB945 • Чипсет Intel Q45+ICH10DO • ЦП Core 2 Quad, шина 1333 МГц • До 16 Гбайт DDR3 • 2 PCI E (x16, x1), 4 PCI, 1 ISA • 4 COM, 12 USB • Форм фактор ATX

IB888 • Чипсет Intel Poulsbo XL US15WP • ЦП ATOM Silverthrone XL 1,1 ГГц • Видео DVI + LVDS 24 бит • 4 COM, 8 USB 2.0 • Рабочая температура –40...+70°С • Форм фактор 3.5" SBC

IB945

• Гарантия – 2 года Рабочая температура 0...60°С • • Производство и поддержка – 5 лет • Сторожевой таймер, монитор состояния • Многоуровневое выходное тестирование

• Чипсет Intel Q45+ICH10DO • ЦП Core 2 Quad, шина 1333 МГц • 6 SATA 300, IDE, FDD • 8 USB, RS 232, RS 232/422/485 • PICMG 1.0 (ISA + PCI)

CSB200 888 • ЦП ATOM Silverthrone XL 1,1 ГГц • До 2 Гбайт DDR2 SODIMM • 6 USB, RS 232, RS 232/422/485 • DVI, Gigabit Ethernet • Внешний CompactFlash • Размеры: 190×132×30 мм, VESA

Тел.: (495) 234 0636 • Факс: (495) 234 0640 • E mail: info@prosoft.ru • Web: www.prosoft.ru СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

71

© СТА-ПРЕСС

Реклама

ОФИЦИАЛЬНЫЙ ДИСТРИБЬЮТОР ПРОДУКЦИИ IBASE

ВОПРОСЫ ТЕОРИИ

Новый способ оценки доплеровской разности фазы Владимир Бартенев (Москва)

Как известно, наряду с адаптивными компенсаторами коррелированных по мех с корреляционными обратными связями в последнее время начинают широко использоваться адаптивные компенсаторы с непосредственным вво дом оценок корреляционных свойств помех [1]. В простейшем случае исполь зуется оценка комплексного коэффи циента корреляции или только его аргу мента (доплеровской разности фазы по мехи). Исследованию эффективности подобных систем посвящена работа [2], однако в ней рассмотрен оптимальный способ оценки доплеровской разности фазы, основанный на методе макси мального правдоподобия. Алгоритм ра боты устройства оценки описывается в этом случае следующим выражением:

Простота данного алгоритма заклю чается в том, что для его реализации требуются только табличные функции. Эффективность алгоритма макси мального правдоподобия (1) достаточ но хорошо исследована. В частности, получено [2] аналитическое выражение для дисперсии оценки доплеровской разности фаз этим методом, используя которое, рассчитана эффективность алгоритма для разных коэффициентов корреляции помехи и разного числа усредняемых элементов:

,

,

где ,

.

(1)

В выражении (1) ^γ является оценкой доп леровской разности фазы помехи, а Z1i = x1i + + iy1i, Z2i = x2i + iy2i – комплексным представ лением сигналов помехи, принятым в пер вом и втором периодах РЛС в Nэлементах разрешения по дальности. Для реализа ции данного алгоритма в реальном масш табе времени требуется быстродействую щий комплексный умножитель. Наряду с рассмотренным выше спо собом оценки максимального правдо подобия известен и другой, существен но более простой способ, основанный на геометрических представлениях; его алгоритм выглядит так:

где R – межпериодный коэффициент корреляции помехи, N – объём выборки. Что касается алгоритма (2), то счита ется, что он неэффективен, а потому мало изучен и требует количественной оценки. Однако улучшить эффектив ность алгоритма (2) можно, если сум мирование синусов и косинусов в (2) производить с весом, равным среднему модулю сигнала в соответствующей выборке по дальности для двух перио дов повторения. Такое дополнитель ное взвешивание уменьшает флюктуа ции оценки доплеровской фазы: , где ,

,

Δφi = arctg(y1i/x1i) – arctg(y2i/x2i), Ai = (|x1i| + |y1i| + |x2i| + |y2i|)/4.

(3)

, где ,

,

Δφi = arctg(y1i/x1i) – arctg(y2i/x2i).(2)

72

Поскольку получить аналитическое выражение для дисперсии оценки ал горитма (2) и (3) затруднительно, ана лиз эффективности целесообразно вы WWW.SOEL.RU

полнить методом статистического мо делирования, используя программу MATLAB. Программа статистического модели рования в MATLAB %Формирование коррелированных выборок %Расчет дисперсии оценок аргумента %межпериодного коэффициента %корреляции % Закрываем все открытые окна вывода close all % Очищаем рабочую область (WORKSPACE) clear l=16;%число независимых усредняемых отсчетов M=9;%число задаваемых коэффициентов корреляции n=5000;%число испытаний for m=1:M%цикл по коэффициентам корреляции r(m)=.9+.01*m; a=sqrt(1 r(m)^2); p1(m)=0; p2(m)=0; p3(m)=0; for i=1:n d=0;X=0;Y=0; XA=0;YA=0; c=0;z1=0;z2=0; for k=1:l x1=randn(1,1); y1=randn(1,1); x2=x1*r(m)+a*randn(1,1); y2=y1*r(m)+a*randn(1,1); A=(abs(x1)+abs(x2)+abs(y1)+abs(y2))/4; dfi=atan(y2/x2) atan(y1/x1); X=X+cos(dfi); Y=Y+sin(dfi); XA=XA+A*cos(dfi); YA=YA+A*sin(dfi); z1=z1+x1^2+y1^2; z2=z2+x2^2+y2^2; d=d+x1*x2+y1*y2; c=c+x2*y1 x1*y2; end; z=sqrt(z1)*sqrt(z2); g=c/z; f=d/z; p1(m)=p1(m)+(atan(YA/XA))^2; p2(m)=p2(m)+(atan(Y/X))^2; p3(m)=p3(m)+(atan(g/f))^2; end; figure(1) hold on; title('estimate estimate F real F') plot(r(m),sqrt(p1(m)/n),'x'); plot(r(m),sqrt(p2(m)/n),'*'); СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

В статье описан новый способ формирования оценки доплеровской разности фазы коррелированной помехи, который представляет собой попытку улучшения геометрического способа без существенных аппаратурных затрат. Представлены результаты расчёта нескольких способов формирования оценки, выполненные в программе MATLAB.

ВОПРОСЫ ТЕОРИИ

Среднее квадратическое отклонение 0,45 0,4 0,35

2

0,3 0,25

3

0,2 0,15

1

0,1 0,05 0,91 0,92 0,93 0,94 0,95 0,96 0,97 0,98 0,99 R

Среднее квадратическое отклонение 0,35

Среднее квадратическое отклонение 0,18

0,3

0,16

0,25

0,14 0,12

2

0,2

2

0,15

3

0,08

3

0,1

1

0,06

1

0,1

0,05

0,04

0 0,91 0,92 0,93 0,94 0,95 0,96 0,97 0,98 0,99 R

0,02 0,91 0,92 0,93 0,94 0,95 0,96 0,97 0,98 0,99 R

Рис. 1. Среднеквадратическая ошибка оценки доплеровской разности фазы для метода максимального правдоподобия (1), геометрического метода (2) и предложенного метода (3) для числа выборок N = 4

Рис. 2. Среднеквадратическая ошибка оценки доплеровской разности фазы для метода максимального правдоподобия (1), геометрического метода (2) и предложенного метода (3) для числа выборок N = 8

Рис. 3. Среднеквадратическая ошибка оценки доплеровской разности фазы для метода максимального правдоподобия (1), геометрического метода (2) и предложенного метода (3) для числа выборок N = 16

plot(r(m),sqrt(p3(m)/n),'+'); m=m+1; end; % метка оси абсцисс xlabel('r') % вывод сетки grid

нение показало полное совпадение мо делирования и аналитических резуль татов. Полученные значения среднеквадра тического отклонения оценки доплеровс кой разности фазы для трёх способов её формирования представлены на рисун ках 1, 2 и 3 соответственно для N = 4, 8, 16. Таким образом, более простой в прак тической реализации алгоритм, осно ванный на геометрических представ лениях, заметно уступает в эффек тивности алгоритму максимального

правдоподобия. Однако его модифика ция приближает его эффективность к оптимальной без существенных аппа ратурных затрат.

Для проверки работы программы сравнивались результаты моделирова ния и аналитические расчёты, пред ставленные [2] для оценки методом максимального правдоподобия. Срав

ЛИТЕРАТУРА 1. Бакулев П.А., Степин В.М. Методы и уст ройства селекции движущихся целей. Ра дио и связь, 1986.

2. Бартенев В.Г. О выборе числа градаций весовых коэффициентов адаптивного цифрового фильтра. Современная элек троника. 2007. № 3.

Клеммы и соединители для печатных плат

Тел.: (495) 234 0636 • Факс: (495) 234 0640 • info@prosoft.ru • www.prosoft.ru

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

WWW.SOEL.RU

73

© СТА-ПРЕСС

Реклама

ОФИЦИАЛЬНЫЙ ДИСТРИБЬЮТОР ПРОДУКЦИИ WAGO

ВОПРОСЫ ТЕОРИИ

Модификация алгоритма синтеза цифровых фильтров на основе фазовых цепей с конечной длиной слова коэффициентов Александр Мингазин (Москва)

ВВЕДЕНИЕ Структура цифрового фильтра на ос нове параллельного соединения двух фазовых (всепропускающих) цепей считается одной из лучших среди БИХ структур. Каждая фазовая цепь соответ ствует каскадному соединению фазо вых звеньев не выше 2 го порядка, каж дое такое звено требует не более двух умножителей и может быть выполнено на основе волновых адаптеров, что обес печивает хорошие шумовые свойства и устойчивость к переполнению. Такие фильтры не требуют подбора полюсно нулевых пар и упорядочения звеньев для минимизации шума округления, ха рактерных для каскадных БИХ фильт ров. Они удобны для построения бан ков фильтров со свойством дополнения по мощности. Цифровые фильтры могут быть реа лизованы на умножителях или без та ковых. В последнем случае умножители заменяются сумматорами и элемента ми сдвига. Для каждой из этих реализа ций на заказных или полузаказных СБИС важно минимизировать длину слова коэффициентов, а в структуре фильтра без умножителей, кроме того, – полное число сумматоров. Для решения этих задач (синтеза фильтров с конеч ной длиной слова коэффициентов) мо гут быть применены методы, использу ющие вариацию коэффициентов (ВК), вариацию исходных параметров (ВИП) или их сочетание. Для фильтров на основе параллельно го соединения двух фазовых цепей лишь алгоритм полного перебора коэффици

74

ентов, который может потребовать боль ших временных затрат (десятки часов работы компьютера [1]), позволяет гарантированно находить глобально оптимальные решения. Однако другие алгоритмы могут приводить к решениям близким к таковым за приемлемое вре мя. Это важно в инженерной практике, которой, как правило, свойственно про ведение расчётов для многих вариантов с целью выбора наилучшего. Предложен [1] алгоритм ВК, основан ный на полном переборе коэффициен тов рассматриваемых фильтров. Для ря да примеров фильтров, требования к ко торым взяты из публикаций разных авторов, демонстрируется эффектив ность предлагаемого алгоритма в слу чае решений с минимальной длиной слова коэффициентов или с минималь ным числом сумматоров, заменяющих умножители. Результаты совпадают, близки или существенно превосходят результаты, ранее полученные другими алгоритмами, в том числе и алгоритмом ВИП [2]. Найденные [1] коэффициенты фильт ров представлены на интернет страни це http://www.cs.tut.fi/~ylikaaki/CASI LWD/results.m. Для сравнения там же приведены коэффициенты, получен ные ранее другими авторами. Однако для полуполосного фильтра 15 го по рядка представленные результаты не комментируются и не сравниваются с другими решениями. Как оказалось, именно для этого фильтра, не рассмот ренного в [2], алгоритм ВИП приводит к существенно худшим результатам, ко WWW.SOEL.RU

торым соответствует, в частности, ми нимальное ослабление АЧХ в полосе за держивания на 25 дБ меньше, чем до стигнутое в [1]. Этот факт послужил по водом для дальнейшего изучения метода ВИП. В данной статье показано, что введение ещё одного варьируемого параметра в алгоритм ВИП, а именно порядка фильтра, который может изме няться непрерывно, принимая нецело численные значения в соотношениях для расчёта коэффициентов, позволяет получать решения, аналогичные достиг нутым полным перебором [1]. При этом собственно порядок фильтра остаётся неизменным и равным целому числу.

ПЕРЕДАТОЧНАЯ ФУНКЦИЯ И КОЭФФИЦИЕНТЫ Передаточную функцию цифрово го ФНЧ на основе параллельного со единения двух фазовых цепей можно представить в виде:

,

(1)

где ,

,

K ≤ (N – 1)/2, βi < βi + 1, N – нечётный по рядок фильтра. Как видим, каждая фазовая цепь со ответствует каскадному соединению фазовых звеньев не выше 2 го порядка. При этом каждое фазовое звено Ai(z) соответствует волновой структуре [1]. Для ФНЧ Золотарёва–Кауэра коэффи циенты αi, βi в (1) являются функциями исходных параметров АЧХ – неравно мерности в полосе пропускания Δa и граничных частот f1 и f2. В случае спе циальных фильтров Золотарёва–Кауэ ра – Qmin фильтров [3] и полуполосных фильтров – коэффициенты в (1) опре деляются соответственно двумя (f1 и СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

В статье рассматривается задача синтеза цифровых фильтров на основе параллельного соединения двух фазовых цепей с конечной длиной слова коэффициентов. Для её решения предлагается использовать модифицированный алгоритм вариации исходных параметров, который может значительно улучшить результаты синтеза. Суть модификации – использование ещё одного варьируемого параметра, а именно порядка фильтра, который изменяется в алгоритме непрерывно, принимая нецелочисленные значения в соотношениях для расчёта коэффициентов. При этом собственно порядок фильтра остаётся неизменным и равным целому числу. Эффективность алгоритма подтверждена примерами синтеза.

ВОПРОСЫ ТЕОРИИ

МОДИФИКАЦИЯ АЛГОРИТМА ВИП В алгоритме ВИП, в зависимости от типа фильтра Золотарёва–Кауэра (спе циальный или обычный), вариации подлежат от одного до трёх парамет ров. Были предложены [2] соответству ющие версии алгоритма ВИП. На са мом деле коэффициенты в (1) являют ся также функциями порядка фильтра N. Здесь предлагается, наряду с вариа цией параметров АЧХ в алгоритме ВИП, использовать вариацию поряд ка, который может принимать нецело численные значения в расчётных со отношениях для коэффициентов, но собственно порядок фильтра N при этом остаётся фиксированным и рав ным целому числу. Чтобы избежать пу таницы, порядок фильтра, входящий в расчётные соотношения и подлежа щий вариации, будем далее обозначать как N0. Итак, в модифицированном таким образом алгоритме ВИП, в зависимос ти от типа фильтра, вариации подле жит от двух до четырёх параметров. Напомним, что число переменных в методе ВК равно N для обычного фильтра, (N + 3)/2 для Qmin фильтра и (N – 1)/2 для полуполосного фильтра.

ПРИМЕРЫ СИНТЕЗА Ниже рассмотрены три примера синтеза с помощью модифицирован ного алгоритма ВИП, которые оправ дывают введение вариации N0. В пер вом примере требуется максими зировать ослабление АЧХ в полосе задерживания a ~0 при заданной длине слова коэффициентов M. Здесь и да лее знак ~ означает соответствие ре шению с квантованными коэффици ентами. Этот пример синтеза полупо лосного фильтра c N = 15 упоминался выше и обсуждается достаточно под робно. Во втором примере синтеза ФНЧ требуется минимизировать общее число сумматоров Σm, заменяющих умножители. Для этих двух примеров получены [1] глобально оптимальные решения алгоритмом полного пере бора коэффициентов. В третьем примере для полуполос ного фильтра, рассмотренного ранее [4], решаются задачи минимизации Σm и/или M. СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

Далее используются следующие обо значения: q = 2–M шаг квантования коэф фициентов, а f1n и f2n – номинальные граничные частоты. Все приводимые значения граничных частот нормиро ваны относительно частоты дискрети зации. Пример 1. Требования к полуполос ному ФНЧ: a ~0 → max, f1n = 0,5 – f2n, f2n = 0,3125, N = 15 и M = 8. Для полуполосного ФНЧ Золотарё ва–Кауэра с непрерывными (M = ∞ ) ко эффициентами ослабление a0 = 133 дБ. Простое округление (ПО) коэффици ентов до M = 8 даёт a ~0 = 48 дБ. На рисун ке 1 показаны соответствующие АЧХ фильтра до и после округления его ко эффициентов. Алгоритмами ВК найдены [1, 5] ре шения с a ~0 = 98 дБ и a ~0 = 85 дБ соответ ственно. Напомним, что в [1] использо ван алгоритм полного перебора на очень большом пространстве поиска квантованных коэффициентов. При менение алгоритма ВИП [2] приводит к решению лишь с a ~0 = 73 дБ. Сравнение коэффициентов из [1] и найденных с помощью алгоритма ВИП показывает очень сильное различие, для некото рых из них – вплоть до 9q. Только при M = 11 в случае применения алгоритма ВИП и лишь при M = 16 в случае исполь зования ПО можно получить a ~0 ≥ 98 дБ. Заметим, что для другого полуполос ного фильтра с N = 11 найдены [1, 2] идентичные результаты, причём реше ние в [2] соответствует начальному приближению. Интересными оказались следующие наблюдения. Для полуполосного филь тра Золотарёва–Кауэра при a0 ≥ 98 дБ и данных граничных частотах мини мальный порядок N = 12 и a0 = 105 дБ. Известно, что для рассматриваемой структуры порядок фильтра может быть только нечётным. Для фильтра c N = 13 в случае непрерывных коэффи циентов ослабление a0 = 115 дБ. Если для N = 13 выполнить расчёт одного из начальных приближений согласно [2], то соответствующие коэффициен ты оказываются гораздо ближе к ко эффициентам из [1], чем при N = 15. Максимальное отличие составляет не более 5q. Для «несуществующего» фильтра с N = 14 коэффициенты на чального приближения оказываются ещё ближе, а именно на расстоянии не более 3q. Далее, если для N = 15 рассчитать на чальные приближения, как в [2], но по ложить при этом в расчётных соотно WWW.SOEL.RU

0 20 40 60 80 100 120 140

0

0,1

0,2

0,3

0,4

Частота 0,5

М=8

М=∞

Амплитуда, дБ

Рис. 1. АЧХ полуполосного ФНЧ (N = 15) с непрерывными (M = ∞) и округлёнными (M = 8) коэффициентами, рассчитанными для исходной граничной частоты f2 = 0,3125 шениях для коэффициентов порядок 13,58 ≤ N0 ≤ 13,62, то получим одно из приближений с a ~0 = 48 дБ, отличающе еся от решения [1] только одним коэф фициентом и лишь на q. Этот коэффи циент β1 = 0,00390625, а в [1] β1 = = 0,0078125, и, напомним, получено a ~0 = 98 дБ. Как видим, цена «малого» от личия β1 (всего на q, но в тоже время в два раза) составляет 98 – 48 = 50 дБ. По добрать N0 так, чтобы β1 оказалось рав ным 0,0078125, но без одновременного изменения других коэффициентов, не удаётся. Здесь уместно вспомнить, что коэф фициенты полуполосных фильтров Золотарёва–Кауэра являются также функциями частоты f2. Поэтому была сделана попытка найти решение [1], применив вариацию двух параметров – N0 и f2. Однако это позволило лишь не значительно улучшить упомянутое вы ше решение, найденное с помощью ал горитма ВИП [2]. Переход от полупо лосного фильтра к Qmin фильтру с последующей вариацией его парамет ров f1, f2 и N0 также не увенчался успе хом. И всё же решение [1] с a ~0 = 98 дБ мож но найти с помощью предлагаемого ал горитма ВИП, перейдя от полуполос ного фильтра к обычному ФНЧ и ис пользуя вариацию параметров Δa, f1, f2, N0, положив все αi = 0 (как в полуполос ном фильтре). Действительно, если по исходным па раметрам Δa = 2,1 × 10–12 дБ (или 1,37 × × 10–10 дБ), f1 = 0,193386, f2 = 0,306614 и N0 = 13,5, найденным с помощью мо дифицированного алгоритма, рас считать ФНЧ Золотарёва–Кауэра, по ложить все αi = 0 и округлить все βi до M = 8, то получим коэффициенты из [1]: β1 = 0,0078125; β2 = 0,0546875; β3 = 0,16015625; β4 = 0,30859375; β5 = 0,48046875; β6 = 0,66796875; β7 = 0,87890625. Заметим, что N0 – не це лое число, и ФНЧ даже с непрерывными

75

© СТА-ПРЕСС

f2) и одним параметром АЧХ (f1 или f2). Кроме того, для полуполосного фильт ра αi = 0, i = 0, 1, …, K.

ВОПРОСЫ ТЕОРИИ

0

0,1

0,2

0,3

0,4

Частота 0,5

М=∞

М=8

Амплитуда, дБ

0 10 20 30 40 50 60 70 80

0

0,1

0,2

0,3

0,4

Частота 0,5

М=∞

М=6

Амплитуда, дБ

Рис. 2. АЧХ полуполосного ФНЧ (N = 15) с непрерывными (M = ∞) и округлёнными (M = 8) коэффициентами, рассчитанными по исходным параметрам Δа = 2,1e–12 дБ, f1 = 0,193386, f2 = 0,306614 и N0 = 13,5 при всех αi = 0

Рис. 3. АЧХ ФНЧ (N = 7) с непрерывными (M = ∞) и округлёнными (M = 6) коэффициентами, рассчитанными по исходным параметрам Δа = 0,005615 дБ, f1 = 0,207633, f2 = 0,282827 и N0 = 6,94

коэффициентами уже не будет обладать свойствами ФНЧ Золотарёва–Кауэра. Для наглядности в таблице представ" лены результаты синтеза рассмотрен" ного фильтра, полученные обсуждае" мыми здесь алгоритмами, в том числе и модифицированным алгоритмом ВИП (MВИП). На рисунке 2 показаны АЧХ фильтра до и после округления его коэффици" ентов βi, которые рассчитаны по ис"

ми [1]. Воспроизвести это решение мож" но путём расчёта ФНЧ Золотарёва–Кау" эра по найденным исходным парамет" рам Δa, f1, f2 и N0 с последующим округ" лением коэффициентов до M = 6. На рисунке 3 показаны АЧХ фильтра до и после округления его коэффициентов соответственно при M = ∞ и M = 6. Как ви" дим, АЧХ фильтра с непрерывными ко" эффициентами хуже (хотя и не так зна" чительно, как на рисунке 2) АЧХ фильт" ра с округлёнными коэффициентами. Пример 3. Требования к полуполос" ному ФНЧ: a ~0 ≥ 46 дБ, f2n = 0,27, N = 9,

ходным параметрам, найденным с по" мощью алгоритма МВИП. Как видим, АЧХ фильтра с непрерывными коэф" фициентами (M = ∞) намного хуже АЧХ фильтра с округлёнными коэффици" ентами (M = 8), т.е. округление коэф" фициентов приводит в данном случае к улучшению АЧХ. Это интересный факт, поскольку обычно бывает нао" борот, как на рисунке 1, где округле" ние коэффициентов ухудшает АЧХ идеального (M = ∞) фильтра. Пример 2. Требования к ФНЧ: a ~0 ≤ ≤ 0,2 дБ, a ~0 ≥ 65 дБ, f1n = 0,2125, f2n = 0,2875, N = 7, Σm → min. В [2] найде" но решение с Σm = 10 и a ~0 = 64,88 дБ при M = 6. Это решение удалось улучшить [1], получив Σm = 8 и a ~0 = 65,13 дБ при том же M. Использование алгоритма МВИП приводит к аналогичному улуч" шению. При этом Δa = 0,005615 дБ, f1 = 0,207633, f2 = 0,282827 и N0 = 6,94. Соответствующие коэффициенты α0 = = –2–2 – 2–5; α1 = –2–1 + 2–4 + 2–6; β1 = 2–2 – 2–5; α2 = –2–2; β2 = 2–1 + 2–5; α3 = –2–3 – 2–5; β3 = 1 – – 2–3– 2–5 совпадают с представленны" Результаты синтеза полуполосного ФНЧ с N=15 a ~0, дБ (M = 8)

M (a ~0 ≥ 98 дБ)

ПО

48

16

ВК [5]

85

8

Алгоритм

ВК [1]

98

8

ВИП [2]

73

11

МВИП

98

8

Для непрерывных коэффициентов (M = ∞) a0 = 133 дБ

76

Σm → min и/или M → min. В [4] с по" мощью алгоритма, сочетающего ВИП и ВК, удалось получить решение с Σm = 6, M=8иa ~0 = 46,13 дБ. Использование только МВИП позволяет найти анало" гичный результат. При этом f2 = 0,2706 и N0 = 8,89, а соответствующие коэффи" циенты совпадают с найденными в [4]. Применение алгоритма ВИП не даёт решений для M < 8. Алгоритм МВИП приводит к допустимому результату с M = 7, Σm = 8 и a ~0 = 46,08 дБ. При этом f2 = 0,2703 и N0 = 8,90, а соответствующие коэффициенты β1 = 0,125; β2 = 0,4140625; β3 = 0,6953125; β4 = 0,90625. Воспроиз" вести это решение можно путём расчё" та ФНЧ Золотарёва–Кауэра по найден" ным f2 и N0 с последующим округлени" ем его коэффициентов до M = 7. На рисунке 4 показаны АЧХ фильтра до и после округления его коэффициентов соответственно при M = ∞ и M = 7. Как и в примерах 2 и 3, снова наблюдается улучшение АЧХ фильтра после кванто" вания его коэффициентов. В отличие от примера 1, представ" ленные решения получены в рамках полуполосного проектирования (два варьируемых параметра f2 и N0), т.е. без обращения к общему случаю (четыре варьируемых параметра) и без предна" меренного обнуления всех коэффици" ентов αi.

WWW.SOEL.RU

0 10 20 30 40 50 60 70 80

0

0,1

0,2

0,3

0,4

Частота 0,5

М=∞ М=7

Амплитуда, дБ

Рис. 4. АЧХ полуполосного ФНЧ (N = 9) с непрерывными (M = ∞) и округлёнными (M = 7) коэффициентами, рассчитанными по исходным параметрам f2 = 0,2703 и N0 = 8,90

ЗАКЛЮЧЕНИЕ Предложенная модификация алго" ритма ВИП для синтеза цифровых фильтров на основе фазовых цепей с конечной длиной слова коэффициен" тов может приводить к существенному улучшению решений. В частности, ослабление АЧХ можно увеличить на 25 дБ или уменьшить длину слова на 3 бита (27%). Для двух примеров полу" чены глобально оптимальные реше" ния, ранее найденные исчерпываю" щим перебором коэффициентов в очень большой области их измене" ния. Однако модифицированный ал" горитм не гарантирует нахождения глобальных решений во всех случаях и не всегда приводит к улучшению ре" шений, полученных обычным алго" ритмом ВИП.

ЛИТЕРАТУРА 1. Yli Kaakinen J., Saramaki T. A systematic algo" rithm for the design of lattice wave digital fil" ters with short"coefficient wordlength. IEEE Trans. on CAS"I. 2007. Vol. 54. No. 8. PP. 1838–1851.

2. Мингазин А.Т. Синтез цифровых фильтров на основе фазовых цепей с конечной дли" ной слова коэффициентов. Вторая между" народная конф. «Цифровая обработка сиг" налов и ее применения» (DSPA). 1999. Т. 1. С. 112–116.

3. Milic L.D., Lutovac M.D. Design of multiplierless elliptic IIR filters with a small quantization er" ror. IEEE Trans. 1999. SP"47. No. 2. PP. 469–479.

4. Мингазин А.Т. Синтез полуполосных циф" ровых фильтров без умножителей на осно" ве фазовых цепей. Шестая международная конф. «Цифровая обработка сигналов и ее применение» (DSPA). 2004. Т. 1. С. 39–41.

5. Krukowski A., Kale I. Two approaches for fixed" point filter design: «bit"flipping» algorithm and constrained downhill simplex method.

5th Int. Symp. on Signal Processing and its Applications (ISSPA). 1999. PP. 965–968. СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

0 20 40 60 80 100 120 140

© СТА-ПРЕСС

Реклама

СОБЫТИЯ

2010

ГОД

–

НОВЫЙ ЭТАП РАЗВИТИЯ РЫНКА

2 апреля 2009 г. компания «РТСофт» провела пресс конференцию «2010 год – новый этап развития рынка ВКТ», на которой выступили её парт неры из компании Intel. На меропри ятии были представлены продукты международного холдинга Kontron на основе: процессоров нового поко ления Intel Core i7/i5 и Atom для

ВКТ

встраиваемых приложений, 10 Giga bit Ethernet для платформ CPCI и VME. Также было рассказано об успехах открытых COM стандартов (Computer on Module), которые на бирают популярность на мировом рынке ВКТ. Как сообщили предста вители компании, теперь «РТСофт» становится официальным каналом

продаж DigitalLogic (ныне Kontron) в России и СНГ. Также было рассказа но о совместном с ВНИИНС успеш ном тестировании встраиваемых модулей Kontron под управлением МСВС 3.0. Окончание пресс кон ференции были посвящено «софто вым» новинкам: новому гипервизору LynxSecure версии 3.1 (LynuxWorks) и выходу RTX 2009 SP1 с поддержкой Windows 7.

Новости мира News of the World Новости мира

Группа исследователей из университета Огайо (Ohio University) получила первые в мире изображения атомов кобальта с раз ными спинами. Несмотря на то что спин (собственный момент импульса квантовой частицы) является ключевым свойством квантовых частиц и используется в кванто вых вычислениях уже десятки лет, его изображение представлено человечеству впервые. Физики использовали специаль но созданный сканирующий туннельный микроскоп, с помощью которого переме щали атомы кобальта по марганцевой под ложке. Атомы кобальта при этом меняли свой спин, и на изображениях чётко видна зависимость высоты и формы пиков ато мов от направления спинов. Исследования показывают, что учёные могут наблюдать и управлять спинами ато мов, что может привести к созданию элек троники атомных размеров и новым нап равлениям спинтроники. Руководитель группы профессор Соу Вай Хла (Saw Wai Hla) говорит, что различные направления спина можно использовать для хранения и обработки информации, а вместо десятков тысяч атомов в ячейке памяти современно го компьютера достаточно будет использо вать один. Однако до практического при менения полученных результатов пока да леко. Для этого необходимо научиться получать необходимый эффект при ком натной температуре, а не охлаждать плас тину марганца жидким гелием до 10 К. http://www.ohio.edu/

Создан чип для поиска внеземной жизни Профессор генетики из Гарвардской ме дицинской школы (Harvard Medical School) Гари Равкан (Gary Ruvkun) разработал чип, способный определять в образце наличие фрагментов инопланетных ДНК. Предпола гается, что чип будет использован в соста ве исследовательского комплекса будуще го марсохода. Марсианская пыль, захва ченная автономным роботом, попадает в специальный раствор, который очищается, обрабатывается ультразвуком для разру шения возможных органических фрагмен тов, а затем анализируется чипом на пред мет наличия ДНК. В случае обнаружения необходимой структуры, частицы помеча ются специальным флюоресцирующим красителем для дальнейшего изучения.

Впрочем, Гари говорит, что пока разра ботка чипа находится в самом начале. По его оценке, прототип готов лишь на 3% для полёта Марс, с учётом низких температур, жёсткого ультрафиолетового и радиацион ного излучения. Тем не менее, создатель чипа лаборатории считает, что с вероят ностью 50% сможет обнаружить ДНК в грунте Марса, возможно, занесённой туда кометами и астероидами. http://www.popsci.com/

Наземный сегмент ГЛОНАСС тормозит её развитие Несмотря на регулярное и достаточно солидное финансирование, российская на

78

WWW.SOEL.RU

вигационная система ГЛОНАСС слишком медленно входит в строй. Об этом сообщил премьер министр России Владимир Путин на совещании Правительстве. Он отметил, что с 2002 по 2011 гг. на российскую гло бальную навигационную спутниковую сис тему было запланировано потратить 6,6 млрд. руб. Из них в 2009 г. потрачено 2,5 млрд., в 2010 – 2 млрд., а в плане на 2011 зарезервировано 1,7 млрд. руб. Спут никовая группировка ГЛОНАСС в настоя щее время состоит из 23 аппаратов, 21 из которых работают по целевому назначе нию, а два аппарата находятся в резерве. До конца 2010 г. планируется запустить ещё шесть спутников ГЛОНАСС М и один ГЛОНАСС К. Таким образом, к началу сле дующего года ГЛОНАСС покроет всю тер риторию планеты и станет по настоящему глобальной. Однако, как заметил премьер министр, наземный сегмент системы всё ещё сла бо развит, из за чего ГЛОНАСС не может составить конкуренцию GPS, а в бу дущем, возможно, и европейской Gali leo. Путин заметил, что, кроме отсутст вия конк урентоспособных приёмных устройств, есть проблемы с созданием цифровых карт для системы ГЛОНАСС. Их создание идёт медленно, а инфор мативность существующих оставляет желать лучшего. Между тем, спрос на услуги ГЛОНАСС в потребительском сегменте есть, и его развитие могло бы значительно снизить затраты на содер жание системы. http://premier.gov.ru/ СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

© СТА-ПРЕСС

Физики смогли «сфотографировать» спин атома

СОБЫТИЯ

С 20 по 22 апреля в Москве, в МВЦ «Крокус Экспо», прошли крупнейшие выставки электронной промышленности в России и Восточной Европе «ЭкспоЭлектроника» и «ЭлектронТехЭкспо». Выставки собрали в своих стенах компании из 22 стран мира и превзошли ожидания большинства участников рынка, отметивших возросший интерес посетителей к предлагаемой продукции.

Открыл выставки этого года круглый стол на тему «Государственная под держка российских производителей электроники: новые задачи – новые возможности», организованный ООО «Примэкспо» и Российской ассоциаци ей производителей электронной аппа ратуры и приборов (АПЭАП). В круг лом столе приняли участие директора и специалисты ведущих российских и зарубежных предприятий – произво дителей электроники, руководители компаний дистрибьюторов электрон ных компонентов и технологического оборудования, руководство Ассоциа ции производителей электронной ап паратуры и приборов. В своих выступ лениях они представили обзор основ ных характеристик российского рынка электронных компонентов и российс кой приборостроительной промыш ленности, а также прогноз дальнейше го развития промышленности, обозна чив факторы, от которых оно зависит. Мероприятие вызвало большой ин терес посетителей форума, которые могли принять участие в дискуссии и задать свои вопросы выступающим. Главной обсуждаемой темой стало от сутствие приемлемых условий для раз

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА ◆ № 5 2010

вития отечественного рынка радио электроники и необходимость госуда рственной поддержки российских про изводителей. В рамках дискуссии участники круглого стола предлагали конкретные шаги, реализация кото рых, по их мнению, позволит вывести предприятия российской электронной промышленности на конкурентоспо собный уровень. Круглый стол показал актуальность и важность государственной поддерж ки отечественной электронной про мышленности. На сегодняшний день назрело много вопросов, требующих решения. Производители радиоэлек троники и электроники выразили на дежду на результативное сотрудниче ство с государственными органами и создание в России благоприятных условий для существенного прорыва. Завершил деловую программу вы ставок семинар «Российский рынок электронных компонентов», который состоялся 22 апреля в конференц цент ре «Крокус Экспо». На семинаре были представлены результаты исследова ния российского рынка электронных компонентов и анализ изменений в та моженной логистике электронных

WWW.SOEL.RU

компонентов, ожидаемых в связи с соз данием Таможенного союза. В докладах были подробно разобра ны новые таможенные и налоговые риски для зарубежных экспортёров, импортёров, дистрибьюторов и конеч ных потребителей электронных ком понентов, а также даны рекомендации по минимизации рисков и по переходу на упрощённые процедуры импорта для уполномоченных импортёров. Несмотря на непростую экономичес кую ситуацию, выставки прошли на са мом высоком уровне и стали главным событием электронной отрасли, отра жающим тенденции развития произ водства электроники как в мире в це лом, так и в нашей стране в частности. Компании из 22 стран мира предста вили посетителям свои предложения по поставке оборудования и комплек тующих для производства электрон ной продукции, а также новейшие раз работки, услуги и технологические ре шения. Страны – лидеры электронной отрасли, такие как Корея, Тайвань, Гер мания, Китай и Гонконг, были пред ставлены на выставках коллективны ми стендами. Кроме того, с коллектив ной экспозицией «Радиоэлектронный комплекс России» в выставке принял участие Департамент радиоэлектрон ной промышленности Министерства промышленности и торговли РФ. Организаторы проектов, компании «Примэкспо» и ITE Group plc, делают всё возможное, чтобы выставки разви вались, а сопутствующие мероприятия были максимально насыщенными и интересными как для посетителей, так и для участников. Всего в рамках дело вой программы прошло более 20 биз нес мероприятий, организованных как крупнейшими отраслевыми структура ми, так и ведущими компаниями – клю чевыми игроками рынка. Впервые в этом году на выставке «ЭкспоЭлектро ника» был представлен раздел «Полу проводниковая светотехника». Данный раздел посвящён перспективному и быстро развивающемуся направлению светотехники – светодиодам. Оценивая результаты прошедшей выставки, оргкомитет уже сейчас начал подготовку к следующему форуму элект роники, который пройдёт 19–21 апреля 2011 г. в «Крокус Экспо».

79

© СТА-ПРЕСС

Выставки «ЭкспоЭлектроника» и «ЭлектронТехЭкспо» празднуют успех!

© СТА-ПРЕСС

Реклама

Реклама

© СТА-ПРЕСС

реклама

АКТИВНЫЙ КОМПОНЕНТ ВАШЕГО БИЗНЕСА Тел.: (495) 232 2522 • info@prochip.ru • www.prochip.ru

СОВРЕМЕННАЯ ЭЛЕКТРОНИКА

5 2010

5/2010

Тел.: (495) 234 0636 ● Факс: (495) 234 0640 ● E mail: info@prosoft.ru ● www: sapr.prosoft.ru

© СТА-ПРЕСС

Реклама

ДИСТРИБЬЮТОР EREMEX В РОССИИ И СТРАНАХ СНГ

www.soel.ru