Libro audio digital 2 by transportes especiales movilizamos

Capítulo

Proceso General de Lectura y Servocontrol La reproducción del sonido grabado digital mente en el CD, según vimos en el capítulo 4,

les subsiguientes, convirtiéndose en la señal de audio que esperamos.

empieza en el Dispositivo Óptico de Lectura. En este proceso inicial, se requiere que el haz de

Los pasos de este proceso son controlados por

luz láser siga el recorrido de la pista enrrollada

señales eléctricas generadas por la luz del haz láser

en espiral, que el recorrido se haga a velocidad

luego de incidir sobre el disco.

lineal constante, y que el objetivo mantenga el enfoque.

En el presente capítulo estudiaremos global mente todo el proceso de reproducción. Además,

La señal eléctrica

obtenida a la salida del

describiremos las operaciones básicas de control

Dispositivo Optico requerirá remodelarse para

externo, de parte del usuario, tales como búsqueda

que pueda ser demodulada por los circuitos digita

de selecciones, pausa, etc.

5.1 EL PROCESO DE REPRODUCCIÓN COMO UNA OPERACIÓN INVERSA

proceso se siguen en forma inversa, aproxi madamente, los mismos pasos que estudia mos en el proceso de grabación (Capítulo 3, Volumen 1). En la figura 5.1.1 presenta mos la versión inversa del proceso de gra bación descrito en el diagrama a bloques de la figura 3.2.2 (Volumen 1).

El proceso de reproducción realizará la reconversión de la señal EFMI a la señal de audio original. Según veremos, en este - C &T V "

o¿a

c /

Disco Compacto 2

Disco

Dispositivo óptico de lectura

Ho-( Regenerador de señal cuadrada EFMI

.n_n_n_n_

Separación del sinc. de trama

►Sincronismo de trama

n _ ru

Detección del sinc. de bloque

• Sincronismo de bloque

____ T Conversión de 14 a 8

___ T _

n_nnn_r

Detección del canal Q.

• Canal Q Símbolo de control

Eliminación del símbolo de control '

Pensando en forma inversa, observando el diagrama a bloques de la figura 5.1.1, lo primero que debemos hacer en la reproduc ción de un CD es la recreación de la luz láser que produjo las protuberancias del disco. Esta operación será hecha por el Fc. 't o Dispositivo Optico de Lectura, que estu diamos en el capítulo 4 (Volumen 1). Este dispositivo viene a ser la contraparte del Cortador Láser (figura 3.2.2). La señal di gital que originalmente entró al cortador láser era cuadrada, por lo tanto, la señal que esperaríamos tener a la salida del Disposi tivo Óptico de Lectura debería ser cuadra da. Sin embargo, según vimos en el Capítu lo 4, esta señal se parece más a una señal de RF (figura 4.6.4) que a una señal digital, por lo tanto, todavía requeriremos corre girla en un paso intermedio que hemos representado como el bloque regenerador de señal cuadrada (figura 5.1.1), de tal manera que cumpla con las especificacio nes de una señal digital. /

BASURA

Proceso de errores y desinteresado R(PCM)

R(PAM)

Siguiendo este recorrido (figura 5.1.1), a la señal digital EFMI se le extrae el sincronismo de trama. Además, ya que los símbolos del sincronismo de bloque son patrones únicos, (fig. 3.3.2) no será necesario convertirlos de 14 a 8. Por lo tanto, estos símbolos se detectan directa mente como símbolos de 14 bits.

R-CH

/'W V '

Fig. 5.1.1 Diagrama a bloques de las transformaciones sufridas por la señal leída del disco compacto hasta su conver sión a sonido.

Luego, la señal EFMI sin sincronismo de trama se traduce a símbolos de 8 bits, realizándose con ello una operación que conoceremos como conversión de 14 a 8. A la señal PCM (de 8 bits por símbolo) resultante se le detecta el Canal Q (sección 3.3, Volumen 1). El símbolo de

Proceso General de Lectura y Servocontrol

control, que todavía se mantiene rema nente, se desecha en el siguiente paso. La señal resultante con los datos de las muestras y del CIRC se somete al proceso de errores y desintercalado. Esta es la operación inversa a la realizada en el blo que del CIRC (figura 3.2.2). Las muestras (16 bits) de los canales L y R se separan y entran, cada una por su lado, al convertidor D/A, contraparte del con vertidor A/D (figura 3.2.2). Finalmente, las señales PAM, L y R, se hacen pasar por un filtro LPF (“low pass filter”) , con el objeto de detectar la envolvente.

controladas por el resultado de la medi ción de uno o varios parámetros. Por ejem plo, en un reproductor de CD's, el des plazamiento del objetivo depende del re sultado de la resta de las señales “A+C” menos “B+D” (figura 4.6.2), señales que representan el resultado de la medición de la intensidad de luz que llega a los detectores de foco. En un reproductor de CD's tenemos 4 movimientos a considerar, controlados por los servomecanismos de foco, segui miento y CLV, según se muestra en figura 5.2.1. 1/ P/ O >' 'n ¡> Disco C om pacto

C LV = 1.25 m /seg Rev/seg : 8.6 a 3.4

5.2 PROCESO GENERAL DE REPRODUCCIÓN DE DISCOS COMPACTOS

R o ta c ió n d e l d is c o : E je c u ta d o p o r e l m o to r d e l d is c o d e l s e r v o de C L V (C o n s ta n t lin e a r v e lo c ity ) .

El estudio que hicimos en el capítulo 3 (Volumen 1) sobre el proceso de graba ción de CD's, trató exclusivamente de las transformaciones sufridas por la señal de audio hasta convertirla en la señal EFMI que finalmente se registra en el disco; no nos preocupamos por los servomecanis mos necesarios y su control. De-esta misma manera es como se describe el proceso de reproducción de la figura 5.1.1. Ya que nuestro interés está en la repara ción de reproductores, debemos ampliar nuestro estudio, incluyendo a los servo mecanismos y sus relaciones con las se ñales capturadas del disco. Los servomecanismos son sistemas cu yas características de movimiento están

E jecutado por ia BoJ?iríefde enfoque del servo de foco. M o v im ie n to la te ra l

\Z .

d e l o b je tiv o ( " tra c k in g '') : E je c u ta d o p o r \

la b o b in a de \ s e g u im ie n to

Niel servo de seguimiento.

\ Ejecutado por

él motor

d e corredera del servo de seguim iento.

Engranaje de transm isión del m otor de corredera.

Fig. 5.2.1 Movimientos controlados por los servomecanismos de un reproductor de CD's

Un diagrama a bloques más apropiado en el que se describe el proceso de las señales lumínicas captadas del disco, y su relación con los servomecanismos se muestra en la figura 5.2.2.

M »

(Q Ol io ¡O O 0) (Q Ö) 03) 0) çr o

~G oo 0 O C 01Q 3 CD C/>

O O

O' ZJ

O D

4 -4 j

H z

?±£\

Proceso General de Lectura y Servocontrol

En este diagrama (figura 5.2.2) están incluidas todas las operaciones descritas en el diagrama de la figura 5.1.1, con la variante de que los bloques separador de sincronismo de trama, detección de sincro nismo de bloque, convertidor de 14 a 8, detección del canal Q , eliminación del símbolo de control, y proceso de errores y desintercalado, se han sustituido por el bloque llamado proceso digital de audio.

Este problema es resuelto en el bloque subsiguiente, el sincronizador de lectura. La señal EFMI-1 al entrar en el sincroni zador de lectura permite la generación de una señal de “reloj” llamada PLCK, y se convierte en la señal EFMI-2.La única di ferencia de la señal EFMI-2 con respecto a la señal EFMI-1 es que tiene sus transicio nes perfectamente sincronizadas con la se ñal PLCK.

La unidad de lectura óptica tiene la función de suministrar la luz láser de lectu ra, y de capturar las reflexiones del haz principal y los dos secundarios. Las inten sidades de estos haces se traducen a varia ciones de comente en el convertidor foto eléctrico (sección 4.6).

La señal EFMI-2 contiene la informa ción grabada en el disco: muestras de los canales L y R, sincronismo de trama, CIRC y símbolo de control. Toda esta informa ción se procesa en el bloque proceso digital de audio, el cual recupera ordenadamente a los valores digitales de las muestras de los canales Ly R, extrayendo los sincronismos, el canal Q (sección 3.3), y otras señales necesarias para la operación de los servo mecanismos.

Las señales de corriente A+C , B+D, E y F (figura 5.2.2) se convierten a voltaje y son amplificadas en al bloque AMP I-V (sección 4.6). En la salida de este bloque tenemos las mismas señales que teníamos en las entradas (amplificadas y converti das), más la señal RF-EFM, que como sabemos ( figura 4.6.3) no es más que la suma de las señales A+C y B+D. La señal RF-EFM entra al regenerador de señal cuadrada (figura 5.2.2) en donde será convertida a una señal digitalmente inteligible, la señal EFMI-1. Esta señal, hasta el momento, no es más que una suce sión arbitraria de niveles altos y bajos, no hay forma de saber cuáles son los instantes posibles en los cuales pueden ocurrir las transiciones, aún nos hace falta el “reloj” con el cual sincronizar la lectura de los datos contenidos en estas transiciones.

Las señales recuperadas L / R, ordena das, que se obtienen en la salida áe\proceso digital de audio pasan luego al convertidor D/A , el cual las convierte en las señales PAM L y R. Estas últimas señales entrarán a filtros LPF, para convertirse en las seña les analógicas de audio L y R que finalmen te van a las bocinas. Según vimos en la sección 4.6, las pro porciones de las señales A+C y B+D varían conforme varía la posición del objetivo. Estas variaciones son empleadas por el servo de foco en el control de la posición del objetivo. La señal RF-EFM también entra al servo de foco para determinar si la intensidad de la luz captada tiene el nivel

Disco Compacto 2

necesario para la adecuada operación del servo de foco, información que requiere suministrársele al sistema de control (que se verá más adelante). Las señales E y F informan al servo de seguimiento acerca de la posición de haz principal sobre las pistas, información que se traducirá en señales de corrección hacia la bobina de seguimiento (movimiento la teral del objetivo) y hacia el motor de corredera (movimiento de corredera).

instrucciones (salidas) luego de analizar las condiciones de los demás circuitos (en tradas) y las órdenes recibidas por el tecla do o por el control remoto. Las líneas de comunicación, entradas y salidas, del SYSCON mostradas en la figura 5.2.2, son lógicas. Físicamente (alambres, puntos de contacto, en el impreso, etc.) la comunica ción del SYSCON con los demás bloques puede realizarse de diversas formas, las cuales estudiaremos en el Capítulo 7.

El servo del motor del disco, CLV (del inglés “constant linear velocity ”), realiza su control al comparar las señales WFCK y RFCK. WFCK (del inglés “write frame clock”) es una señal cuadrada periódica sincronizada con el patrón de sincronismo de trama, y tiene una frecuencia que varía alrededor de la frecuencia de sincronismo de trama (7.35 KHz). Por lo tanto, esta frecuencia varía al variar la velocidad li/ , neal de lectura de los datos. RFCK (del 2) inglés “read frame clock”), es una señal Lp : ' ^ p e r i ó d i c a , que también tiene la frecuencia , A /del sincronismo de trama, pero con la "T diferencia de que se trata de una frecuencia estable (proveniente de un cristal) de 7.35 KHz. Al hacer la comparación de estas dos señales, el servo de CLV aumentará o dis minuirá la rapidez de giro del disco.

5.3 OPERACIONES BASICAS DE LOS REPRODUCTORES DE CD's.

Abajo de los bloques correspondientes a los servos, en la figura 5.2:2, tenemos un bloque que interactúa con casi todos los bloques de servo y proceso digital de audio. Se trata del sistema de control o, abreviadamente, SYSCON. Este bloque es físicamente un microcontrolador que envía

Luego de escoger la selección musical de nuestro gusto, al activarse este modo tendremos una reproducción normal. El SYSCON (figura 5.2.2) se mantiene en un estado de vigilancia, leyendo la informa ción de canal Q que le llega gracias a las señales SCOR y SUB-Q, la cual utiliza

Los reproductores de CD 's tienen diver sos modos de operación. A continuación describimos los más importantes. Play:

Fig- 5.3.1 Modo de reproducción normal

Proceso General de Lectura y Servocontrol

para desplegar los minutos y segundos trans curridos, y el número de la selección musi cal en curso.

Búsqueda de selección:

Botón de PAUSA

Fig. 5.3.3 Modo de búsqueda de selección musical r

Pausa: Fig. 5.3.2 Modo de pausa

Este modo permite suspender la repro ducción de una selección musical, con la particularidad de que el disco sigue giran do, y de que la reproducción podrá reanu darse posteriormente, desde la misma posi ción en la c\ue se ? 2iTávnamerierse en posición, el SYSCON hace observa ción continua del canal Q, procurando, además, que el número de vueltas leídas no sea mayor que uno. En caso de que el número de vueltas leídas se iguale a uno, el SYSCON forzará al servo de seguimiento para que haga que el objetivo retroceda una pista.

Z j j

/ ( ’

a ¡ye <^T<S Dentro de este modo podemos encon trar la posición en la que empieza una selección musical. No hay sonido, es una condición de enmudecimiento (en inglés “muting”). En este modo el disco sigue girando con el propósito de que el SYSCON pueda detectar la posición en la que se encuentra apuntando el objetivo. Cüando la selección musical en curso, leída en el canal Q , coincide con la selección desea da, el SYSCON suspende la operación de \>úsaue&&.. retaxvtxiK'.íiü, t k ’¡-íyoÍio ax íiciiu r,

pausa o play, según el caso. Para que el objetivo avance o retroceda y se ubique en la selección deseada, el SYSCON ordena al servo de seguimiento que mueva al obje tivo (movimiento lateral) y, si es necesario, a toda la unidad de lectura (movimiento de corredera). El control que ejerce el SYSCON es discreto, ordenando saltos de 1,10 y 100 pistas (o vueltas, sección 4.7). Estos saltos se realizan en una secuencia adecuada, de tal forma que se encuentre la posición deseada. Por ejemplo si se necesi tara saltar 115 vueltas, el SYSCON orde nará un salto de 100 vueltas, otro de 10, y 5 saltos de una vuelta.

Disco Compacto 2

Localización de una sección dentro de una selección:

R eproducción en orden aleatorio (Shuffle):

Al oprimir varias veces esta tecla se activan secuencialmente los diferentes modos de reproducción en orden distinto: orden aleatorio, definido por el usuario,repetición,etc.

Fig. 5.3.4 Modo de localización de una sección dentro de una selección.

Fig. 5.3.5 Reproducción de selecciones en un orden distinto al que viene dispuesto en el disco.

Cuando se desea encontrar una sección específica de una canción. Dentro de este modo se puede escuchar la música en avance rápido, pero atenuada unos 12 dB. Los avances o retrocesos se realizan den tro de una selección musical y, en el caso de que la selección esté empezado o aca bando, puede pasarse de una selección a otra. El SYSCON ejerce un control sobre el servo de seguimiento semejante al des crito para el modo de búsqueda de selección.

Al activar este modo la reproducción se hará en un orden distinto, aleatorio, al or den con el que vienen grabadas las selec ciones musicales en el disco. El orden de ejecución lo define el SYSCON en forma arbitraria. Cuando se termina de ejecutar una selección el SYSCON pondrá a operar automáticamente el modo de búsqueda, ubicando la lectura en la posición corres pondiente a otra selección musical. Existen otros modos de operación que permiten escuchar las selecciones musica les en una forma definida por el usuario. Por ejemplo el usuario puede seleccionar a su gusto el orden de ejecución, puede hacer que alguna (o algunas) selecciones no se ejecuten, puede establecer repetición de selecciones, etc. En todos estos modos, luego que term ina una selección, el SYSCON pone a operar automáticamente el modo de búsqueda de selección, para ubicarse en una selección definida.

Capítulo

Proceso de Audio el

señales importantes tales como WFCK , RFCK ,

proceso seguido por la señal RF-EFM hasta que es

SCOR , SUB-Q ,GFS, etc., las cuales serán em

convertida en las señales analógicas de audio R y

pleadas por el SYSCON y el servo de C LV .

En el presente

capítulo

estudiaremos

L. Además, describiremos cómo se generan otras

6.1 EL REGENERADOR DE SEÑAL CUADRADA: CIRCUITO DE ASIMETRÍA

figura 5.2.2. Antes de que estudiemos al circuito ASY debemos conocer con más detalle la forma real de la señal RF-EFM.

En el capítulo 4 (Volumen 1, sección 4.6, figuras 4.6.3 y 4.6.4) describimos cómo se genera la señal RF-EFM. Como sabemos, esta señal es en si una señal digital distorsionada. Por lo tanto, necesita ser regenerada en un circuito que conocere mos como circuito de asimetría, o abrevia damente ASY (del inglés “asymmetry”). Este, es e’i regenerador de señal cuadrada que aparece en el diagrama a bloques de la

Nosotros sabemos (figura 4.1.3, Volu men 1) que las transiciones de la señal EFMI coinciden con los puntos de inflexión de la señal RF-EFM. Por lo tanto, la rege neración de la señal digital podrá hacerse simplemente comparando a la señal RFEFM con el voltaje de inflexión correspon diente, según se muestra en la figura 6.1.1.

Disco Compacto

_C-£ V o lta je de in fle x ió n

-----------------

R F - E F M I ---------------

R F-E FM I

V o lta je d e in fle x ió n T iem po

--------- 1-------------------------------------^

T iem po

Fig. 6.1.1 Caso ideal de regeneración de la señal EFMI suponiendo conocido el voltaje de inflexión.

Note (figura 6.1.1) que el nivel de vol taje de la señal EFMI pasa de bajo a alto justo cuando la señal RF-EFM supera al voltaje de inflexión. Similarmente, el nivel de la señal EFMI pasa de alto a bajo cuando la señal RF-EFM se hace inferior al voltaje de inflexión.

¿/>

La imagen de la señal RF-EFM observa da en el osciloscopio la presentamos en la figura 6.1.2. Esta imagen surge como re sultado de la superposición de múltiples trazos en la carátula del osciloscopio. En la figura 6.1.3 mostramos algunos de trazos hipotéticos. Dentro de los intervalos de observación correspondientes a estos tra zos, el voltaje de inflexión se mantiene aproximadamente constante. Sólo cuando consideramos trazos distintos es que pode mos notar que este voltaje de inflexión cambia apreciablemente. En conclusión: El voltaje de inflexión varía lentamente si lo comparamos con la rapidez con que varía la señal RF-EFM.

V o lt a je

¡ Qué bien ! Sólo tenemos que comparar a la señal RF-EFM con el voltaje de inflexión. Pero... ¿ Cómo podemos obtener este voltaje de inflexión, si este voltaje está en la propia señal que queremos comparar?

in f le x ió n

1.4 V

V o lt a je d e in f le x ió n

Fig. 6.1.2 Señal RF-EFMI

Fig. 6.1.3 Algunos de los trazos que se encuentran contenidos en la señal RF-EFMI

Proceso de Audio

El comportamiento descrito por la con clusión anterior dió libertad a los diseñado res para que se concentraran en diseñar circuitos precisos, sin verse excesivamente presionados por la rapidez esperada de la respuesta. En la tabla 2.10.1 (Volumen ^m ostra mos parte de la tabla de conversión de 8 a 14. La elección de cada uno de los símbolos de 14 bits correspondientes a los símbolos de 8 bits no fue del todo arbitraria, sino que fue resultado de un elaborado proceso esta dístico de las posibles secuencias de mues tras. Aparte de lograr que el contenido de frecuencias se mantenga dentro de un ran go limitado de frecuencias (Volumen 1, sección 2.10), otro de los objetivos de este proceso es: Lograr que el patrón de la señal EFMI cumpla con la característica de que, entre dos instantes de observación, la suma de las duraciones de los niveles altos se man tenga aproximadamente igual a la suma de las duraciones de los niveles bajos.

Nosotros no entraremos en los detalles de este proceso. Solamente será necesario que conozcamos sus consecuencias. La fi gura 6.1.4 muestra una hipotética señal EFMI. Dentro del tiempo de observación mostrado, note que la suma de las duracio nes los niveles altos es igual a la suma de las duraciones de los niveles bajos. Una “se ñal” con la anterior característica tiene la propiedad de que al hacerla pasar por un filtro paso bajo, el contenido de “DC” re sultante es igual a la suma del voltaje de nivel bajo (VL) más el voltaje de nivel alto (VH) dividida entre dos: C o n te n id o d e “ D C ” = (V L + V H ) / 2 ec.6.1.1

Por ejemplo, si el voltaje de nivel bajo fuera 0 V y el voltaje de nivel alto fuera 5V, el contenido de DC de la señal de la figura 6.1.4 sería: C o n te n id o d e “ D C ” = (0 V + 5 V )/2 = 2 .5 V

La característica descrita por la ec.6.1.1 brindó a los diseñadores una forma de verificar a la señal regenerada. Por ejem-

VH-

VL-

i\ to

<500 nsea I

E n tre tO y t1:

I I I*

é cue A {■>} -

T o ta l del tie m p o d u ra n te el cu a l la s e ñ a l tie n e n iv e i a lto = 1 1 ,5 0 0 nse g

\AO

J- .

(so>s

o ?

T o ta l de tie m p o d u ra n te el c u a l la s e ñ a l tie n e n iv e l b a jo = 1 1 ,5 0 0 n se g

Fig. 6.1.4 Señal EFMI hipotética que cumple con la especificación de que el tiempo total de nivel alto es igual al tiempo total de nivel bajo.

Disco Compacto

pío, suponga que tenemos un circuito regenerador simple como el que se muestra en la figura 6.1.5. Note que la señal regenerada resultante, al ser filtrada, tiene un contenido de DC inferior a 2.5 V. Esto implica que el voltaje de referencia usado en el comparador necesita ser disminuido. Si el contenido de DC de la señal regenera da fuera mayor que 2.5 V, el voltaje de referencia del comparador tendría que ser aumentado. La señal RF-EFM (figura 6.1.6), prove niente de los detectores de foco (A,B,C y D), es una señal de RF montada sobre un DC (“direct current”, corriente directa). Y a que un voltaje de DC no contiene informa ción (información implica variación), a la señal RF-EFM, podrá extraérsele su conte nido de DC, haciéndola pasar a través del capacitor (figura 6.1.6). Esta operación es necesaria para hacer que el proceso de Señal RF-EFMI montada sobre un DC

Fig. 6.1.5 Regenerador de señal cuadrada simple con un voltaje de referencia superior al voltaje de inflexión.

regeneración de los datos sea (en lo posi ble) independiente de factores como el grado de envejecimiento del diodo láser y el grado de traslucidez del disco, según veremos más adelante. Señal RF-EFMI sin DC

Componentes de frecuencia después de pasar por el capacitor

Componentes de frecuencia y contenido de DC antes de pasar por el capacitor

Sin DC

Fig. 6.1.6 El capacitor se comporta como un interruptor cerrado para las componentes de frecuencia de la señal RF-EFMI, y como un interruptor abierto para el contenido de DC.

Proceso de Audio

Debido a que la componente de más baja frecuencia que nos interesa, conteni da en la señal RF-EFM, es suficientemente alta, el capacitor C (figura 6.1.6) se com porta como un corto circuito para estas componentes. Así, las componentes de frecuencia que nos interesan mantienen entre sí las proporciones originales, muy aproximadamente.

Las señales de RF y sus componentes que idealmente esperaríamos antes y después del capacitor C serían como las que se muestran en la figura 6.1.6. Si fuera así (figura 6.1.6), el problema de encontrar el voltaje de inflexión sería relativamente sencillo, pues este voltaje sería OV (sin que tengamos que pensar en el grado de envejecimiento del

M Voltaj e de ínflexió n ( DC

RF-EFMI

— 1|-------—

V-

Fig. 6.1.7

Regeneración ideal de la señal EFMI a partir de uno de los trazos de la señal RF-EFMI.

u-sJ

Ai Qtj(/ CP

ff-S'. Ú < - j / & ‘

c H h

w v w ^ / v

Componente de frecuencia excesivam ente baja

S in DC

Fig. 6.1.8 La señal RF-EFMI puede incluir componentes de frecuencia excesivamente bajas no consideradas en el fam ato, que pasan por el capacitor.

Disco Compacto

diodo láser o en la traslucidez del disco). Bastaría, entonces, con hacer la compara ción contra OV. Tendríamos nivel alto cuan do el voltaje de RF sea superior a OV; y nivel bajo, cuando el voltaje de RF sea inferior a OV (figura 6.1.7). Sin embargo, existen otras componentes de baja frecuencia, no permitidas por el formato, que también es tán presentes en la señal de RF (figura Luz reflejada / Protuberancia ___ /

6.1.8), que logran pasar por el capacitor C. En la modulación EFM-NRZI, que estudia mos en la sección 2.9 y 2.10 (Volumen 1), están prohibidas las componentes de baja frecuencia (como también las de muy alta frecuencia). Entonces... - ¿ De dónde vienen estas componentes de baja frecuencia ? - . Estas componentes se originan principal mente por el comportamiento errático de las Luz reflejada Protuberancia

Espejo

A Una parte de la luz incidente / \ se refleja, la otra ss refracta.

La luz incidente se refleja en su totalidad.

Luz refractada

Protuberancia

Espejo

b. Altura

CDX ( reproductor de cd's para carros.)

Fig. 6.1.9 Algunas causas de la inclusión de bajas frecuencias no permitidas por el formato : a) Irregularidad en la propiedad reflectiva. b) Irregularidad en la altura de las protuberancias, c) Vibración

Proceso de Audio

variables mecánicas y ópticas que intervie nen en el proceso de lectura. Por ejemplo: ^Irregularidad en la propiedad reflectiva de la sección de espejo (figura 6.1.9.a). ^Irregularidad en la altura de las protu berancias (figura 6.1.9.b) . 1

* Vibración (figura 6.1.9.c).

Eléctricamente también puede adicio narse ruido de baja frecuencia (figura 6.1.10). Entre otras causas, este ruido pue de deberse a mala regulación de la fuente de DC. Observando la figura 6.1.8, luego de pasar por el capacitor, es evidente que el

voltaje de inflexión varía alrededor de 0V. Si permitiéramos que la señal de RF sea comparada contra 0V, encontraríamos que la señal digital resultante tendrá alterados los instantes en donde se producen las transiciones (figura 6.1.11). Esto traería como consecuencia que, dentro de interva los arbitrariamente escogidos, la propor ción de las duraciones de los niveles altos no sería igual a la proporción de las dura ciones de los niveles bajos. El “DC” filtra do de la señal regenerada EFMI, dentro de estos intervalos, sería distinto a (VL+VH)/ 2. Por ejemplo, observe que durante el intervalo ti - 12 (figura 6.1.11 .d), al hacer pasar a la señal regenerada por un filtro paso bajo, el contenido de “DC” es mayor que 2.5 V. Durante el intervalo t3 - t4 (figura 6.1.1 l.d), al hacer pasar a la señal

V c c = 5V

Fig. 6.1.10 El ruido de baja frecuencia puede infiltrarse por las líneas de alimentación de DC ( VDD y/o V ^ ) .

Disco Compacto

Voltaje filtrado

Error = Señal d -2.5V

Error Positivo

Fig. 6.1.11

Error Negativo

Obtención del voltaje de Inflexión a partir de la señal regenerada EFMI.

regenerada por el filtro paso bajo, el conte nido de “DC” es menor que 2.5V. Estos resultados podemos generalizarlos con la siguiente conclusión:

El “D C ” de la señal regenerada EFMI sufre cambios del mismo tipo que el voltaje de inflexión de la señal RF-EFM. Esto es, cuando el voltaje de inflexión aumenta, el “D C ” de la señal EFMI aumenta; cuando el voltaje de inflexión disminuye, el “D C ” de la señal EFMI disminuye.

Proceso de Audio

Observe que hasta aquí, al hablar del voltaje filtrado por el filtro paso bajo, he mos dicho que este es un voltaje de “DC” (corriente directa), como si este voltaje fuera constante. Obviamente, este voltaje no es constante, ya que varía con el voltaje de inflexión de la señal RF (figura 6.1.1 l.d). Al hablar de “DC” lo hemos hecho para centrar nuestra atención en el contenido promedio de voltaje dentro de un intervalo de duración definida (por ejemplo los in tervalos tl-t2 y t3-t4 de la figura 6.1.11). Hablando con propiedad, deberíamos de cir que el voltaje filtrado por el filtro paso bajo contiene bajas frecuencias (incluso DC), y que este voltaje sigue a los puntos de inflexión de la señal RF (figura 6.1.11).

filtrado sea mayor que el voltaje promedio esperado, tendremos un error positivo (in tervalo tl-t2, figura 6 . 1.1 l.e); cuando el contenido de “DC” sea menor, tendremos un error negativo (intervalo t3-t4, figura 6.1.1 l.e). La magnitud de este error nos dice qué tanto debemos aumentar o dismi nuir al voltaje de referencia del comparador. - ¡ Claro ! Usted ya debe haberse percatado - . Al comparar las formas de onda de la señal de error (figura 6.1.11) con la curva punteada del voltaje de inflexión de la señal b, encontramos que este error es precisa mente el voltaje de inflexión de la señal RF. Por lo tanto, sin más dilación, el circuito completo AS Y se muestra en la figura 6 .1.12.

El objetivo fundamental en la recupera ción de la señal EFMI es lograr que ésta tenga un contenido de “DC”, extraído en el filtro paso bajo, que se mantenga lo más próximo posible al voltaje promedio defi nido por la ec.6.1.1 , pues esta es una propiedad inherente de la señal EFMI. Cuando el contenido de “DC” del voltaje

Considerando alas figura 6.1.11 y 6.1.12, la operación del circuito ASY podemos resumirla como sigue: 1. A la señal “a” se le suprime el conte nido de DC al pasar por el capacitor C. vcc

Amp. de error restador

Fig. 6.1.12 Circuito de asimetría ASY.

J jL

0 \_

i LA

Disco Compacto

2. La señal “b” se compara con el voltaje de inflexión, señal “e”, dando como resultado la señal EFMI-1, señal “c”.

frecuencia. Esta interrelación es la que sirve de soporte a la teoría relacionada con el tema de los circuitos PLL.

3. A la señal “c” se le suprime el conte-. nido de altas frecuencias en el LPF, dando como resultado la señal “d”.

Corrimiento de tiempo vs desfase:

4. A la señal “d” se le resta el voltaje de referencia, obteniendo con ello a la señal del voltaje de inflexión (ASY), señal “e”. La señal EFMI de la figura 6.1.12 la hemos renombrado como EFMI-1 para ser consistentes con el diagrama mostrado en la figura 5.2.2. Esta señal requerirá conver tirse en otra señal muy semejante que lla maremos EFMI-2, la cual trataremos en la sección 6.6. o/

— C.

En la sección 1.2 (Volumen 1) dimos la definición dt fase de un tono: La fase de un tono es el desfase de este tono con respecto a otro (de igual frecuen cia ) que tiene un pico positivo en t = 0 seg. Esta definición conlleva, necesariamen te, a decir: / La fase de un tono es la proporción, relativa a un período, del tiempo transcu rrido desde t - 0 seg. hasta que encontre mos el primer pico positivo del tono consi derado (figura 6.2.1).

6.2 CORRIMIENTOS DE TIEMPO, DESFAS AMIENT OS Y FRECUENCIA El bloque Sincronizador de Lectura, que sigue luego del Regenerador de Señal Cuadrada (figura 5.2.2), tiene como parte central un circuito llamado PLL (“PhaseLocked Loop ”, lazo de fase enganchada). Por lo tanto, antes de proseguir con el estudio del Proceso de Audio, necesitamos hacer un alto hasta que hayamos compren dido el principio de operación del PLL. En esta sección iniciaremos este estudio, des tacando la interrelación existente entre los conceptos: corrimiento de tiempo (retraso o adelanto), desfase (diferencia de fase) y

- 0 .2 5 m s e g F a s e = ------------------- -- x 3 6 0 “ = - 90 1 m seg Fig. 6.2.1

Cálculo de la fase de un tono

Muy bien. - Y... ¿Cómo se define la fase de las señales periódicas complejas? (sec ción 1.3, Volumen 1). Por ejemplo, ¿Cómo definimos la fase de una señal cuadrada ?Para una señal cuadrada, la definición de

Proceso de Audio

fase es inmediata si pensamos en la compo nente de frecuencia fundamental inscrita (figura 6.2.2).

ta= 0.25 mseg.

I----- 1

>* ,tb= 0.5 msei /

A .

; ¿ •/ >

: T > »

■Período= 1 mseg.-

Fase "a"

-0.25 mseg. x 360' 1 mseg.

Fase"b" =

-0.5 mseg. x 360'

= -90'

- = -180'

1 mseg.

Fig. 6.2.2 Cálculo de la fase en señales cuadradas.

Si consideramos la componente de fre cuencia fundamental inscrita, la definición de la fase de una señal periódica cuadrada será: La fase de una señal periódica cuadra da es la proporción relativa a un período, del tiempo transcurrido desde t - 0 seg. hasta que encontremos el primer pico po sitivo de su componente de frecuencia fun damental (figura 6.2.2).

Desfase de “a" con respecto a "b": Fase "a" - Fase “b" = (-90') - (-180') = 90*.

Fig. 6.2.3 Cálculo del desfasamiento entre dos señales periódicas cuadradas.

una componente de frecuencia fundamen tal de igual frecuencia que la del tono. Por ejemplo, en la figura 6.2.4 vemos que el desfase medido entre las dos señales es de 45°. ta= 0.5 mseg.

Por añadidura, el desfasamiento entre dos señales periódicas cuadradas no es más que la fase de una menos la fase de la otra (figura 6.2.3). -0.5 mseg. x 360"

Las definiciones de fase que hemos he cho nos permiten, además, el cálculo de desfases entre un tono (señal constituida por sólo una componente de frecuencia) y una señal periódica cuadrada (señal constituida por más de una componente de frecuencia). El único requisito a considerar es que la señal periódica cuadrada tenga

Fase "a" =

= -180" 1 mseg.

Fase "b11

-0.625 mseg. x 360" : -225" 1 mseg.

Desfase de "a" con respecto a "b". Fase "a" - Fase "b" = -180" - (-225') = 45"

Fig. 6.2.4 Cálculo del desfase entre un tono y una señal cuadrada periódica de la misma frecuencia.

Disco Compacto

j Un desfase no es más que otra manera de

expresar el corrimiento de tiempo existen te entre dos señales periódicas de la misma frecuencia (sección 1.2, Vol. 1). Sin em bargo, la medición de corrimientos de tiem po no está restringida a considerar señales de la misma frecuencia, e incluso, puede darse el caso de que no sean periódicas. Observe, por ejemplo, el corrimiento pro gresivo que tiene la señal S2 a medida que pasamos de la figura 6.2.5.a, a la 6.2.5.C. Aunque las señales SI y S2 mantienen la misma forma al pasar de la figura 6.2.5.a a la 6.2.5.C, la disposición temporal existen te entre ellas es distinta.

La respuesta a esta pregunta es sí. Existen dos procedimientos posibles: retrasando a la señal adelantada y/o variando tempo ralmente la frecuencia de alguna de las señales. V olta

S1 V olta

\ S2

*v7

S2 esta adelantada 90" con respecto a S1

Fig. 6.2.6 Señales desfasadas 90°.

Conceptualmente, el retraso de la señal adelantada puede hacerse fácilmente, in terponiendo un bloque de retraso según se muestra en la figura 6.2.7. ->S1

S 2 ent

Retraso de 90"

SAL

F ig . 6.2 .5 S eñ ales no p e rió d ica s en d is tin ta s disposiciones temporales.

Fase vs frecuencia: En la figura 6.2.6 tenemos dos señales SI y S2 de la misma frecuencia, pero desfasadas. La señal S2 adelanta 90° a la señal SI. - ¿Será posible lograr que las señales SI y S2 tengan la misma fase, que no exista adelanto o atraso entre ellas? -

Fig. 6.2.7 Corrección de la fase de la señal S2 mediante la interposición de un bloque de retraso de 90s.

Proceso de Audio

Cuidando que la señal no se distorsione, el circuito de retraso puede ser de cualquier tipo o tecnología. Por ejemplo, empleando simples resistencias, condensadores e in ductores; usando transductores electroacústicos tales como cristales; o sometiendo la señal a un retraso digital en un dispositivo CCD (“Charge Coupled Device”, disposi tivo de carga acoplada). El método de retraso de la señal adelan tada tiene aplicaciones prácticas en siste mas en donde se conoce de antemano el corrimiento de tiempo existente entre las señales consideradas. Por ejemplo, en un televisor a colores la señal de luminancia se retrasa adecuadamente para compensar el retraso que sufre la señal de crominancia al

ser procesada por el demodulador de croma (figura 6.2.8). Para corregir el corrimiento de tiempo en los sistemas en donde se desconoce cuál señal es la que está retrasada con respecto a la otra, en donde tampoco se conoce la magnitud de este retraso, se ha ideado el procedimiento de variación de la frecuen cia. Este procedimiento es el que se emplea en los circuitos PLL que estudiaremos en la sección siguiente. La variación de la fre cuencia, en la práctica, sólo será aplicada a una de las señales consideradas. Por ahora, no se preocupe de cómo vamos a variar la frecuencia (sección 6.3), ni de cómo vamos a detectar el desfase (sección 6.4). Considere las señales SI y S2 de la figura 6.2.9. cr-iT£¡

Al TRC

En la re c u p e ra c ió n de la s s e ñ a le s R, G, y B, q u e c o n tro la n la e m is ió n de lo s h a c e s q u e e n c ie n d e n a lo s p u n to s de fó s fo ro de la p a n ta lla , se re q u ie re q u e la s e ñ a l de lu m in a n c ia Y lle g u e s u m u ltá n e a m e n te con el ju e g o de s e ñ a le s R -Y , G -Y y B -Y . P o r lo ta n to , d e b id o a q u e el p ro c e s o de lu m in a n c ia es m á s rá p id o q u e el de c ro m in a n c ia , en la lín e a d e l p ro c e s o de lu m in a n c ia se in c lu y e un e le m e n to de re tra s o q u e e v ita q u e la s e ñ a l Y se a d e la n te al ju e g o de s e ñ a le s R -Y , G -Y y B -Y . Fig. 6.2.8 Corrección del corrimiento de tiempo mediante la interposición de un elemento de retraso.

Disco Compacto

Fig. 6.2.9 Corrección de retrasos mediante aumento de la frecuencia.

En el intervalo “a-b” de la figura 6.2.9, la señal S2 está retrasada 45° con respecto a la señal S 1. Para anular el desfase, en el intervalo “b-c” se aumenta la frecuencia de la señal S2, manteniendo esta situación hasta que un pico positivo de la señal S2 coincida con otro pico positivo de la señal 51. Desde el instante “c” en adelante se restituye la frecuencia original de la señal 52. Desde el instante “c” ninguna de las señales estará retrasada o adelantada con respecto a la otra. Si la señal S2 estuviera adelantada, en vez de aumentar su frecuen cia, se la disminuiríamos (figura 6.2.10). El procedimiento que hemos descrito para la corrección del desfase, mediante variación de la frecuencia, también puede

ser aplicado en la corrección de diferencias de frecuencias. La razón de esto se hace evidente cuando comparamos señales cu yas frecuencias difieren muy ligeramente. Considere la figura 6.2.11. Aunque, por definición (sección 1.2), no es posible comparar las fases de señales de frecuencias distintas, al comparar las señales S 1 y S2 (figura 6.2.11), da la apa riencia de que entre ellas existe un desfase. A medida que trascurren los ciclos de la señal SI, los desfasamientos aparentes de la señal S2 con respecto a la señal SI, muestran un ritmo de retraso de 10° por cada ciclo. Los cálculos correspondientes a estos desfasamientos se muestran en la tabla 6.2.1.

Proceso de Audio

Fig. 6.2.10 Corrección de adelantos mediante disminución de la frecuencia. 5 5 -^

< s = - '^ L

‘

S 1:

10 K H z, P e rio d o = 100 |js e g

S 2:

f = 9 .7 3 K H z, P e rio d o = 1 0 3 (jse g

= *8- S^.11 Desfase "aparente" entre dos señales periódicas de frecuencia muy próximas.

Intervalo

Retraso (Mseg.)

Diferencia de fase

a-b

0.00

(-0 .0 0 |jse g/ 100 M seg) x 36 0° = 0 o

b-c

2.78

(-2.78 |jse g/ 100 pseg) x 360° = -10°

c-d

5.56

(-5.56 Mseg/ 100 Mseg) x 36 0° = -20°

d-e

8.33

(-8.33 |jse g/ 100 [jseg) x 36 0° = -30°

Tabla 6.2.1

■jl m fjt*

r CíJ~(/ r*w a .Á a

e&P

¿ J 'O v

l ¿ .J

s \

' x.

* y tu > a ,(

Disco Compacto

Debido a que las frecuencias de las señales SI y S2 son muy próximas (10 KHz y 9.73 KHz, respectivamente), sus períodos correspondientes son también muy parecidos (100 pseg y 103 pseg). Por com odidad, el cálculo de los desfasamientos de la tabla 6.2.1 lo hemos hecho dividiendo los retrasos (aparentes) entre el período de la señal SI, la cual es nuestra señal de referencia. A excepción del intervalo “a-b”, dentro de los intervalos mostrados en la tabla 6.2.1, la señal S2 siempre aparenta estar retrasada con respecto a la señal SI. Si asumimos que sólo existe desfase, si qui siéramos reducir el error de fase (aparen te), tendríamos que aumentar la frecuencia de la señal S2 durante un tiempo, hasta lograr, por ejemplo, que un pico positivo de la señal S2 coincida con otro pico posi tivo de la señal S1, tal como hicimos en el ejemplo de la figura 6.2.10.

6.3 EL PLL BASICO Los circuitos PLL (“Phase Locked Loop”, Lazo de Fase Enganchada) se usan principalmente en sistemas de comunica ción. Por ejemplo, en la recuperación del reloj de una señal digital, en la modulación y demodulación de frecuencia y fase, en la síntesis de una frecuencia específica en un sintonizador, etc. El objetivo fundamental de estos circuitos es la generación de una señal periódica que mantenga un corrimiento de tiempo constante (posiblemente nulo) con respecto a una señal de entrada que se usa como referencia. El diagrama a bloques básico de un PLL se muestra en la figura 6.3.1 Vo ( D C )

V ent

Detector de error de fase

La corrección de frecuencia que he mos descrito, mediante la corrección de un supuesto desfase, es apenas una propuesta preliminar que todavía requiere afinarse. Reconocemos que aún quedan algunos pun tos por tratar, parte de los cuales serán tratados en las secciones siguientes. Por ahora, no nos complicaremos más. Acepte que: Un error de frecuencia es posible co rregirlo como si fuera un error de fase.

veo

4&2-I ¿WMZ - ► VSAL

Fig. 6.3.1

El PLL B á s ic o /

Según se muestra en figura 6.3.1, un PLL está constituido por dos bloques principa les: detector de error de fase y VCO. El funcionam iento del VCO (“V oltage Controlled Oscilator”, oscilador controla do por voltaje) no lo abordaremos en este texto (el lector interesado tendrá que recu rrir a la literatura abundante que existe sobre este tema). Del VCO sólo diremos que es un circuito oscilador cuya frecuencia

Proceso de Audio

varía según varía el voltaje que se le ponga en la entrada (Ve, figura 6.3.2). Por ejem plo, si Ve aumenta, la frecuencia de la señal VSAL aumenta; si Ve disminuye la frecuencia de la señal VSAL disminuye. El detector de error de fase será tratado en la sección siguiente. Por ahora, sólo lo veremos como una caja que produce un resultado que depende de las señales de entrada (figura 6.3.1). Para simplificar el análisis, si asumimos que la señal de entrada VENT y la señal de salida VSAL (figura 6.3.1) tienen la misma frecuencia (lo cual realmente no es indis pensable), en el detector de error de fase se realiza el siguiente cálculo: Error de fase = Desfase real - Desfase deseado ec.6.3.1

Vose

El desfase real es el desfase que efecti vamente existe entre la señal VSAL con respecto VENT (figura 6.3.1). El desfase deseado es el desfase que quisiéramos que exista. El desfase deseado puede ser cual quier valor (incluso 0o), lo cual depende de las especificaciones del diseño del circuito. El resultado de la medición del error de fase (figura 6.3.1) es puesto en la salida del bloque detector de error de fase como una señal de voltaje Ve, proporcional al error de fase: V e = - Ke

(e rro r d e fa s e )

ec. 6.3.2

La constante Ke, conocida como ga nancia de fase, no es más que la regla de traducción de la señal de error de fase a voltaje. Esto se hace en forma semejante a cuando medimos la temperatura en función de la altura de la columna de mercurio en un termómetro (figura 6.3.3). Note que en la ec.6.3.2 hemos antepuesto el signo menos (“-”) . Cuando el error de fase sea positivo el voltaje Ve seránegativo. Cuando el error de fase sea negativo el voltaje Ve será positivo. El voltaje Ve que se pone a la salida del detector de error de fase se suma al voltaje Vo (figura 6.3.1). El resultado de esta suma, Ve, entra al bloque VCO.

Fig. 6.3.2 Característica del VCO

Disco Compacto

Consiguientemente, según la ec.6.3.2, el voltaje Ve será positivo (figura 6.3.4.a) y el voltaje Ve será mayor que el voltaje Vo (figura 6.3.4.a). El incremento del voltaje Ve hará que la frecuencia de la señal VSAL se incremente un poco.

F ig . 6 .3 .3 El s ig n ific a d o de co n sta n te de proporcionalidad existente entre la temperatura y la altura de la columna de mercurio.

La operación del PLL cumple con lo explicado en la interrelación fase vs fre cuencia de la sección pasada. Considere mos un ejemplo para comprender esto (ver figura 6.3.4). Suponga que deseamos que la señal VSAL no esté retrasada con respecto a la señal VENT (desfase deseada = 0 ° ). Sin embargo, al momento de hacer la primera medición del desfase, encontramos que la señal VSAL está retrasada 30° (figura 6.3.4.a) . Según la operación que hemos descrito (ec.6.3.1) para el detector de error de fase, el error de fase será : E rro r d e fa s e = - 3 0 ° - 0 o = - 3 0 °

El incremento de la frecuencia produci do (figura 6.3.4.b), hará que la señal VSAL aparente estar retrasada un ángulo entre 0o y 30° (15°, por ejemplo). Cuando esto ocurra, el error de fase disminuirá, dismi nuyendo con ello los voltajes Ve y Ve (figura 6.3.4.b). Las correcciones subsi guientes (figura 6.3.4.c) harán que el volta je Ve disminuya hasta hacerse práctica mente igual a 0 V. Para entonces, el voltaje Ve tendrá valores muy próximos a Vo. Al final de este proceso de constantes aproxi maciones, la señal VSAL tendrá una fase muy próxima a la fase de la señal VENT, lo cual es precisamente lo que buscábamos (desfasamiento deseado = 0o). En este momento esperamos que sepa por qué se necesita agregar el voltaje Vo (figura 6.3.1 y 6.3.4). Cuando no exista error de fase, se requerirá tener un voltaje en la entrada del VCO que mantenga la oscilación. La magnitud y signo de este voltaje dependerá del diseño particular del VCO. Este voltaje puede ser, incluso, 0V. Si no existe error de fase, la señal VSAL oscila en la llamada frecuencia libre de oscilación del VCO (en inglés “free running frequeney”).

Un error de fase de negativo implica que la señal VSAL está retrasada 30°, mas allá del los 0o de desfasamiento que desea ríamos tuviera con respecto a la señal VENJ.

Con el objeto de que la corrección de fase sea estable, la frecuencia libre de oscilación del VCO deberá ser igual a la

Proceso de Audio —” .as«»«!*,- « & . S b i

--- =ZS&^±.z^

......—::

Vo ( DC )

Fig. 6.3.4

Disminución progresiva del error de fase a medida que transcurre el tiempo.

frecuencia promedio de oscilación de la señal de entrada V„.irr. Evidentemente,’ una ENT forma de lograr esto podría ser ajustar adecuadamente al voltaje Vo. El voltaje Vo necesita estar bien regulado (que sea DC puro). La frecuencia libre de oscilación tam bién podrá ajustarse variando, según se necesite, el valor de alguna resistencia, capacitor (condensador) o inductor (bobi na) que forme parte del circuito del VCO.

Por ejemplo, en la sección 6.5 veremos que en el modelo D-50 el ajuste de la frecuencia libre de oscilación del PLL se hace varian do la inductancia de una bobina (figura 6.5.5). Con el objeto de que usted adquiera una noción visual de cómo opera la corrección simultánea de fase y frecuencia que se realiza en un circuito PLL, considere la figura 6.3.5.

Disco Compacto

Imagine que la señal VENT que entra al PLL (figura 6.3.5.a) es representada por el ciclista VENT(figura 6.3.5.c) y que la señal VSAL(figura 6.3.5.a) es representada por el Vo

Fig. 6.3.6 Control del desfase entre los ciclistas mediante variación de la rapidez de pedaleo.

Fig. 6.3.5 Noción mecánica de la operación de un PLL: a) Diagrama a bloques, b) Señales de entrada y salida, c) Circuito de carreras.

ciclista VSAL(figura 6.3.5.c). Las frecuen cias de las señales VENT y VSAL (figura 6.3.5.b) serán para nosotros iguales a las frecuencias de giro de los ciclistas VENT y VSAL(figura 6.3.5.c), alrededor del circuito de carreras. El desfase existente entre las señales VENT y VSAL (figura 6.3.5.b) será equivalente a la separación angular exis tente entre los ciclistas VENTy VSAL(figura 6.3.5.c). Cuando el error detectado en el

Proceso de Audio

podemos controlarlo. Para empezar, supon ga que en cierto momento el ciclista VSAL está retrasado con respecto al ciclista VENT según se muestra en la figura 6.3.6.a. Esto significa que tenemos un error de fase que debemos disminuir aumentando la frecuen cia del ciclista VSAL (pedaleando más rápi do). Si ocurriera lo contrario (figura 6.3.6.b), el ciclista VSALdeberá disminuir su frecuen cia de giro (pedaleará más lento). Si en cierto momento aumenta la fre cuencia del ciclista VENT, si pedalea más rápido (figura 6.3.7.a), el ciclista VSAL deberá aumentar su frecuencia de giro para no retrasarse. Si el ciclista V„.T T,disminuENT yera su frecuencia, si pedalea más lento (figura 6.3.7.b), el ciclista VSALdeberá dis minuir su frecuencia para no adelantarse. Como hemos visto, el ciclista VSAL, siem pre intentará mantenerse cerca del ciclista VENT. Note que decimos “intentará”:

Fig. 6.3.7 Control de la diferencia de frecuencia entre los ciclistas mediante variación de la rapidez de pedaleo.

Detector de Error de Fase (figura 6.3.5.a) es nulo, asuma que los ciclistas VENTy VSAL (figura 6.3.5.c) viajan juntos. Teniendo en cuenta las anteriores suposiciones, trasla demos toda nuestra atención a los ciclistas (figura 6.3.5.C). El ciclista VENT es libre, no podemos controlarle su movimiento alrededor de la pista y, por el contrario, al ciclista V sí Q>

OiaA ^

—

Q L A /ñ k

, c lc J (

¡ Un ciclista no puede adivinar en qué momento se producirán cambios en la ve locidad de pedaleo del otro ciclista ! El cambio que se produzca en la veloci dad de pedaleo del ciclista VENT necesita mantenerse durante un tiempo razonable para que el ciclista VSAL se percate de que se está adelantando o atrasando. Como vemos, la corrección de error de frecuencia se hace como si fuera error de fase. Así pues, el ciclista VSAL siempre lo encontra remos ligeramente adelantado o atrasado, variando constantemente alrededor de la posición que en el instante tenga el ciclista V .ENT" ¿ U

O ,

j -

Disco Compacto

Puede demostrarse que el ejemplo de los ciclistas que acabamos de describir tiene muy fundamentales semejanzas con el pro ceso real en un circuito PLL. Por lo tanto, para visualizar el proceso de enganche de fase en un PLL, le recomendamos pensar en los ciclistas.

Vcc

Fig. 6.4.2 Símbolo eléctrico de la compuerta EXOR.

6.4 EL DETECTOR DE ERROR DE FASE El diagrama a bloques del detector de error de fase se muestra en la figura 6.4.1. Como vemos, está compuesto por los blo ques comparador de fase y filtro paso bajo. Cuando el detector de error de fase se emplea en un PLL, el filtro paso bajo recibe el nombre de filtro de lazo (en inglés “loop filter”).

/\ / \ S 1—

^ Comparador de fase

Filtro paso bajo ( LPF )

La compuerta EXOR tiene la caracte rística de que pone nivel alto en su salida solamente cuando los niveles de la señales que tenga en sus entradas son distintos. Por lo tanto, la compuerta EXOR cumple con la tabla 6.4.1: SI

Bajo

Alto

Bajo

Alto

Bajo

Tabla 6.4.1

S 2 ------ ►

'V X Fig. 6.4.1

El detector de error de fase

Existen diversos diseños de compara dores de fase. Con fines ilustrativos, noso tros estudiaremos al más simple de estos diseños: el detector de fase EXOR. Este detector está constituido únicamente por una compuerta lógica EXOR, según se muestra en la figura 6.4.2.

La operación del comparador de fase será más fácil de comprender con un ejem plo. Considerando la figura 6.4.3, note las señales S 1 y S2 se aplican en cuatro condi ciones distintas de desfasamiento: “a”, “b”, “c” y “d”. El ancho de los pulsos que se obtienen en la salida (señal S3), varía conforme al desfasamiento de la condición observada. Si consideramos tiempos de retrasos, el tiempo de retraso de la señal S2 con respecto a la señal S íe s igual al ancho del pulso de la señal S3 resultante. El tiempo de retraso medido entre señales

Proceso de Audio

N í---------------------

T = 240 M seg

---------- -------- > |

/ 80 \ j X 360‘

DF = - ^ —

Fig. 6.4.3 Variación del ancho de pulso de la señal de salida al variar el desfase entre las señales de entrada de la compuerta EXOR.

Disco Compacto

El resultado de la operación en un comparador de fase EXOR es una señal cuya fracción del ancho de pulso respecto a su período, es proporcional al desfase existente entre las señales comparadas. Esta relación entre el ancho del pulso y el desfase se muestra en la figura 6.4.3.

The signal S2 delay is about ninety degrees. F u e n te d e l m e n s a je e n in g lé s .

El método empleado para trasmitir el resultado de una medición debe ser compa tible con el receptor. Por ejemplo, suponga que dos personas, que hablan en diferentes idiomas, intentan comunicarse. Para que la comunicación sea efectiva se necesitará interponer un traductor entre ellas (figura 6.4.4).

La se ña l S2 e stá re tra s a d a 90 g ra d o s.

Consiguientemente, el dispositivo que se ponga en la salida del comparador de fase EXOR requiere ser capaz de entender que el desfase se encuentra registrado en el ancho del pulso. De no ser así, deberá interponerse un traductor (figura 6.4.5).

Traductoi

R e c e p to r del m e n sa je en e s p a ñ o l. Fig. 6.4.4 La función del traductor entre dos personas que hablan distintos idiomas.

periódicas de la misma frecuencia puede ser especificado como un desfase (sección 1.2 Volumen 1). Por lo tanto:

Cuando el receptor sea un VCO, la me dición del desfase, requerirá ser convertida de ancho de pulso a voltaje. En principio, esta conversión podrá hacerse empleando cualquier tecnología (digital o analógica). Todo dependerá de las especificaciones de diseño (rapidez, precisión, costo, etc.). En los reproductores de CD 's se emplea tecno logía analógica. Siendo más específicos, el convertidor (traductor) empleado es unfiltro paso bajo, llamado filtro de lazo cuando es parte integral de un PLL (figura 6.4.6).

Proceso de Audio

—>1

l a n c h o de pulso

Jim

Comparador de fase

Señal interpretada para el receptor

Fig. 6.4.5 Interposición de un dispositivo traductor cuando el receptor no puede interpretar directamente que el desfase detectado en la compuerta EXOR se encuentra en el ancho de pulso.

La conversión de ancho de pulso a vol taje puede lograrse en un filtro paso bajo, debido a la propiedad por la cual el contenido de "DC" de una señal digital periódica depende del ancho del pulso (fi gura 6.4.7). Cuando la duración de los niveles altos es menor que la duración de los niveles bajos, el contenido de DC es menor que (VL + VH )/2 , (figura 6.4.7.a). Cuando la duración de los niveles altos es igual a la duración de los niveles bajos, el

contenido de DC es igual a (VL + VH )/2 , (figura 6.4.7.b). Cuando la duración de los niveles altos es mayor que la duración de los niveles bajos, el contenido de DC es mayor que (VL + VH )/2 , (figura 6.4.7.c). Debemos aclarar que el desfase que tengamos entre dos señales digitales, como las aquí descritas, no se espera que se mantenga constante. Por ejemplo, si en un instante el desfase medido es de 15°, no

Fig. 6.4.6 El filtro de lazo LPF usado como dispositivo convertido o (traductor) de ancho de pulso a voltaje, en un circuito PLL.

Disco Compacto

Ancho = 0.25mseg

T = 1 mseg

» 1 .2 5 V OV

DC = 5V x

A ncho T 0 .2 5

= 5V x

= 1 .2 5 V

T = 1mseg

DC = 5V x

Ancho = 0.5mseg

A ncho T

0 .5 = 5V x ------------- = 2 .5 V

T = 1mseg

Ancho = 0.75mseg

3 .7 5 V

D C = 5V x

A ncho

0 .7 5 = 5 V x ------------- =

3 .7 5 V

Fig. 6.4.7 Conversión de ancho de pulso a voltaje en el LPF.

debe esperarse que en otro instante cual quiera tengamos también 15°. El desfase puede cambiar. Por lo tanto, el supuesto "DC” que se obtiene en el filtro paso bajo (figura 6.4.7), no es realmente DC puro. Contiene, además, componentes de AC (fi gura 6.4.8.). Sin embargo, encontraremos que las frecuencias de estas componentes son relativamente bajas, si las comparamos con las frecuencias de las señales SI ó S2 (figura 6.4.9). Por esta razón, para fines

prácticos, podemos decir que la salida del filtro paso bajo (figura 6.4.7) es un voltaje de "DC". El filtro de lazo empleado en el reproductor de CD's, modelo D-50, se muestra en la figura 6.5.5. Con el objeto de ajustar la ganancia de conversión, entre el filtro paso bajo y el VCO se ha agregado una etapa de amplificación.

Proceso de Audio

Fig. 6.4.8 Contenido de AC (rizado) en la salida del LPF.

Fig. 6.4.9 Comparaci贸n de las frecuencias que entran al comparador de fases con la frecuencia de la se帽al filtrada en el LPF.

Disco Compacto

6.5 EL PLL DELOS REPRODUCTORES DE CD’s

D e te cto r de e rro re s

Las señales con las que se puede trabajar en los circuitos PLL son mucho más gene rales que las que hemos usado en los ejem plos anteriores. La explicación que hici mos del circuito PLL (sección 6.3) parece resaltar el hecho de que estos circuitos sólo consideran señales periódicas de igual fre cuencia. Sin embargo, el uso de los circui tos PLL es mucho más amplio. No es requisito, por ejemplo, que la señal de entrada sea periódica; o si es periódica, no es requisito que deba tener la misma fre cuencia que la señal de salida del VCO. Considere la figura 6.5.1.

de la s e

PLC K

? Ve

veo

iiN -►

PLC K

E F M I-1

PLC K

E F M I-1

PLC K

E F M I-1

J £ 0: Fig. 6.5.1 Cuando el lazo del PLL está abierto el VCO oscila a frecuencia libre.

Fig. 6.5.2 Algunas de las disposiciones temporales posibles justo antes de cerrar el interruptor SW.

Para empezar, suponga que tenemos abierto el interruptor SW (figura 6.5.1). Bajo esta condición, el VCO oscila en su frecuencia libre. No le interesa, en absolu to, cuál sea su relación con la señal EFMI1. Si cerramos el interruptor SW, en el instante en que lo hagamos, encontraremos que las señales EFMI-1 y PLCK podrán encontrarse en muy di versas disposiciones

temporales (como quien juega la lotería). Algunas de estas posibles disposiciones se muestran en la figura 6.5.2. Después de cierto tiempo, sin importar cuál haya sido la disposición temporal al momento de abrir al interruptor SW, por la acción del PLL, las señales EFMI-1 y PLCK adquieren una disposición temporal

Proceso de Audio

= 4.3218 MHz

Por la acción del PLL, luego de cerrar el Interruptor SW, las transiciones de bajada y de subida de la señal EFMI-1 conciden con las transiciones de bajada de PLCK.

Fig. 6.5.3

Sincronización de PLCK y EFMI-1 por la acción del PLL.

fija (figura 6.5.3), se sincronizan. En este caso (figura 6.5.3) la regla desincronización consiste en: Las transiciones de bajada o de subida de la señal EFMI-1 deben coincidir, en lo posible, con las transiciones de bajada de la señal PLC K . Esta regla de sincronización es, sin dar más rodeos, la regla que se sigue en el PLL de los reproductores de CD. La frecuencia libre de oscilación del PLL es precisamen te la frecuencia de lectura de bits (Fbit, sección 3.4, Volumen 1), 4.3218 MHz.

La operación del PLL de un reproductor de CD's, es semejante a la de un PLL que maneja señales de la misma frecuencia. Considere la figura 6.5.4. _ Suponga que antes de cerrar el interrup tor SW (figura 6.5.4.a) la disposición tem poral entre la señal EFMI-1 y PLCK ( PLL \ clock) es tal que la señal PLCK está retra sada 58 nsegXnseg = 109seg.) con respec to a cualquiera de las transiciones de la señal EFMI-1, según se muestra en la figu ra 6.5.4.b, antes de t = to. Puesto que el voltaje Ve = Vo, en esta condición el VCO oscila a la frecuencia libre de 4.3218 MHz.

Disco Compacto

/ a = — = 4.3218 MHZ Ta

fe = 4.3218 MHz

/ b = 4.481866... MHz

Fig. 6.5.4 Proceso de corrección de la fase de PLCK.

Luego de cerrar el interruptor, en t = to, el retraso medido en el detector de error de fase es convertido en un voltaje de error Ve positivo, lo cual incrementa al voltaje Ve y, consiguientemente, a la frecuencia de PLCK del VCO. Este incremento de frecuencia hará que PLCK reduzca paulatinamente el retraso medido al empezar. En cierto mo mento, por ejemplo, el retraso medido será de 30 nseg. (entre t = to y t = ti, figura 6.5.4.b). Al reducirse el retraso disminuirá simultáneamente los voltajes Ve y Ve. Las correcciones continuas harán que el retraso disminuya hasta anularse prácticamente

p c ltc

O se

(después de t= tl, figura 6.5.4). Para enton ces, el voltaje Ve tendrá valores muy próxi mos a Vo y la frecuencia habrá recuperado su magnitud original de 4.3218 MHz. Al final de este proceso de constantes aproxi m aciones, la señal PLCK estará sincronizada con la señal EFMI-1, tal como se mostró en la figura 6.5.3 . El diagrama esquemático del circuito PLL empleado en el reproductor de CD's, mode lo D50, se muestra en la figura 6.5.5. En este diagrama pueden identificarse cada uno de los elementos que hasta ahora hemos ido

A )

Pir /

Disco Compacto

desarrollando: comparador defase, filtro de lazo, amplificador y VCO. Además, se in cluye un circuito adicional “f/2”. Este blo que divide la frecuencia del VCO entre dos. El VCO (figura 6.5.5) tiene una fre cuencia libre de 8.6436 MHz. Esta frecuen cia es dividida entre dos en el bloque “f/2”, convirtiéndose a 4.3218 MHz (fbit) - ¿ No es redundante que el VCO tenga una fre cuencia libre duplicada, la cual requiere ser dividida ? ¿ Por qué no hacer que el VCO tenga una frecuencia libre directamente igual a 4.3218 MHz ?-. El objetivo de esta aparentemente innecesaria complicación es la reducción de lo efectos del ruido que pudieran afectar la operación de VCO. Acerca de este tema, el lector interesado podrá encontrar una explicación más deta llada en textos especializados en circuitos PLL. Para fines prácticos, podemos decir que el bloque “f/2” forma parte del VCO (figura 6.5.6).

En este momento debemos aclarar que la generación de PLCK no siempre se rea liza mediante el empleo directo de un VCO (figura 6.5.5). Existen diseños en los cua les la señal PLCK se genera a partir de un circuito más complejo en donde, además, se toma en consideración la relación de fase y frecuencia con la señal procedente de un oscilador maestro (figura 6.5.7).

Fig. 6.5.7 Circuito sintetizador de PLCK del CDP-M11.

EFMI-1 Comparador de fase.

VCO

f/2

veo

:Ve Filtro de lazo.

< H -

2 PLCK (8.6436MHz)

PLCK (4.3218 MHz)

Fig. 6.5.6 Inclusión de un bloque divisor de frecuencia en el lazo del PLL para mejorar la precisión de la corrección de fase.

Proceso de Audio

Afortunadamente, para nosotros, la sintetizaeión de PLCK (pin 41, figura 6.5.7) se realiza internamente en un circuito inte grado, en donde ya no es necesario realizar el ajuste de la frecuencia libre de oscila ción. Por ejemplo, el CDP-M11 tiene un punto de observación de PLCK (pin 41, figura 6.5.7) el cual está dispuesto única mente con el propósito de verificar que PLCK tenga la frecuencia estipulada de 4.3218 MHz, no existe ajuste. La descripción de la operación del PLL que aquí hemos hecho es bastante parca. Siendo prácticos, no es necesario que pro fundicemos más, pues, para reparar lo único que necesitamos saber es que el PLL ajusta la frecuencia y la fase de la señal de reloj PLCK, de tal forma que se cumpla con la regla de sincronización de que : Las transiciones de bajada o de subida de la señal EFMI-1 deben coincidir, en lo posible, con las transiciones de bajada de la señal PLCK (figura 6.5.3).

6.6 SINCRONIZADOR DE LECTURA Siguiendo el proceso descrito en el diagrama a bloques de la figura 5.2.2, luego del Regenerador de Señal Cuadrada (cir cuito de asimetría) nos encontramos que la señal EFMI-1 recuperada prosigue hacia el bloque Sincronizador de Lectura. Este bloque es necesario para la adecuada ope ración del bloque subsiguiente, el bloque Proceso Digital de Audio (figura 5.2.2). En el bloque Proceso Digital de Audio se realizan operaciones digitales de tipo sincrónico. Las operaciones digitales de este tipo avanzan solamente cuando reci ben un pulso de "reloj". El pulso de reloj en los procesos sincrónicos es semejante al compás marcado por el director de una orquesta (figura 6.6.1.a). Si no existiera director de orquesta, los músicos ejecutantes podrían perder la noción de los momentos en que deben hacer sonar sus instrumentos (figura 6.6.1.b). Según adelantamos en la sección 5.2, la señal EFMI-1 (figura 5.2.2), hasta el mo mento, no es más que una sucesión arbitra ria de niveles altos y bajos, sin una sincronización conocida. Si esta señal en trara directamente al Proceso Digital de Audio (figura 6.6.2.a), se produciría un caos. No habría forma de saber en qué momento empieza o termina cualquiera de los pasos que internamente deben ser cum plidos. Sin sincronismo, el Proceso Digital de Audio sería como una orquesta sin direc-

Disco Compacto

a. Cuando la orquesta tiene directoría música es generada slncronizadamente.

b. Cuando la orquesta no tiene director no hay sincronización.

Fig. 6.6.1

Orquesta en dos situaciones distintas.

tor (figura 6.6.1 .b). La solución a este pro blema se da, entonces, intercalando el bloque Sincronizador de Lectura (figura 6.6.2.b). El bloque Sincronizador de Lectura se subdivide en los bloques PLL y Seguidor de Reloj, según se muestra en la figura 6.6.3. Según estudiamos en la sección pasada, el PLL tiene la función (repetimos)

de generar la señal de PLCK sincronizada con la señal EFMI-1 según la siguiente regla: Las transiciones de bajada o de subida de la señal EFMI-1 deben coincidir, en lo posible, con las transiciones de bajada de la señal PLC K.

Proceso de Audio

Señal EFMI-1

77 07 7 0 0 0 777

Banda sin fin

EFMI-2

EFMI-1 Sincronizador de lectura

PLCK

Proceso Digital de Audio

Proceso Digital

Señal EFMI-2

______/ \ _____

77 077 0 0 0 7 7 /

°O ; Gracias a que sabemos cuando viene cada número, ya no suceden accidentes y trabajamos en orden

Banda sin fin

Fig. 6.6.2 Importancia de PLCK en la sincronización del Proceso Digital de los Datos : a) Sin sincronismo cunde el caos, b) Con sincronismo el proceso es ordenado.

Disco Compacto

e r ^ r tT - /

EFMI-1

Seguidor

EFMI-2 Proceso

de reloj

Digital PLCK

de Audio

2 ^

ií / j

ciones de bajada de la señal PLCK se agitan (en inglés “jitter”) alrededor de las transiciones de bajada o de subida de la señal EFMI-1 (figura 6.6.4).

PLL

Sincronizador de lectura

Fig. 6.6.3 Bloques integrantes del sincronizador de lectura: seguidor de reloj y PLL.

Observe que al decir “en lo posible” estamos dando un margen de error. Este margen de error es parte inherente a todo circuito PLL. Recordando la parte final de la sección 6.3, así como un ciclista no puede adivinar en qué momento se produ cirán cambios en la velocidad de pedaleo del otro ciclista , la señal PLCK no puede adivinar en qué momentos se producirán cambios en su sincronización con respecto a la señal EFMI-1. Por lo tanto: La coincidencia estipulada para las transiciones de bajada de la señal PLCK es realmente una condición de sincro nización aproximada, que se busca cons tantemente. En esta búsqueda las transi

Por esta razón, la función realizada por el PLL podemos considerarla como una primera aproximación de sincronización, en donde EFMI-1 actúa como señal de referencia. El ajuste final de sincronización, se realizará en el bloque Seguidor de Reloj (figura 6.6.5).

Observe (figura 6.6.5) que la operación del bloque Seguidor de Reloj sobre la señal EFMI-1 produce una señal EFMI-2 que mantiene una perfecta sincronización con la señal PLCK, si asumimos la regla de sincronización siguiente: Las transiciones de bajada o de subida de la señal EFMI-2 deben coincidir, exac tamente, con las transiciones de subida de la señal PLC K . Salvo el corrimiento de tiempo entre EFMI-1 y EFMI-2 (aproximadamente me dio ciclo de PLCK), estas señales son esen

Fig. 6.6.4 Sincronización aproximada de PLCK con la señal EFMI-1: PLCK intenta seguir a la señal EFMI-1.

Proceso de Audio

E F M I-1

PLC K

S in c r o n iz a c ió n a p r o x im a d a .

E F M I- 1 PLC K E F M I-2 =: 1 /2 T p l c k

— »)

|«—

1 /2 T p lc k -

k -

: \ E F M I - 2 e s tá r e t r a z a d a a p r o x im a d a m e n t e m e d io c ic lo d e P L C K c o n r e s p e c t o a E F M I-1 .

Fig. 6.6.5 Corrección total de sincronización entre EFMI-2 y PLCK con respecto a la condición de sincronización aproximada entre EFMI-1 y PLCK.

cialmente las mismas (figura 6.6.5). El retraso generado entre estas dos señales es uno de los factores que garantiza la absor ción de la agitación entre PLCK y EFMI-1. El otro factor que permite la absorción de esta agitación es el margen de error de sincronización alcanzado por la acción del PLL. Luego de que el PLL engancha, el error de sincronización de la señal EFMI-1 con respecto a la señal PLCK, es menor que 1/4 de ciclo de la señal PLCK (figura 6.6.4). La operación descrita para el Seguidor de Reloj podemos considerarla como una forma de muestre o y retención (S/H). Cuando se produzca una transición de subi

da en la señal PLCK (figura 6.6.6), el nivel de voltaje que en ese instante exista en la señal EFMI-1, se registrará en la señal EFMI-2. Este nivel de EFMI-2 se manten drá hasta que llegue la próxima transición de subida de la señal PLCK. Para entonces, dependiendo del nivel de la señal EFMI-1, la señal EFMI-2 deberá cambiar o mante ner su valor. El Seguidor de Reloj que aquí hemos descrito no es más que un flip-flop D (“delay”) , disparable con transición posi tiva de reloj (figura 6.6.7). En nuestro caso, la señal de reloj es PLCK (4.3218 MHz). Si usted desconoce cómo operan los flip-flops, le recomendamos estudiar sobre los mis mos en textos de electrónica digital básica.

Disco Compacto

E F M I-1

S e g u id o r de re lo j

E F M I-2

PLCK “T*-*"*“...- ........-<v — r E F M I-1

P LCK E F M I-2

Fig. 6.6.6 Operación del seguidor de reloj.

¡ Que no lo deje el tren ! (Vea nuestra serie Tecnología Digital, Circuitos Digitales, Vol.l y V ol.2).

Extracción del sincronismo de trama y del sincronismo de bloques:

Fig. 6.6.7 Ejemplo de un flip-flopD disparable con transición positiva.

Las señales WFCK (“write frame clock”) y SCOR son necesarias en la recuperación ordenada de los datos que vienen en cada trama y en el canal Q, respectivamente.

5V-

EFMI-1

Demodulación EFM: ■

PLCK

,'0 m c .^ e t'o n _ ?■ 5 V -------- 1 SN74LS74AN

6.7 OPERACIONES BÁSICAS DEL

PROCESO DIGITAL DE AUDIO Siguiendo el proceso descrito en el diagrama a bloques de la figura 5.2.2, luego del Sincronizador de Lectura en contramos que la señal EFMI-2 prosigue hacia el bloque Proceso Digital de Audio. En este bloque se realizan las siguientes operaciones:

Como sabemos, el objetivo de la modu lación EFM, que se realiza en la grabación del CD, es la adecuación de la señal PCM a las limitaciones electro/mecánico/ópticas del proceso de reproducción, de tal forma que la señal digital pueda ser regenerada (sección 6.1). Además, la señal EFMI re sultante de esta modulación, permite la obtención de una señal de reloj (PLCK, sección 6.6) que esté sincronizada con los datos. Luego de la obtención de PLCK, la modulación NRZI y la codificación EFM de la señal EFMI pierde todo su atractivo, se hace inconveniente para el subsiguiente pro ceso digital. Por esta razón, la señal EFMI deberá decodificarse, de símbolos de 14 bits a la forma natural de símbolos de 8 bits, y

Proceso de Audio

cambiar de modulación NRZI a un tipo de modulación que no maneje transiciones, sino niveles (muy probablemente NRZ). Extracción del canal Q (SUB-Q) y extracción de las muestras L y R, reorde nadas y procesadas contra errores: La extracción del canal Q y la extrac ción de las muestras reordenadas de los canales L y R constituyen los objetivos fundamentales de todo el proceso digital. Detección del enganche de sincronis mo de trama (GFS) y Generador princi pal de referencias (RFCK): De las señales GFS (“guard frame sync”) y RFCK (“read frame clock”) todavía no hemos dicho nada. Estas señales, según veremos (Cap.7), juegan un papel decisivo en la operación del servomecanismo del motor del disco. RFCK, además, participa junto con WFCK en la recuperación orde nada de los datos de cada trama (sección 6.10). La señal GFS tiene la función de

EFMI-2

PLCK

indicar cuando existe coincidencia entre el momento real de llegada de un patrón de sincronismo de trama y el momento espe rado, lo cual depende de la velocidad y sincronización del giro del disco. Por ahora no nos complicaremos pensando en estas señales. Esperemos hastas que sean opor tunamente tratadas. Sobremuestreo digital: Esta es una operación que no vino incor porada en los primeros reproductores de CD. Tiene el objetivo de aminorar la distorsión de fase que sufren las altas fre cuencias próximas a la frecuencia máxima de 20 KHz. Este tema lo trataremos en la sección 6.11. Las operaciones anteriores son realiza das por el Proceso Digital de Audio en 5 bloques básicos, intercomunicados según se muestra en la figura 6.7.1. Los procesos de estos bloques son ejecutados por circui tos integrados.

Detector de

Sincronismos

Convertidor

y Demodulador

D/A

EFM

Fig. 6.7.1 Diagrama a bloques simplificado del Proceso Digital de Audio.

Disco Compacto

6.8 DETECTOR DE SINCRONISMOS Y DEMODULADOR EFM

Debido a que la información técnica correspondiente a estas operaciones no ha sido divulgada, no pretendemos explicar todos los detalles de los procesos seguidos internamente en estos bloques. Afortuna damente, para la reparación de CD's sólo será necesario que tengamos una noción cualitativa.

Las señales EFMI-2 y PLCK prove niente del Sincronizador de Lectura (sec ción 6.6) entran al bloque Detector de Sincronismos y Demodulador EFM (figu ra 6.7.1). Dentro de este bloque, la primera operación a la que se somete la señal EFMI-2 es su conversión de señal NRZI a RZ o NRZ (Volumen 1, sección 2.9), realmente no sabemos. Suponiendo que la

La descripción de los procesos realiza dos en los bloques de la figura 6.7.1 la haremos en las siguientes secciones.

Detector de sincronismos y de modulador El patrón binario de la

EFM.

señal EFM-RZ está retrazado 1/2 Tbit

EFMI-2 (EFM-NRZI)

con respecto al patrón binario de la señal

EFM-RZ

EFM-NRZI.

PLCK Patrón binario asociado a la señal EFMI.

> Tbit K —

i___________r

EFMI

EFM-RZ

Patrón binario asociado a la señal EFM-RZ. 0

^HTbit K— > L K — 1/2 Tbit

Fig. 6.8.1 Conversión de señal NRZI a señal RZ por medio de un detector de bordes.

Proceso de Audio

a NRZ, construidos con un flip-flops D y compuertas. De aquí en adelante supondre mos que la señal EFM que se maneja inter namente en el proceso digital es del tipo NRZ.

conversión sea a señal RZ, el circuito co rrespondiente no es más que un detector de bordes, según se muestra en la figura 6.8.1. Como vemos, el detector de bordes pro duce una señal de salida constituida por pulsos del mismo ancho. Además, estos pulsos aparecen justo después de que se produce una transición en la señal NRZI. Usted podrá comprobar que la señal resul tante RZ se asocia al mismo patrón de bits que la señal NRZI. En el apéndice E se muestra un ejemplo de un circuito detector de bordes que realiza la operación aquí descrita.

La señal EFM resultante es NRZ (figu ra 6.8.2), la cual posee características más manejables que la señal EFM-NRZI origi nal. Por ejemplo, la detección de l ’s en la señal NRZ ahora es menos complicada, es más fácil procesar niveles (alto o bajo) que procesar transiciones. Luego de la conversión de la señal EFMI a señal RZ (figura 6.8.1) o NRZ (figura 6.8.2), a la señal EFM se le detectan los patrones de sincronismos de trama y de bloque. Esta operación se realiza emplean do un registro de corrimiento de 23 bits y un circuito lógico de comparaciones ( detec-

Si en el proceso digital se requiere traba jar con señal NRZ, ésta podrá obtenerse fácilmente a partir de la señal RZ (figura 6.8.2). En el apéndice E se muestran unos posibles convertidores N R ZIaR Z y RZ

— > I T b it K — PLCK Patrón binario asociado a ia señal EFMI.

- > |T b itK — EFM I

1/2 T b it

E F M -R Z

T b it

E F M -N R Z

Patrón binario asociado a las señales EFM-RZ y EFM-NRZ. 0

Fig. 6.8.2 Construcción de las señales EFM-RZ y EFM-NRZ a partir de la señal EFMI.

Disco Compacto

0 0 0 Oj Q E FM -N R Z

G e n e ra d o r

g lo .

de tie m p o s

Señales de sincronización de procesos secuenciales

D etector del sincronism o de tram a

FCK

—-VI#.

Si en el transcurso de dos tramas sucesivas el registro de corrimiento llega a contener primero al patrón SO y luego al patrón S1, la lógica de Detección de Sincronismo de bloque detectará el inicio de un bloque.

C uando el re g is tro de c o rrim ie n to se llene con este patrón, la lóg ica de dete cció n de s in c ro n is m o de tra m a d e te c ta rá el in icio de una tram a.

1 R e g is tro de c o rrim ie n to de 2 3 b its.

14 bits. < T

D etector del sincronism o de bloque.

SCOR

Fig. 6.8.3 Detección de la llegada de los patrones de sincronismo de trama y de bloque.

torde sincronismo de trama, figura 6.8.3). El corrimiento de bits dentro del registro de 23 bits será controlado por una señal proce dente de un circuito generador de tiempos que veremos más adelante. La referencia principal de este circuito generador de tiempos, es la señal PLCK.

Cuando el registro de corrimiento se llena con los primeros 23 bits de los 24 bits del patrón de sincronismo de trama, el detector del patrón de sincronismo de tra ma pone un pulso (alto o bajo, no sabemos, esto ocurre dentro de un integrado) en su salida. Mientras no llegue el patrón de

- y o is — .

Proceso de Audio

EFM I E F M -N R Z j

P a tró n b in a rio a s o c ia d o a la s e ñ a l E F M -N R Z .

lo|o|-ilolo|o|Q|o|o|o|o|o|o|i.lo|o|o|o|o|olo|o|olo|i|o|o| V 24 b its d e l s in c ro n is m o de tra m a . FCK

Este pulso aparece justo después de que el registro de 23 se llena con los prlmeros23 bits del patrón de sincronism o de trama. Fig. 6.8.4 Generación de la señal FCK

sincronismo de trama, en la salida de este detector se mantendrá un nivel constante (bajo o alto, no sabemos). Por ejemplo, asumiendo que el nivel constante es de nivel bajo, cuando llegue el patrón dé sincronismo de trama el pulso será de nivel alto (figura 6.8.4). La frecuencia de aparición de este pulso es 7.35 KHz. Llamare-

Fig. 6.8.5 El patrón de sincronismo de bloque.

Si recordamos lo estudiado en la sec ción 3.3 (Volumen 1), el patrón de sincronismo de bloque se detecta conside rando símbolos de 14 bits. Este patrón de sincronismo está compuesto por dos par tes, SO y SI, que vienen en el símbolo de control de las primeras dos tramas de cada bloque (figura 6.8.5).

Disco Compacto

°0 1 EFM-NRZ

S °10 q>

Registro de corrimiento de 23 bits

Lógica de Detección de SO

Generador de tiempos

SCOR Retraso de una trama ( 136.05|jseg)

Fig. 6.8.6 Detección del sincronismo de bloque, SCOR.

En la detección del patrón de sincronis mo de bloque (figura 6.8.6) se procede en forma parecida a la detección del patrón de sincronismo de trama, con la diferencia que ahora se emplean 14 de los 23 bits del registro de corrimiento, y que ahora deberá esperarse la llegada de dos símbolos, SO y S 1. Si en un momento dado llega un patrón de bits correspondiente a SO (figura 6.8.6), esta condición deberá ser detectada y retra sada durante el tiempo correspondiente a una trama (Ts = 136.05 pseg), luego de lo cual, si llegara un patrón de bits correspon diente a SI (figura 6.8.6), se podrá decir que ha llegado el patrón de sincronismo de bloque, apareciendo un pulso de nivel alto en la salida del detector. Si SI no llega en un tiempo Ts después de la detección de SO, la salida del detector se mantendrá en nivel bajo, reiniciándose el proceso. Este es un mecanismo de protección contra errores en

la llegada de los símbolos SO y SI del sincronismo de bloque. La señal a la salida del detector del patrón de sincronismo de bloque tiene una frecuencia de 75 Hz. A esta señal se le conoce como \SCOR (“subcode sync (SO +S1) output”) . La medición del tiempo Ts, después de la llegada de SO, depende de un circuito generador de tiempos que trataremos más adelante. Simultáneo al proceso de detección de los patrones de sincronismos, también se hace la eliminación de los 3 bits de acopla miento. Esto se realiza mediante un regis tro de 14 bits, controlado por el generador de tiempos (figura 6.8.7). De los 23 bits del registro de corrimiento pasan 14 bits al siguiente registro. La eliminación de los 3 bits de acoplamiento se produce porque el

Proceso de Audio

generador de tiempos envía la señal de captura justo cuando los bits de acopla miento están cargados en las celdas 14, 15 y 16 del registro de corrimiento de 23 bits (figura 6.8.7). U1n EFM-NRZ U Oa 01 00 BO B1 B2

-n _

B3 B4 B5 B6 B7 B8 B9 B10 B11 B12

Símbolo de 14 bits

Bits de acoplamiento

-+104A

•

►

Registro de captura de 14 bits

B13 B14 B15 B16 B17 B18 B19 B20 B21 B22

Registro de corrimiento de 23 bits

Señal de corrimiento

Señal de lectura

Generador de tiempos

Fig. 6.8.7 Captura de los sím bolos de 14 bits y eliminación de los bits de acoplamiento.

El patrón de sincronismo de trama tam bién es eliminado en esta etapa, pues la señal de lectura que llega al registro de 14 bits quedará desactivada cuando se espera la llegada del patrón de sincronismo de trama, según una estimación que se hace en el circuito generador de tiempos.

La señal EFM, libre de los bits de aco plamiento y del patrón de sincronismo de trama, pasa al convertidor de 14 a 8 (figura 6.8.8). Cada uno de los símbolos de 8 bits se guarda en un registro temporal, en la espera de ser escrito^ en la memoria, y procesados por los bloques Ejecutor y Decodificador CIRC (figura 6.7.1), que trataremos en las próximas secciones. Ade más, ya que conocemos en qué momento empieza cada trama (pues tenemos el sincronismo de trama), existe un perfecto conocimiento del momento en que llegará el símbolo de control. Por lo tanto, éste es detectado y puesto como una salida serial independiente (figura 6.8.8), la cual será leída por el sistema de control (Capítulo 7). La señal serial del símbolo de control recibe el nombre de SUBQ (“subcode Q output”). Debido a que el patrón de sincronismo de trama procede de la lectura del disco, el cual puede tener imperfecciones (rayaduras, manchas, etc), no hay garantía de que este patrón llegue siempre, o de que no se gene re por error un falso patrón. Por lo tanto, la señal FCK que se obtiene a la salida del detector del patrón de sincronismo de tra ma (figuras 6.8.3, y 6.8.4) no es una señal del todo confiable. Ocasionalmente, cuan do se espera la aparición de un pulso, en contraremos que éste se ausenta (figura 6.8.9.a); o, cuando no se espera que aparez ca, encontraremos que éste se hace presen te (figura 6.8.9.b). Por este motivo, se ideó un procedimiento indirecto para capturar al sincronismo de trama. El sincronismo de trama obtenido por este procedimiento es el que conocemos como WFCK (“write frame clock”).

Disco Compacto

WREQ OENB ( Del bloque Ejecutor )

Del registro de ì corrimiento de 23 bits

LRLRLR\ CIRC \ LRLRLR / CIRC /

►

Al proceso de desintercalado y detección de errores

SUBQ ( S e rie )

Fig. 6.8.8 Conversión de 14 a 8.

Ya que la frecuencia de trama es un submúltiplo de la frecuencia de lectura de bits PLCK (sección 3.4, Volumen 1), el proceso de generación de WFCK contem pla una división de la frecuencia de la señal PLCK entre 588. Esta división se hace en un contador que genera una señal interme dia que hemos nombrado PLCK/588 (figu ra 6.8.10). La fase de PLCK/588 y, por ende, la de WFCK, se fija en un circuito en donde interviene, entre otras señales, la señal FCK (figura 6.8.10). En condiciones normales, la fase de PLCK/588 quedará enganchada a la fase de FCK. La condición de enganche se pone de manifiesto cuando

la señal GFS (“guard frame sync”) adquie re nivel alto.

Proceso de Audio

P a tró n de b its de s in c ro n is m o de tra m a o rig in a lm e n te g ra b a d o en el d is c o .

A u s e n c ia de p u ls o d e s in c ro n is m o .

---------- L.

FCK

0 0 10 11

o o o o o

o ! o 1o 1o 1 1 ! o | o | o | o ¡ i ! o | o

P a tró n de b its o rig in a l g ra b a d o en el d is c o .

P ro c e s o ru id o s o de le c tu ra . A u s e n c ia en n iv e l a lto S e ñ a l EFM I

p ro v o c a d a p o r el ru id o .

N ive l a lto p ro v o c a d o p o r el ru id o . i

^ C o n v e r s ió n d e N R Z I a N R Z .

S e ñ a l E F M -N R Z

V I_____ \2U-

P a tró n b in a rio que lle g a al re g is tro de c o rrim ie n to de o

K -------------F a ls o p a tró n de s in c ro n is m o de tra m a .

o 1— o

o o o o

y Íííiá

0| o | o ¡ Ü o

10 10 I o | o I 1 I 0 I 0 ] 0 I 0 i i j

-5H

F a ls o p u ls o d e s in c ro n is m o FCK

M .____

Fig. 6.8.9 Errores en la detección del sincronismo de trama: a) Ausencia de pulso de sincronismo, b) Generación de falso sincronismo.

Disco Compacto

P r o c e d e n t e s del S Y S C O N . I

GSEM

GSEL

W SEL

Fig. 6.8.10 Generación de WFCK (Diagrama simplificado).

Note (figura 6.8.10) que WFCK se pro duce como un reajuste de fase (retraso) de la señal PLCK/588 en el Generador de Tiempos . Este retraso es necesario para la correcta sincronización de las operaciones de los circuitos a los que llega WFCK. Los parámetros de fase y frecuencia de la señal FCK pueden variar dentro de már genes de tolerancia determinados por los bits de control GSEM, GSEL y WSEL procedentes del SYSCON (figura 5.2.2 y 6.8.10). Fuera de estos márgenes, las varia ciones de fase o frecuencia se consideran como errores. Si en un momento dado se pierde el patrón de sincronismo de trama y, consiguientemente, desaparecen los pul sos de FCK, la señal WFCK mantendrá la fase que lleva hasta ese momento. Por otro lado, si se generara un patrón de sincronismo en un momento en donde no existe ninguna posibilidad de que aparez

ca, la señal WFCK se mantendrá inalterada, desatendiendo la presencia de este falso patrón . ¡ He aquí otro proceso de protec ción contra errores ! Podemos decir, enton ces, que WFCK es la versión depurada de errores de FCK. Los bits de control que llegan con GSEM, GSEL y WSEL (figura 6.8.10), definen de qué m anera se generará WFCK, sincronizada con FCK. Aunque, para repa rar, no creemos que usted necesite más información sobre estas señales, una des cripción más completa se le ofrece en el apéndice F. El circuito generador de tiempos no es más que una generador múltiple de pulsos, sincronizados con PLCK/588 y PLCK (figura 6.8.11). Por ejemplo, una de la señales generadas por este circuito debe controlar el instante de lectura en el regis tro de 14 bits empleado para la eliminación

Proceso de Audio

de los bits de acoplamiento y el patrón de sincronismo de trama (figura 6.8.7). La forma de la señal de lectura, que podemos suponer llega al registro de 14 bits, se muestra en la figura 6.8.12. Para entender por qué la señal de lectura de la figura 6.8.12 tiene la forma mostrada,

debemos recordar cómo está compuesta una trama (tema estudiado en el Cap. 3 del Volumen 1). Ya que el registro de captura (figura 6.8.7) está destinado para guardar temporalmente a los símbolos de 14 bits, la operación de lectura tiene sentido única mente cuando se tenga disponible un sím bolo. Por lo tanto, no existe pulso de lectura

WREQ

Generador PLCK/588

WFCK

tiempos

Registro de corrimiento de 23 bits.

Registro de capturado de 14 bits.

Detector de sincronismo de bloque.

Convertidor paralelo serie del canal Q.

Demodulador EFM.

Registro temporal de 8 bits.

Fig. 6.8.11 El generador de tiempos

Patrón binario !

C IR C

IS IN C l C l

1 Trama S e ñ a l d e le c t u r a

P ulso s de le c tu ra

PLCK/588

Nota : La sincronización que tienen estas señales es supuesta. De estas señales solo se puede ver a PLCK . PLCK

-> l

| é f B

rLiuiiuuiAíiJiruuiJii

EFM-NRZ

xüx

23bHs

----------- Sincronismo de trama

Control

— A c o p la m ie n to

A c o p la m ie n to -

S e ñ a l d e le c tu ra q u e lle g a al re g is tro d e c a p tu ra de 14 bits.

P LC K /588^ \V ^ _____________

Aquí el pulso de lectura está ausente porque el patrón de bits anterior corresponde al sincronismo de tramas.

La lectura se ejecutará durante la transición positiva.

Fig. 6.8.12 Forma (hipotética) de la señal que activa la lectura en el registro de captura de 14 bits.

Disco Compacto

luego del patrón de sincronismo de trama (figura 6.8.12). El comportamiento de la señal de lectu ra descrito en la figura 6.8.12, puede lograrse fácilmente, mediante la participación de las señales PLCK/588 y PLCK. La genera ción de pulsos de lectura inicia 17 Tbit posteriores a la transición negativa (de alto a bajo) de la señal PLCK/588. Los siguien tes pulsos de lectura se generarán cada 17 Tbit. Este proceso continuará hasta que se generen un total de 33 pulsos de lectura, luego de lo cual deberá esperarse a que se produzca una nueva transición negativa de PLCK/588, repitiéndose el proceso. ¿ Cómo cree usted que será la señal de lectura del registro de 23 bits (figura 6.8.3)? En el registro temporal de salida de 8 bits (figura 6.8.8) hemos obtenido los símbolos

del CIRC, los de las muestras (L / R) e incluso el símbolo de control, convertidos en símbolos de 8 bits. Como hemos de suponer, la secuencia de aparición de estos datos estará sincronizada con la señal depu rada de sincronismo de trama WFCK. Lue go de la conversión de 14 a 8, el tiempo asociado a cada símbolo se mantiene igual. Por lo tanto, todavía persisten las ventanas de tiempo correspondientes al patrón de sincronismo de trama y al símbolo de con trol (figura 6.8.13). Con el objeto de avisar desde qué ins tante estarán disponibles los símbolos de las muestras (L / R) y los datos del CIRC, en el registro paralelo de salida, el sistema generador de tiempos proporciona otra se ñal (figuras 6.8.11 y 6.8.13) llamada WREQ (“write request”, requerimiento de escritu ra). El aviso de lectura es efectivo en la transición positiva de WREQ.

Alta impedancia.ventana de tiempo correspondiente al sincronismo de trama y al símbolo de control. Patrón binario C IR C

Salida de los a pines del registro temporal de salida

III

........

C IR C

1 Trama

I l l .................. I I I II

I ! ITT

W REQ

i, i

Ventana del sincronismo de trama y del símbolo de control W REQ

LT WFCK (7.35 KHz)

K - --------- 3.9335 m s e g .-------- > ;

— - ..—

17 bit

-> i

Fig.6.8.13 Sincronización de la señal de aviso de disponibilidad WREQ con la señal WFCK y los datos en el registro temporal de salida.

Proceso de Audio

Note (figura 6.8.13) que no existen pulsos de WREQ después de la ventana de tiempo del patrón de sincronismo de trama y del símbolo de control. Observe además (figura 6.8.13), que la transición negativa de la señal WFCK aparece 17 pulsos de PLCK antes que la transición positiva de WREQ. Esto nos indica claramente que cualquiera que sea la señal que se produzca durante la ventana del patrón de sincronismo y el símbolo de control, ésta será descarta da totalmente cuando los datos sean leídos en las subsiguientes etapas que a continua ción estudiaremos.

dentro de este bloque hemos pasado por el sub-bloque Detector de Sincronismos y Demodulador EFM (figura 6.7.1). En la figura 6.9.1 se muestra con más detalle las líneas de comunicación existentes entre los sub-bloques Detector de Sincronismos y Demodulador EFM, Ejecutor, Decodificador CIRC y Memoria.

6.9 REORDENAMIENTO Y / CORRECCIÓN DE ERRORES

Suponga que estamos en el siglo XVI y que un buque español llega en la noche a las costas de Portobelo (figura 6.9.2), puerto principal de arribo en las Indias. Este buque desea dejar mercancías (telas, perfumes,

Recuerde que seguimos dentro del blo que Proceso Digital (figura 5.2.2), y que

Como vemos (figura 6.9.1), además del bus común de datos, existen otras líneas adicionales, las cuales tienen la función de controlar la entrada y salida de datos en los correspondientes sub-bloques. Para enten der el principio básico de esta comunica ción nos valdremos de una analogía.

Del Microcontrolador principal

R/W/Z

AL servo de CLV ( m ^ -V o Y DATOS

i a i p ro c e s o de

jo ? “ Cristal Maestro Al microcontrolador , principal

SCOR

SUBQ

Fig. 6.9.1 Diagrama a bloques del proceso de desintercalado y, detección y corrección de errores.

“

Disco Compacto

Vigilante

Fig. 6.9.2 Protocolo de comunicaci贸n hipot茅tica entre un barco y el puerto.

Proceso de Audio

herramientas, etc.). Debido al ambiente rei nante de la época, todo barco que quería arribar de noche, requería transmitir un mensaje mediante linternas (figura 6.9.2.a). El vigilante del puerto, al reconocer el men saje y cerciorarse de que no había peligro, transmitía un mensaje al buque, autorizán dole el arribo (figura 6.9.2.b). Entonces, el buque arribaba al puerto y desembarcaba las mercancías (figura 6.9.2.C). La comunicación del sub-bloque De tector de Sincronismos y Demodulador EFM con los demás sub-bloques (figura 6.9.1), tiene la misma forma que la comu nicación descrita entre el buque y el puerto (figura 6.9.2). Cuando el sub-bloque De tector de Sincronismos y Demodulador EFM (el buque) tiene datos (la mercancía) disponibles en el registro paralelo d t salida (figura 6.9.3.a), envía un pulso de señal WREQ (luz de la linterna del buque). El sub-bloque Ejecutor (el vigilante del puer to), al percatarse de la disponibilidad del dato (figura 6.9.3.b), y desocuparse de sus otras tareas, transmitirá la señal OENB (luz de la linterna del puerto). Entonces, el registro paralelo de salida se conectará al bus de datos (figura 6.9.3.c). De aquí, los datos pasarán a la memoria (el depósito del puerto). En un puerto marítimo, como sabemos, existen diversas tareas que hacer con las mercancías; y se dispone de depósitos, con una ubicación específica para las mercan cías que se desean almacenar (figura 6.9.4). En nuestro caso, en nuestro puerto consti tuido por los sub-bloques Ejecutor, Memo ria, y Decodificador CIRC, también se cum-

Fig. 6.9.3 Protocolo de comunicación entre el sub-bloque Detector de Sincronismos y Demodulador EFM con el sub-bloque Ejecutor

pie con estas funciones. A continuación haremos la descripción de estas funciones . Vea simultáneamente a la figura 6.9.1.

Disco Compacto

DEPÓSITO

Fig. 6.9.4

Memoria: Es un conjunto de registros de escritura y lectura que sirve como depó sito temporal de los datos. Mediante una secuencia de lecturas y escrituras, estable cida externamente, permite el reorde namiento y el proceso contra errores. Los momentos de acceso, las direcciones, y la operación (lectura / escritura) se definen externamente por una línea de comandos y direcciones procedentes del sub-bloque Ejecutor. La línea de comandos la llamare mos R/W/Z (“read / write / Z” , lectura/ escritura /Z, Z = circuito desconectado); y la línea de direcciones la llamaremos ADE (direcciones del Ejecutor). Decodificador CIRC: Es el cerebro de todo el proceso de reordenam iento, detección y corrección de errores. Siguien do las instrucciones contenidas en un microprograma y los símbolos del CIRC, de termina la secuencia de lecturas y escritu ras, y las direcciones de acceso de la Memoria.

Este sub-bloque no realiza el control directo de la Memoria, esta función la rea liza el Ejecutor. Los momentos de transfe rencia de datos, entre la Memoria y el 'Decodificador CIRC, se definen externa mente por la señal PREN procedente del Ejecutor. El Decodificador CIRC comuni ca al Ejecutor la dirección de Memoria seleccionada mediante una línea de direc ciones que llamaremos ADC. Por esta línea el Ejecutor también conocerá si un dato en particular pudo, o no, ser corregido. Ejecutor: Es el coordinador de las operaciones de lectura y escritura realiza das en los sub-bloques Memoria y Decodi ficador CIRC. Según acabamos de expli car, nada entra o sale de estos sub-bloques sin la autorización del Ejecutor. En el Ejecutor también se realizan las operaciones de retención / interpolación, atenuación y enmudecimiento. La reten ción / interpolación se realizará en los

Proceso de Audio

casos en que se detecten errores imposibles de corregir, según le inform e el Decodificador CIRC (más adelante, en esta sección, reabordaremos el tema). La ate nuación (12 dB) y el enmudecimiento son operaciones realizadas conforme a los comandos MUTG y ATTM recibidos desde el Sistema de Control (SYSCON). Por ejem plo, cuando una unidad reproductora de CD's se pone a operar en el modo de búsqueda audible de una sección de una selección musical, el SYSCON or denará que el audio se atenúe digitalmente 12 dB; si la unidad se pone a operar en modo de PAUSA, el SYSCON ordenará enm udecim iento digital. El enmudecimiento y la atenuación digital se explican en el apéndice F. La secuencia de las tareas realizadas dentro del Ejecutor(ñgura 6.9.1) se define internamente en un circuito generador de tiempos (figura 6.9.5), el cual se sincroniza con las señales ya conocidas WFCK y WREQ y, además, con las señales de reloj procedentes de un oscilador de frecuencia estable, entonada con un cristal maestro. Según veremos, cuando tratemos los servomecanismos, este cristal maestro será el responsable final de todos los sincronismos del lazo de CLV (“constant linear velocity”, velocidad lineal constan te), lo cual incluye a la señal PLCK (sec ción 6.6). Por lo tanto, las señales de reloj de este cristal estarán sincronizadas, dentro de un margen de tolerancia especificado (que admite agitación, “jitter”), con las señales WFCK y WREQ (señales proce dentes del PLL). Si recordamos, las señales WFCK y WREQ son producidas en el

Detector de Sincronismos y Demodulador EFM ( figuras 6.8.10 y 6.8.11), y son el producto de operaciones en donde partici pa la señal PLCK, procedente del PLL. La forma de operar del generador de tiempos del Ejecutor es complicada. Más aún, considerando que todavía no hemos explicado el funcionamiento de los circui tos de servo. Por lo tanto, nos limitaremos a hacer una descripción cualitativa de las operaciones controladas por las señales de este generador. La señal WFCK (figura 6.9.1), proce dente del Detector de Sincronismos y Demodulador EFM, le dice al Ejecutor cuando empieza cada trama (figura 6.8.13). Junto con la señal WREQ, que informa acerca de la disponibilidad de cada símbo lo, el Ejecutor puede identificar cuándo llega un símbolo de audio (L / R), y cuando un símbolo de CIRC. Las señales de ADE (figura 6.9.1), di recciones de la Memoria, proceden de un circuito interno del Ejecutor que llamare mos generador de direcciones de memo ria. Las direcciones aquí generadas son de dos tipos '.externas e internas (figura6.9.5). Las direcciones internas son generadas secuencialmente por el propio Ejecutor, para el almacenamiento ordenado de los símbolos que van saliendo del Detector de Sincronismos y Demodulador EFM. Las direcciones externas proceden de la línea de dirección ADC, según se especifican en el Decodificador CIRC.

Disco Compacto

A la Memoria

C IR C

Fig. 6.9.5

EFM

maestro.

El generador de direcciones de memoria dentro del EJECUTOR.

Cuando un símbolo de audio (L / R) o de CIRC esté disponible en el registro parale lo salida del Detector de Sincronismos y Demodulador EFM (figura 6.9.1), éste en viará la señal WREQ para indicar que hay disponibilidad. Seguidamente, el Ejecutor le contestará con la señal OENB, la cual ordenará que el símbolo pase al bus común de datos, escribiéndose en la Memoria en una dirección adecuadamente selecciona da (secuencialmente) por el .Ejecutor. La sincronización de la escritura en la Memo ria, en este caso, depende imperativamente de las señales WREQ y WFCK. Para el cálculo de direcciones y el pro ceso de errores, el Decodificador CIRC requiere conocer el contenido de ciertos

símbolos específicos (muestras y CIRC) que en el momento ya se tienen registrados en la Memoria. Sin embargo, el acceso a la Memoria no lo puede tener en cualquier momento, debe esperar a que el Ejecutor se lo permita mediante la señal PREN (figura 6.9.1). Para entonces, el Decodificador CIRC trasmitirá al Ejecutor las direccio nes, y éste se encargará de controlar a la Memoria. La sincronización de la lectura en la Memoria depende imperativamente de las señales generadas a partir de la oscilación del cristal maestro. Una de estas señales producida en el Generador de Tiem pos, recibe el nombre característico de RFCK (“read frame clock”, reloj de lectura de trama, figura 6.9.1).

Proceso de Audio

Condición de error de la muestra seleccionada

Sin error

Con error corregible

Con error no corregible

C ondición de error de las muestras contiguas anteriores

Acción

No importa

El Decodificador de CIRC tendrá disponible la dirección del dato (figura 6.9.6.a). Cuando el Ejecutor permita el acceso con la señal PREN (figura 6.9.6.b), el Ejecutor tomará esta dirección y la retransmitirá (figura 6.9.6.C y 6.9.6.d) a la Memoria para que pueda ser leída, poniendo el dato en el bus común (figura 6.9.6.e). El dato seleccionado entrará al Ejecutor, dejándolo pasar sin cambios (figura 6.9.6.f).

No importa

El Decodificador de CIRC tendrá disponible la dirección del dato (figura 6.9.7.a). Cuando el Ejecutor le permita el acceso con la señal PREN (figura 6.9.7.b), el Ejecutor tomará esta dirección y la retransmitirá a la Memoria para que quede disponible para la escritura (figura 6.9.7.C y 6.9.7d). El dato corregido en el Decodificador CIRC será puesto en el bus común para que sea escrito en la Memoria y pase al Ejecutor (figura 6.9.7.e). El Ejecutor lo dejará pasar sin cambios (figura 6.9.7.f).

Sin errores contiguos

El Decodificador de CIRC tendrá disponible la condición de error del dato incorregible (figura 6.9.8.a). Cuando el Ejecutor le permita el acceso con la señal PREN (figura 6.9.8.b y figura 6.9.8.C), el Decodificador de CIRC le transmite la condición de error que le ordena mantener inhabilitada a la Memoria. El Ejecutor interpolará el valor de la muestra a partir de los valores de las muestras anterior y siguiente (figura 6.9.8.e ). El resultado de la interpolación se pone en la salida (figura 6.9.8.d)

Dos errores o más no corregibles

Luego que el Ejecutor le permita el acceso con la señal PREN, el Decodificador de CIRC transmite la condición de error que le ordena mantener inhabilitada a la Memoria. El Ejecutor asignará el valor de la última muestra procesada sin error, a todas las muestras erróneas con excepción de la última. El valor de la última de las muestras erróneas se interpolará a partir de los valores d e ja siguiente muestra procesada sin error y la muestra anterior procesada sin error ( figura 6.9.9).

Tabla 6.9.1

Cuando el Decodificador de CIRC (fi gura 6.9.1) haya verificado el valor de una muestra (L / R), esperará a que el Ejecutor le dé acceso, y le dará la dirección calcula da con la condición de error correspon diente, mediante las señales ADC (direc ciones de CIRC, figura 6.9.1). Entonces, el Ejecutor controlará a la Memoria. Dependiendo de la condición de error de la muestra seleccionada y de los errores

acumulados, el Ejecutor tomará alguna de las acciones descritas en la tabla 6.9.1. Puesto que las muestra están constituidas por dos símbolos, los intercambios de da tos descritos en la tabla 6.9.1 y las figuras 6.9.6,6.9.7,6.9.8 y 6.9.9 se realizan en dos pasos. Si esto le causa alguna confusión, simplifique pensando en muestras, ya no en símbolos.

Disco Compacto

T ie m p o

H EJECUTOR

U EJECUTOR

□

-------

~ 1/ A l P ro c e s o de S o b re m u e s íre o

ACD

PREN

D ig ita l

f 1 DEC.

f l DEC. [ J CIRC.

CIRC.

f l DEC. L l CIRC.

Nota: Rectángulos horizontales

DEC.

CIRC.

Registro de direcciones

Rectángulos verticales

Registros de datos

Rectángulos blancos

Registros desocupados

Rectángulos negros y tramados

DEC. CIRC.

Registros ocupados. Los rectángulos tramados indican que el registro correspondiente es una copia de otro que aún permanece ocupado.

Fig. 6.9.6 Mecanismo de transferencia de registros de datos y direcciones cuando la muestra verificada no tiene error.

T ie m p o

[Æ H EJECUTOR 1

3 EJECUTOR

EJECUTOF

I 1

EJECUTOR □ A l P ro c e s o d e S o b r e m u e s tr e o

PREN

D ig ita l

r «BSi DEC. CIRC.

1 1

°EC. CIRC.

DEC. CIRC.

Fig. 6.9.7 Mecanismo de transferencia de registros de datos y direcciones cuando la muestra verificada puede ser corregida.

Proceso de Audio

Tiem po

MEMORIA

M uestra Inte rpo la da

Al proceso de S ob re m u e streo

Valor de la muestra anterior

R ecta de in te rp o la ció n

Valor interpolado de la muestra actual—► Valor de la muestra siguiente ------------ ►

^actual

ant

*sig

Fig. 6.9.8 Interpolación de una muestra cuando es imposible de corregir y no le preceda una muestra errónea. Ú ltim a m uestra procesada sin error A las m uestras erróneas, a excepción de la últim a, se le

yL asigna el valor de la últim a m uestra procesada sin error. rn

V alor de la últim a m uestra pro cesa da sin e rro r

A la últim a m uestra errónea se le asigna el valor de interpolación. M uestra sig uie nte sin error.

-> t

to ti

t2 t3 t4 t5 t6 t7 t8 t9 tío til tl2

Fig. 6.9.9 Interpolación de una muestra cuando es imposible de corregir y cuando le preceden dos o más muestras erróneas.

Disco Compacto

Luego del proceso descrito, los datos se pondrán en la salida del Ejecutor, en el orden original, sin los símbolos de redun dancia del CIRC (figura 6.9.10). Depen diendo de cómo se quiera hacer la transmi sión subsiguiente de los datos, la salida será en serie o en paralelo.

esta señal marca el principio de una mues tra, L o R , indistintamente. Por lo tanto su frecuencia dobla la frecuencia de muestreo (44.1 KHz). BCLK (2116.8 KHz ó 2205 KHz): “Bit Clock”, reloj de bits. La transición positiva

Ts = 22.68 jjseg. /

K ---------------------------------------- Tf = 1 3 6 .0 5 nseg

---------------------------------------------------- >|

Fig. 6.9.10 Secuencia reordenada de muestras correspondientes a una trama.

Por lo general, los circuitos integrados (IC's), en donde efectivamente se realizan estos procesos, tienen una terminal que define el tipo de salida que van a usar. Esta term inal está nombrada como PSSL (“parallel / serial switch”, conmutador serie / paralelo, figura 6.9.11). Cuando PSSL tenga nivel bajo (conectada a tierra), en el IC quedará fijada la transmisión en serie. Cuando PSSL tenga nivel alto (co nectado a VCC), en el IC quedará fijada la transmisión en paralelo de los 16 bits de cada muestra.

de esta señal marca el momento apropiado para la lectura de cada bit en la transmisión en serie. El formato de transmisión incluye un rango de protección para la lectura del MSB (“most significant bit”, bit más signi ficativo) de cada muestra. El número de ciclos de reloj de BCLK necesarios para un par de muestras L / R puede ser 48 o 50, dependiendo de los integrados involucrados. Por lo tanto, la frecuencia de BCLK es 48 ó 50 veces la frecuencia de muestreo.

Como podemos esperar, estos datos de berán ser puestos junto a señales apropia das de sincronismo, para que puedan ser leídos e interpretados por los subsiguientes circuitos (figura 6.9.12). Estas salidas son comúnmente:

LRCK(44.1 KHz): “Left/Right Clock”, reloj identificador de canal izquierdo / derecho. La transición negativa de esta señal marca el inicio de la transmisión de una muestra del canal derecho, y la transi ción positiva marca el inicio de la transmi sión de una muestra del canal izquierdo. Evidentemente, esta señal tiene una fre cuencia igual a la frecuencia de muestreo.

WCLK (88.2 KHz): “Word Clock”, reloj de palabras. La transición negativa de

Proceso de Audio

~¡ ¿>- ~r ? n i -r ■O = £ ^

Pines 62 - 72 y 74 - 77

Pin 78

Señales de sincronism o y de control marcadas entre paréntesis ( )

Datos en serie

Salida paralelo desde DA01 a DA15

Salida del bit DA16

Pin 59 (P S S L)

Fig. 6.9.11 Control de la conversión paralelo/serie mediante el terminal PSSL.

L R C K ( 4 4 .IK H z )

~\_

Al p ro c e s o de \

so b re m u e stre o dig ita l.

Fig. 6.9.12 Sincronización de las señales de sincronismos y datos enviadas al Proceso de Sobremuestreo Digital.

Disco Compacto

6.10 SUPRESIÓN DE LA AGITACIÓN DE LOS DATOS Cambiemos temporalmente de tema. Analicemos el plan de abastecimiento de agua en una familia rural (figura 6.10.1). El consumo diario de agua de esta fami lia es de 100 lts. Para garantizar que el agua no falte, cada uno de los hijos, según su capacidad, extrae el agua de un pozo artesiano, que está a unos 50m de la casa, y la deposita en un tanque de 500 lts. de capacidad (figura 6.10.1). En los días de poco trabajo en la granja se trasegará tanta agua como se pueda. De esta forma, siem pre se tendrá un remanente de agua en el tanque, que garantice el abastecimiento en los días en que el trasiego sea muy poco, o nulo.

Como vemos, aunque todos los días se consumen 100 lts, esto no implica que se deba trasegar agua todos los días, pues basta con garantizar que el tanque de alma cenaje no disminuya su contenido a menos de 100 lts. Obviamente, también se deberá tener cuidado de no seguir el trasiego cuan do el tanque esté lleno. Por lo tanto, al llenar el tanque, deberá cuidarse el mante nimiento de un margen mínimo y otro máxi mo. Si el contenido del tanque bajara de los 100 lts (margen mínimo) no se podrá cumplir con el abastecimiento requerido (figura 6.10.2.a), tendríamos un bajo flujo (“underflow”) de agua. Si el agua trasega da al tanque superara los 500 lts (margen máximo) se perderá agua inútilmente (figura 6.10.2.b), tendríamos un sobreflujo (“overflow”) de agua.

Fig. 6.10.1 Trasiego de agua de un pozo artesanal a un tanque depósito.

Proceso de Audio

En el trasiego de agua, el agua se depo sitaba en el tanque al ritmo de llegada de los cargadores (figura 6.10.1). En la transfe rencia de los datos desde el disco, los datos se depositan (se escriben) en la Memoria al ritmo de las señales WFCK y WREQ (figu ra 6.10.3.a). Si recordamos (sección 6.8), estas señales proceden de PLCK. Bajo flujo: Si no se le echa agua al tanque, el agua no alcanzará al transcurrir el día.

500 Lts. 400 Lts. 100 Lts.

Sobre flujo: Si echamos agua más allá de la capacidad del tanque, el agua se perderá inútilmente.

Fig. 6.10.2 Condiciones extremas en las que puede encontrar el contenido del tanque depósito.

WFCK WREQ

Con la ayuda del tanque se puede garan tizar la disponibilidad del agua, para esta familia que consume 100 lts/día, aunque el ritmo de trasiego varíe. A este efecto se le conoce como efecto buffer (en español compensador o amortiguador). Consiguien temente, se dice que el tanque es un buffer. En el Proceso de Audio de un reproduc tor de CD's tenemos una situación similar a la que acabamos de describir sobre el trasiego de agua. En el reproductor trase gamos datos desde el CD, pasando por la conversión de 14 a 8, hacia la Memoria, la cual actúa como el buffer (figura 6.10.3.a).

Fig. 6.10.3 a) La escritura de los datos en la memoria está sincronizada con las señales WFCK y WREQ. b) La le ctu ra de los datos de la m em oria está sincronizada con las oscilaciones del cristal maestro. Una de estas señales es RFCK.

Disco Compacto

En el consumo del agua del tanque, el agua se gastaba al ritmo de consumo de la familia (figura 6.10.1). En la lectura de los datos de la Memoria, los datos se leen al ritmo de las señales de reloj procedentes del cristal, RFCKpor ejemplo (figura 6.10.3.b). El bloque Sincronizador de Lectura (sec ción 6.6) dijimos que permitía la obtención de una señal de reloj PLCK que estaba perfectamente sincronizada con la señal EEMI-2 (figura 6.6.5). Siendo más especí ficos, este circuito sólo garantiza la sincronización entre estas señales. No debe mos interpretar que la señal de reloj PLCK tiene una frecuencia estable. Es más, debido a que el PLL se sincroniza con los datos procedentes de la lectura óptica del disco, el cual gira afectado por imprecisiones mecá nicas, la señal PLCK no tiene la frecuencia ideal (exacta) de 4.3218 MHz. La frecuencia de PLCK tiene una tole rancia de ± 40 KHz. Pero eso sí, mantenien do la frecuencia promedio de 4.3218 MHz. Esto significa que si tomáramos varias lec turas de la frecuencia de PLCK, en momen tos distintos, al sacar el promedio debemos obtener la frecuencia de 4.3218 MHz. Por ejemplo, suponga que hacemos 6 lecturas de la frecuencia de PLCK según se muestra en la figura 6.10.4. Al extraer el promedio encontraremos que la frecuencia será muy aproximadamente 4.3218 MHz. Ya que PLCK mantiene una frecuencia promedio, todos los tiempos y frecuencias de las señales que se le derivan también mantendrán un comportamiento promedio. Por ejemplo, WFCK mantendrá la fre cuencia promedio de 7.35 KHz; y después

de la transición negativa de WFCK, la transición positiva del primer pulso de WREQ tendrá lugar en un tiempo prome dio de 3.9335... pseg (17/4.3 218 pseg. exac tamente, figura 6.8.13).

+ + + + +

4 .3 2 2 0 4 .3 2 2 8 4 .3 2 0 6 4 .3 1 9 8 4 .3 2 2 5 4 .3 2 1 8

MHz MHz MHz MHz MHz MHz

2 5 .9 2 9 5 + 6 = 4 .3 2 1 6 M H z

La mantención de tiempos y frecuencias promedios no es casual, sino que depende del servocircuito del motor del disco, se gún veremos en el Capítulo 7. Este servo utiliza como señal de referencia precisa mente a la señal RFCK, que ya conocemos, la cual procede del cristal maestro. Debido a la inestabilidad descrita, inhe rente a WFCK y WREQ, la escritura de los datos en la Memoria también se hará a ritmo inestable, con agitación (“jitter”).

Proceso de Audio

160bytes=5tramas Nivel promedio de ocupación de la memoria

El contenido de la memoria varía alrededor del nivel promedio.

160 bytes = 5 tramas

Señales inestables de escritura

,RFCK Señal estable de lectura

WFCK WREQ

MEMORIA

CIRC

K - 1 byte = 8bit ____________________ Trama 32 bytes

K-

Fig. 6.10.5 Variación del contenido de la memoria.

Esta agitación hará que el contenido de la Memoria fluctúe (figura 6.10.5). Sin em bargo, debido a que el ritmo promedio de escritura (sincronizado con WFCK, señal fluctuante), es igual al ritmo exacto de lectura (sincronizado con RFCK, señal estable), en la ocupación de la Memoria también se evidenciará un promedio (figu ra 6.10.5).

En la tabla 6.10.1 se muestra la fluctuación máxima que se permite por modelo, de acuerdo a la capacidad de la RAM ("Random access memory", memoria de acceso aleatorio). La fluctuación en bytes dada en la tabla 6.10.1 se puede calcular asumiendo que cada trama está constituida por 24 símbo los de 8 bits (figura 6.10.5).

La fluctuación de la ocupación de la Memoria depende de la capacidad de ésta.

D-50

MSM5128-20G 16 Kbytes

CX23035

CDP-M11

CXD2500AQ 32 Kbytes

CXD2500AQ

Tabla 6.10.1

Fluctuación en tramas

Fluctuación en bytes

±5

± 160 ± 672

Ejecutor/CIRC/Servo de CLV

Memoria

C\J

Modelo

Disco Compacto

= 1 6 3 8 4 b y te s - 160 b yte = 1 6 2 2 4 b y te s

Si restamos 160 bytes a la ocupación pro medio, encontramos: L ím ite m ín im o de o c u p a c ió n = 1 6 2 2 4 b y te s - 1 6 0 b y te s = 1 6 0 6 4 b y te s

Si la cantidad de bytes depositados en la Memoria intentara superar el límite máxi mo., los datos se perderían, tendríamos overflow(figura 6.10.6.a). Si la cantidad de bytes depositados en la Memoria se hiciera menor que el límite mínimo, no habrían suficientes datos disponibles para la lectu ra, tendríamosunderflow (figura 6.10.6.b). Aunque el servomecanismo de giro del disco (CLV) da lugar a la generación de una señal PLCK con “jitter”, no permite que la memoria RAM adopte alguna de las

o o

ffnf •

jßjjßßßjßßßj.

Sobreflujo Memoria RAM totalmente ocupada

■ - 1 ■! Basura

W FCK

WREQ ► No hay datos disponibles

= Lím ite m á xim o de ocupación - T o le ra n c ia .

El límite máximo de ocupación es la capa cidad máxima de la RAM. Reemplazando, tenemos: O c u p a c ió n p ro m e d io

Datos que se -— pierden

o o

O c u p a c ió n p ro m e d io

Datos que siguen llegando

o 0 1

No tenemos disponible el valor exacto de la ocupación promedio de la Memoria. Sin embargo, en base a las especificaciones de las Memorias RAM , es posible hacer alguna estimación. Por ejemplo, para el D-50, que emplea una RAM de 16 Kbytes (16384 bytes), podemos estimar que la ocupación promedio es de 16224 bytes (1 byte = 1 símbolo de 8 bits ). A continua ción haremos algunos cálculos que justifi can nuestra estimación.

Bajo flujo Memoria RAM sin datos

RFCK

b. Fig. 6.10.6 Condiciones extremas de la memoria RAM: a) Sobreflujo b) Bajo flujo

condiciones extremas de bajoflujo o sobreflujo (figura 6.10.6). Por lo tanto, el efecto buffer permite que los datos deposi tados en la RAM puedan ser leídos conti nuamente, en un ritmo constante definido por el cristal maestro (figura 6.9.1). Consi guientemente, los datos de cada canal (L o R) saldrán a la frecuencia exacta de 44.1 KHz. Esta característica es la razón por la cual los reproductores de CD's no mani fiestan las distorsiones audibles deululación y fluctuación (en inglés, wow andflutter). Tanto así, que una de las especificaciones dadas en los manuales dice: Wow and flutter: Below mensurable limit (Ululación y fluctuación: Abajo del lí mite inferior de medición)

Proceso de Audio

6.11 SOBREMUESTREO DIGITAL Antes de leer esta sección, si Ud. estudió en Ia Edición de Audio Digital 1 el tema referente a la percepción de los cambios de fase (sección 1.8), le recomendamos com plementar su estudio con el Apendice L, dedicado a la Distorsión de Fase . El proceso de sobremuestreo que abor daremos aquí tiene como objetivo la reduc ción de la distorsión de fase. Explicar por qué se produce esta reducción es un tema que requiere el empleo de herramientas matemáticas fuera del nivel básico de este texto. Sin embargo, si Ud. está interesado podrá encontrar la explicación correspon diente en el apéndice G. El sobremuestreo digital es fundamen talmente un proceso de interpolación. Con siste en el cálculo de uno o más valores de

muestreo desconocidos, los cuales sabe mos que se encuentran entre dos valores de muestras contiguas conocidas, correspon dientes a un mismo canal. Para entender en qué consiste esta operación primero defini remos lo que llamaremos reglas de interpolación. Existe toda una gama de reglas de interpolación posibles. Entre estas tene mos a las interpolaciones del tipopolinomial de orden n. Para simplificar el análisis, trataremos las interpolacionespolinomiales de orden cero y de primer orden. Esta últim a tam bién es conocida como interpolación lineal. En la figura 6.11.1 .a se muestra el proce dimiento de interpolación de orden cero para el cálculo de una muestra ubicada entre dos muestras contiguas conocidas del canal derecho. Esta regla es muy simple, median-

Frecuencia de m uestreo

R e c ta q u e u n e lo s

F recuencia de m uestreo

n iv e le s d e R1 y R 2-

original = 4 4 .1 KHz

V alor digital

de las m ues

d é la s m ues

tras de la

señal PCM

original..

Valores ? interpolados

Tiem po

Interpolación de orden cero

Frecuencia

de sobrem uestreo = 2x44.1 KHz

Interpolación lineal

F recuencia

de sobrem uestreo = 2x44.1 KHz

= 88.2 KHz

Tiem po

a. Fig. 6.11.1

Interpolaciones polinomiales : a) De orden cero, b) Lineal

Disco Compacto

te ella se asigna el valor digital de la muestra conocida anterior, al instante de interpolación considerado. En la figura 6.11.1 .b se muestra el proce dimiento de interpolación lineal. Esta regla asigna el valor digital más próximo a la altura del punto de intersección de la recta que une a R1 y R2 con la vertical trazada en un tiempo intermedio entre ti y t2. Proce diendo en forma semej ante para la obtención de los demás puntos de interpolación. Los procedimientos descritos puede ser extendido para el cálculo de más de una

muestra. Por ejemplo, en la figura 6.11.2 se muestra el cálculo de 3 y 7 muestras, entre dos m uestras conocidas, para una interpolación lineal. En principio, el número de muestras calculadas puede ser cualquiera. Sin em bargo, debido a que se trata de un proceso digital, para simplificar el diseño, en la práctica sólo se tiene prevista la interpolación de un número de muestras igual a una potencia de 2 menos 1 (1 ,3 ,7 , 15, 31, etc.). Actualmente, el máximo de muestras intercaladas es 7. La señal de muestreo producida luego del sobremuestreo posee una frecuencia de muestreo distinta a la señal original, que depende del número de muestras calcula das. En la figura 6.11.1 y 6.11.2 se mues tran las frecuencias de sobremuestreo re sultantes, correspondientes a la intercalación de 1, 3 y 7 muestras.

U-I

▼ ► /A/ M u e s tra s a d ic io n a le s

F re c u e n c ia o rig in a l = Fs = 44.1 KHz

V alor d ig ita l de las m uestras de la señ a l PCM o rig in a l

F re c u e n c ia de s o b re m u e s tre o = 8 / = 3 5 2 .8 KH z

In te rp o la c ió n de 7 m u e s tra s

M u e s tra s a d ic io n a le s

F ig. 6.11.2 In te rp o la c ió n lin e a l de m ue stra s desconocidas entre dos m uestras conocidas: a) Interpolación de tres muestras, b) Interpolación de siete muestras.

Note (figura 6.11.1 y 6.11.2) que las frecuencias de sobremuestreo resu l tantes son de 2Fs (2 x 44.1KHz), 4Fs (4 x 44.1 KHz) y 8Fs (8 x 44.1 KHz). La frecuencia de sobremuestreo es una de las características que se especifican para los reproductores de CD's. Actualmente la frecuencia máxima de sobremuestreo de los reproductores comerciales de SONY es 8Fs (7 muestras intercaladas). En la práctica, el proceso de sobremuestreo digital que se realiza en los equipos de SONY es distinto, al proceso de interpolación polinomial que hemos descri to, aunque escencialmente se logra el mismo

Proceso de Audio

efecto. Típicamente el procedimiento em pleado inicia con una interpolación de orden cero y luego, la secuencia de datos generada es sometida a la acción de un Filtro Digital (figura 6.11.3). Este tema lamentablemente se escapa de los objetivos de este texto. Sin embargo, el lector interesado en conocer algo más sobre el mismo podrá referirse textos especializados en DSP ("Digital Signal Processing", Proceso Digital de Señales ).

S o b re m u e s tra d a

En la figura 6.11.4 tenemos el diagrama a bloques correspondiente a un circuito de sobrem uestreo típico de SONY, el CXD1088AQ. En este integrado la señal primero es sometida a una interpolación de orden cero, con una frecuencia de sobremuestreo de 2Fs; se hace pasar por un Filtro Digital FIR ("finite impulse response", respuesta finita al impulso) de orden 83; se somete a una segunda interpolación de or den cero, con una frecuencia de sobremuestreo de 4Fs; y finalmente, se hace pasar por un Filtro Digital FIR de orden 21. Note que este circuito posee como seña les de entrada a las ya conocidas señales DATAin (datos L / R en serie), LRCK, y BCK (o BCLK). En la salida tenemos a las

S o b re m u e stra d a su a viza d a

Fig. 6.11.3 Sobremuestreo Digital empleado en los equi pos de Audio Digital de Sony.

------------ ►

M u ltip lie r &

RAM

Adder

Fig. 6.11.4 Circuito integrado de sobremuestreo CXD1088AQ de SONY: a) Diagrama esquemático, b) Diagrama de flujo de procesos.

Disco Compacto

señales DATA out, LRO y SCK (“serial clock”). La frecuencia de sobremuestreo de DATAout es igual 4Fs; la frecuencia de LRO es igual a 4 veces la frecuencia de LRCK; y la frecuencia de SCK es igual a 4 veces la frecuencia de BCK. Las señales LRO y SCK de la salida desempeñarán la misma función que las señales de entrada LRCK y BCK, correspondientemente (ver parte final de la sección 6.9).

convertirse a señales PAM. Esta opera ción, según estudiamos en la sección 2.3 (Volumen 1), es realizada por el Converti dor D/A.

6.12 CONVERTIDOR D/A

Entre estos circuitos existen los tipos: fuentes de corriente, redes resistivas en escalera y los integradores. Un ejemplo correspondiente a cada uno de estos circui tos se muestra en la figura 6.12.2.

Luego del Proceso Digital de Audio (figura 5.2.2) los datos ordenados corres pondientes a las muestras L y R, deben

Existen varios tipos de circuitos que realizan la conversión D/A . Los tipos más convencionales realizan la suma de co rrientes, o yoltajes, de acuerdo al peso (importancia) de cada uno de los bits del dato que representa la muestra (figura 6 . 12. 1).

Suma de corrientes ’ o sumas de voltajes

Muestra de 16 bits

Señal PAM reconstruida

Registro Temporal

Matriz de multiplicaciones y sumas según los pesos

Fig. 6.12.1 Reconstrucción mediante suma de "pesos" de la señal PAM, a partir de la señal PCM de 16 bits.

Proceso de Audio

Fig. 6.12.2 Circuitos de conversi贸n D/A: a) Fuentes de corriente, b) Redes resistivas en escalera c) Integrador.

Disco Compacto

Entrada digital

Fig. 6.12.3 Convertidor híbrido D/A.

Existen, además, los tipos híbridos como, por ejemplo, el que se muestra en la figura 6.12.3. Note que este circuito (figura 6.12.3) está diseñado con fuentes de corriente y con redes resistivas en escalera.

F u e n te d e v o lta je c o n s ta n te .

Para ilustrar el principio de operación de estos circuitos, haremos un ejemplo con el más simple de estos, el convertidor de red resistiva en escalera (figura 6.12.4). Para simplificar el análisis, en este ejemplo sólo se consideran 8 bits (usted deberá recordar que cada muestra consta en reali dad de 16 bits). Nosotros no haremos el desarrollo ma temático necesario para justificar la opera ción de este circuito, simplemente aplica remos el resultado: V b 7/ 2

b e/ 4

b 5/ 8

b4/ 16

b 3/ 32

b 2/ 6 4

b , / 128

b 0/ 2 5 6

Fig. 6.12.4 Ejemplo de conversión D/A en una red resistiva en escalera.

Proceso de Audio

Al lector capacitado para hacer este cálculo, le recomendamos hacer aplicacio nes sucesivas de los teoremas de Thevenin y Norton.

para producir una señal escalonada de nive les de voltaje (PAM), constituyen la catego ría convencional de convertidores. Esta categoría recibe el nombre de multibit, en contraposición a la recientemente aparecida categoría monobit (“One Bit”).

En este circuito (figura 6.12.4) cada interruptor está controlado por un bit del patrón binario que será convertido. Cuando el valor binario de un bit sea “0” el inte rruptor correspondiente estará conectado a tierra (al chassis , 0 Volt). Cuando el valor binario de un bit sea “1” el interruptor correspondiente estará conectado a Vref (voltaje de referencia).

La categoría monobit de convertidores difiere fundamentalmente de la multibit, en que no produce una señal escalonada tipo PAM (figura 6.12.5.a), sino una secuencia de niveles altos y bajos tipo PWM (“ Pulse Width Modulation”, modulación por an cho de pulso, figura 6.12.5.b) o PDM (“Pul se Density Modulation”, modulación por densidad de pulsos, figura 6.12.5.C). Pues to que PWM y PDM son señales de única mente dos niveles, propiedad característica de un bit de información, la nueva catego ría de convertidores ha recibido el nombre de monobit.

Suponga que deseamos convertir un pa trón binario de 8 bits a su correspondiente nivel analógico de voltaje:

0 1 0 1 1 0 1 1 b 7

b 6 b 5

b 4

b 3

b 2

b l

b 0

Sustituyendo los valores lógicos b0 a b7 en la ecuación 6.12.1,y asumiendo que Vref = -10 Volt, tenemos:

D/A PCM

PAM

Salida de audio

Convencional

0/ 2- 6 + 1/ 4

Vout

= -(-10) x

;

0 --Z 3 +

0/8^o + O '1/ 16- 0/+ 1 /3 2

7_±

0 / 64

1 /1 2 8

1/ 256

= + 3 .5 5 V

- 0,0 3! O SEÑAL

•6

~0/ 0 Ó 3 J O

I La densidad de pulsos

Los convertidores D/A como los aquí mostrados, que trabajan mediante la aplica ción de sumas ponderadas de los bits corres pondientes a cada muestra (ecuación 6.12.1),

es m ayor cuando el nivel de la señal es grande

Fig. 6.12.5 Tipos de salidas según el convertidor D/A: a. Multibit, PAM. b. Monobit, PWM. c. Monobit, PDM.

Disco Compacto

6.13 FILTRO PASO BAJO Y ÉNFASIS/DE-ÉNFASIS

Proceso de Grabación por dos razones fun-* damentales:

Luego de la conversión D/A, la señal PAM (o PWM o PDM según el caso) deberá hacerse pasar por un filtro paso bajo (LPF, figura 6.13.1) para recuperación de la envolvente, según estudiamos en la sec ción 2.1, Volumen 1.

Error de apertura: Este error es parte intrínseca de todo proceso de muestreo. Por lo tanto estará incluido en las señales PAM, PWM y PDM. La teoría necesaria para comprender este fenómeno se escapa del alcance de este libro ( al lector interesa do se le recomienda leer “Introduction to Com m unication System ”, Ferrel G. Stremler, Edt. Addison-Wesley, Cap.7, Pul se Modulation, 1982). Sin embargo, pode mos decir que el efecto gráfico de este error es la atenuación de las componentes de frecuencia cercanas a la frecuencia de corte de 20 KHz en las señales PAM, PWM y PDM (figura 6.13.1). Esta atenuación se mantendrá en las componentes de frecuen cia que logran pasar por el LPF (figura 6.13.1). Una característica interesante de este error es que puede reducirse aumen tando la frecuencia de muestreo en el pro ceso de grabación.

Los espectros de amplitud-frecuencia correspondientes a la señal de salida del filtro contra frecuencias seudónimas LPF del Proceso de Grabación, y las señales de entrada y salida del LPF del Proceso de Reproducción, también se muestran en la figura 6.13.1. Las proporciones de las componentes de frecuencia próximas a los 20 KHz de la señal de salida del LPF del Proceso de Reproducción (figura 6.13.1), no son exac tamente las mismas que las proporciones existentes en la señal de salida del LPF del

a lo s 2 0 K H z no son la s m is m a s .

Fig. 6.13.1 Diagrama parcial del proceso total de grabación y reproducción de CD's.

Proceso de Audio

No debemos confundir el efecto de la disminusión del error de apertura, al au mentar la frecuencia de muestreo en graba ción, con el efecto del sobremuestreo reali zado en la reproducción. En grabación, las muestras obtenidas son originales. En re producción, las muestras interpoladas en el sobremuestreo son artificiales.

construcción de un LPF con las caracterís ticas ideales que requeriríamos para no causar distorsiones (de fase y amplitud) en la señal (ver apendice G). En el formato de CD’s los diseñadores consideraron que era necesario incluir la opción de protección analógica contra el ruido de alta frecuencia, para complemen tar al sistema de protección contra errores CIRC. Esta protección en ocasiones es necesaria porque, previo al proceso digital de grabado, la señal puede ser sometida a procesos analógicos (sección 3.5, Vol.l). El ruido que se infiltre, en el transcurso de estos procesos analógicos, es muy difícil

Característica de corte del LPF: La contribución a la distorsión de las amplitu des de las componentes de frecuencia próxi mas a los 20 KHz, depende del diseño del filtro, tema que lamentablemente no será tratado en este texto. Sin embargo, cabe resaltar que en la práctica es imposible la

S o b re m uestreo d igital con d e-énfasis

Proceso de grabación con Énfasis

(e)

Proceso de reproducción P roducción del

(d)

disco

Reforzamiento de los componentes de frecuencia próximas a los 20 KHz.

- > f

l 22.5 (CHz

...

66.6 KHz

.j 110.7 KHz

Proceso de reproducción con De-énfasis.

Proceso de reproducción sin De-énfasis.

El ruido se atenúa cuando se hace De-énfasis.

Fig. 6.13.2 Protección analógica contra el ruido : énfasis / de-énfasis.

con De-énfasis CD

Proceso de reproducción

sin De-énfasis

Disco Compacto

manejarlo mediante los procesos digitales subsiguientes. La protección empleada es una técnica de audio analógico que consiste en enfatizar (amplificar) las componentes de alta fre cuencia que se ven afectadas por el ruido, poco después de la entrada del sonido a los micrófonos (figura 6.13.2). En la repro ducción, si esta protección es empleada, deberá procederse en forma inversa, desenfatizado a las componentes de alta frecuencia, antes de que el sonido sea pues to en los parlantes (figura 6.13.2). Existen, por lo tanto, dos opciones analógicas (figura 6.13.2) en la grabación de un CD: grabación sin énfasis/de-énfasis y grabación con énfasis/de-énfasis. Debi do a la existencia de estas dos opciones, es necesario conocer cómo se grabó el disco. Esta es la razón por la cual la información de énfasis/de-énfasis necesita incluirse en el canal Q, en los 4 bits de CTL (sección 3.3, Volumen 1). Cuando el reproductor, al leer el canal Q, detecta que el disco ha sido grabado con énfasis, realizará el de-énfasis; en caso contrario, no se realiza el de énfasis. En la actualidad, los reproductores de CD 's que SONY está produciendo realizan simultáneamente los procesos de sobre

muestreo y de-énfasis. El de-énfasis, como hemos dicho es la operación complementa ria del énfasis. Hacer el de-énfasis durante el sobremuestreo tiene la ventaja de que evita la distorsión de fase que se generaría si se usara la circuitería analógica conven cional. Note que en el espectro de amplitudfrecuencia de la señal sobremuestreada (fi gura 6.13.3.b), el distanciamiento entre las zonas sombreadas es m ayor que el distanciamiento correspondiente en la se ñal sin sobremuetreo (figura 6.13.3. a). Esto hace posible el empleo de LPF suaves que, por sus características, producen menos distorsión de fase (apéndice G). Luego de que la señal PAM (PWM o PDM, según el caso) ha pasado por los filtros LPF (figura 6.13.3), el proceso de recuperación de la señal de audio contenida en el CD ha terminado. De aquí en adelante seguirán las etapas convencionales de am plificación, hasta que finalmente las seña les de los canales L y R son puestas en ldís conectores de salida del reproductor de-— CD's.

Proceso de Audio

K---------- ---------------SH 44.1 KHz

44.1 KHz

(K H z )

K------ 54?44.1 KHz

-en 44.1 KHz

4.1 KHz

44.1 KHz

Bandas libres

Fig. 6.13.3 Comparaci贸n entre un sistema de audio digital sin sobremuestreo con otro con sobremuestreo.

Capítulo

Sistema de Control y Servomecanismo El CD es un medio óptico de grabación que

circuitos específicos: servo de foco, servo de segui

requiere la incidencia de un rayo de luz láser, según

miento ("tracking/sled") y servo de CLV. Estos

hemos estudiado. La posición del objetivo, la direc

circuitos y el Proceso de Audio, tratado en el Cap.

ción del haz lumínico y el giro del disco son opera

6, son controlados por el Sistema de Control

ciones mecánicas que deben ser controladas por

(SYSCON).

El diagrama a bloques del proceso gene ral de reproducción de CD's que vimos en el Cap.5 (figura 5.2.2) lo volvemos a pre sentar en la figura 7.1.1.

./ transmitiendo información. La forma en que se realiza esta comunicación, el fo r mato, es lo que nos proponemos describir en esta sección. Las causas y los efectos físicos relacionados con esta información serán otros temas, los cuales desarrollare mos en las siguientes secciones.

En este diagrama (figura 7.1.1) se mues tran las líneas lógicas de comunicación entre los tres sistemas fundamentales de un reproductor de CD's: Audio, Servomeca nismos y Control. El Sistema de Control ("System Control", SYSCON) se comuni ca con los demás sistemas, recibiendo y

Los canales de comunicación del SYSCON, en reproductores de CD's de Sony, los podemos clasificar según el número de miembros y según la dirección de la transmisión relativa al SYSCON. Según el número de miembros tenemos canales compartidos y canales exclusivos.

7.1 EL SISTEMA DE CONTROL: SYSCON

Disco Compacto

Comandos del teclado y del control remoto

O o

Según la dirección de la transmisión teñemos canales desde el SYSCON v canales hacia el SYSCON. En base a estos criterios

de clasificación existen cuatro clases básicas de canales, las cuales se ilustran en la figura 7.1.2.

Sistema de Control y Servomecanismo

Físicamente, en los reproductores de CD's de Sony, un canal exclusivo, hacia o desde el SYSCON, está constituido por una línea conductora que une al integrado que transmite la información con el que la reci be (figura 7.1.3).

I Canal exclusivo desde el SYSCON SY S C O N

Canal exclusivo hacia el SYSCON

Canal compartido desde el SYSCON Det. de Sinc de GSEM-

Trama, Proteccic

1C 601

GSEL W SEL

e Interpolación

C X23035 P r o c e s o D ig it a l d e A u d io y S e rv o de C L V O

TRANSMISOR 1

Canal compartido hacia el SYSCON l

SYSCON

TRANSMISOR 2

Línea conductora que lleva la inform ación de GFS.

-TRANSMISOR 3

-< y ) R10 ( G FS ) 1C801 M B88541

- 120M

M B88541

- 124M

SYSCON

Fig. 7.1.2 Clasificación de los canales de comunicación según el número de miembros y la dirección de ia transmisión relativa al SYSCON.

Fig. 7.1.3 Construcción eléctrica del canal exclusivo para GFS. Modelo D-50.

La propiedad básica de la información transmitida por los canales exclusivos, ha cia o desde el SYSCON, es su carácter urgente. Por ejemplo, según estudiamos en el Cap.6 (figura 6.8.10), una de las señales que se pone en la salida del Proceso Digital de Audio es la seí^áfGF^. Esta señal tiene el propósito de informar al SYSCON la condición del enganche del sincronismo, de trama. El SYSCON necesita conocer, de inmediato, cuándo se obtiene este en ganche, y en qué momento se pierde. Esta información es imprescindible para que el SYSCON tome las medidas requeridas para el control del giro del disco (sección 7.9). Existen otras señales de este tipo (DIRC, FOK, SCOR, SUBQ, etc.) las cuales ire mos describiendo a medida que vayamos avanzando.

El canal compartido desde el SYSCON, en los reproductores de CD's dé Sony, está constituido por tres líneas de conducción: data, clock y latch(figura 7.1.4.a). La línea data contiene la información en serie, las líneas clock y latch permiten la lectura de esta información en los integrados recepto res. Cuando se oprime el botón de encendido ("power", figura 7.1.4.b), la línea de reset mantiene durante cierto tiempo, al cual lla maremos tiempo de reset, un nivel de voltaje que forza la iniciación de todos los registros temporales y de transferencia de datos correspondientes al SYSCON y a los demás integrados. En el SYSCON, este pul so lleva a cero al contador del microprograma. Finalizado el tiempo de reset (figura 7.1.4.b), la línea reset pasa, y se mantiene, a un nivel opuesto de voltaje. El nivel de

Disco Compacto

voltaje correspondiente al tiempo de reset depende del diseño.

de importancia que deberá verificarse cuando se esté haciendo una reparación.

La señal de reset es generada por un circuito adicional conocido también como circuito de reset (figura 7.1.4.a). La señal de reset (iniciación) es una de las señales

Aunque los integrados comparten la mis ma línea de comandos (figura 7.1.4), cuan do el SYSCON transmite una información, ésta va dirigida a un integrado específico.

Fig. 7.1.4 a) Circuito del canal compartido desde el SYSCON. la línea de RESET. Modelo CDP-M11.

b) Carta de tiempos de la línea de alimentación de B+ y

Sistema de Control y Servomecanismo

1C Destino

Comando Dirección (D 7 -D 4 )

CX-2Ó108

/ C X -2 3 0 35

SENSE

Operación D3

Focus control

0 000

FS4

FS3

FS2

FS1

FZC

T ra ckin g control

0001

A n ti-S h o ck

Brake

TG 2

TG1

T racking m ode

0010

T ra ckin g

S ync protection, a tte n u a to r control

1010

GSEM

GSEL

W SEL

C o unter set low er 4 bits

1011

T c3

Tc2

Tc1

TcO

C O M P LE T E

C o u n te r s e t u p per 4 bits

1011

T c7

T c6

Tc5

T c4

CONT

C LV control

1101

DiV

G AiN

C LV m ode

m ode

1110

S led

C LV

m ode

A TT M

TZC

Pw> 64T

Tabla 7.1.1

Esto se logra mediante la decodificación de la información serial de la línea data. Para entender esto, considere la tabla 7.1.1 que muestra los comandos de la línea data, correspondientes al modelo D-50. Dependiendo del valor de los bits D4 a D7 (tabla 7.1.1), los integrados receptores (esclavos) pueden reconocer a quién se dirige la información trasmitida por el SYSCON (maestro). Por esta razón a estos bits los llamaremos bits de dirección. Los demás bits (DO a D3) contienen la orden específica que deberán ejecutar los integra dos esclavos. La ejecución de estas órdenes la estudiaremos en las próximas secciones.

£ En los reproductores de CD's de Sony, el canal compartido hacia el SYSCON es una línea de un bit de información (alto o bajo). Físicamente está constituido por una línea de conducción (figura 7.1.5). Debido a que esta línea informa al SYSCON acerca de la condición de alguna evaluación reali zada en los integrados transmisores, esta línea tiene el nombre de SENSE/í/anve cuenta, enterarse). Aunque más de un integrado transmi sor está conectado a SENSE (figura 7.1.5), en un momento dado, sólo uno de ellos estará transmitiendo información (interrup tor cerrado, figura 7.1.5), los demás esta-

Disco Compacto

1C501 CX20108 Servo de Foco y Seguimiento

de bloque óptico, y cierto juego de integra dos (tabla 7.1.2). Para facilitar el estudio de estas generaciones, las podemos clasificar, según el servocircuito de foc o/tracki ng, en> generaciones con servocircuito analógico, y generaciones con servocircuito digital. No obstante, debemos aclarar que formal mente, después de la 3“ Generación analógica, y a no se sigue hablando de gene raciones, sino de series (por ejemplo series CDL-40, CDL-50, etc). Para no complicar la terminología, nosotros seguiremos ha- _ blando de generaciones. G eneraciones con Servocircuito analógico: En la Ia generación analógica no se emplearon IC's específicos para el AMP de RF (amplificador de las señales ópticas) ni para el servo.

Fig. 7.1.5 Construcción eléctrica del canal compartido hacia el SYSCON. Conmutación de las señales que se transmiten por SENSE conforme a la decodiflcación de la línea serial de comandos, Modelo D-50.

rán dispuestos en estado de alta impedancia_/(interruPtor abierto, figura 7.1.5). El SYSCON reconoce cuál es la señal que está recibiendo debido a que el SYSCON fue precisamente el que cerró el interrup tor correspondiente a la señal, mediante la línea de comandos serie (figura 7.1.5). Desde la aparición de los primeros reproductores de CD's hasta la actualidad, han trascurrido varias generaciones de di seño. Cada una de estas generaciones se caracteriza por el empleo de cierto modelo

La 2—generación analógica se caracte riza por integrar a los servocircuitos discre- , tos que emplearon en la Ia generación, incluyendo la modalidad de comunicación con el SYSCON mediante un bus de trans misión serial de datos. La 3a generación analógica introduce mejoras en la comunicación entre el SYSCON y el integrado encargado de los servos de foco y seguimiento. Ciertas opera ciones rutinarias que el SYSCON maneja ba en todos su detalles ahora se trasladan al integrado de servos, el CXA1082. Para este propósito, a este integrado se le dotó con un proceso interno autosecuenciador ("Auto Sequencer"). En esta generación empieza a usarse el proceso de sobremuestreo para la

Sistema de Control y Servomecanismo

Tipo

IC A m p

G eneración

de RF

IC de Servo de T racking/

E jem plo PLL

Sled

Primera generación

s e

A ño

m odelo

No se fabricó

Segunda generación

CX20109

CX20108

Tercera generación

CXA1081

CXA1082

CXD1125

D -10

1987

generación 3.5

CXA1271

CXA1272

CXD2500

D -808K

1991

Primera generación

Circuito discreto

C ire. discreto

CDP -101

1983

Segunda generación

CX20109

CX20108

CX23035

. C D P -203

1984

Tercera generación

CXA1081

CXA1082

CXD1130

CDP -527

1989

Cuarta generación

Incluido en el bloque óptico

CXA1372

CXD2500

CDP -M11

1991

CXA23035

D -50

1985

Portátil

A a

1 9 i

Casero

S r

Primera generación Segunda generación

i 9 i t a 1

No se fabricó

Portátil

Casero

CXA1571M-T6

Primera generación Incluido en el bloque óptico Segunda generación Incluido en el bloque óptico

CXD2515Q

D - 223

1993

CXD2501Q

CXD2500AQ

CDP -M34

1992

CXD2515Q

CDP -C235

1993

Tabla 7,1.2

disminución de la distorsión de fase (sec ción 6.12). Los CD de la generación analógica 3.5 están equipados con circuitos integrados que realizan las mismas funciones que los de 3—generación, con la diferencia de que consumen menos energía. Obviamente, de esta generación solo se hicieron modelos portátiles. En la 4a generación analógica, el bloque óptico tiene incluido el AMP de RF (amplificador de las señales ópticas: RF, FE y TE). Además, en esta generación se da un paso importante hacia la digitalización, se sustituye al circuito analógico PLL, emplea do para la generación de la señal PLCK, por uno digital . El diagrama a bloques del

integrado erppíeado para este propósito, el CXD2500, se mostró en la figura 6.5.7. No existen reproductores portátiles de 4a gene ración. /

G eneraciones con Servocircuito digital: La diferencia fundamental que se da entre estas generaciones con las analógicas, está en la sustitución de los procesos de control analógicos por procesos digitales (según veremos en el Capítulo 8). Hasta el momento sólo se han producido dos gene raciones digitales (tabla 7.1.2), las cuales diferencian entre sí por el nivel de integra ción. Note que el CXD2515, de la 2 - gene ración digital, realiza el Proceso de Audio y todo el control de los servomecanismos.

Disco Compacto

El tipo de control por parte del SYSCON, mediante la decodificación de una línea de comandos (tabla 7.1.1) que aquí hemos descrito, se viene dando desde la 2—generación analógica de IC's, y aún se mantiene en las generaciones digitales. La forma de cumplir con las órdenes emitidas por el SYSCON ha tenido algu nos cambios. Sin embargo, debido a que estos cambios se han producido básica mente a lo interno de los IC's, si compren demos cómo operan los circuitos de una generación de IC's (de la 2—generación analógica en adelante), podremos inferir con facilidad la forma de operar de otra generación. Basándonos en esto, las expli caciones subsiguientes de este capítulo tie nen un planteamiento general que, con algunos cambios, podrán servimos para entender los distintos IC 's de servo analógico que se han producido. El estudio de las generaciones digitales lo haremos en el Cap. 8. Para entonces, habiendo comprendido la filosofía de opera ción de las generaciones analógicas, no le será difícil asimilar los nuevos conceptos.

7.2 SECUENCIA LÓGICA DE OPERACIÓN DE LOS SERVOMECANISMOS Desde que un disco compacto se ubica por primera vez sobre el bloque óptico, hasta que se inicia la reproducción, el SYSCON dirige la operación de los servo mecanismos en el orden indicado en la figura 7.2.1.

Note (figura 7.2.1) que existen dos es quemas de control, uno para los modelos portátiles (Discman: D-...) y otro para los modelos no portátiles (de mesa y de auto móviles: CDP-... y CDX-...). Como vemos (figura 7.2.1) la diferencia entre estos esquemas son: * El orden en que se produce el ligero impulso ("kick") de rotación del CD. * La forma en que se inicia la secuencia de pasos. * Los modelos portátiles no tienerTlós pasos de espera de disco ni de espera de "play" . En los modelos portátiles (figura 7.2.1 .a) el "kick" se produce antes de la operación de búsqueda de foco; en los no portátiles, después. En los modelos portátiles, \esta condición, sumada al hecho de que no existen los paso de espera de "play" ni espera de disco, produce un ahorro de energía que incrementa la duración de la carga de la batería. En los modelos"portáti les el botón de "play" cumple, además, la función de encendido.

Ahora estudiaremos, brevemente, en qué consiste cada uno de los pasos indicados en la figura 7.2.1. ' Ubicación del bloque óptico: El motor de corredera mueve al bloque óptico hacia adentro, hasta que se active el detector de límite ("limit switch", figura 7.2.2.a). Después, el motor de corredera

1 Sistema de Control y Servomecanismo

A PA G A D O

m V

/¿ S e o p r im ís ^ íík el botón de

Sí P

play

Fig. 7.2.1 Orden de operación de los servomecanismos: a) Modelos portátiles, b) Modelos no portátiles.

*..

~TJ

Disco Compacto

mueve ligeramente al bloque óptico hacia afuera (figura 1.2.2b). Esta operación de fine una condición en la cual el haz de luz láser iniciará su incidencia en una zona próxima al límite externo de la tabla de contenido (TOC, figura 3.3.4). Impulso de rotación del disco ("KICK"): La retroalimentación que requiere el servo del motor del disco (servo de CLV)

se obtiene a partir de la señal EFMI. Esta señal aparece únicamente cuando el disco gira. Por lo tanto, para que el servo de CLV pueda operar se requiere proporcionar un pequeño impulso al motor del disco, que induzca la aparición de la señal EFMI. Este impulso tiene una duración arbitrariamen te definida por el diseño. La función de este impulso podemos compararla con la fun ción que cumple el impulso inicial dado por el motor de arranque de un automóvil, al momento de girar la llave de encendido.

Disco Compacto

Detector de límite

El bloque óptico se mueve hacia adentro hasta que se active el detector de límite.

Disco Compacto

Detector de límite

El bloque óptico se mueve ligeramente hacia afuera para que el objetivo apunte al haz láser en una región próxima al límite externo del TOC.

Fig. 7.2.2. Movimientos para la ubicación del bloque óptico : a) Hacia adentro, b) Hacia afuera.

Sistema de Control y Servomecanismo

Búsqueda de foco: Antes de que exista corriente circulando por la bobina de foco, el objetivo se encon trará ubicado, con respecto al disco, en una posición determinada por las característi cas mecánicas del dispositivo de dos ejes. El margen de tolerancia permitido a estas características es bastante amplio. Por ejem plo, en el bloque óptico de la figura 7.2.3 el lente objetivo podrá encontrarse en cual quiera de las posiciones de reposo mostradas.

Suponga que el disco no gira (esquema de control de los modelos no portátiles, figura 7.2.1.b). Cuando el objetivo se en cuentra muy lejos (figura 7.2.4), la señal FE tiene un valor positivo muy pequeño. Al irse acercando, la señal FE incrementa su valor positivamente. Cuando nos acerca mos a la posición de enfoque correcto, la señal FE disminuye su valor, pasando por cero y haciéndose negativa. Cuando el objetivo se acerca demasiado, FE adquiere un valor negativo muy pequeño. D is c o

Según describimos en la sección 4.6 (Volumen 1) el servo de foco trabaja con la señal FE la cual se obtiene al restar las señales (A+C) y (B+D) procedentes de los detectores de foco. El resultado de esta operación es la señal FE ("focus error"), cuyo valor varía con la posición del objetivo, según se muestra en la figu ra 7.2.4. Este resultado lo podemos infe rir a partir de la descripción que hicimos en la sección 4.6 (Audio Digital 1).

D is ta n c ia e n tre e l d is c o y e l o b je t iv o .

P o s ic ió n d e e n f o q u e c o rre c to .

P o s ic ió n d e e n fo q u e c o rre c to ( F Z C ) FE

C) Cubierta Objetivo Z o n a d e o p e r a c ió n d e l s e r v o d e fo c o

Base

Fig. 7.2.4 Variación de la señal FE al variar la distancia entre el disco y el objetivo.

Posición de reposo

Fig. 7.2.3 Algunas de las diferentes posiciones reposo del objetivo que están permitidas por la tolerancia del diseño del bloque óptico.

Disco Compacto

El servo de error de foco está diseñado para operar dentro de la zona de corrección indicada en la figura 7.2.4. Esta zona está limitada por márgenes próximos al punto de enfoque correcto. Por lo tanto, debido a que la posición de reposo del objetivo pue de estar fuera de la región limitada por estos márgenes (figura 7.2.3), antes de arrancar al servo de error de foco se requie re ubicarlo dentro de la zona de corrección. Esta es la razón del paso búsqueda de foco. En la figura 4.6.3 (Audio Digital 1) mostramos que la señal RF-EFM también se obtiene a partir de las señales (A+C) y (B+D), con la diferencia de que estas seña les son sumadas. Por lo tanto, esta señal también varía con la posición del objetivo (figura 7.2.5). Este resultado también lo podemos inferir a partir de la descripción que hicimos en la sección 4.6. Por ahora siga suponiendo que el disco no gira. En esta condición, al no haber cambios entre protuberancias y espejos, la señal RFEFM no tiene contenido de AC, sólo tiene DC. Cuando el objetivo (figura 7.2.5) se encuentra muy lejos, la señal RF-EFM tiene un valor positivo muy pequeño. Al irse acercando, la señal RF-EFM incrementa su valor positivamente. Cuando se alcanza la posición de enfoque correcto, la señal adquiere su máximo valor. Pasando por la posición de enfoque correcto la señal RF-EFM seguirá teniendo un valor positi vo que decrece a medida que seguimos acercándonos al disco. Las curvas de las señales FE y RF-EFM se muestran superpuestas en la figura 7.2.6. Note que la señal RF-EFM adquiere su

D is c o

Fig. 7.2.5 Variación de la señal RF-EFM al variar la distancia entre el disco y el objetivo.

valor máximo justamente cuando la señal FE cruza por cero. Como vemos, cuando la señal RF-EFM tiene valores arriba de cier to valor de voltaje, conocido como nivel de FOK, la posición del objetivo está dentro D isco

Fig. 7.2.6 Interrelación entre las señales FE y RF-EFM al variar la distancia entre el disco y el objetivo.

Sistema de Control y Servomecanismo

de la zona de corrección de foco . Por lo tanto, para determinar que el objetivo se encuentra dentro de la zona de corrección de foco, el SYSCON determina primero si la señal RF-EFM tiene el nivel de FOK. Esperemos hasta la siguiente sección para conocer cuál es el circuito que permite al SYSCON hacer esta determinación.

P o s ic ió n d e e n f o q u e * c o r r e c to

D is c o

D i s t a n c ia e n t r e e l D i r e c c ió n d e l -

d is c o y e l o b je t iv o

m o v im ie n t o

D ir e c c ió n d e l

m o v im ie n t o

L e jo s

Mientras la búsqueda de foco esté ac tiva, la señal FE no interviene en el con trol de la posición del objetivo (figura 7.2.7),/ El paso de búsqueda de foco lo inicia el SYSCON haciendo que el obje tivo tome la posición más alejada del dis co (figura 7.2.8.a). A partir de este punto, el SYSCON activa al circuito de búsque da, el cual produce el ascenso paulatino del objetivo (figura 7.2.8.b). En este as censo el SYSCON conocerá cuando la señal RF-EFM ha sobrepasado el nivel de FOK, lo cual le indicará que el obje tivo está dentro de la zona de corrección del servo de foco. El SYSCON mantiene activo al circuito de búsqueda de foco hasta que la señal FE intente cruzar por cero (figura 7.2.8.c). Cuando esto ocurra se iniciará el paso de enfoque continuo. En el siguiente sección conoceremos que el SYSCON detecta el cruce por cero de la señal FE mediante una señal que lla maremos FZC ("focus zero cross").

Cerca

D is t a n c ia e n tr e e l d is c o y e l o b je t iv t

R F - EFM

P o s ic ió n d e e n f o q u e ~ c o r r e c to D i s t a n c ia e n t r e e l D ir e c c ió n d e l m o v im ie n t o

d is c o y e l o b j e t iv o

Base

D ir e c c ió n d e l m o v im ie n t o

D is t a n c ia e n t r e e l d is c o y e l o b je t iv o R F - EFM

b, P o s ic ió n d e e n fo q u e D is c o

c o r r e c to D is t a n c ia e n t r e e l _ d is c o y e l o b je t iv o

D ir e c c ió n d e l - ^ m o v im ie n t o

't eO

D ir e c c ió n d e l m o v im ie n t o

M ie n tr a s e s t é a c t iv o e l c ir c u it o d e b ú s q u e d a d e fo c o , F S 2 e s t a r á a b ie r t o y F S 4 e s t a r á c e rra d o

D is t a n c ia e n t r e e l d is c o y e l o b j e t iv o ’ Z o n a d e o p e r a c ió n R F - EFM

c. B o b in a d e fo c o

Fig. 7.2.7 Activación del circuito de búsqueda de foco

Fig. 7.2.8 Búsqueda de foco*!

d e l s e r v o d e fo c o

Disco Compacto

‘ Enfoque continuo:

Seguimiento continuo:

Cuando el SYSCON detecte que la se ñal FE intenta cruzar por cero (figura 7.2.8.c), tendremos seguridad de que el control de la posición de objetivo podrá ser manejado por la señal de error de foco FE. En este momento el SYSCON desactiva al circuito de búsqueda de foco y permitirá que la señal FE tome el control (figura 7.2.9). En esta condición diremos que el servo de foco está en enfoque continuo.

D is ta n c ia e n tre e l d is c o y e l o b j e t i v o

C u a n d o la s e ñ a T F E i n t e n t a c r u z a r p o r c e r o e l in t e r r u p t o r F S 2 s e c ie r r a y

in t e r r u p t o r F S 4 s e a b r e .

Fig. 7.2.9 Control continuo de FE sobre la posición de objetivo.

Luego que se tiene seguridad de que el objetivo está enfocado, la señal de error de seguimiento TE ("tracking error") podrá tomarse en cuenta. Esta señal, como sabe mos (secciones 4.6 y 4.7, Volumen 1), permite que el haz principal se mantenga dirigido hacia la pista (figura 4.7.5). Búsqueda de CLV: En forma parecida al servo de foco, el cual tiene un paso preliminar de búsqueda de foco, el servo de CLV requiere que la velocidad lineal de lectura sobre la pista alcance un valor cercano a los 1.25 m/seg, para que de este momento en adelante sólo sea necesario supervisar que esta velocidad se mantenga. En este paso preliminar, el SYSCON ordena al servo de CLV que rea lice el control analizando al patrón de sincronismo de trama (figura 7.2.10). El tiempo medido entre las transiciones de la señal EFMI, correspondiente a un patrón de sincronismo de trama, debe ser aproximada mente,^.545 pseg)(ll ciclos de PLCK). En la sección7T9conoceremos que el SYSCON detecta que se ha alcanzadouna velocidad lineal próxima a los',1.25 m/seg^mediante la

Sincronismo de trama

Fig. 7.2.10 Búsqueda de CLV mediante la medición del tiempo entre transiciones de la señal EFMI, correspondientes a un patrón de sincronismo de trama.

Sistema de Control y Servomecanisnio

señal GFS ("guard frame sync.") pues, cuan do esto ocurra, el sincronismo de trama quedará enganchado (sección 6.8). CLV continuo: Luego del paso búsqueda de CLV, el servo de CLV sólo tendrá que mantener constante a la velocidad lineal en 1.25 m/seg. En la sección 6.10 (figura 6.10.5) dijimos que WFCK es una señal fluctuante que tiene una frecuencia prome dio igual a la de RFCK, la cual procede de un cristal. Esto se debe a que, precisamen te, la operación de CLV continuo se realiza comparando a la señal WFCK con la señal RFCK (figura 7.2.11). Este paso podemos considerarlo como un control fino de la velocidad, en contraste con el paso de bús queda de CLV, el cual lo podemos conside rar como un control rústico.

(sección 3.3, Volumen 1) el TOC tiene in formación esencial (apéndice D, Volumen 1) que el SYSCON debe conocer antes de la reproducción del CD. Luego del paso ubica ción del bloque óptico y de que todos los servos entran a operar en su forma continua, el paso a seguir es la lectura de los datos. Al empezar este paso, los primeros datos que son considerados son los correspondientes al canal Qí, los cuales serán interpretados por el SYSCON. Sin esta información, la repro ducción del CD no será posible. La búsque da de la posición inicial del TOC la controla el SYSCON auxiliándose con el servo de seguimiento, en un proceso de saltos de pistas que describiremos en los secciones 7.6 y 7.7. Espera de disco: Este es un paso que sólo se encuentra en los modelos no portátiles. Luego de opri mir el botón de encendido (POWER), si no existe disco, la unidad permanecerá encen dida en espera de que se meta uno.

" j i t t e r " : a g ita c ió n en el e je d e l tie m p o

Espera de "play": Fig. 7.2.11 La operación de CLV continuo se realiza comparando a las señales WFCK y RFCK.

Lectura del TOC: En el paso ubicación del bloque óptico vimos que el bloque óptico se situó en una posición tal que el haz de luz láser apunta hacia una zona ligeramente afuera del límite externo del TOC (figura 7.2.2.b). Esta posi ción aproximada tiene el propósito de faci litar el proceso de búsqueda del inicio de la tabla de contenido TOC. Si recordamos

En los reproductores no portátiles, lue go de que el disco entra por el comparti miento del disco, sigue toda la secuencia de pasos aquí descrita hasta la lectura del TOC, para finalmente detenerse, esperan do a que se oprima la tecla de PLAY. Play: En los reproductores portátiles, luego de que el disco se pone en el compartimien to y se oprime la tecla PLAY, se sigue toda

102

Disco Compacto

la secuencia de pasos que hemos descrito hasta la lectura del TOC, luego de lo cual la unidad entra inmediatamente a reprodu cir la primera selección musical. En los modelos portátiles no tenemos los pasos de espera de disco ni de espera de "play".

Observe (tabla 7.3.1) que no hemos dado valores lógicos definidos a los bits D0-D3. En su reemplazo hemos puesto las abrevia turas FS1, FS2, FS3 y FS4. Estas abrevia turas relacionan al bit correspondiente con un interruptor específico en el circuito de servo de foco. Un ejemplo del circuito de servo de foco se muestra en la figura 7.3.1.

7.3 SERVO DE FOCO Según anticipamos en la sección 7.1 (tabla 7.1.1), la forma de operación de los circuitos del servo de foco se define cuando el SYSCON transm ite los bits de dirección y la orden específica a este servo (tabla 7.3.1): Dirección:

Orden:

Servo Activo

FOCO

FS4 FS3

Los interruptores F/S1 ~ FS4 se cerrarán cuando los bits correspondientes adopten los valores lógicos indicados en la tabla 7.3.2. FS4

FS3

FS2

FS1

A b ie rto

C e rra d o

Tabla 7.3.2

FS2 FS1

Tabla 7.3.1

FEO

7777"

D3 D2 D 1 DO

Fig. 7.3.1 Circuito de servo de foco, modelo CDP-S27

Abierto

1 0

Cerrado

1 1 1 0

Sistema de Control y Servomecanismo D is c o

P o s ic ió n d e

Fig. 7.3.2 Posición de los interruptores en el circuito de servo de foco antes de empezar la búsqueda de foco, modelo CDP-S27.

La primera operación que debe realizar el servo de foco es la búsqueda de foco. Durante esta búsqueda el interruptor FS4 (figura 7.3.2) estará cerrado, de tal forma que la señal FE no tenga participación. El control del objetivo en la búsqueda de foco se realizará conmutando apropiadamente a los interruptores FS1 y FS2. El interruptor FS3 permanecerá abierto. Antes de empezar la búsqueda de foco, los interruptores FS1, FS2 y FS4 estarán cerrados y el interruptor FS3 estará abier to (figura 7.3.2). La corriente de 11 pA que pasa por la resisten cia de 50 KQ conectada al pin 7, genera un voltaje positivo en el pin 7, lo cual man tiene en mínima carga al capacitor de 3.3pF conectado en este mismo pin. Sin

embargo, debido a que FS2 está cerrado, al resto del circuito le es indiferente el voltaje que exista en el pin 7 y, por lo tanto, tendremos un nivel de OV en el pin 5. El objetivo se mantiene ubicado en la posición mecánica de reposo.

Disco Compacto

Fig. 7 .3.3 Circuito de servo de foco, Modelo CDP-S27

Al empezar la búsqueda, el SYSCON ordenará al servo que ponga al objetivo en la posición más alejada del disco (figura 7.3.3). Esto se consigue abriendo al inte rruptor FS2 y manteniendo cerrado a FS1 (figura 7.3.3). En esta condición, el voltaje positivo que ya teníamos en el pin 7 será transferido a través del seguidor de voltaje y entra por la terminal negativa del ampli ficador. La salida del amplificador cam biará repentinamente de OV a un voltaje negativo que, llegando al circuito de sali da, hará que el objetivo se aleje rápidamen te del disco. El SYSCON mantendrá esta condición durante un tiempo fijo (aproxi madamente 20 mseg.). Luego de que el objetivo adquiere una posición alejada, el SYSCON ordenará el

acercamiento del objetivo. Esto se consi gue abriendo al interruptor FS1 y mante niendo abierto al interruptor FS2 (figura 7.3.4). En esta condición circulará una co rriente de 11 pA en sentido contrario, de la cual una de sus afluentes carga al ca pacitor conectado al pin 7, y la otra pasa a través de la resistencia de 50 KQ (fi gura 7.3.4). Esto producirá, a su vez, que aumente progresivamente la caída de vol taje entre las terminales del capacitor, dis minuyendo el voltaje en el pin 7. Mien tras el voltaje en el pin 7 sea positivo, la corriente que pasa por la resistencia de 50 KQ se dirige hacia tierra; cuando este voltaje se hace negativo, la corriente sale desde tierra. El decrecimiento de voltaje en el pin 7 es transferido a través del se guidor de voltaje y entra por la terminal

Sistema de Control y Servomecanismo

E l o b je t iv o sube p a u la t in a m e n t e

c o r r ie n t e c u a n d o ~ T ' e l v o lt a j e s e h a c e l e v / P o s it iv o bv

c o r r ie n t e c u a n d o e l v o lt a je s e h a c e N e g a t iv o

Fig. 7.3.4 Circuito de servo de foco, Modelo CDP-S27

negativa del amplificador. La salida del amplificador tendrá un incremento de vol taje que, llegando al circuito de salida, hará que el objetivo se acerque suave mente al disco. Mientras el objetivo se acerca se producirá un incremento en el nivel de la señal RF-EFM. Si el SYSCON mantuviera el acerca miento del obj etivo durante un tiempo apro piado (lo cual puede conseguirse poniendo la unidad en modo de servicio) y si el reproductor de CD fuera del tipo no portá til, el nivel de la señal RF-EFM (suma de voltajes A+B+C+D) subiría y decrecería en forma de campana (figura 7.3.5). Mien tras tanto, el nivel de la señal de error de foco FE describiría la forma S (figura 7.3.5).

D i s t a n c ia e n t r e e l d is c o y e l o b j e t i v o . D ir e c c ió n d e l m o v im ie n t o . P o s ic ió n d e e n f o q u e c o rre c to .

FE ( S )

RF - EFM ( C am pana )

Z o n a d e o p e r a c ió n d e l s e r v o d e fo c o

Fig. 7.3.5 Interrelación entre las señales FE y RF-EFM al transcurrir el tiempo, durante la búsqueda de foco, en una unidad no portátil puesta en modo de servicio (señal FOK llevada a tierra a través de una resistencia).

106

Disco Compacto

FEO ( S eñal de entrada al circuito de salida )

0V-

k X

— D 3 -D 0

0000^

0011

0010

0011

0010

0000

(figura 7.3.6). En algunos modelos no por tátiles esta secuencia se cumplirá en un número máximo de 2 veces; en otros, 3 veces. En los modelos portátiles esta secuencia se cumplirá 2 veces como máximo.

0010

Fig. 7.3.6 Intentos de búsqueda de foco.

Si el SYSCON, luego de cierto tiempo (alrededor de 400 mseg.), no detecta que el objetivo está ubicado dentro de la zona de operación del servo de foco (figura 7.2.6), la secuencia de alejamiento y acer camiento previamente descrita se repetirá

Para conocer si el objetivo se encuentra dentro de la zona de enfoque, el SYSCON observará a las señales FOK y FZC, las cuales proceden de la medición de los vol tajes de las señales RF-EFM y FE, respec tivamente. Los circuitos de medición de FOK, FZC y de enfoque continuo, se expli can a continuación.

CX20109

Disco Posición de enfoque correcto Movimiento

EL,

,J l Base

Circuito de FOK: Asumiendo que el disco no gira al mo mento de realizar la búsqueda de foco (lo cual es normal en los modelos no portá tiles), la señal RF (figura 7.3.7) estará constituida únicamente por un nivel DC positivo (a ) . El voltaje positivo (a), entra por la terminal negativa del amplificador restador y se convierte en un voltaje neFig. 7.3.7 Circuito de FOK, Modelo D-50

Sistema de Control y Servomecanismo

gativo (b ). El voltaje negativo (b) se suma al voltaje positivo V0KREF , resultando el voltaje (c). El voltaje (c) entra por la terminal negativa del comparador. Al irse acercando el objetivo al disco, el nivel de voltaje positivo (a) aumenta. En el inicio de este proceso, el voltaje negativo (b) es pequeño (en t = ti, figura 7.3.7), por lo que el voltaje (c) es positivo. Debido a que el voltaje (c) es mayor que OV, el comparador tendrá un nivel bajo 0 V en la salida FOK. Eventualmente, con el acercamiento pau latino del objetivo, el voltaje negativo (b) se hará suficientemente grande como para hacer que el voltaje (c) pase a ser negativo (t = t2, figura 7.3.7). Cuando esto ocurra, la señal FOK cambiará de nivel bajo a un nivel alto de 5.2 V. A partir del instante en que esto ocurra, estaremos seguros de que el objetivo ha entrado a la zona de opera ción del servo de foco (figura 7.2.6). La señal FOK llega al SYSCON a través de un canal de comunicación exclusivo (figura 7.3.7). Disco 2ZZZZZ2ZZZZZZZZ

?Z¿ZZZZZZZ/ZZ7ZZ

Si el modelo fuera portátil, al iniciar el proceso de búsqueda de foco, el disco se encontrará girando. Por lo tanto, la señal RF no será puramente DC, sino que conten drá además una componente de AC. Debi do a que el circuito de FOK (figura 7.3.7) debe ser independiente de esta componente de AC, se agregó el capacitor C5 entre el pin 3 y el pin 2. Así, la componente de AC se cancelará en el amplificador restador. Circuito de FZC: Para que la señal de FE (figura 7.3.1) entre a controlar directamente a la posición focal del objetivo, no basta con saber que se ha entrado a la zona de operación del servo. El instante en que la señal FOK se dispara (adquiere nivel alto) marca el punto de entrada a esta zona. Si en este instante dejáramos que la señal FE controle, y si la unidad estuviera sometida a alguna vibra ción, de tal forma que se forcé el alejamien to del objetivo (figura 7.3.8), el objetivo entraría a operar fuera de la zona de opera ción del servo. Si esta condición se presen tara, el servo de foco entraría a operar dentro de un rango no lineal no contemplaTZZZZZZZZZZZZZZZÍ

7ZZZZZZ2ZZZZZZZZ Posición de enfoque correcto ( F OK )

Mientras esté activo el circuito de búsqueda de foco el objetivo subirá agitándose,por efecto de las vibraciones.

Fig. 7.3.8 Efecto de las vibraciones externas sobre el movimiento del objetivo.

Si se desactiva el circuito de búsqueda de foco, el objetivo podría bajar y salirse de la zona de operación del servo de foco.

108

Disco Compacto

do en el diseño del sistema. El SYSCON conocería que esta situación se está dando mediante FOK y, para evadirla, reiniciaría el proceso de búsqueda de foco. Para reducir el efecto de las vibraciones, debemos garantizar que el objetivo esté ubi cado en la posición más central de la zona de operación del servo de foco. Esta condición se detecta observando el momento en que la señal FE se anula (cuando cruza por cero), mediante el circuito de la figura 7.3.9. Cuan do la señal FE intente hacerse negativa (me nor que cero voltios) en la salida del compa rador tendremos nivel bajo.

1C501 CX20108

Fig. 7.3.9 Circuito de FZC, Modelo D-50.

La señal FZC llega al SYSCON a través de SENSE, canal compartido por otras señales que iremos incluyendo a medida que transcurra la explicación de los servos. Mientras el SYSCON mantenga activo al servo de foco, mediante el comando de la tabla 7.3.1, la señal FZC llegará al SYSCON a través de SENSE.

La señal FZC será considerada sólo una vez, siempre que el objetivo se mantenga dentro de la zona de operación del servo de foco (lo cual se conoce mediante FOK). Si por algún motivo FOK cambia a nivel bajo, la operación de búsqueda de foco se reiniciará. Circuito de enfoque continuo: Luego de que el SYSCON conoce que FOK tiene nivel alto y que FZC tiene nivel bajo, simultáneamente, la señal FE entrará a controlar la posición focal del objetivo. Para que esta condición entre en efecto, el SYSCON hará que se abran los interrupto res FS1, FS3 y FS4, y hará .que se cierre el interruptor FS2 (figura 7.3.10). La señal FE (figura 7.3.10) pasa por una red de atenuación. Esta atenuación puede ajustarse en la fábrica mediante el potenciómetro RV303 (este potenciómetro no deberá tocarlo en una reparación, mien tras no se sospeche que fue movido); y durante la operación, siguiendo instruccio nes del SYSCON, mediante el interruptor FS3 (figura 7.3.10). La señal FE pasará , libremente cuando el interruptor FS3 esté abierto, sin acentuar su atenuación. Esta es la condición normal, y corresponde con la forma de operar durante la reproducción de una selección musical.

Sistema de Control y Servomecanismo

Fig. 7.3.10 Circuito de enfoque continuo, Modelo CDP-S27.

Durante los modos especiales de búsque da de selección y localización de una sec ción dentro de una selección musical (sec ción 5.3), la señal FE crece artificialmente (figura.7.3.11). Por tal motivo, durante estos modos el interruptor FS3 se cierra para atenuar a la señal FE. De esta forma se evita hacer una corrección excesiva que ponga al objetivo en riesgo de salirse de la zona de operación del servo de foco. Después de que el SYSCON ordena la operación de servo de foco continuo, el

SYSCON cambiará su control hacia el ser vo de seguimiento y hacia el servo de CLV. Cuando esto se dé, las posiciones de los interruptores FS1 ~ FS4 quedarán fijas (figura 7.3.10). El circuito de enfoque con tinuo seguirá activo hasta que el SYSCON no emita una orden contraria. Para los modelos no portátiles, las for mas de las señales FE y RF-EFM, que se producen durante la secuencia de operacio nes que hasta aquí hemos descrito, se mues tran en la figura 7.3.12. Note que la señal

0.25V

0.5V 60mseg a.

Fig. 7.3.11 Señal de error de foco FE: a. Play normal b. Saltando pistas. Modelo CDP-M34, pin 3 CN102.

110

Disco Compacto

RF-EFM empieza a tener componente de AC un tiempo después de que la señal FOK pasa de nivel bajo a alto, y justo después de que la señal FZC pasa de nivel alto a bajo. Obviamente, la aparición de la componen te de AC se produce porque el disco empie za a girar. ( 20ms ) ( 200ms

D 3 ~ DO

0000

FEO

---------------

00 11

L a s s e ñ a le s en lín e a s p u n te a d a s s u p o n e q u e la s e ñ a l F E n o c o n tro la

Las órdenes que el SYSCON transmite al servo de seguimiento mediante los bits DO ~ D3 tienen dos formas (o modos) de interpretarse: "tracking control" y "tracking mode " . Para saber cuál de estos modos es el que está activo, el integrado que ejecuta las órdenes de seguimiento mirará el valor de los bits D4 ~ D7 (tabla 7.4.1). A conti nuación describiremos en forma general el significado de estos modos. La explicación específica la daremos en las siguientes secciones. Tracking control:

al s e rv o d e fo c o . SENSE ( F ZC ) ' n s ta n te en q ue la s e ñ a l FE e n tra a c o n tr o la r la o p e ra c ió n d e l s e rv o de fo c o .

FO K ■ C o m p o n e n te de AC. R F - EFM N iv e l de - ^ ■ T ie m p o

FOK

Fig. 7.3.12 Carta de tiempos de las señales relevantes del servo de foco.

7.4 SERVO DE SEGUIMIENTO La forma de operación de los circuitos del servo de seguimiento se define cuando el SYSCON transmite los bits de dirección y la orden específica a este servo (tabla 7.4.1): Dirección:

Orden:

S e rv o A c tiv o

T r a c k in g C o n tr o l

T r a c k in g m ode

A n ti

B ra k e

TG2

TG1

shock

G a in

set

T r a c k in g

m ode

S le d

m ode

Tabla 7.4.1

Mediante este modo se define la forma de operación de los circuitos del servo de seguimiento durante una reproducción nor mal. Además, este modo permite frenar por pasos al movimiento de la bobina de segui miento, como una operación posterior, com plementaria, délos saltos de 10 y 100pistas (sección 7.6). Durante una reproducción normal pue de detectarse que la señal de error de segui miento TE cambia bruscamente, debido a vibraciones, partículas de polvo, etc. (figu ra 7.4.1). Para estar prevenidos contra la ocurrencia de estas situaciones, existe un circuito que las detecta, al que conocere mos como circuito contra choques ("anti shock"). El SYSCON decidirá cuándo y cómo el servo de seguimiento deberá res ponder a los choques detectados por este /Circuito.

Sistema de Control y Servomecanismo

C D X-fíep rod u cto r de C D 's para carros.

Fig. 7.4.1 Vibración producida por un agente externo durante una reproducción normal.

Según veremos en la sección 7.6, luego de un salto de 10 o 100 (durante "tracking mode", ver más adelante) el movimiento lateral de seguimiento (sección 4.7, Volu men 1) no cesa inmediatamente, debido a la inercia del mecanismo (figura 7.4.2). Por tal motivo, luego de uno de estos saltos se requerirá aplicar un freno. Este freno no es otra cosa que la aplicación de la señal TE en momentos apropiados, en el modo de "tracking control". Con el fin de reforzar la acción del freno, la ganancia del servo de seguimiento también debe incrementarse (sección 7.6).

El m o v i m i e n t o la te ra l se m a n t ie n e p o r in e rc ia .

Los ajustes de ganancia que hemos mencionado son controlados por los bits DO y DI (tabla 7.4.1). La aplicación del freno está determinada por el bit D2. La acción a tomar contra alguna perturba ción, detectada por el circuito contra cho ques, la controla el bit D3. Tracking mode : Mediante este modo se realizan los sal tos de pistas requeridos en las operaciones de pausa, búsqueda de selección y locali zación de una sección dentro de una selec ción (sección 5.3). En este modo (tabla 7.4.1) están especificados los bytes que controlan a la bobina de seguimiento (D2 y D3) y al motor de corredera (DO y DI). En "tracking mode" existen tres tipos posibles de saltos de pistas : 1 , 10 y 100 pistas (pasos de vueltas, sección 4.7, Volu men 1). Estos saltos podrán realizarse ha cia adentro o hacia afuera del disco (figura

Fig. 7.4.2 Inercia del movimiento lateral del objetivo.

Disco Compacto

7.4.3). Si en una operación de búsqueda se requiere saltar un número de pistas distinto a 1, 10, ó 100, el SYSCON ordenará una combinación de estos saltos. Por ejemplo, si se requiriera saltar 353 pistas, el SYSCON ordenaría 3 saltos de 100 pistas, 5 saltos de 10 pistas, y 3 saltos de una pista. Según veremos (sección 7.6), la realiza ción de los saltos de 1 y 10 pistas puede manej arse mediante el control de la bobina de seguimiento. Los saltos de 100 pistas requerirán además de la participación del motor de corredera. Los saltos de 10 y 100 pistas, debido a la inercia, imponen al objetivo un movimien to lateral que no puede detenerse en la posición exacta que se desea (figura 7.4.2). Este efecto se reduce mediante la aplica ción del freno, en el modo de "tracking

control". La ubicación exacta se logrará mediante la aplicación de un número apro piado de saltos de 1 pista. El SYSCON conocerá que ha llegado a la posición de seada gracias a la lectura del canal Q, en donde está registrado el número de bloque, tiempo de ejecución, etc. (seción 3.3 y apéndice D, Volumen 1)

7.5 TRACKING CONTROL Este modo controla la ganancia del servo de seguimiento y activa la aplicación del freno luego de un salto de más de una pista. Además, mediante este modo se con trola la respuesta del servo de seguimiento cuando se detecta que la señal TE cambia bruscamente. En la figura 7.5.1 se muestra un ejemplo de circuito de servo de seguimiento. IC502 C XA1082AQ

IC501 CXA1081Q

Fig. 7.5.1 Circuitos principales del servo de seguimiento: circuito de seguimiento, comparador de ventana y comparador TZC. Modelo D-10.

Sistema de Control y Servomecanismo

Como se aprecia (figura 7.5.1), a par tir de la señal TE este servo produce las señales TAO ("tracking error output", sa lida de error de seguimiento) y SLO ("sled output", salida de corredera), las cuales controlarán al movimiento lateral del ob jetivo (mediante la bobina de seguimien to), y al movimiento de toda la unidad óptica (mediante el motor de corredera) respectivamente. La acción de estos mo vimientos en el seguimiento de la pista fue descrita en el sección 4.7 del Volu men 1.

ce"). Este potenciómetro permite compen sar la diferencia de sensibilidad existente entre los fotodiodos detectores de segui miento E y F (debido a mejoras en el diseño, este potenciómetro no existe en los reproductores de CD actuales).

Paralelamente (figura 7.5.1), a partir de la señal TE también se producen las señales TZC ("tracking zero cross") y AS ("anti-shock"), las cuales sirven para el conteo de las pistas en modo de saltos ("tracking mode"), y para la detección de perturbaciones (vibraciones, partículas de polvo, etc.), respectivamente.

La señal TE, que entra al pin 45 de IC502, se dirige a tres circuitos indepen dientes: * Comparador TZC * Comparador de ventana * Control de seguimiento

A continuación describiremos la trayec toria seguida por la señal TE, desde su origen como señales de corriente E y F, hasta las transformaciones que sufre para llegar a la bobina de seguimiento y al motor de corredera. Las señales de corriente E y F proceden tes de los fotodiodos detectores del mismo nombre (figuras 4.6.5 y 4.6.6, Volumen 1) entran a los convertidores I-V3 e I-V4 (figura7.5.1), y se restan en el amplificador restador AMP3, para producir la señal de error de seguimiento TE. En el circuito de entrada del convertidor I-V4 existe un po tenciómetro RV502, llamado balanceador de señal de seguimiento ("tracking balan

Existe otro potenciómetro, RV501 ("tracking gain"), que sirve para controlar el tamaño de la señal TE que se dirige al IC502. Mientras no se sospeche que fue movido, este potenciómetro no deberá to carse en una reparación.

El estudio del comparador TZC lo pos pondremos hasta que veamos el modo de saltos ("tracking mode"). El comparador de ventana lo veremos más adelante en esta sección. A continuación estudiaremos al circuito de control de seguimiento. /C ircuito de control de seguimiento: La respuesta a la frecuencia del servo de seguimiento (figura 7.5.2) está controlada por los interruptores TG1 y TG2. Los inte rruptores TM1 ~ TM6 son controlados en "tracking mode". En "tracking control" es tos interruptores estarán abiertos. El inte rruptor TM7 sólo se activará durante la aplicación del freno complementario (sec ción 7.7), normalmente se encontrará abier to.

114

Disco Compacto 1C502

Fig. 7.5.2 Circuito de control de seguimiento. Modelo D-10

Las posiciones de los interruptores TG1 y TG2 están controladas por el valor de los bits DO y DI (tabla 7.4.1). La función del interruptor TG1 es el control de la fase; el interruptor TG2 controla la amplitud (el tamaño de la señal). Este servomecanismo opera entre frecuencias que van desde DC hasta 1.2 KHz, aproximadamente.

La banda EFM es ocasionada por el paso de los haces E y F sobre los espejos y las protuberancias a lo largo de la pista (figura 7.5.4). Esta banda no ejerce ningún efecto sobre el movimiento lateral del objetivo y, ni Basura

C om ponente EFM (Desde

^ En la señal TE se distinguen tres bandas de frecuencia (figura 7.5.3): la banda baja, desde DC hasta 0.5 Hz aproximada mente; la banda media, desde 0.5 Hz hasta 1.2 KHz; y la banda EFM, de 200 KHz a 1 MHz. La banda baja y la media sirven para controlar al movimiento lateral del objeti vo, mediante la bobina de seguimiento. La banda baja también controla al motor de corredera (figura 7.5.3).

2 00 KHz hasta 1MHz) Bobina de Com ponente

Seguimiento

pnnnrj

de frecuencia m edia. (Arriba El m otor de corredera se

d e 0.5 Hz hasta 1.2 KHz)

m ueve cada vez que se alcanzan estos picos.

Fig. 7.5.3 Uso de las componentes de frecuencia de la señal TE.

Sistema de Control y Servomecanismo

- _

mucho menos, sobre el movimiento de co rredera, debido a que las propiedades mecá nicas de estos movimientos (momentos de inercia, constantes de elasticidad, coeficien tes de fricción, etc.) impiden que se realicen a estas frecuencias.

Movimiento de los haces con respecto a la pista

Comparador de ventana:

T£

> H

í>

—

F iltr o p a s o banda

10K

1 0OK

Fig. 7.5.5 Comparador de ventana

Fig. 7.5.4 La banda EFM en la señal TE surge por el movimiento de los haces a lo largo de la pista.

A continuación describiremos el paso de la señal TE por los diferentes circuitos hasta convertirse en las señales TAO y SLO. La señal TE que entra por el pin 45 (figura 7.5.2) pasa por la red de compensa ción de fase y por la red de control de ganancia. Seguidamente, la señal es ampli ficada, y la señal de salida resultante (TAO, pin 11) se bifurca: por un lado se dirige hacia el circuito manejadorde la bobina de seguimiento; y por el otro, se dirige hacia el filtro paso bajo activo (incluye a un OPAMP). La señal que se obtiene en el pin 14, llamada SLO, sólo contiene compo nentes de frecuencia de la banda baja (figu ra 7.5.3). Esta señal se dirige hacia el cir cuito manejador del motor de corredera.

Este circuito tiene el objetivo de mar car los momentos en que se producen cambios bruscos de la señal TE, provoca dos por fuentes externas de vibraciones mecánicas (figura 7.4.1). Debido a que los modelos de mesa (CDP...) no están definidos para operar en estas condicio nes, en estos modelos, por lo general, no se hace uso de esta protección (aunque el integrado relacionado con este servo sí tiene esta capacidad). Los modelos portá tiles (D...) y los modelos de automóviles (CDX...), por la naturaleza de su uso, sí requieren esta protección extra, el servo de seguimiento es más fuerte. A conti nuación explicaremos el funcionamiento de este circuito. Como hemos dicho, el comparador de ventana (figura 7.5.5) detecta los cambios bruscos en la señal TE. Un efecto inmedia to de la ocurrencia de cambios bruscos es la incorporación de componentes de frecuen-

115

Disco Compacto

cia superiores a 1.2 KHz e inferiores a las frecuencias de la banda EFM (figura 7.5.3). Por lo tanto, en cuanto a la detección de los choques, las componentes de baja frecuen cia y las de la banda EFM no interesan. Así, las componentes de baj a frecuencia y las de la banda EFM se suprimen por medio de un filtro paso banda (figura 7.5.5). La trans formación sufrida por la señal TE al pasar por un filtro de este tipo se muestra en la figura 7.5.6.

VREF1

VCC

La porción de señal correspondiente al choque, en la salida del filtro (figura7.5.6.b), tiene dos picos, positivo y negativo, clara mente demarcados. Esta señal entra simul táneamente a dos comparadores, COMP 1 y COMP 2, entrando por terminales de signo opuesto. Cuando la señal que llegue a COMP 1, de entrada positiva, presente un pico positivo, en la salida de este com parador tendremos un pulso de nivel alto. Cuando la señal que llegue a COMP 2, de entrada negativa, presente un pico negati vo, en la salida de este comparador tendre mos un pulso de nivel alto . Los pulsos de salida correspondientes entrarán a una com puerta OR, la cual, sin importar cuál sea la procedencia de los pulsos, pondrá un pulso de nivel alto cada vez que a alguna de sus entradas llegue un pulso de nivel alto (figu ra 7.5.6). La señal en la salida de la com puerta OR recibe el nombre de AS ("anti shock", anti-choque). Mientras el SYSCON se mantenga co municado con el servo de seguimiento, estando activo el modo de "tracking con trol", la señal AS (figura7.5.1) saldrá por la terminal SENSE. Entonces, el SYSCON

Fig. 7.5.6 Generación de la señal AS

tomará las precauciones necesarias para mantener el seguimiento de las pistas. Por

Sistema de Control y Servomecanismo

ejemplo, variando apropiadamente a los bits DO y DI (tabla 7.4.1), de tal forma que se altere los parámetros de ganancia y fase al conmutar los interruptores TG1 y TG2 (figura 7.5.2). Debido a que la señal AS se genera internamente en el integrado en donde se encuentran estos interruptores (figura 7.5.1), la señal AS también ocaciona cambios directos en los parámetros de ganancia y fase, sin esperar a ver que opina el SYSCON.

7.6 TRACKING MODE

Este modo controla al movimiento late ral del objetivo y al motor de corredera durante los saltos de pistas. Existen, como hemos dicho, tres tipos de saltos: 1, 10 y 100. Mientras este modo esté activo (D4 = 0, D5 = 1, D6 = 0, D7 = 0, tabla 7.4.1), el movimiento de la bobina de seguimiento y el movimiento del motor de corredera esta rán controlados por los interruptores TM1-TM6 (figura 7.6.1). El interruptor TM7, que será empleado durante la opera-

Fig. 7.6.1 Circuito de control de seguimiento. Modelo D-10.

ción del freno complementario, por ahora permanecerá abierto. La posición de los interruptores TM2, TM5 y TM6 depende de la combinación de los bits DO y D 1; la posición de los interrup tores TM1, TM3 y TM4 depende de la combinación de los bits D2 y D3. En la tabla 7.6.1 se muestra el orden de conmuta ción correspondiente a cada uno de los interruptores. í’t/' D1

0 0 1 1

0 1 0 1

CERRADO ABIERTO CERRADO CERRADO

ABIERTO ABIERTO CERRADO ABIERTO

□2

TM1

TM3*

0 0 1 1

0 1 0 1

CERRADO ABIERTO CERRADO CERRADO

TM2

TM5

ABIERTO ABIERTO CERRADO ABIERTO

: Dependen de DIRC Tabla 7.6.1

TM6 ABIERTO ABIERTO ABIERTO CERRADO

TM4* ABIERTO ABIERTO ABIERTO CERRADO

118

Disco Compacto

Los interruptores TM3 y TM4, ade más de estar controlados por los bits D3 y D2, son controlados por la señal DIRC procedente del SYSCON. DIRC es un canal exclusivo (sección 7.1), que trans mite señal en los saltos de una pista, se gún explicaremos más adelante. A continuación describiremos la secuen cia de conmutación correspondiente a los saltos de 1, 10, y 100 pistas. Salto de 1 pista: El control de los saltos de 1 pista se realiza mediante los interruptores TM3 y TM4 (figura 7.6.2). Mientras el salto se

produce, los interruptores TM1 y TM2 estarán cerrados y los interruptores TM5 y TM6 estarán abiertos (figura 7.6.2). Cuando el SYSCON ordene un salto hacia afuera de una pista, mediante los comandos de "tracking mode", TM4 se cerrará, activando a la fuente de corriente IM4 (figura 7.6.2). En esta condición el amplificador AMP5 actúa como un con vertidor de corriente a voltaje. En la salida de AMP5, la señal TAO cambiará de 0V a un voltaje negativo. Este voltaje negativo pasará al circuito manejador de la bobina de seguimiento y forzará a que el objetivo se mueva de adentro hacia afuera, según se muestra en la figura 7.6.2.

A l c i r c u it o m a n e ja d o r d e l m o to r d e c o rre d e ra

yLjV 'lA tL

V o lta je

O A l c i r c u i t o m a n e ja d o r

TAO

Pin (Ti)

d e la b o b i n a d e s e g u ir c

0V Adentro

Voltaje en la bobina de — seguimiento.

Fig. 7.6.2 Salto de una pista: pulso de avance.

La bobina se mueve de adentro hacia afuera

-M? - Á

Sistema de Control y Servomecanismo SMSS * m

~ ~ ? -S-j!”

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Pista anterior P u ls o d e

P u ls o d e

avance

fre n o

-«•«-& -s» . =»«- ®

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____

Pista destino

Protuberancia <

200 - 400pseg

Cuando el SYSCON detecta que el haz se encuentra sobre espejo hace que DIRC pase de nivel alto a bajo.

Voltaje en la bobina de seguimiento

SYSCON

Lógica de control

AMP6

Compensación

A l c ir c u it o m a n e ja d o r d e l m o to r d e c o rre d e ra

AMP5

A l c i r c u i t o m a n e ja d o r d e la b o b i n a d e s e g u i m ie n t o .

Fig. 7.6.3 Aplicación del pulso de freno en el salto hacia afuera de una pista.

120

Disco Compacto

Esta condición (figura 7.6.2) se manten drá hasta que se detecte que el haz principal del láser apunta a la zona de espejo existente entre dos pistas (entre dos vueltas de la pista única), según se muestra en la figura 7.6.3. Cuando esto ocurra, el SYSCON hará que DIRC cambie de nivel alto a bajo. El nivel bajo de DIRC informa al servo de segui miento que el SYSCON ordena que se abra a TM4 y se cierre a TM3 (figura 7.6.3), desactivando a la fuente IM4 y activando a la fuente IM3. En esta condición la señal TAO pasará de un nivel de voltaje negativo a uno positivo. Este voltaje positivo frena el movimiento lateral del objetivo, de tal forma que cuando el objetivo se detenga, el haz principal del láser apunte a la pista contigua. La aplicación del freno la mantendrá el SYSCON durante un tiempo previamente calculado, el cual está entre 200 y 400

jseg^_ Según hemos dicho, para que DIRC cambie de alto a bajo es necesario que el SYSCON conozca que el haz principal se encuentra sobre espejo, entre dos pistas. El

Al SYSCON

SYSCON conocerá que esto ocurre me diante la señal TZC que a continuación describimos. La forma en que la señal TE varía mien tras se produce un salto de pista se muestra en la figura 7.6.4. Note que, a medida que transcurre el movimiento, la señal TE adopta una forma de S característica que conoce remos como señal transversa. Cuando la señal transversa pasa por el circuito com parador de TZC (figura 7.6.4), se genera un pulso cuadrado, cuya transición coincide con el momento en que el haz principal apunta a la zona de espejo entre dos pistas (figura 7.6.3). La señal TZC llega al SYSCON me diante el canal compartido SENSE (figura 7.6.4). El SYSCON conocerá que el haz principal se encuentra sobre espejo cuando se produzca la transición de TZC. Debido a que se requiere responder rápidamente, el SYSCON necesita un canal independiente que lo comunique con el servo de segui miento. Este canal independiente es preci samente la línea que lleva a la señal DIRC (figura 7.6.3). De esta forma se evita el retraso que se tendría si el SYSCON envia ra la orden a través de la línea de comandos (DO ~ D7).

En este instante el haz principal

Fig. 7.6.4 Generación de TZC

¿y«?

Los saltos de una pista hacia adentro se realizan en forma semejante al salto hacia afuera, con la variante de que primero se cerrará TM4, abriéndose luego para que se cierre TM3. Esta secuencia invertida oca sionará una señal TAO invertida con res pecto al salto hacia adelante (figura 7.6.5). El SYSCON conocerá que el haz principal C2-U

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P u ls o d e

está sobre espejo cuando se produzca la transición de la señal TZC. El SYSCON sabrá qué tipo de transi ción (negativa o positiva) de TZC deberá considerar al momento de realizar un salto (hacia adelante o hacia atrás), ya que es precisamente el SYSCON el que envía la orden de salto. Salto de 10 pistas: El control de los saltos de 10 pistas también se realiza mediante los interrupto res TM3 y TM4 (figura 7.6.1). Mientras el salto se produce, los interruptores TM1 y TM2 estarán cerrados y los interruptores TM5 y TM6 estarán abiertos (figura 7.6.1).

D IR C

Fig. 7.6.5 Carta de tiempos de las señales relevantes en un salto de una pista hacia adentro.

Fig. 7.6.6 Salto de 10 pistas: nivel de avance.

Cuando el SYSCON ordene un salto hacia adelante de 10 pistas, mediante los comandos de "tracking mode", TM4 se cerrará, activando a la fuente de corriente IM4 (figura 7.6.6). De esta manera se for zará a que el objetivo se mueva hacia afuera.

122 Esta condición (figura 7.6.6) se manten drá hasta que SYSCON conozca que se han saltado 5 pistas, según se muestra en la figura 7.6.7. Cuando esto ocurra, el SYSCON transmitirá una orden por la lí nea de comandos para que TM4 se abra y TM3 se cierre. Por lo tanto, la señal TAO pasará de un nivel de voltaje negativo a uno positivo, aplicándose un freno al movi miento durante las siguientes cinco pistas. Este freno no es lo suficientemente fuerte

como para detener totalmente al objetivo. Cuando el SYSCON conozca que se han saltado las restantes 5 pistas, enviará una orden mediante la línea de comandos que activará el modo "tracking control" (sec ción 7.5). Específicamente, el SYSCON activará la función de freno, mediante el bit D2 (tabla 7.4.1). La explicación de este freno complementario la pospondremos hasta la sección 7.7.

Fig. 7.6.7 Salto de 10 pistas: condición del circuito en la aplicación del freno y carta de tiempo de las señales relevantes.

Sistema de Control y Servomecanismo

Como puede apreciarse (figura 7.6.7), el número de pistas que se saltan luego de un salto de 10 pistas es mayor que 10. Sin embargo, ya que al final de este proceso el SYSCON lee al Canal Q (sección 3.3, Volumen 1), el SYSCON podrá ordenar saltos de una pista hacia adentro o hacia afuera, tantas veces como sea necesario para llegar a la posición deseada. Después de cada tipo de salto, el SYSCON conoce su posición actual mediante la lectura de la información del Canal Q. Por lo que hemos dicho parece obvio suponer que el SYSCON conoce que se han saltado un cierto número de pistas, mediante la señal TZC. Y, en efecto, los modelos CDP-S25 (3- generación), D-50 MKII (2 - generación) y algunos otros de generaciones inferiores a la 3.5, hacen el conteo mediante TZC. Sin embargo, como veremos en la sección 7.7, en la mayoría de los diseños que se han producido, ha preva lecido el criterio de diseño que establece que: La señal TZC no es del todo confiable, si consideramos que pueden producirse perturbaciones en el proceso óptico de captura de la señal del disco. Por tal motivo, el SYSCON conocerá cuántas pistas se han saltado mediante una vía menos directa, mediante el par de seña les COMPLETE y COUNT, procedentes del servo de CLV. Estas señales llegarán al SYSCON secuencialmente, mediante SENSE (figura 7.6.8). Este tema lo retoma remos en la sección 7.7.

IC 6 0 1 C XD1125Q

Fig. 7.6.8 Transmisión serial de COUNT y COMPLETE a través de SENSE. Modelo D-10.

Salto de 100 pistas: El control de los saltos de 100 pistas se realiza mediante la participación de los interruptores TM3, TM4, TM5 y TM6 (figura 7.6.1). Los tiempos de conmuta ción de estos, in terru p to res están predefinidos en el programa del SYSCON. Así como el salto de 10 pistas, este tipo de saltos es aproximado. Cuando el SYSCON ordena un salto hacia afuera de 100 pistas, mediante los comandos de "tracking control", la condi ción de los interruptores TM3 ~ TM6 varía de acuerdo a la figura 7.6.9. Al iniciar el salto (en t = to, figura 7.6.9) se cierran los interruptores TM4 y TM6. Los interruptores TM3 y TM5 permanecerán abiertos. Esta condición ocasiona que el objetivo se mueva lateralmente hacia ade lante, impulsado por la bobina de segui miento, y que toda la unidad de lectura se desplace hacia adelante, impulsada por el motor de corredera (figura 7.6.10).

124

Disco Compacto

ti t2

^ ^ ^ / ^ |jy \ / \ y \ / V W V \ A A A A A A A ^ ^

___

Aproximadamente 100 pistas

____ ^

Interruptores

Intervalos

TM3

to - 11

A bierto

Cerrado

A bierto

t1 - t2

Cerrado

Abierto

A bierto

Cerrado

t2-t3

A bierto

Abierto

C errado

t3 — ►

A bierto

Abierto

TM4

TM5

TM6 Cerrado

Fig. 7.6.9 Salto de 100 pistas. Modelo D-10.

Esta condición (figura 7.6.10) se mantendrá durante algún tiempo, después de lo cual (en t = ti, figura 7.6.9) se abrirá el

interruptor TM4 y se cerrará TM3, frenándose parcialmente el movimiento lateral del objetivo.

Sistema de Control y Servomecanismo D is c o C o m p a c to El objetivo se mueve lateralmente hacia afuera con respecto óptico.

;

D ete c to r de lím ite-

El b lo q u e ó p tic o se m ueve h acia a d e la n te (a fu e ra ).

Fig. 7.6.10 Movimientos del bloque óptico y el objetivo en un salto de 100 pistas.

En t= t2 se abre TM3, manteniéndose TM6 cerrado hasta t= t3, cuando TM6 también se abre. De t = t3 en adelante el SYSCON activará "tracking control" para aplicar el freno mediante el bit D2 (tabla 7.4.1). La explicación de este freno complementario la pospondremos hasta la sección 7.7. La aplicación del impulso hacia adelan te, y su correspondiente freno en el movi-

CX20108 S e rv o d e fo c o y s e g u im ie n to

Fig. 7.7.1 Diagrama a bloques del circuito activador del freno complementario. Modelo D-50.

miento lateral del objetivo, tiene el propó sito de minimizar la oscilación mecánica del objetivo debido al movimiento de toda la unidad de lectura.

7.7 OPERACIÓN DEL FRENO POSTERIOR A LOS SALTOS DE 10 Y 100 PISTAS Y GENERACIÓN DE LAS SEÑALES COUNT Y COMPLETE. Como mencionamos en la sección 7.6, los saltos de 10 y 100 pistas imprimen un movimiento lateral del objetivo difícil de detener mediante la aplicación simple de pulsos controlados por el SYSCON. Por tal motivo, luego de estos saltos se requiere activar un circuito complementario que culmine con la detención del movimiento. Este circuito está compuesto por los circui tos:detector de espejo, comparador TZC y por un circuito lógico de decisión de freno (figura 7.7.1). El comparador TZC lo estudiamos en la sección pasada (figura 7.6.4). A continuación estudiaremos los circuitos nuevos.

Disco Compacto

Detector de espejo: El objeto de este circuito es el de propor cionar una señal cuadrada, llamada señal de espejo MIRR (del inglés "mirror"), que indique en qué momento el haz láser ilumi na una zona de espejo entre pistas, cuando se realizan saltos de pistas. Con el propó sito de que usted comprenda primero lo esencial de la operación de este circuito, en la explicación siguiente haremos algunas simplificaciones. Posteriormente, si usted deseara una explicación más completa, lo invitamos a que lea el apéndice H.

Movimiento lateral del objetivo

Protuberancia

Fig. 7.7.2 Variación de la amplitud de la señal RF durante el salto de pistas.

Cuando se realiza un salto de pistas la señal RF varía su amplitud (figura 7.7.2) conforme el punto de iluminación del haz láser pasa de una pista (vuelta de pista) a otra. Cuando el haz ilumina una pista, la señal RF adopta la máxima amplitud; cuan do el haz ilumina la zona de espejo entre dos pistas, la señal RF adopta su mínima amplitud. Esto se debe a que, cuando se iluminan pistas, la señal lumínica reflejada

hacia los fotodiodos detectores varía desde un máximo, correspondiente a la ilumina ción de la zona de espejo entre dos protube rancias; y un mínimo, correspondiente a la iluminación de una protuberancia. Por el contrario, cuando el haz ilumina la zona de espejo entre dos pistas, disminuye apreciablemente la posibilidad de variación, pues el haz siempre iluminará una zona de espe jo (valor máximo). En la figura 7.7.2 se hace evidente que los momentos en que el haz ilumina a una pista, coinciden con los momentos en que la envolvente inferior de la RF tiene su valor mínimo. Por lo tanto, la señal de espejo se obtiene tomando la envolvente inferior de la RF, haciéndola pasar por un circuito con vertidor a señal cuadrada, según se muestra en la figura 7.7.3. Los intervalos en que el haz ilumina una zona de espejo entre pistas coinciden con los intervalos en que la señal de espejo tiene nivel alto; los intervalos en que el haz ilumina a una pista coinciden con los intervalos en que la señal de espejo tiene nivel bajo. Circuito lógico de decisión de freno: El objeto de este circuito es producir una señal que active el control del movimiento lateral del objetivo mediante la señal de TE, cuando la señal TE actúa oponiéndose al movimiento (freno). - Después de un salto de 10 o 100 pistas necesitamos un freno complementario, ¿ recuerda ? - Para com prender la función de freno debemos consi derar más detenidamente a los cambios que sufre la señal TE durante la ocurrencia de un salto. Considere la figura 7.7.4.

Sistema de Control y Servomecanisir

Espejo

Espe¡o

Espejo

empuja hacia adentro, cuando la señal TE es positiva; y hacia afuera, cuando la señal TE es negativa. Este efecto será aplicado convenientemente para detener al objetivo luego de un salto de 10 y 100 pistas.

Espejo

Si el salto de pistas es hacia afuera, deberá dejarse el control a la señal TE durante los intervalos en que sea positiva, cuando TZC tenga nivel alto. Cuando sea negativa (TZC tiene nivel bajo) deberá retirársele el control, porque favorecería al movimiento.

Fig. 7.7.3 Generación de la señal de espejo

La figura 7.7.4 muestra cómo varía la señal TE con la posición de incidencia de los haces E y F. La fuerza ejercida por la bobina de seguimiento sobre el objetivo lo

Si el salto de pistas es hacia adentro, deberá dejarse el control a la señal TE durante los intervalos en que sea negativa, cuando TZC tenga nivel bajo. Cuando TE sea positiva (TZC tiene nivel alto) deberá retirársele el control, porque favorecería el movimiento.

A d e n tro

f e

A fu e r a

■'■U i) prfncijiai

11 i ,

ij U

I r t

n :1

Sentido de la fuerza lateral aplicada al objetivo por medio de la bobina de seguimiento

Fig. 7.7.4 Variación de la señal TE con la posición de los haces E y F.

Disco Compacto

Afuera / Adentro

TZC

Freno

Bajo

Sí

Bajo

Alto

Bajo

Alto

Bajo

Sí

Fig. 7.7.5 Circuito lógico y tabla de la verdad del circuito activador de freno que podría construirse si la señal TE fuera ideal.

Antes de proseguir, si no ha entendido lo que acabamos de describir en relación a la figura 7.7.4, vuelva a leer. En resumen, luego de un salto de 10 o 100 pistas: * Hacia afuera: Activar TE cuando TZC = ALTO. * Hacia adentro: Activar TE cuando TZC = BAJO. Por lo que hemos dicho hasta aquí, pare ce lógico suponer que sólo necesitamos a la señal TZC y conocer cuál es la dirección del salto. Si todo fuera ideal, bastaría con construir un circuito lógico simple como, por ejemplo, el que se muestra en la figura 7.7.5. Ya que este circuito no se usa, noso tros no nos detendremos a describirlo. Basta con decir que cuando la salida G tenga nivel bajo, deberá interpretarse que

TM7 estará abierto y que, por lo tanto, la señal TE se activa aplicando freno. La variación de TE con la posición mos trada en la figura 7.7.4 es ideal, no conside ra posibles defectos del disco. Un ejemplo de variación de TE más realista correspon diente a la lectura de un disco defectuoso se muestra en la figura 7.7.6. En cuanto al efecto de freno, una varia ción de TE como ésta (figura 7.7.6) no presentará ningún inconveniente. Sin em bargo, la posición en donde finalmente se detenga el objetivo podría ser tal que el haz láser ilumine entre dos pistas (figura 7.7.7). Esta es una posibilidad que hay que anular, porque habilita al servo de seguimiento para que opere dentro de un rango no defi nido por el diseño. Moviéndonos de izquierda a derecha (de adentro hacia afuera, figura 7.7.6), note que cuando la señal RF no tiene "drop-out" (falta de información) las transiciones ne gativas de la señal TZC apuntan en instan tes en que la señal de espejo tiene nivel alto; y las transiciones positivas apuntan en ins tantes en que la señal de espejo tiene nivel bajo. Cuando la señal RF tiene "drop-out",

Sistema de Control y Servomecanismo

Adentro

Afuera J

ft Pérdida de información "drop-out"

I Haz ' p rin c ip a l

D is ta n c ia c o n r e s p e c to a l c e n tr o

Adentro

►Afuera

Adentro

-Afuera

Tipo de transición de TZC variando con el tiempo

Fig. 7.7.6 Variación de las señales RF, MIRR, TE y TZC con la posición, para un disco defectuoso.

J jj8 É | jJ| |

« m

j-j „ p''"f,pal

í á l,

la señal de espejo se mantiene con nivel alto; por lo tanto, las transiciones positivas y negativas de la señal TZC apuntan en instantes en que la señal de espejo tiene nivel alto.

JPMPI •) . i/ J yJ

Fig.7.7.7 Condición de iluminación no definida para la operación normal del servo de seguimiento.

Para un movimiento de derecha a iz quierda (de afuera hacia adentro, figura 7.7.6), las transiciones positivas de la señal TZC apuntan en instantes en que la señal de

129

130

Disco Compacto

espejo tiene nivel alto; y las transiciones negativas apuntan en instantes en que la señal de espejo tiene nivel bajo. Cuando la señal RF tiene "drop-out", la señal de espe jo se mantiene con nivel alto; por lo tanto, las transiciones positivas y negativas de la señal TZC apuntan en instantes en que la señal de espejo tiene nivel alto. Esta relación que mantiene la señal de espejo con TZC permite limitar la aplica ción del freno solamente a los momentos en que la señal RF no tenga "drop-out". Así pues, la regla que se aplica para saber cuándo es conveniente la aplicación del freno es la siguiente: Salto hacia afuera (izquierda a derecha, figura 7.7.6): Activar TE si TZC = ALTO, y si en el instante en que inicia el nivel alto

observado de TZC (transición positiva), la señal de espejo tiene nivel bajo. Salto hacia adentro (derecha a izquier da, figura 7.7.6): Activar TE si TZC = BAJO, y si en el instante en que inicia el nivel bajo observado de TZC (transición negativa), la señal de espejo tiene nivel bajo. Mediante la regla anterior es posible evi tar que se active la señal TE durante la ocurrencia de un "drop-out". El circuito lógico de decisión de freno que cumple con la regla anterior se muestra en la figura 7.7.8. Las formas de onda correspondientes a los puntos de observación marcados en la figura 7.7.8 se muestran en la figura 7.7.9.

Detector de espejo

Detector de envolvente

Convertidor a señal cuadrada

7777 "

Comparador TZC

T M 7

nivel alto : cerrado

o nivel bajo : abierto

Detector de borde

Al circuito manejador de la bobina de seguimiento

Control de Ganancia y Fase

Fig. 7.7.8 Circuito activador del freno complementarlo: Comparador TZC, Detector de espejo y circuito lógico de decisión de freno.

Sistema de Control y Servomecanismo

En un salto hacia afuera (mientras no se presente un "drop-out") note que la señal "g" ,que controla la aplicación del freno, tiene nivel bajo cuando la señal TZC tiene nivel alto; y que en un salto hacia adentro, la señal "g" tiene nivel bajo cuando la señal TZC tiene nivel bajo. Además, cuando de presenta un "drop-out", sin importar el tipo de salto , la señal "g" tiene nivel alto. Ya que la aplicación del freno se hará cuando la señal "g" tenga nivel bajo, la caracterís tica descrita de la señal "g" (figura 7.7.9) está de acuerdo con nuestra regla.

La aplicación del freno debe operar úni camente mientras haya movimiento lateral del objetivo, pues, de lo contrario, inhabili taría la acción de la señal TE sobre el control de seguimiento. Por esta razón, la lógica de decisión incluye una variable más: el bit D2 del modo "tracking control" (figura 7.7.8). Cuando D 2 = l, la señal "g" pasará por la compuerta AND aplicándose el freno cada vez que "g" = 0. Cuando D2 = 0, la compuerta AND tendrá en su salida nivel bajo (0 lógico) constantemente, lo cual

Dirección del salto Afuera —> Adentro

Dirección de salto Adentro —> Afuera

"drop out"

i..- A----1

i_______ r u

j i n

JLJU^W JULXl. »1 L 1 „

KJ KJ

\J V Tiempo

Fig. 7.7.9 Formas de onda correspondiente al circuito activador del freno complementario

Borde

L r\ r Tiempo

132

Disco Compacto

hace que la señal TE asuma el control del servo de seguimiento. No tenemos información de cómo el SYSCON sabe en qué momento deberá desactivar a la señal de freno "g" (D2 = 0) . La señal TZC no sirve para este propósito, porque ésta puede variar aun cuando no se hayan producido saltos. Por otro lado, la señal de espejo no llega al SYSCON, va directamente al circuito del servo de segui miento. Así pues, cabe suponer que el SYSCON asumirá que ha concluido la operación del salto, luego de un tiempo fijado en su programa de control. En los modelos de la primera generación este tiem po estaba fijado por la constante de tiempo de un circuito RC (por ej emplo R 106, R 162 y C107, tablero de servo, del modelo CDP-101).

Fig. 7.7.10 Diagrama a bloques del proceso de conteo de pistas. Modelo D-50.

En la sección 7.6 mencionamos que la señal TZC no era confiable para el conteo de las pistas, de acuerdo al criterio de diseño de la mayoría de los modelos. Esto quedó demostrado en la figura 7.7.6. Por lo tanto, fue necesario idear un método indi recto para notificar al SYSCON el número de pistas saltadas, mientras se ejecuta el salto, antes de aplicar el freno complemen tario. El circuito de conteo de pistas se muestra en la figura 7.7.10. Note que el SYSCON conoce cuántas pistas se han saltado mediante las señales COMPLETE y COUNT que le llegan a través de SENSE, procedente del IC que maneja al servo de CLV (que veremos más adelante) y el Proceso Digital de Audio. Para la generación de estas séñales el cir cuito cuenta el número de transiciones po sitivas de la señal CIN ("count in"), la cual es igual a la señal COUT ("count out") procedente del servo de seguimiento. La señal COUT es generada por el servo de seguimiento en forma semejante a la gene ración de la señal "g" (figura 7.7.7). No tenemos más información acerca de este circuito, pero basta con saber que mediante él se logra disminuir los errores de conteo que se tendrían si contáramos simplemente las transiciones de la señal TZC. El circuito generador de COUT emplea también a la señal de espejo, MIRR. Para que SENSE sea interpretada como COM PLETE, o como COUNT, el SYSCON pone a operar al IC que manej a al servo de CLV y al Proceso Digital de Audio en los modos "counter-set/ lower" y "counter-set / upper", según se describe en la tabla 7.7.1.

Sistema de Control y Servomecanismo

Servo Activo

Dirección:

Orden:

D7 D6 D5 D4

Counter set lower 4 bit

Counter set upper 4 bit

Tc3 Tc2 Tc1

1 0

TcO

Tc7 Tc6 Tc5 Tc4

Tabla 7.7.1

Después de que el SYSCON deja al servo de seguimiento activo en el tipo de salto deseado (más de un pista), activa los modos "counter-set/ lower" y "counter-set / upper". Los bits D0-D3 determinan la cantidad de pistas que se desean saltar. Esta información será empleada por el circuito de conteo para generar las señales COUNT y COMPLETE. La interpretación de estas señales está definida en el microprograma que ejecuta el SYSCON. Nosotros no pro fundizaremos más en este tema, basta con decir que mediante ellas el SYSCON cono ce si se ha completado el salto de un cierto número de pistas.

7.8 SERVO DE CLV La forma de operación de los circuitos del servo de CLV se define cuando el SYSCON transmite los bits de dirección y la orden específica a este servo (tabla 7.4.1). Dirección

Órden

Servo Activo

CLV Control

DiV

GAIN

CLV mode

Tabla 7.8.1

CLV mode

A diferencia de los servos de foco y de seguimiento, la generación de la señal de error que se utiliza en el lazo de CLV es un proceso 100% digital. Antes de explicar cómo se realiza este control, actuando so bre el motor del disco, definiremos primero a las señales digitales y a las diferentes modalidades de operación de este servo. La descripción del proceso de control de CLV la haremos en la sección 7.9. Las órdenes que el SYSCON transmite al servo de CLV mediante los bits DO ~ D3 tienen dos formas (o modos) de interpretar se: "CLV control" y "CL\V mode". Para saber cuál de estos modos es el que está activo, el integrado que realiza la ejecución de las órdenes de CLV mirará el valor de los bits D4 ~ D7 (tabla 7.8.1). A continua ción describiremos en forma general el significado de estos modos. CLV control: En este modo se definen los parámetros que serán considerados durante la ejecu ción del modo "CLV mode". En la tabla 7.8.2 se m uestran cuáles son estos parámetros. Estos parámetros tendrán sentido cuan do estudiemos el proceso de control de CLV (sección 7.9 ). Por ahora sólo los presentamos. El modo "CLV-control" lo único que hace es guardar estos parámetros en los registros temporales del servo de CLV. Durante este modo la salida SENSE correspondiente al IC de servo de CLV se mantiene en alta impedancia (como inte rruptor abierto, figura 7.8.1).

M 3

134

Disco Compacto

BIT

NOMBRE

VALOR

DiV

RFCK/4 con WFCK/4

RFCK/8 con WFCK/8

RFCK/32

RFCK/16

RFCK/4

RFCK/2

GAiN

EFECTO

DESCRIPCIÓN Señales comparadas en fase durante el modo CLV-P

Ciclo mínimo de medición durante los modos CLV-S y CLV-H

Ciclo máximo de medición durante los modos CLV-S y CLV-H

-12dB

OdB

Ganancia de la señal MDP durante los modos CLV-S y CLV-H

Tabla 7.8.2

* Brake (freno): Freno del giro del disco.

'A l SYSCON

SEN-SE

IC del Servo de CLV

Fig. 7.8.1 Condición de alta impedancia de SENSE duran te "CLV-Control".

* CLV-S: Control aproximado de CLV durante la búsqueda de la velocidad lineal de operación (1.25 m/seg). * CLV-H: Modo especial de operación para unidades que cuentan con motor de corredera lineal.

CLV mode: Con la aplicación de este modo el SYSCON ordena el tipo de operación (que aquí persistiremos llamando modos) que deberá realizar el servo de CLV. Existen 7 operaciones o modos (o submodos) básicos que ejecuta el servo de CLV:

* CLV-P: Este es el modo de operación cuando el sincronismo de trama se ha enganchado (sección 6.8). El control de CLV se hace comparando las frecúencias submúltiplos de WFCK y RFCK según el parámetro que se haya definido por el bit DiV ( D3, tabla 7.8.2) de "CLV control".

Sistema de Control y Servomecanismo

ganchado, se mantendrá activo CLV-P. Si por alguna razón el PLL se desen gancha, se pasa automáticamente al modo CLV-S. Estos modos son activados por el SYSCON mediante los bits D0-D3 de acuerdo a la tabla 7.8.3. C ÍL Modo STOP Kick BRAKE CLV-S CLV-H CLV-P CLV-A

1.9 DESCRIPCIÓN DEL PROCESO DE CONTROL DE CLV El orden de las operaciones que debe rá realizar el servo de CLV desde que se inicia la reproducción, se establece, hasta que se ordena suspenderla (no en pausa), se muestra en la figura 7.9.1.

D 3 -D 0 0000 1000 1010 1110 1100 1111 0110

Tabla 7.8.3

Mientras "CLV mode" esté activo, la salida SENSE (figura 7.8.2) del IC que realiza el servo de CLV se interpreta como la señal: ______ Pw > 64T

Fig. 7.9.1 Orden de las operaciones del servo de CLV.

Fig. 7.8.2 El significado de SENSE durante “CLV-mode".

Esta señal la necesita el SYSCON para saber si el motor del disco se ha detenido.

Atendiendo a la operación específica definida para del servo de CLV, el IC que lo reaüza controla la operación del motor del disco mediante las señales digitales MDP ("motor disc phase"), MDS ("motor disc speed"), FSW ("filter switch") y MON ("motor on", figura 7.9.2) . Debido a que el "driver" (circuito activador) del motor del disco requiere una señal análoga, es tas señales necesitan una conversión D/A. Esta conversión se hace con un LPF ("low pass filter", filtro paso bajo) según se muestra en la figura 7.9.2.

135

Fig. 7.9.2

P R O C E S O D IG IT A L D E

Servo de CLV. Modelo D-50.

G n C ÂŠi ? I&

Sistema de Control y Servomecanismo

Tipo

Servo

Portátil

Generació n

MDP

MDS

FSW

MON

Usa

3.5

Usa

No usa

Usa

No usa

•k

Usa

No usa

Usa

No usa

Usa

No usa

Analógico y

Casero

Portátil

Digital

Casero

* No se produjeron modelos portátiles en la primera generación Digital. Tabia 7.9.1

Esta conversión es posible porque la señal MDP, según describiremos, tiene pro piedades semejantes a una señal PWM ("pulse width modulation", modulación por ancho de pulso). Mediante un LPF, una señal de tipo PWM, que tiene información distribuida en el eje del tiempo, puede convertirse a otra señal con la misma infor mación distribuida en el eje del voltaje, según vimos en la figura 6.13.5.b al expli car los convertidores D/A monobit. La señal MDP se ha empleado desde la primera aparición de reproductores de CD con servo digital (2 - generación análoga, tabla 7.1.1). El uso de las demás señales, MDS, FSW y MON, al avanzar las genera ciones, se ha ido variando, debido a cam bios en el diseño. Sin embargo, los IC's que contienen el servo de CLV siguen asignan do un pin de salida a la mayoría de estas señales. La tabla 7.9.1 muestra el uso de

estas señales según la generación del reproductor. Con el fin de lograr una explicación general que cubra a todas las generaciones de CD's con servo digital, veremos el con trol de CLV que se hace en el modelo D-50, de la 2-- generación. Kick: Según la figura 7.9.1, la primera opera ción que realiza el servo de CLV es el impulso inicial. De acuerdo a las tablas 7.8.1 y 7.8.3, el SYSCON ordena la ejecución de esta operación activando "CLV mode" (D7-D4: 1110) y "kick" (D3-D0: 1000). Cuando el servo de CLV recibe esta instrucción hace que sus salidas de control tomen los valores mostrados en la figura 7.9.3.

138

Disco Compacto IC601

A lto > -----------

CX23035

MON

—

M DP B a jo

FSW M DS

-----

----------

N ivel alto de v o lta je

X : No im porta

Fig. 7.9.3 Condición de las señales MON, MDP, FSW y MDS durante el “Kick".

Esta condición (figura 7.9.3) se manten drá por un tiempo predefinido por el microprograma que sigue el SYSCON. Puesto que en este caso estamos estudiando el servo de CLV de un modelo portátil, el motor del disco inicia el giro con el "kick", antes de que se active el servo de foco. Luego de que los servos de foco y de seguimiento se activan, cuando la RF ad

quiere una forma y tamaño óptima,Táseñal EFMI resultante tiene la forma general mostrada en la figura 7.9.4. Note (figura 7.9.4) que el patrón de sincronismo de trama aparece periódica mente. Debido a que el giro del disco apenas se está iniciando, el período de aparición de este patrón es mayor que los 136.05 pseg. (sección 3.4, Volumen 1); la velocidad liMuestras L y R, símbolo control y símbolos de CIRC

Al empezar la rotación, el tiempo Tf entre un patrón de sincronismo de trama y otro es mayor que 136.05 pseg.

Fig. 7.9.4 Señal EFMI luego del "kick"

Sistema de Control y Servomecanismo

-> ¡

K -

Tbit

irLrLrLfiJirLrLrLJiJirL^^ binario

|x|x|x¡i|o|o|o|o|o|o|o|o¡o|o|i|o|o|o|o|o|o|o|o|o|o|i|o|x|x|

EFMI

K ----------------

11 T b i t ----------------- ^

-----------------

2.545 Mseg

11 Tbit

---------------- »

2.545 [jseg

\/ Sincronismo de trama Fig. 7.9.5 Tiempo entre las transiciones de la señal EFMI correspondientes a un sincronismo de trama.-

neal del recorrido del haz láser es menor que 1.25 m/seg (figura 3.5.3, Volumen 1). Por lo tanto, luego del "kick" todavía se requiere proporcionar una aceleración, una fuerza (torque), que incremente la velocidad de giro del disco. CLV-S: Mientras no se alcance una velocidad lineal próxima a 1.25 m/seg, el SYSCON (luego de haber activado a los servos de foco y de seguimiento) mantendrá activo al modo "CLV mode" (D7-D4 : 1110), rea lizando la operación CLV-S (D3-D0 : 1110). Este control lo hace el servo de CLV analizando al patrón de sincronismo de trama (debemos recordar que el patrón de sincronismo es un patrón único). En la forma general de la señal EFMI (figura 7.9.4), para nosotros es claro que el patrón de sincronismo de trama es un pa trón que aparece periódicamente, por lo

cual podemos tener confianza de su llega da. En la figura 7.9.5 se muestra el patrón de sincronismo de trama y la señal EFMI que le corresponde cuando se ha alcanzado la velocidad lineal de 1.25 m/seg. Note (figura 7.9.5) que el tiempo medido entre las transiciones de la señal EFMI, correspondiente al patrón de sincronismo de trama, debe ser igual a 2.545 fiseg (11 ciclos de PLCK). Si la velocidad lineal fuera menor que 1.25 m/seg., este tiempo sería mayor; si la velocidad fuera mayor, este tiempo sería menor. Por lo tanto, si conoce mos cuál es este tiempo, podemos conocer cuál es la velocidad lineal. El procedimiento preliminar empleado para medir el tiempo entre las transiciones de la señal EFMI, correspondientes a un patrón de sincronismo de trama, recibe el nombre dt fijación de picos ("peakhold"). La fijación de picos se fundamenta en el siguiente principio:

Disco Compacto

Al considerar los intervalos entre tran siciones de la señal EFMI, el que mayor duración tenga, tendrá la mayor probabi lidad de pertenecer a un sincronismo de trama (figura 7.9.6). Note que hemos dicho mayor probabi lidad, no se excluye la posibilidad de que el intervalo de mayor duración correspon da a algo distinto que el sincronismo de trama. Idealmente esta última posibilidad no existe. Sin embargo, la realidad es otra, pues es inevitable la presencia de pertur baciones inductoras de ruido (partículas de polvo, rayaduras, huellas dactilares, etc.). Por lo tanto, requerimos de un pro cedimiento más que discrimine a las dura ciones excesivas producidas por el ruido. Este procedimiento lo llamaremosfijación de bajos ("botton hold"). EFMI

Para entender al procedimiento de fija ción de bajos requerimos estudiarlo en con junto con el procedimiento de fijación de picos. Suponga que hicimos la medición de la duración de cierto número de intervalos entre transiciones, según se muestra en la figura 7.9.7. El procedimiento de fijación de bajos empieza con la fijación de picos para dis tintos grupos de mediciones de la señal EFMI (figura 7.9.7). El número de medi ciones que se consideran en cada grupo (figura 7.9.7) varía al variar la velocidad lineal de lectura, y depende del parámetro TP (DI, tabla 7.8.2). Por ejemplo, si DI = 0 (TP es igual al período de RFCK / 4, tabla 7.8.2), todas las mediciones que se hagan durante un tiempo TP = RFCK / 4 pertene cerán a un grupo. Dentro del intervalo de

i_l l_l

u i_i-----1 r~

16 17

t 1

t 10

¡11

Duración Intervalo

( pseg )

10 - 1 1

1.2

t1 - 1 2

1.2

12 - 13

1.2

13 - 14

3 - .................

14 - 15

15 - 1 6

1.8

16 - 17

0.6

17 - 1 8

1.2

18 - 1 9

1.2

19 - 1 10

2.4

1 10 - 1 11

2.4

Fig. 7.9.6 Fijación de picos

........... - J

Estos son los intervalos de mayor duración. Por lo tanto, son los que tienen mayor probabilidad de pertenecer a un sincronismo de trama.

Sistema de Control y Servomecanismo

Intervalo

Duraciรณn ( Mseg )

to - 11

1.5

t1 - 12

3.5

t2 - 13

t3 - 14

t4 - 15

1.6

t5 - t6

3.5

t6 -

Resultados de la fijaciรณn de picos.

2.5

t7 - t8

t 8-t9

t9 - 110

t10 - 111

1.5

t11 - t12

t12 - 113

t13 - t14

1.1

t14 - t15

t15 - 116

2.8

t16 - t17

t17 - t18

t1 8 - t1 9

t1 9 - t20

1.5

t20 - 121

2.1

t21 - 122

2.8

t22 - 123

1.5

t23 - 124

t24 - 125

t25 - 126

2.3

t26 - 127

2.6

t27 - t28

1.2

t28 - 129

2.6

t29 - t30

t30 - t31

1.2

t31 - t32

t32 - 133

2.6

t33 - 134

0.5

t34 - 135

1.2

t35 - 136

1.1

Fig. 7.9.7 Procedimientos de fijaciรณn de picos y fijaciรณn de bajos.

Resultados de la fijaciรณn de bajos.

Disco Compacto

mediciones TP, mientras más rápido gire el disco, más mediciones se harán. Luego de fijar los picos, los valores resultantes se agrupan y se someten al procedimiento de fijación de bajos. El número de mediciones que se consideran en cada grupo (figura 7.9.7) varía al variar la velocidad lineal de lectura, y depende del parámetro TB (D2, tabla 7.8.2). Por ejem plo, si D2 = 0 (TB es igual al período de R FC K /32, tabla 7.8.2), todas las medicio nes que se hagan durante un tiempo TB = RFCK / 32 pertenecerán a un grupo. Luego de fijar los bajos, los valores resultantes son los que finalmente van a tener una ingerencia en el control de la aceleración del motor del disco durante CLY-S. Los valores de la detección de bajos se comparan contra el tiempo refe rencia de 22T (2.598 pseg), en donde T es el período de una señal de 8.4672 MHz, ) Tiempo medido menor que 22T

frecuencia del reloj del cristal maestro en el D-50. Dependiendo del resultado de esta comparación, se producirá una condición de la salida MDP, según se muestra en la figura 7.9.8. Note (figura 7.9.8) que el parámetro GAin (DO, tabla 7.8.2) determina la forma de la señal MDP cuando el tiempo medido es diferente a 22 T. Si el tiempo medido es mayor que 22T, significa que deberá incrementarse la velocidad de giro del disco y, por lo tanto, MDP pasa a nivel positivo (si DO = 1), o a intermitencias de alta impedancia con nivel positivo (si D0= 0). Si el tiempo medido es menor que 22T, significa que deberá disminuirse la velocidad de giro del disco y, por lo tanto, MDP pasa a nivel negativo (si DO = 1), o a intermitencias de alta impedancia con nivel negativo ( si D l= 0). Cuando el tiempo medido es de 22T, el servo de CLV desconecta la salida MDP ( alta impedancia, Z), de tal forma que el Tiempo medido igual a 22T

Tiempo medido

RFCK

MDP pin ( DO = 1,0 dB )

MDP pin ( DO = 0, -12 dB)

En cada ciclo de RFCK/2 se mantiene en alta Impedancia durante 3/4 de ciclo. El cuarto de ciclo restante se aplica nivel alto o bajo según el caso ( alta velocidad o baja velocidad).

TB depende de D2 : D2

Período de RFCK/32

Periodo de RFCK/16

Fig. 7.9.8 Control de la velocidad lineal del disco durante la operación de búsqueda de CLV.

Sistema de Control y Servomecanismo

movimiento se mantenga con su propia inercia. Según hemos dicho, el servo de CLV en el modo de búsqueda de CLV tiene como objetivo lograr que el tiempo medido entre las transiciones de la señal EFMI, corres pondientes al patrón de sincronismo de trama, sea de 2.598 ¡aseg (22 T = 22 ciclos de 8.4672 MHz). Pero ... este tiempo es mayor que los 2.545 (aseg. que debemos tener durante una reproducción (figura 7.9.5). Esto quiere decir que la velocidad lineal máxima alcanzable durante el modo de búsqueda de CLV es menor que 1.25 m/ seg. Haciendo los cálculos necesarios, esta velocidad se encuentra que es de 1.224 m/seg. La velocidad de 1.25 m/seg se alcanzará posteriormente, durante la ope ración de CLV-A. El SYSCON mantendrá activo al modo CLV-S hasta que en el Proceso Digital de Audio (figura 6.8.10) se detecte que se ha enganchado al sincronismo de trama, me diante la señal GFS (figura 7.9.9).

Proceso Digital de Audio

GFS >>

(tabla 7.8.3). La operación CLV -A está com puesta por las operaciones CLV-P y CLV-S. Si por algún motivo se pierde el enganche con el sincronismo de trama, CLV-A realizará automáticamente la misma opera ción de CLV-S que acabamos de describir. Durante el tiempo en que el enganche de trama se mantenga, la operación de CLV-A será idéntica a la operación de CLV-P, que a continuación describimos. CLV-P: Durante la operación de CLV-P el servo de CLV cumple con dos objetivos funda mentales: 1.Mantener la sincronización señales WFCK y RFCK

entre las

2. Mantener la velocidad lineal del recorri do del haz en 1.25 m/seg, cuidando que la frecuencia de WFCK sea de 7.35 KHz. Para cumplir con el primero de estos objetivos se comparan las fases de las seña les RFCK y WFCK, según se muestra en la figura 7.9.10.

SYSCON

R F C K /4 (ó R F C K /8)

Fig. 7.9.9 Comunicación de la condición de enganche de sincronismo de trama, mediante GFS.

W F C K /4 (ó W F C K /8 )

..................z.................

CLV-A: Después de que el SYSCON conoce que se ha enganchado al sincronismo de trama, envía una orden al servo de CLV para que cambie la operación de CLV-S por CLV-A

L_ Lf ' ........

Fig. 7.9.1 0 Sincronización de WFCK y RFCK.

Disco Compacto

Observe (figura 7.9.10) que las señales WFCK y RFCK se someten a una división de frecuencia, antes de ser comparadas. El factor de división dependen del parámetro DiV (D3, tabla 7.8.2). Cuando la señal dividida WFCK retrasa a la señal dividida de RFCK, significará que la señal captura da del disco (EFMI) se está retrasando y, consiguientemente, habrá que aumentar la velocidad de giro del disco aplicando un nivel de voltaje positivo en MDP. Cuando la señal dividida WFCK adelanta a la señal dividida RFCK, significará que la señal capturada del disco se está adelantando y, consiguientemente, habrá que disminuir la velocidad de giro del disco aplicando un nivel de voltaje negativo en MDP. Cuando la señal dividida WFCK tenga la misma fase que la señal dividida RFCK, significa rá que la señal capturada del disco está sincronizada y, consiguientemente, habrá que mantener la velocidad de giro del disco desconectando a MDP, para que el disco gire con su propia inercia. Las diferencias pequeñas de frecuen cia entre RFCK y WFCK pueden corre girse fácilmente como si fueran variacio nes de fase (sección 6.2). El segundo de los objetivos del servo de CLY, mantener la velocidad lineal de recorrido del haz en 1.25 m/seg, se con sigue midiendo el semiciclo positivo de la señal WFCK. El resultado de esta me dición se pone en la terminal MDS, como señal PWM (figura 7.9.11). Cuando la señal WFCK tiene la fre cuencia correcta (7.35 KHz, figura

W FC K Velocidad baja

r_ t

7.35 KHz

tí__ r

Velocidad correcta

TH—

W FC K Velocidad alta

Fig. 7.9.11 Control de la velocidad lineal mediante vigilan cia de la frecuencia de WFCK.

7.9.11 .b), se produce una señal MDS igual a la señal invertida de WFCK. En la señal MDS la duración del tiempo de nivel alto (Th) es igual a la duración del tiempo de nivel bajo (TL). Cuando la frecuencia de WFCK es menor que 7.35 KHz (figura 7.9.11.a), en la señal MDS la duración del tiempo de nivel alto (TH) es mayor que la duración del tiempo de nivel bajo (T ). Cuando la frecuencia de WFCK es mayor que 7.35 KHz (figura 7.9.11.c), en la señal MDS la duración del tiempo de nivel alto (TH) es menor que la duración del tiempo de nivel bajo (TL). Brake / Stop : Finalmente, cuando acabe el proceso de reproducción (por ejemplo, al oprimir STOP, o al reproducirse todo el disco), de acuerdo a las tablas 7.8.1 y 7.8.3 , el SYSCON ordenará la detención del giro del disco activando "CLV mode" (D7-D4 : 1110) y "Brake" (D3-D0 : 1010). Cuando el servo de CLV recibe estas instrucciones hace que

Sistema de Control y Servomecanismo IC 601

C X 23035

P atrón de s in cro n ism o de . tra m a .

F iltro P aso B a jo

M o to r d e l D isco (B S L )

jrT X-

Pw C uando Pw > 64T, MON = Bajo

IC601

C X 23035

N ivel a lto de v o lta je

Fig. 7.9.12 Condición de las señales MON, MDP, FSW y MDS durante "brake".

Esta condición (figura 7.9.12) se man tendrá hasta que el SYSCON conozca que el disco se ha detenido, mediante la señal: Pw > 64 T la cual le llega por la línea SENSE (figura 7.9.2). Esta señal pasa a nivel bajo cuando la duración máxima entre transiciones de la señal EFM es mayor o igual que 64T (T = periodo de reloj del cristal maestro, 8.4672 MHz). Una duración de 64T implica que la velocidad lineal es de 0.421 m/seg, lo que equivale a decir qué frecuencia de rotación del disco está entre 1.6 rev/min (adentro) y 0.69 rev/min (afuera). Para fines prácticos, a esta velocidad el disco estará detenido. Cuando esto ocurra, la señal MON pasa a nivel bajo (figura 7.9.13), lo cual corres ponde a "stop" ( D7-D4 : 1110, D3-D0 : 0000, tablas 7.8.1y7.8.3).El procedimien to de medición de esta duración entre tran siciones es el mismo que el correspondien te a la fijación de picos y fijación de bajos (figura 7.9.6).

✓

MDP

FSW

MDS

(■

F iltro B ajo

sus salidas de control tomen los valores mostrados en la figura 7.9.12.

MON

P aso

M otor del Disco (BSL)

N ivel alto de volta je X : No im porta

Fig 7.9.13 Condición de las señales MON, MDP, FSW y MDS durante la condición de "stop".

7.10 PLL COMPUESTO DEL SERVO DE CLV En este momento esperamos que usted ya conozca el proceso de recuperación de los datos del disco y la operación del servo de CLV. Si es así, ahora podrá entender que el lazo de retroalimentación del servo de CLV no es más que otro PLL, según se muestra en la figura 7.10.1. En las figura 7.10.1 mostramos las ope raciones relevantes al servo de CLV que se encuentran en el recorrido del lazo de re troalimentación. Si recordamos (figura 6.3.1), el circuito PLL básico está com puesto por los bloques detector de error de fase y VCO. Estos bloques se identifican claramente en el PLL generador de PLCK. Además, si vemos como un bloque a la región encerrada en líneas punteadas de la figura 7.10.1, es evidente que este bloque se comporta como un VCO, cuya señal

Disco Compacto

oscilante de salida es WFCK/N, y cuyo circuito comparador de fase es el bloque Servo de CLV. Ya que el sistema de la figura 7.10.1 es un PLL, debe tener una señal de referencia con la cual sincronizarse. Esta señal la proporciona, precisamente, el cristal maes tro que interviene en el Proceso Digital de Audio (figura 5.2.2 y figura 7.10.1). Con

siguientemente, el PLL generador de PLCK también se sincroniza con este cristal, pues la rapidez de salida de los datos provenien tes del disco depende de su velocidad de giro. En la tabla 7.10.1 se muestran por mode lo en que integrado se realizan cada una de las operaciones indicadas en la figura 7.10.1.

Detector de

Fig. 7.10.1 PLL Compuesto del servo de CLV

Sistema de Control y Servomecanismo

Generación Operación

Regenerador de señal cuadrada

Circuito PLL y generador de PLCK

Detector de circ. y demodilador EFM • Ejecutor (Interpolaciones y manejo de la memoria RAM )

9 Servo de CLV

según servo de tracking/ 5 sled

Modelo

Integrado

2 a“ Analógica

D - 50

CX20109 CXA23035

3 “ Analógica

D - 10

CXA1081 CXD1125

4kAnalógica

CDP-M11

CXA1372Q CXD2500AQ

1 “ Digital

CDP-M34

CXD2500AQ

2mDigital

CDP-C235

CXD2515Q

241Analógica

D - 50

Circuito discreto y CXA23035

3 “ Analógica

D - 10

CX1125Q CXA1182AQ

4 a Analógica

CDP-M 11

CXD2500AQ

1 mDigital

CDP-M34

CXD2500AQ

2a» Digital

CDP-C235

CXD2515Q

íbAnalógica

D - 50

CXA-23035

3 a Analógica

D - 10

CXA-1125AQ

4 “ Analógica

CDP-M11

CXD2500AQ

1 “ Digital

CDP-M34

CXD2500AQ

2 a* Digital

CDP-C235

CXD2515Q

Tabla 7.10.1

Capítulo

Servocontrol Digital La primera generación de reproducto res de CD de Sony, CDP-101 (1982), todos los servocircuitos eran análogicos. Esto hacía que en lafábrica tuviera que aplicar se un procedimiento de ajuste muy minu cioso. Desde entonces la digitalización de los circuitos fue en avance. Así se sucedió la digitalización del servo de CLV (1984), luego la digitalización del PLL (1989) y, finalmente, la digitalización de los servos de foco y tracking/sled (1991).

8.1 LAZOS DE SERVOCONTROL ANALÓGICO Y DIGITAL Una de las ventajas que ha traído la re volución digital es la de permitirnos me diante métodos computacionales, la reali zación de operaciones que anteriormente teníamos que hacer por medios analógicos,

Admirablemente, todavía es posible la comprensión de la tecnología actual, gra cias a que la idea básica de los primeros diseños no ha cambiado. En este capítulo concluiremos con el estudio general de los servocircuitos digitales. Confiamos en que pueda inte grar la información que aquí le suministra remos con la que le dimos en el capítulo pasado.

em pleando resistencias, bobinas y/o capacitores. Las características eléctricas de estos elementos se describen mediante parámetros, los cuales no son exactos, y normalmente vienen definidos dentro de ciertos rangos de tolerancia. Diseñar en estas condiciones significa aceptar de an temano que habrán errores imposibles de

Disco Compacto 2

manejar, pues el número de variables por considerar es enorme y de comportamien to impredecible. Es aquí donde los siste mas digitales se imponen a los analógicos. Con los sistemas digitales aún no es posi ble la anulación total de los errores, pero sí se pueden controlar y llevar a un mínimo aceptable. Específicamente, en cuanto a los siste mas de control, ha sido posible el diseño de sistemas digitales que mantienen fundamen talmente las mismas estructuras de los sis temas analógicos convencionales. Tener la misma estructura no es un requisito de dise ño, se planificó así para no partir de cero, y aprovechar el desarrollo logrado con la tec nología analógica convensional.

análisis a la señal FE (error de foco). Esta señal, luego de someterse a un proceso de ajustes de ganancia y fase en el bloque compensador, controla la posición vertical. Al camino cerrado de este control (figura 8.1.1) se le conoce como lazo de servocontrol. En la figura 8.1.2 se muestra la versión digital de servo de foco actualmente em pleada en los últimos modelos de repro ductores de CD. Al comparar la figura 8.1.1 con la 8.1.2, observe que la única diferen cia entre los sistemas analógicos y digitales está en el bloque compensador.

Los sistemas analógicos, aunque cuen tan con algunos interruptores conmutados digitalemente, fundamentalmente están di señados para operar en base a las caracte rísticas de las resistencias y condensadores En la figura 8.1.1 mostramos el sistema (y bobinas, si así fuera el caso). En la figu de control analógico simplificado del servo ra 7.3.1 mostramos el conjunto de elemen de foco, operando en modo continuo (play). tos que constituyen al bloque compensador Aquí se hace notar que la salida, la posición analógico del servo de foco del modelo vertical del objetivo respecto al disco, se ana liza en el bloque óptico, obteniendo de este C T CDP-S27. :

Disco

Posición ideal del objetivo respecto al disco (FZC)

Fig. 8.1.1 Servo Analògico de Foco.

Servocontrol Digital

Disco

Fig. 8.1.2 Servo Digital de Foco.

En los sistemas digitales, la señal de error analógica primero es convertida a se ñal digital PCM en un convertidor A/D. Luego, en su forma numérica digital, es so metida a una serie de operaciones matemá ticas que simulan la acción de los filtros analógicos. Al conjunto de estas operacio nes se le conoce como Proceso Digital de Señal, DSP ("Digital Signal Processing'^). En la forma digital, ninguno de los paráme tros de ganancia o fase se verá notoriamen te afectado por las tolerancias de los elemen tos empleados. Luego de este proceso, la señal es reconvertida a la forma analógica en un convertidor D/A. En la sección 8.3 describiremos el bloque compensador co rrespondiente a los modelos de la 1“ Gene ración de servo digital.

realizan. Por lo general, estas operaciones son muy complejas. Sin embargo, para comprender la naturaleza de estos proce sos, creemos que su experiencia con cir cuitos analógicos es un muy buen punto de partida.

8.2 PROCESO DIGITAL DE SEÑAL

Fig.8.2.1 Proceso de carga y descarga de una red RC: a) Red RC. b) Señal de entrada, c) Señai de Salida.

Debido a que este proceso es el corazón de los servomecanismos digitales, nos ve mos en la necesidad de involucrarnos un poco en el tipo de operaciones que aquí se

Para una señal cuadrada en la entrada (figura 8.2.1), el circuito responde con una señal de salida de carga y descarga típica. Como sabemos, el voltaje entre las termi-

Como circuito de trabajo considere al arreglo RC que se muestra en la figura 8.2.1. R

151

152

Disco Compacto 2

nales de un capacitor se resiste a cambiar. Podemos pensar, metafóricamente, que el capacitor no quiere olvidarse de su histo ria pasada, aunque finalmente es obligado a cambiar por la fuerza de las circunstan cias. En otras palabras:

a un proceso digital semejante. Suponga que tenemos una señal cuadrada PAM, como la que se muestra en la figura 8.2.2.b. Aclaramos que esta señal no cumple rigu rosamente con las especificaciones del teo rema de muestreo (Audio Digital 1, sec ción 2.2). Sin embargo, mediante ella nos será posible hacer una descripción cuali tativa de las trasformaciones que sufre una señal en un proceso DSP.

En una red RC, el voltaje actual de sa lida (en el instante de observación), medi do entre las terminales del condensador, depende de su voltaje pasado y del voltaje de entrada actual (la fuerza de las circuns tancias ).

Para entender cómo se obtuvo la secuen cia de pulsos PAM de "carga" y "descarga" correspondiente (figura 8.2.2.c), asumire mos que el nivel actual (en un instante de

Ahora, tratemos de aplicar esta noción general del comportamiento del capacitor,

Entrada

Salida

DSP

Entrada

t1 0 •

•

t1 5

• t2 0 '

Salida

li >

J_L i_L »tO •

•

Í1 0 *

t1 5 '

(20

Antes de t = t o , la entrada y la salida son nulas. Señal actual de salida = 0.8 x (señal anterior de salida) + 0.2 x (señal actual de entrada). Fig. 8.2.2 Simulación de un proceso de carga y descarga mediante métodos computacionales de DSP : a) Diagrama a Bloques, b) Señal de entrada, c) Señal de salida.

Servocontrol Digital

observación) de un pulso de salida se puede calcular en base a la siguiente regla:

rior, y se lo sumaremos al 20% del nivel del pulso de entrada actual:

El nivel actual de un pulso de salida es el resultado de sumar una proporción del nivel del pulso de salida anterior, más una proporción del nivel del pulso actual de entrada.

80 % del nivel del pulso anterior de salida = 0.8 x 0 = 0; 20 % del nivel del pulso actual de entrada = 0.2 x 1.0 = 0.2;

Es claro que esta regla cumple con nues tra idea del comportamiento de capacitor en una red RC. Existe una dependencia con el pasado de la señal de salida y el voltaje actual de la señal de entrada. Por ejemplo, suponga que queremos obtener el nivel del pulso de salida en t = tQque se muestra en la figura 8.2.2.C. Para este caso tomaremos un 80% del pulso del nivel de salida ante-

Instante de observación

Nivel del pulso anterior de salida

Entonces: Nivel del pulso actual de salida ( t = tQ) = 0 + 0.2 = 0.2; Siguiendo este procedimiento se calcu laron todos los valores que se muestran en la tabla 8.2.1.

Nivel del pulso actual de entrada

Operación

Nivel del pulso actual de salida

0 .8 x 0 .0 0 0 + 0 .2 x 1

0.200

0 .8 x 0.2 0 0 + 0.2 x 1

0.360

0 .8 x 0 .3 6 0 + 0 .2 x 1

0.488

0 .8 x 0 .4 8 8 + 0 .2 x 1

0.5 9 0

0 .8 x 0 .5 9 0 + 0 . 2 x 1

0.6 7 2

0 .8 x 0 .6 7 2 + 0 . 2 x 1

0.7 3 8

0.738

0.8 x 0.7 3 8 + 0 .2 x 1

0.790

t 7

0.790

0.8 x 0.7 9 0 + 0.2 x 1

0.832

t 8

0.832

0.8 x 0.8 3 2 + 0.2 x 1

0.866

t 9

0.866

0.8 x 0.866 + 0.2 x 1

0.892

Tabla 8.2.1

153

Disco Compacto 2

La señal PAM de la figura 8.2.2.C fue graficada tomando los valores de la tabla 8.2.1. Note el gran parecido que tiene la envolvente de esta señal con la correspon diente señal analógica (figura 8.2.1.C). Este parecido no es casual, y tiene una justifi cación matemática bien definida (pero fue ra de los propósitos de este texto). Lo im portante en todo esto es:

Como ilustración final del comporta miento que tiene nuestro filtro paso bajo digital (para la simulación de la red RC), cambiaremos ahora las proporciones su madas. Suponga que tomamos el 50% del nivel del pulso de la señal de entrada ante rior y lo sumamos al 50% del nivel del pulso de la señal de entrada actual. La for mación del tren de pulsos de la señal de salida correspondiente se muestra en la figura 8.2.3.

Mediante simples sumas y multiplica ciones es posible la simulación de efectos analógicos como, por ejemplo, la simula ción de filtros ( la redRC de lafigura 8.2.1 es un filtro paso bajo). Estas operaciones se realizan fácilmente en circuitos integra dos dedicados.

Entrada

Note que ahora la señal de salida (figu ra 8.2.3.c) simula un proceso de "carga" y "descarga" más rápido con respecto a la señal de salida de la figura 8.2.2.c. Con res pecto a una red RC, este comportamieto es

Salida

DSP

Entrada

A 1

> tío •

t l5

t2 0 '

Salida

J _1_

J—L

>to •

• • •

• * * * tío • • ‘

t l5

t20 ■

Antes de t = t o, la entrada y la salida son nulas. Señal actual de salida = 0.5 x (señal anterior de salida) + 0.5 x (señal actual de entrada). Fig.8.2 ,3Efecto del cambio en las proporciones consideradas en las operaciones de DSP. Comparar esta figura con lafigun 8.2.2 : a) Diagrama a bloques, b) Señal de entrada, c) Señal de salida.

Servocontrol Digital

similar a cuando se disminuye la constan te de tiempo, disminuyendo el valor de la capacitancia o el valor de la resistencia. En conclusión: La sim ulación digital de procesos analógicos puede ajustarse a las especifi caciones requeridas, simplemente varian do las proporciones de los niveles de las muestras que se sumarán. El cambio de las proporciones defini das en un sistema DSP es una operación relativamente sencilla, que puede contro larse externamente, a conveniencia, sin el efecto nocivo (ruido) que pudiera tenerse si se conmutara la conexión de un capacitor, o una resistencia, en un filtro analógico controlado (figura 7.3.1). La figura 8.2.4 muestra, cualitativamente, cómo puede cambiarse la frecuencia de corte de un fil tro paso bajo, cambiando el código de con trol transmitido. Como hemos dicho, para la simulación de una operación analógica en un sistema DSP, se requiere primero una conversión

Ganancia

Fig. 8.2.4 Filtro Digital controlado externamente a) Diagrama a bloques, b) Cambio de la respuesta espectral de ganancia mediante los comandos de control.

A/D y, al final, una conversión D/A (figu ra 8.1.2). Debido a que la señal analógica que se obtiene luego de la conversión D/A es una señal discontinua, usualmente de tipo PWM (variación en el eje del tiem po), se requiere convertirla a la forma analógica continua convensional (variación en el eje del voltaje). Esta conversión se hace con un filtro paso bajo (figura 8.2.5).

Fig. 8.2.5 Conversión de la señal analógica discontinua PWM de salida en una señal analógica convensional, mediante un filtro paso bajo.

155

156

Disco Compacto 2

8.3 COMPENSADOR DIGITAL CXD2501 En esta sección concluiremos nuestra explicación describiendo los procesos se guidos por las señales implicadas en el pro ceso de control, en un compensador digital típico, el CXD2501. Este integrado tiene las características generales siguientes: * Fuente única de 5V. * Los comandos de comunicación con el SYSCON son compatibles con los comandos de servo convensional. * Diseño en base a filtros digitales, empleando las operaciones definidas en un bloque interno de DSR * Control automático de ganancias. * Cancelación automática de "offset".

M IRROR, DEFECT y FOK. Para la obtención de estas señales únicamente se necesita analizar la forma de la envolvente de la señal RF, y su contenido de DC (fi gura 8.3.1). En los Apéndices H e l expli camos cómo se obtienen las señales MIRROR y DEFECT, respectivamente, empleando circuitos analógicos. El proce dimiento general para la obtención de es tas señales se sigue empleando en los cir cuitos de servo digital.

/ E l h a z p rin c ip a l e s tá s o b r e e s p e jo

Sus principales funciones son: * Control de foco. * Detección de FOK. * Control de seguimiento (bobina y motor de corredera). * Detección de señal de espejo, MIRROR. * Detección de defectos del disco, DEFECT, y medidas para contrarres tarlos. Para el proceso digital interno, la señal analógica de entrada SE se muestrea a 345 Hz, las señales FE y TE de entrada se muestrean a 88.2 KHz, y la señal RF se muestrea a 1.4 MHz. Como hemos dicho, la señal RF es ne cesaria para la generación de las señales

F¡g.8.3,1 Formas típicas de la señal RF : a) Durante la reproducción normal de un disco con defectos, b) Durante el salto de pistas con un disco con defectos, c) Durante la búsqueda de foco.

Debido a que la frecuencia de muestreo de la señal RF no cumple con el teorema de muestreo (Audio Digital 1, sección 2.2), la señal de muestreo resultante es un alias de ésta. Aun así, la forma de la envolvente se mantiene, según se muestra en la figura 8.3.2. Por lo tanto, sigue siendo apropiada para las operaciones del proceso.

Servocontrol Digital

Fig.8.3.2 Señal RF original y señal aparente (hipotética) luego del muestreo a 1.4 MHz.

El diagrama a bloques del CXD-2501Q, y algunos de los circuitos conectados ex ternamente se muestra en la figura 8.3.3. Las señales TE y FE, previamente fil tradas (¿ antialiasing ?), entran a los pines 4 y 7, respectivamente. La señal TE se so mete a un filtrado más riguroso en la red RC constituida por R102 y C102, dando por resultado a la señal SE ("sled error", señal de error del movimiento del motor de corredera), la cual entra al pin 5. Ya que en este circuito también se ge neran las señales FOK ("focus OK") MIRROR (señal de espejo), y DFCT ("defect", defecto del disco), se necesita analizar a la señal RF, la cual entra por el pin 3. En las pasadas generaciones analógicas, estas señales eran generadas por el am plificador de RF (por ejemplo,

CXA1081Q usado en la 3a generación de servo analógico). {/Las señales TE, SE, FE y RF se dirigen al bloque multicanalizador analógico MPX. La salida de este bloque es una señal analógica con el tiempo compartido entre las señales de entrada. Esta señal pasa al bloque A/D, originando una señal (¿ o se ñales ?) PCM en la salida. La señal PCM correspondiente al muestreo de las señales FE, TE y SE pasará al bloque DSP, el cual actúa como bloque compensador. La señales compensadas re sultantes son del tipo PWM, y están organi zadas en pares de la siguiente manera: FFDR (pin 51) y FRDR (pin 53): "Focus driver output", señales de correc ción de foco dirigidas hacia el "driver".

157

Disco Compacto 2

) »IO S ) SN3S

) in o o ) v iv a - <

;> n o

¡ ) h u iw

HI-feHI-fe Hl-fe

Fig. 8.3.3 Diagrama a bloques de las operaciones internas realizadas en el CXD2501Q, y las conexiones típicas de este integrado en un modelo de la Primera Generación de Servo Digital.

TFDR (pin 47) y TRDR (pin 49): "Tracking driver output" , señales de co rrección de la bobina de seguimiento diri gidas hacia el "driver". SFDR (pin 38) y SRDR (pin 40): "Sled driver output", señales de corrección del movimiento de corredera dirigidas hacia el "driver". Cada par de estas señales se dirige a un amplificador diferencial (IC102), configu rado como filtro paso bajo. Las señales MIRROR y DEFECT salen por los pines 20 y 14, respectivamente. El control de la forma en que interna mente se realizan los procesos internos se hace mediante la línea de comandos serie constituida por las señales DATA (pin 24), XLT (23) y CLK (pin 21).

Apéndice

Ejemplos de Circuitos Convertidores de Sistema de Modulación Digital Convertidor NRZI a R Z : Este circui to es un detector de bordes, especializado para producir una señal sincronizada con el reloj del proceso digital (CK). Un posi ble circuito se muestra en la figura E. 1.

NRZI

Convertidor RZ a NRZ: Este circuito anexa medio ciclo de reloj a los pulsos de nivel alto de la señal RZ. Un posible circuito se muestra en la figura E.2. Ya que este circuito incluye una línea de retraso (consti tuida por inversores) las transiciones posi-

I------------------------------------------------ 1

Q RZ

Fig. E.1 Convertidor NRZI a RZ

I----------

162

Disco Compacto

Reajuste de sincronismo

Patrón digital de entrada

0 | 0 | 0 I 0 | 1

JT1

“ LTLfLTLTLn fl_n_í L H / L tlfU T . f“L

CK-D

f¡_ n r m j r m - r m i f i j n j F i J “Ljn

NRZ-1 NRZ-2 Patrón digital de salida 0

Fig. E.2 Convertidor RZ a NRZ

tivas de la señal NRZ-1resultan ligeramente corridas con respecto a las transiciones po sitivas de CK. Por esta razón se ha incluido un flip-flop en la salida. Observe (figura E.2) que las transiciones positivas de la señal NRZ-2 están sincronizadas con las transiciones positivas de CK. El patrón digital de salida se retrasa un ciclo de reloj, exacta mente, con respecto al patrón digital de entrada.

El número de inversores en la línea de retraso deberá ser par, y deberá ser lo suficientemente grande como para produ cir un retraso (At, figura E.2) que permita que las transiciones positivas de CK-D apunten en instantes prudentemente aleja dos de las transiciones de RZ.

Apéndice

Protección de Sincronismo y Control de Atenuación en la Segunda Generación de Servo Analógico: D7-D4 = 1010 Para entender este apéndice usted debe rá haber leído la sección 7.1. La protección de sincronismo y el control de la atenuación se realiza aten diendo a los bits D 3~D0 y al pin MUTG según se muestra en la tabla F. 1.

Protección de Sincronismo: Durante la grabación, antes de la inclu sión del patrón de sincronismo de trama, está prohibida la generación de un patrón de bits igual al patrón de sincronismo de trama (100000000001000000000010). Sin

GSEM

GSEL

Número de tramas interpoladas

WSEL

Ancho de la ventana

ATTM

±3

±7

- infinito

-1 2

MUTG

Atenuación

Nota : Los bits DO ~ D3 los transmite el SYSCON mediante la línea de comandos serie : Sync

Protection attenuator control ( D 7 ~ D 4 = 1010). Cap.7, tabla 7.1.1. Tabla F.1

Disco Compacto

embargo, durante la reproducción, este patrón podría ser detectado en momentos que no se corresponden con la grabación original, debido a los “drop-outs” (pérdida de información óptica) o al “jitter” (ajitación en el eje del tiempo). Por esta razón ha sido necesaria la incorporación de un sistema de protección e interpolación para el sincro nismo de trama. Después del detector de bordes la señal EFMI (EFM - NRZI) se convierte a señal EFM- NRZ. Usando como reloj del proce so a PLCK, la señal EFM-NRZ entra a un registro de 23 bits con el fin de capturar al sincronismo de trama (figura 6.8.10).

La interpolación se realizará cuando no haya patrón de sincronismo dentro de la ventana. La señal de interpolación se obtie ne dividiendo a PLCK (4.3218 M Hz) entre 588 (número de bits por trama). Existe un contador de cuatro bits el cual cuenta el número de tramas seguidas sobre las cuales se realiza interpolación. Cuando la cuenta llega al número seleccionado por GSEL y GSEM (bits D3 y D2, tabla F.l), la ventana de observación se ignorará, y el siguiente patrón de bits semejante al sincronismo de trama iniciará al contador (figura 6.8.10). Control de Atenuación:

Para proteger al sincronismo de trama se dispone una ventana de tiempo (figura F.l). Los patrones de bits semejantes al patrón de sincronismo de trama que se encuentren fuera de la ventana se descarta rán. El ancho de esta ventana depende de la señal WSEL (bit D I, tabla F .l). La sincronización de la aparición de la venta na la realiza el circuito generador de tiempos, a partir de la recuperación de sincronismos de trama anteriores (WFCK) y de PLCK (figura F.l).

Este control lo realiza el SYSCON me diante el par de señales MUTG (canal ex clusivo, figura 6.9.11) y ATTM ( bit DO , tabla F .l ). Atendiendo a la combinación de MUTG y ATTM, el SYSCON ordenará no atenuar ( 0 dB), enmudecimiento ( -infinito dB) ó atenuación entre 4 (-12 dB).

P u lso de

FSK

S in c ro n is m o de tra m a e rró n e o

_n______ n_______ ___ V

S e ñ a l d e a u to riz a c ió n de paso

---------------------------------------------------------

S eñ a l d e S in c ro n is m o

___________ K ----------

V e n ta n a d e tie m p o

n_______

d e tra m a d e p u ra d a F S K -------------- ' S eñal de a u to riz a c ió n d e paso

— _____

P LC K D iv is o r fre c u e n c ia

Fig. F.1

588

G e n e ra d o r de

PLC K — ►

tie m p o s

í-y„1-¡t-sr-te^ngfs."

Protección de Sincronismo y Control de Atenuación: D7-D4 = 1010

El enmudecimiento y la atenuación se realizaran digitalmente. El enmudecimien to digital consiste en cargar con valor 0 a todos los bits correspondientes a las mues tras. La atenuación se realiza corriendo dos posiciones a la derecha al valor digital de cada muestra, esto equivale a dividir entre cuatro (atenuación de 12 dB) R eferen cia:

SONY : New Technical Theory for Servicing, Compac Disc Players D-5/ D-50, Principie of Operation, pag. 58.

165

Apéndice

Reducción de la Distorsión de Fase Mediante El Sobremuestreo El espectro de amplitud-frecuencia co rrespondiente a la señal PAM, para una frecuencia de muestreo de 44.1 KHz, se presenta en la figura G l. I H( f ) I \

. '

Característica ideal del LPF

: /c r r iT T .^ \ ,/ ( \ 22.05

Fig. G1 PAM.

44.1

66.15

88.2

f ( KHz)

Espectro de amplitud frecuencia de la señal

La recuperación de la señal de audio original contenida en la señal PAM se consigue haciendo pasar a la señal PAM por un filtro paso bajo (LPF), que tenga una frecuencia de corte superior a 20 KHz e inferior a 22.05 KHz; de tal forma que se dejen pasar todas las componentes de fre

cuencia originales y se retiren las frecuen cias imágenes que aparecen arriba de los 22.05 KHz. Con el fin de aproximarse lo más posi ble a la respuesta de ganancia ideal reque rida (0 dB de ganancia dentro de la banda, y atenuación total fuera de esta), en los primeros reproductores de audio digital se emplearon LPF de orden 6 (dos filtros Chebyshev de orden 3 en cascada), com plementados con un filtro de rechazo de banda (“notch filter”), como el que se mues tra en la figura G2. Para simplificar el análisis, centraremos nuestra atención en el filtro Chebyshev. La relación entre la ganancia y la frecuencia de este tipo de filtros cumple con la ecuación general siguiente:

168

Disco Compacto

\l 1 + e2C 2( co/co )

ec.Gl

donde e y K; son constantes , y Cn(co/coc) es un polinomio de Chebyshev de LPF. Por ejemplo, los polinomios de Chebyshev de orden 3 y 6 son : C ( co/oo ) = 4(co/co )3 - 3( oo/ ol) )

ec.G2

Asumiendo que en la entrada de un LPF tenemos una señal constituida por compo nentes de frecuencia discreta©n ’, siexistiese algún retraso At ocasionado por el LPF, para que la disposición temporal entre las distintas componentes se mantenga y la señal no se distorsione, este retraso deberá ser el mismo para cada una de las compo nentes. Esto se ilustra en el diagrama de la figura G.4.

C6( oo/ooc ) = 32(co/coc)6 - 48(co/coc) + 18(co/co.)2- 1 ec.G3

Los polinomios de este tipo tienen la propiedad de que se hacen igual a la unidad cuando la frecuencia angular es igual a co,. En la figura G3 se muestra la respuesta a la frecuencia de la ganancia (magnitud) y la fase correspondiente a la cascada de los dos filtros tipo Chebyshev de 3- orden que aparecen en la figura G2. Además, la gráfi ca de la característica de Chebychev (ec.G 1) se muestra superpuesta en línea punteada (figura G3). En los primeros reproductores de CD s se prestó mucho más atención a la caracte rística de ganancia que a la de fase. La respuesta de fase también es importante, porque ella nos habla de los cambios oca sionados en la relación temporal existente entre las componentes de frecuencia. Se gún describimos en la sección 6.11, de la fase también depende la percepción de la dirección del sonido. Sin embargo, para el rango de frecuencias en donde al alteración de la fase empieza a ser significante, el efecto sobre la persepción de la dirección del sonido ya no es apreciable.

Trasladando al dominio de la frecuencia a las expresiones de la entrada y la salida (figura G4), y tomando la razón entre ellas tenemos: B n / 6n + tiN - coA t Bn , Hn = ------- ;----------------------- = — / tcN - conA t

An /0 n _ N = 1, 2, 3, ...

-------ec. G4

170

Disco Compacto

|H(w) 1.36 0.96

G 0.72 0.60 0.48 0.36 0.24

0.12

Fig. G3

R107 R105+R106

R111 R109+R110

= 0.81 Característica de Chebyshev: Orden = 6, K =1.28, e = 0.039, /j c= 21.5.KHz,) coc = 2 rt Jf c

Respuesta a la frecuencia de los filtros Chebyshev en cascada de la figura G2 :

a. Ganancia,

B n Cos

A nn C o s (C On t + 0 n ') — ■ '

[ co (t -a t) + e +

n= 1 M

=X BnC0S [

^ ]i

n= 1 % = en+ jcn - Atcon

N = 0,1,2... N

Fig. G4

Comportamiento ideal de retraso en un LPF.

es una c o n s ta n te p ro p ia del LPF

b. Fase

Reducción de la Distorsión de Fase Mediante El Sobremuestreo

Para valores impares de N, el sumando 7tN del argumento de fase (ec.G4) da lugar a una inversión de la señal. Esto no implica distorsión. (Aunque podría ser un factor a considerar en un arreglo estereofónico). Un LPF cuya función de transferencia tenga un argumento de fase dado por: (p (co) =

tcN

- coAt ; N = 1, 2 , 3,

El LPF que se empleó en los primeros reproductores de CD ocasionaba un retra so desigualmente distribuido. Esta desigual distribución del retraso produce lo que comúnmente se conoce como distorsión de fase. Aunque es nece sario aclarar que está distorsión empezaba a ser notable en frecuencias arriba de 15 KHz.

ec.G5

también podrá cumplir con la ec.G4. Por lo tanto la característica de fase ideal que debería tener el LPF empleado, para recu perar la señal de audio original, tiene la forma mostrada en la figura G5.

Para reducir la distorsión de fase se debe disminuir el orden del filtro. Pero esto trae consigo el desmejoramiento de la respues ta a la frecuencia de la ganancia . Esta disyuntiva hizo necesario el empleo del sobremuestreo digital. En la figura G6 se muestra el espectro de amplitud-frecuen cia de la señal PAM resultante de un sobremuestreo 2Fs. |H ( f ) I

Característica del LPF, más suave.

44.1

88.2

f ( KHz)

Fig.G6 Espectro de amplitud - frecuencia de una señal PAM sobremuestreada a 2 fs.

Fig.G5 Característica de fase ideal.

Según vimos en la figura G 3, esta carac terística ideal no se cumple exactamente por los LPF empleados en los primeros reproductores de CD (CDP-101, por ejem plo). Como conclusión inmediata de esta discrepancia tenemos:

Note que ahora no es necesario el empleo de un filtro paso bajo tan fuerte. En el modelo D-10, uno de los primeros modelos en usar sobremuestreo ( 2Fs), se empleó un LPF de 3- orden tipo Chebyshev como el que se muestra en la figura G 7. La respuesta a la frecuencia de la ganancia y la fase se muestra en la figura G8. Además, la gráfica de la característica de Chebychev (ec.Gl) se muestra superpuesta en línea punteada.

171

172

Disco Compacto

4.2v

Observe (figura G8) que la respuesta a la frecuencia de la fase se aproxima mejor a la respuesta ideal. Las respuestas de la fase correspon dientes a los filtros de las figuras G3 y G8, evaluada en 20 KHz (frecuencia máxima de interés), tienen un error con respecto a la respuesta ideal (error de fase) según se muestra en la tabla G. 1.

Con el error de fase podemos calcular el retraso excesivo de la componente de 20 KHz que causa distorsión: e rro r d e fa s e R e tra s o e x c e s iv o =

360°

E rro r d e fa s e

C hebyshev

p a ra F = 2 0 K H z

2 2 .5 °

Tabla G.1

ec.G6

En la tabla G. 1 se muestran los retrasos calculados.

N ú m e ro d e F iltro s

grados

--------------------------------

R e tra s o e x c e s iv o

6 .2 5

pseg.

3 .1 2 5 pse g .

Reducci贸n de la Distorsi贸n de Fase Mediante El Sobremuestreo

Fig.G8 Respuesta a la frecuencia del filtro de la figura G7: a. Ganancia b. Fase

Apéndice

(

Circuito Detector de Espejo Este circuito se ha ideado para discrimi nar los momentos en que el haz principal ilumina zonas de espejo, de los momentos en que este haz ilumina la pista, durante un salto de pistas. Además, en el transcurso de esta operación, también se busca detectar los momentos en que se leen zonas defec tuosas del disco. Durante un salto de pistas, la forma de la señal RF puede ser como la se muestra en la figura H .l, señal RFO. El haz ilumina zona de pista en los momentos en que la variación de la señal RFO es máxima. La señal RFI entra por pin 1 (figura H .l), para amplificarse e invertirse en el amplificador Amp. 1. Desde aquí se reparte como señal G a dos circuitos : circuito detector de picos y circuito detector de bajos .

La retención de picos ("peak hold") es hecha con una constante de tiempo capaz de capturar la envolvente superior de la señal G, dando como resultado la señal H. Idealmente, la señal H describe las varia ciones de la señal RF motivadas por el paso entre zonas de espejo y la pista. En la práctica, estas variaciones también se ven influidas p o r: * Movimiento de baja frecuencia que varía la distancia del disco al objetivo: Estos movimientos causan variaciones en la señal RF que se acentúan durante los saltos de pistas. Estas variaciones tienen un efecto aditivo en la forma de la señal RFO y, por lo tanto, en la forma de las señales G y H.

176

Disco Compacto

Fig. H.1 Circuito detector de espejo del CXA1081 M/S/Q y señales correspondendientes.

* Ruido generado por defectos : Por ejemplo, imperfecciones del disco, manchas, rayaduras, partículas de polvo, etc. Cualquiera de estos de-

fectos podrían causar la anulación total de la señal RFO, haciendo que esta adopte un nivel fijo, inclusive nulo. Luego de pasar por el capacitor

Circuito Detector de Espejo =®"a¡¡ . ¡ü I íi

que la conduce al pin 2, y de invertirse en Amp. 1, la señal resultante G ma nifiesta esta situación adoptando un nivel relativamente constante en los momentos en que el defecto se hace presente. El circuito de detección de bajos ("botton hold") y el amplificador diferencial Amp. 2 tienen los objetivos siguientes: * Cancelar las variaciones de bajafre cuencia. * Acentuar las variaciones generadas por los defectos. El circuito detector de bajos trabaja con una constante de tiempo capaz de capturar la envolvente inferior de la señal G, dando como resultado la señal I. Observe que esta señal contiene las variaciones de baja fre cuencia. Además, en algunos casos, la se ñal I evidencia la existencia de defectos, cuando las variaciones generadas por és tos, se alejan suficientemente de la trayec toria general (de baja frecuencia) de la envolvente inferior de la señal G. Debido a que el efecto que ejerce el movimiento de baj a frecuencia, en la forma de la envolvente H, es sumativo, podremos cancelarlo al tomar la diferencia con la señal I en el amplificador Amp. 2, obte niendo la señal J. Note que en esta señal, el efecto de las variaciones provocadas por los defectos en el disco, se acentúa. Esta acentuación es una operación importante del circuito detector de espejo, porque de esta manera podremos definir junto con la

,! ¡¡] , j¡l ” Pur-'PJ- -^aU' -a#1

. . ¡ar~g%-*&S& £3

señal TZC cuando activar o no al freno complementario, y como contar las pistas saltadas (sección 7.7). La señal de espejo MIRR se obtiene comparando a la señal J con su voltaje de inflexión, la señal L. Este voltaje de inflexión se consigue en dos etapas : l m: Se hace pasar a la señal J por una red de atenuación, obteniendo a la señal K. 2—: Se extrae la envolvente superior de la señal K en un detector de picos, lo cual nos da la señal L buscada. Cuando la señal MIRR tenga nivel alto significará que el haz láser está pasando sobre espejo, o está pasando por una zona defectuosa. Cuando MIRR tenga nivel bajo, el haz láser estará pasando sobre pista. Referencia:

SONY : New Technical Theory for Servicing IC's for Third Generation CD Players, pag. 14

177

Apéndice

Lazos de Control: Servos de Foco y Seguimiento Convertidor de corriente a fuerza

/^FE a

FFO

Ü(S)

V/ ' y-p

Ajuste de ganancia y fase

1/m c K s +— s + — m m

D(S) Driver

Dinámica del movimiento vertical del objetivo. Bobina de foco

Disco

1t i Lente Posición vertical de reposo Fig. 1.1.1 Lazo de control dei servo de foco

1.1 Servo de Foco Este servo (figura 1.1.1) consta de una entrada “y”, la altura del disco, y una salida “p”, el desplazamiento vertical del objeti vo. Ambas variables se miden a partir de la

posición vertical de reposo del objetivo. La entrada “y” puede considerarse que es el resultado de la suma dos componentes: Y = Videe, + Ve,

ec.1.11

Disco Compacto «».¡sí”“-«!-:;

La componente “yideal ” es un valor constante, es la altura ideal del disco medida desde la posición vertical de repo so del objetivo. La componente yerror varía con el tiempo, es el error de posición ocacionado por la inestabilidad del sopor te del disco, y por deformaciones en la superficie reflectora del disco, la cual se supone plana. J

El propósito del servo de foco es man tener una distancia Ap ( distancia óptima de foco) entre la superficie inferior del disco y el objetivo. El lazo de control consta de los siguientes bloques: * Sistema Óptico : El arreglo de prismas y lentes de este bloque es sensible a la distancia entre el disco y el objetivo. La señal FE que se produce en su salida varía alrrededor de cero, si la distancia entre el disco y el objetivo varía alrede dor de Ac . * G(s) : Este bloque permite ajustar la ganancia y la fase de la señal FE . Si la señal FE llega como señal de corriente, al entrar a este bloque se realiza, ade más, la conversión a señal de voltaje. En los diseños actuales (servo digital), en lugar de la señal de salida FEO, se pro porciona un par de señales complemen tarias FFDR y FRDR, las cuales son de tipo PWM. * D (s): Este bloque representa a la función de tranferencia del circuito que maneja la potencia de la señal que finalmente controla a la bobina de foco.

* Convertidor de comente a fuerza : La fuerza que moverá al objetivo se genera gracias al paso de la corriente por la bobina de foco. * Dinámica del movimiento vertical del objetivo : El objetivo, de masa “m” esta suspendido en una estructura que se pue de analizar (dentro de ciertos límites) como un resorte. En donde “k” es la constante de proporcionalidad de la fuer za con la compresión ( o expansión); y “c” es coeficiente de amortiguamiento. Esta dinámica actúa como un filtro paso bajo que anula a las componentes de alta frecuencia. 1.2 Servo de Seguimiento Este servo (figura 1.2.1) consta de una entrada “R”, la distancia desde el centro del disco a la vuelta (pista) actual de lectura; y dos salidas, la distancia radial “r” desde el centro del disco a la posición horizontal de reposo (figura Í.2.1), y el desplazamien to lateral “x” del objetivo con respecto a la posición posición horizontal de reposo. La entrada “R” puede considerarse que es el resultado de la suma dos componentes :

Lazos de Control: Servos de Foco y Seguimiento

Convertidor de corriente a fuerza | Sistema Optico

TE' X

1/m c K s +— s + — m m

TAO G(s) Ajuste de ganancia

LPF

D(s)

Driver

Dinámica del movimiento lateral del objetivo.

Driver

Dinámica no lineal del movimiento del bloque óptico.

Centro del disco.

p(t)

/ (v

r(t)

■

▼

/) * \ » ^ ih \ 1 \ ^ \ \x(t)'í \\ » ; L

f6 B Haz principal

Eje de rotación del mecanismo de suspensión del objetivo

■ >¿

Lugar radial de la posición horizontal de reposo del objetivo.

Posición horizontal de reposo

Fig. 1.2.1 Lazo de conroi del servo de seguimiento

182

Disco Compacto

La componente Rideal varía con el tiempo en forma predecible. La expresión de R.deal en función del tiempo puede encontrarse resolviendo la siguiente ecuacione diferencial: d R idea! dt

VCLv (A R ) 271 Rideal e c .1.2.2

Donde : Velocidad lineal constante (1.25 m/seg). Desplazamiento radial ideal. ideal AR : Distancia entre vueltas de pista (1.6 pm). t : Tiempo transcurrido a partir de R = Ro . V CLV

El propósito del servo de seguimiento (figura 1.2.1) es hacer que p sea igual a R. El lazo de control consta de los siguientes bloques: * Sistema Óptico : El arreglo de prismas y lentes de este bloque es sensible a la distancia existente entre el haz principal ( punto intermedio entre los haces E y F) y la pista más cercana, que se supone es la pista actual de lectura. La señal TE que se obtiene en su salida varía alrrededor de cero, si p varía alrrededor de R.

Considerando que Ro » AR, la solu ción de esta ecuación es : R¡deal ( 1 ) = V (A R VCLV /

+ RO2 eC.I.2.4

La componente Rerror (v ec. 1.2.1)7 varía r con el tiempo, es el error de posición ocacionado por la inestabilidad del sopor te del disco, y por el trazo irregular de la pista cuando se aparta del sitio nominal de la espiral dado por : dR ideai /d0 = A R/(2n)

* G(s) : Este bloque permite ajustar la ganancia y la fase de la señal TE . Si la señal TE llega como señal de corriente, al entrar a este bloque se realiza además la conversión a señal de voltaje. En los diseños actuales (servo digital), en lugar de la señal de salida TEO, se proporciona un par de señales complementarias TFDR y TRDR, las cuales son de tipo PWM.

ec.l.2.5

donde dRideal , , /d0 es la razón de crecimiento del radio ideal Rideal con respecto al despla-zamiento angular 0 .

* D (s): Este bloque representa a la función de tranferencia del circuito que maneja la potencia de la señal que finálmente controla a la bobina de seguimiento. * Convertidor de corriente a fuerza : La operación de este bloque es semejante a la explicada para el servo de foco. * Dinámica del movimiento lateral del objetivo : La dinámica de este movi miento es semejante a la explicada para el servo de foco.

Lazos de Control: Servos de Foco y Seguimiento

* L (s): Este bloque es un filtro paso bajo que selecciona las componentes de fre cuencia que manejaran al motor de corredera. En los diseños actuales (servo digital), en lugar de la señal de salida SLO, se proporciona un par de señales complementarias SFDR y SRDR, las cuales son de tipo PWM. * Q(s): Este bloque representa a la función de transferencia del circuito que maneja la potencia de la señal que finálmente controla al motor de corredera. * M : El motor de corredera es el disposi tivo convertidor de la señal eléctrica a fuerza. * N(s): Este bloque representa a la dinámi ca no lineal del movimiento del bloque óptico. Como ejemplo de factores no lineales que afectan al motor de correde ra tenemos a la fricción estática y a los saltos discretos (zonas muertas) que se producen durante la tracción de los en granajes.

Apéndice

Circuito Detector de Defectos

Este circuito se ha ideado para detectar los momentos en que se leen zonas defec tuosas del disco. En esta condición, la for ma de la señal RF puede ser como la se muestra en la figura J.l, señal RFO. La señal RFO entra por el pin 2 (figura J.l), para amplificarse e invertirse en el amplificador Amp. 1. Desde aquí se reparte como señal "b" a dos circuitos detectores de bajos ("botton hold") que llamaremos BHS y BHL, los cuales tienen como salidas a las señales "c" y "d", respectivamente.

dir el voltaje promedio de la envolvente inferior de la señal "b". La salida "c" del circuito BHS se com para con la salida salida "d" del circuito BHL, dando origen a la señal DEFECT, la cual sale por el pin 20. El corrimiento de voltaje DC entre las señales "c" y "d" se ha se ha incluido para limitar la sesibilidad del circuito, de tal forma que solo reaccione ante defectos de importancia. Referencia: SONY : New Technical Theory for Servicing

El circuito BHS tiene una constante de tiempo de 0.1 mseg., suficientemente chica como para seguir las variaciones de la envolvente inferior de la señal "b" durante la ocurrencia de los defectos. El circuito BHL, que tiene una constante de tiempo bastante grande, tiene el propósito de me

IC's for Third Generation CD Players, pag.15

186

Disco Compacto

RFO

Defect AMP

Defect

1.4 mseg. MAX

Fig. J.1 Circuito detector de defectos del CXA1081

M/S/Q, y se単ales correspondendientes.

Apéndice

Circuito de APC Cuando el diodo láser se alimenta con corriente constante, emite luz con una po tencia que decrece con el incremento de la temperatura. En la figura K.l mostramos un ejemplo típico de esta dependencia con la temperatura (aunque hacemos la salve dad de que no se trata de un diodo láser empleado en CD). Debido a que el efecto de la temperatura es apreciable, ha sido necesario diseñar un circuito retroalimentado que controle la potencia de emisión, de tal forma que ésta se mantenga constante. Este es el propósito del circuito de APC ("Automatic Power Control"). En la figura K.2 mostramos un circuito típico.

Carácteristica dependiente de eficiencioa vs Temperatura. 1 -5 --------- -------------------------------------

c CD

0 ----------- ----------- ----------- ----------- ----------- --------_ l -10

Temperatura (QC)

Fig. K.1 Variación de la eficiencia de emisión de luz con la tem peratura. Esta característica corresponde al fotodiodo SLD303V de Sony, el cual no se emplea en las unidades de CD.

188

Disco Compacto

1.25V

43K

VREF

P/N (OPEN)

Fig. K.2 Configuración típica de un circuito de APC, en base al CXA1081M.

La comente que pasa por el diodo láser proviene de una fuente de corriente contro lada, cuyo elemento principal es el transis tor Q1 conectado externamente. Una parte de la luz emitida por el láser llega al fotodiodo detector D I, el cual actúa como convertidor de luz a corriente. De este fotodiodo se obtiene la corriente IpD, la cual pasa por la resistencia R 1 y el potenciómetro RV1, generando el voltaje PD que entra al pin 6 del integrado. Intérnamete, se extrae la diferencia entre el voltaje PD y un voltaje de referencia. Esta diferencia se amplifica, y se retroalimenta como voltaje LD a la base del transistor externo Ql. Debido a que Q l es un transistor pnp, cuando aumenta el voltaje en su base, dis minuye la corriente emisor-colector. Por lo tanto, un aumento de la potencia de emisión se traduce en un aumento en el voltaje LD

y, consecuentemente, en una disminución de la corriente suministrada al láser. El potenciómetro RV 1 tiene el propósi to de controlar la potencia lumínica desea da. Este potenciómetro se espera que solo se ajuste en la fábrica. En servicio no está indicado ajustarlo. Cuando en servicio se detecte que la potencia de emisión ha dis minuido debido a envejecimiento del láser, lo indicado es cambiar a toda la unidad óptica. Para más información acerca de como verificar al bloque óptico, le reco mendamos adquirir el siguiente manual: SONY: Nuevas Tecnologías para Servicio Bloque Optico de Disco Compacto SONY PANAMA P/N: L-0000-009-0 Referencia:

SONY : New Technical Theory for Servicing IC's for Third Generation CD Players, pag.16

Apéndice

Distorsión de Fase

Este apéndice lo hemos incluido con el objeto de complementar la explicación que hicimos en la 1ra Edición de Audio Digital 1 acerca de la capacidad del sistema auditivo humano de percibir los cambios de fase. En la próxima edición de Audio Digital 1 for mará parte del cuerpo principal del texto. Considere el diagrama a bloques que se muestra en la figura L.l. En la entrada tenemos a la señal de audio original, proce dente de un micrófono. El bloque del siste ma electrónico podemos suponer que in cluye a los procesos de grabación y repro ducción. En la salida tenemos a la señal resultante, la que se dirige al parlante. La señal de entrada de la figura L. 1 es un sonido periódico complejo, constituido por

tres componente de frecuencia: 1 KHz, 3 KHz y 5 KHz. En la salida tenemos a las mismas componentes de frecuencia. Las componentes de 1 KHz y 3 KHz de la salida mantienen entre sí la misma disposi ción temporal que en la entrada, pero la componente de 5 KHz está corrida. Como vemos (figura L.l), este corrimiento de la componente de 5 KHz ocasiona que la forma de la señal de salida no sea la misma que la forma de la señal de entrada. Esta es la manifestación eléctrica de la distorsión de fase. Para la comprensión de los efectos que produce la distorsión de fase en la percep ción del sonido, resulta conveniente clasi ficarlos en : efectos estereofónicos y monofónicos . Veamos.

190

Disco Compacto

S iste m a E le ctró nico

Frecuencia = fo = 1 KHz

Frecuencia = 3fo

Frecuencia = 5fo

Frec jencia = 5fo T \ /"\ A

j\_ r \ r i

A ' A ¡A A

1 :

\ \ n

lyv/vi

Esta señal está corrida medio ciclo. Por lo tanto está desfasada 180 con respecto a la señal original. La señal de salida suena igual a la de entrada. No percibo d iferencia.

Fig. L.1 Distorsión de fase sufrida por una señal de audio periódica al pasar por un sistema electrónico.

Efectos estereofónicos de la distorsión de fase : La razón psicoacústica que justifica la existencia de los sistemas estereofónicos es que mediante ellos es posible simular la misma percepción espacial auditiva que se hubiera tenido si se escuchara el sonido original (sección 1.8, Audio Digital 1 ). Según veremos, bajo ciertas circunstan cias, esta percepción podrá verse afectada por los cambios de fase. En el planteamiento de una experiencia que nos permita determinar de que manera

los cambios de fase pueden afectar a nues tra percepción espacial, hemos encontrado que intervienen los siguientes factores ( ver simultáneamente la figura L.2 ) : * La ubicación del oyente. * La ubicación de los parlantes. * El rango de frecuencias del sonido escuchado. * La forma y tamaño del recinto y los objetos que contiene (incluyendo las personas). * E l grado de reflectividad de las paredes y de los objetos del recinto.

Distorsión de Fase

E q u ip o d e S o n id o r e p r o d u c ie n d o m ú s ic a d e f la u t a s

P a re d e s c u b ie r t a s c o n a lf o n b r a s

20cm

Fig. L.2 Factores que intervienen en la percepción de cambios de fase en un sistema estereofónico.

* Las formas y dimenciones de las partes del aparato auditivo humano: distancia entre los pabellones de las orejas, tamaño de las orejas, etc. * El grado de movilidad de la cabeza del oyente alrrededor de su ubicación. En nuestro análisis no consideraremos a la reproducción estereofónica con audífonos. Este es un caso especial que transm ite una sensación de espacio unidimensional a lo largo del eje que cruza

de un oido a otro; no existe arriba ni abajo; no exite adelante ni atrás. Además, me diante su uso, se excluye de la experiencia sonora a nuestro sentido cutáneo del tacto. Con los audífonos se consigue un espacio sonoro más completo que en el caso monofónico, pero definitivamente irreal. Su empleo está indicado para operaciones de monitoreo, cuando se quiere escuchar aislamente, y en equipos que por sus carac terísticas no permiten el uso de parlantes (Discman, Walkman, por ejemplo.).

192

Disco Compacto

A m p lific a d o r

G e n e ra d o r

d e a u d io

P u n to s d e re fo rz a m ie n to

P u n to s de a t e n u a c ió n d e l s o n id o

/ " ~ E l s o n id o e s c la r o

'e n m i l a d o i z q u i e r d o y d é b i l 1 v

e n m i la d o d e r e c h o ,

(

c r e o q u e v ie n e d e s d e

' \ e l

fr e n te iz q u ie r d o .

E l s o n id o e s c la r o ,

e s t o y c o n v e n c id o q u e v ie n e d e s d e m i la d o d e r e c h o . E l s o n id o e s c la r o y f u e r te e n a m b o s la d o s .

P r á c t ic a m e n t e n o e s c u c h o . n a d a e n m i la d o iz q u ie r d o .

C re o q u e v ie n e d e s d e e l fre n te .

Fig. L.3 Percepción espacial auditiva de un oyente que se ubica en distintas posiciones de un patrón de interferencia de frecuencias medias, entre 300 Hz y 1.8 KHz. Las señales de audio de los canales L y R están en fase.

Para empezar nuestro análisis, conside raremos una experiencia hipotética en don de sólo varía la ubicación del oyente (figu ra L.3). Las ondas producidas por ambos par lantes (figura L.3) se originan en una mis ma fuente de sonido, un tono de 1.6 KHz. Podemos decir que las señales que llegan a estos parlantes están en fase. Suponga que el diagrama (patrón de interferencia, figura L.3) fue trazado para un instante, es una fotografía. Las líneas continuas de la onda representan a los puntos en donde el sonido emitido por parlante alcanza una presión máxima; las líneas discontinuas represen tan a los puntos en donde se alcanza una

presión mínima. Los puntos de cruce de líneas continuas con discontinuas corres ponden a puntos de poca sonoridad, aquí el sonido se atenúa; los puntos de cruce de líneas del mismo tipo, corresponden a pun tos de gran sonoridad, aquí el sonido se refuerza. Según se aprecia (figura L.3), el oyente se ubica en distintas posiciones. Depen diendo de la ubicación, el oyente tendrá la sensación de que el sonido le llega con igual intensidad a ambas orejas (figura L.3.a); o que el sonido le llega con intensi dad máxima a su oreja derecha, y total silencio en su orej a izquierda (figura L.3 .b);

Distorsión de Fase

o que el sonido le llega con intensidad máxima a su oreja izquierda, y con una intensidad intermedia a su oreja derecha, (figura L.3.c). En cada uno de estos casos, el oyente tendrá la percepción de que el sonido proviene de diferentes direcciones. Para frecuencias bajas, con longitudes de onda mucho mayores que la distancia entre las orejas ( figura L .4 ), la percepción de cambios en la dirección de la fuente del sonido, motivada por cambios en la posi ción del oyente dentro del patrón de interferencia, es difícil. Esto es debido a que el patrón de"interferencia tiene un efec to poco apreciable en la acentuación de la diferencia de intensidades percibidas en ambas orejas. Seguimos con capacidad de percibir una cierta dirección del sonido, pero esto es gracias a la forma y ubicación

de nuestras orejas, al efecto de la sombra auditiva que proyecta nuestra cabeza hacia cada uno de nuestros oídos, y a la habilidad del cerebro para interpretar la diferencia de intensidades sonoras detectada en ellas (ver Audio Digital 1, sección 1.8, percep ción espacial auditiva). Para sonidos con frecuencias relativa mente altas, por ejemplo 16 KHz, con longitudes de onda menores que las dimen siones del pabellón de la oreja (figura L.5), la percepción de cambios en la dirección de la fuente del sonido, motivada por cambios en la posición del oyente dentro del patrón de interferencia, ya no es posible para el común de los mortales (excluyendo a algu nos virtuosos que aseguran que sí pueden). En este caso, como en el caso de bajas frecuencias, también seguimos con capaci

Fig.L.4 Percepción espacial auditiva de un oyente que se ubica en distintas posiciones de un patrón de interferencias de frecuencias bajas.

Disco Compacto

Longitud de onda = 0.22 cm

Frentes de onda del sonido procedente de los parlantes

O Puntos de cancelación del sonido X Puntos de reforzamiento del sonido

Fig.L.5 Percepción espacial auditiva de un oyente que se ubica en distintas posiciones de un patrón de interferencia de frecuencias altas.

dad de percibir la dirección del sonido (aunque con más convecimiento respecto al caso de bajas frecuencias), otra vez gra cias a la forma y ubicación de nuestras orejas, al efecto de la sombra auditiva que proyecta nuestra cabeza hacia cada uno de nuestros oídos, y a la habilidad del cerebro para interpretar la diferencia de intensida des sonoras detectada en ellas. En la práctica, el patrón de interferencia puede ser mucho más complejo que los mostrados en las figuras L.3, L.4 y L.5, pues entran en juego los demás factores mencionados (tamaño y forma del recinto, los objetos que contiene, etc.). Sin embar

go, el resultado seguirá siendo esencial mente el mismo : Para un rango medio de frecuencias ( de 300 Hz a 1.8 KHz, más o menos), la percepción de la dirección del sonido se ve afectada por la ubicación del oyente den tro del patrón de interferencia. A medida que nos apartamos de este rango de fre cuencias, las atenuaciones y/o los reforzam ientos en el patrón de interferencia se hacen progresivamente menos importantes. - ¿ Pero qué tiene que ver el patrón de interferencia con el tema que nos ocupa, la

Distorsión de Fase

distorsión de fase ? - Se estará preguntan do. Allá vamos... Considere la figura L.6. Aquí tenemos nuevamente un patrón de interferencia, con el oyente ubicado en las mismas posicio nes. Pero ahora hemos variado la situación, se ha incluido un dispositivo que desfasa a la señal que llega a uno de los parlantes. Como puede notar, el patrón de interferencia es distinto, esto da lugar a que cambien las percepciones originales de la dirección del sonido (figura L.6). De esta experiencia podemos concluir:

Para un rango medio defrecuencias ( de 300 Hz a 1.8 KHz, más o menos), una distorsión de fase desbalanceada entre los canales L y R , tiene un efecto notable en el cambio de la percepción de la dirección del sonido. A medida que nos apartamos de este rango de frecuencias, el efecto de la distorsión de fase desbalanceada en la percepción de la dirección del sonido, se hace progresivamente menos importante.

A m p lific a d o r

G e n e ra d o r

d e a u d io

d e a u d io D e s fa s a m ie n to d e 18 0 °

P u n to s d e

c a n c e la c ió n

re fo rz a m ie n to L o n g itu d d e onda=

E l s o n id o e s tá

18 cm

u n p o c o d é b il, p e r o c r e o q u e v ie n e d e s d e m i la d o d e re c h o . N o e s c u c h o nad; d e l la d o iz q u ie r d o ,

E l s o n id o e s c la r o ,

E l s o n id o s e h a a te n u a d o

e s t o y c o n v e n c id o q u e v ie n e

(

ta n to q u e y a n o p u e d o

d e s d e m i la d o i z q u i e r d o , i

d is tin g u ir d e d o n d e

v ie n e .

No escucho nada e n m ¡ l a d o d e r e c h o . r_ ^ //

N ota: El d e fa sa m ie n to de 180° se pue de lo g ra r sim p le m e n te in virtie n d o la p olaridad d e io s ca b le s q ue llegan a la s bocin a s.

Fig.L.6

Percepción espacial auditiva de un oyente que se ubica en distintas posiciones de un patrón de interferencias de

frecuencias medias, entre 300 Hz y 1.8 KHz. La fase del canal derecho (R) está Invertida con respecto a la del izquierdo (L).

Disco Compacto

Los experimentos que hemos descrito tratan con tonos simples. Esto nos facilitó notablemente el análisis. En la práctica, el sonido real es de naturaleza compleja, con diversas componentes de frecuencia. Si hiciéramos el estudio de la percepción de la dirección en estos casos, encontraríamos que se añade otro elemento: el timbre . Nosotros sabemos que el timbre se ve afectado por la composición de frecuencias del sonido. Por lo tanto, por efecto de las atenuaciones y reforzamientos en el patrón de interferencia (considerando a cada fre cuencia por separado), la composición espectral del sonido podrá verse alterada,

cambiando su timbre. Más aun, si esta alteración de la composición espectral no es igual en ambos oidos, la diferencia de timbre será entonces un factor de importan cia que nuestro cerebro evaluará para ima ginarse de qué dirección procede el sonido. Como un ejercicio interesante, le suge rimos que realice los mismos experimentos que hemos hecho, sustituyendo el tono simple por una señal cuadrada. En la figura L.7 se muestra un ejemplo cualitativo del tipo de efecto que percibiría un oyente experto, en un sistema que oca sione una cambio de fase desbalanceado

Parlante R

Parlante L

La flauta, que normalmente se encuentra en el centro, percibo que se encuentra corrida hacia la derecha. Los demás instrumentos 1 parecen mantener su posición.

Fig.L.7 Ejemplo cualitativo : Cambio de la posición percibida de un instrumento musical debido a la distorsión de fase que afecta a las componentes de frecuencia que caracterizan a su sonido.

Distorsión de Fase

3°

i D is to r s ió n d e

“ 4 5°

fase en e* D -5 0

0 db

R e g ió n e n d o n d e la d is to r s ió n d e fa s e

-6 0 d b F re cu en cia

(KHz)

Fig. L.8 Respuesta a la frecuencia de audio digital.

entre los canales L y R, para las frecuencias de la flauta. ! La percepción de la posición de la flauta es distinta en la reproducción con respecto a la posición original ! Las distorsiones de fase que se produ cían en los primeros reproductores de CD (por ej. CDP-101, D-50) empezaban a te ner importancia en las componentes de frecuencia arriba de 15 KHz ( figuia L.8). Por lo tanto, en base a la exposición ante rior, podemos concluir : Normalmente la distorsión de fase (desbalanceada o no) de audio digital (CD) no afecta a la percepción espacial auditiva.

Efectos monofónicos de la distorsión de fase: Los efectos monofónicos entenderemos que son aquellos que se operan por una fuente de sonido monofònica (un solo par lante, por ejemplo ).

En base a la explicación que hicimos en la Ia Edición de Audio Digital (sección 1.8), en la señal periódica de la figura L. 1 la d i s t o r s i ó n d e f a s e n o t i e n e , aparentemente,

un efecto audible considerable ( desde un punto de vista monofònico, por supuesto ), pues lo único que ha ocurrido es un cambio de fase, en donde todas las componentes de frecuencia se han mantenido en iguales proporciones. Según veremos, desde un punto de vista monofónico, todavía existen algunas suti les interrogantes que aun están por resol verse con respecto a la sensibilidad huma na a los cambios de fase. En los sistemas de audio HiFi ("high fidelity", alta fidelidad), por definición, cualquier cambio operado sobre la calidad del sonido original, por pequeño que éste sea, tiene importancia. Por lo tanto, es necesario que seamos más rigurosos en nuestro análisis. Desde que el sonido entra por el pabe llón de la oreja, pasa por el oído medio, se convierte a señal eléctrica en el oído inter no, hasta que llega al cerebro (figura L.9), puede haber sufrido alguna de las siguien tes transformaciones básicas: * Distorsión de fase. * Cambio en las proporciones relativas de las distintas componentes de frecuencia (efecto ecualizador). * Inclusión de componentes de frecuencia inexistentes en el sonido original.

197

Disco Compacto

Oído Sonido

Oído Medio

Extemo

Sonido

Oído Interno

Señal Eléctrica

Fig. L.9 Proceso seguido por el sonido desde que llega al pabellón de la oreja hasta que llega al cerebro como señal eléctrica.

En el análisis siguiente tomaremos en cuenta a estas transformaciones. Como hipótesis de trabajo, considere que los cambios de fase producen efectos monofónicos que pueden ser percibidos por el sistema auditivo humano. Para que esto sea posible, al menos una de las si guientes proposiciones deberá ser cierta: 1. El sistema auditivo humano es capaz de percibir retrasos relativos entre las dis tintas componentes de frecuencia del soni do: En la sección 1.8 (Volumen 1), al final del apartado Percepción de los Cambios de Fase, dimos un ejemplo que nos ilustra en qué consiste esta capacidad (hipotética), cuando consideramos la grabación del so nido de una flauta y unos tambores (figura L.10). Entonces le pedimos que supusiera que grabamos una pieza musical en donde, justo después de sonar la flauta (alta fre cuencia), empiezan a sonar los tambores (baja frecuencia). Si al reproducir la músi ca grabada, se escuchara que la flauta suena un corto tiempo después, luego de que empiecen a sonar los tambores, al analizar el sistema electrónico de grabación/repro-

ducción, encontraríamos que en éste se producen distorsiones de fase que retrasan a las altas frecuencias. 2. La magnitud de las transformaciones sufridas por el sonido desde que entra al oído hasta que llega al cerebro, depende de las fases de sus componentes de frecuen cia: Desarrollar el significado de esta pro posición se escapa de los objetivos de este texto. Sin embargo, suponga que las fases de las distintas componentes de frecuencia del sonido, afectan al número de compo nentes de frecuencia anexadas por el siste ma auditivo (figura L. 11). De ser esto cier to, significaría que los cambios de fase del sonido alteran a la composición de frecuen cias que llegan al cerebro, lo cual puede afectar al timbre (sección 1.8, Vol. 1). Como dijimos, la distorsión de fase que se producía en los primeros reproductores de CD empezaba a tener importacia en las componentes de frecuencia arriba de 15 KHz (figura L.8). Esta distorsión se manifiestaba como retrasos relativos de las componentes de alta frecuencia con res pecto a las de baja. En el peor de los casos

Distorsión de Fase

sonido de la flauta y el tambor coinciden. Fig.L.10 Efecto monofònico hipotético de la distorsión de fase : a) Sonido original, b) Sonido reproducido en donde las componentes de alta frecuencia se retrasan con respecto a las de baja.

(en frecuencias próximas a los 20 KHz), la magnitud de este retraso era menor que 10 ¡iseg (apéndice G). Retrasos tan cortos como éste, en componentes de frecuencia tan altas, resultan improbables que sean percibidos por un ser humano.

Para la percepción de los cambios de fase, desde un punto de vista monofònico, lo anterior nos deja como única opción a la segunda proposición: La magnitud de las tansformaciones sufridas por el sonido... depende de las fases de sus componentes de frecuencia.

200

Disco Compacto

Amplitud C o m po nentes de fre c u e n c ia adicion ales

Espectro original

------ >

Frecuencia

Cerebro

Amplitud

Espectro original

Amplitud

Componentes de frecuencia adicionales Espectro original

Frecuencia

> t

Amplitud

Espectro original

Frecuencia

Fig. L.11 Dependencia hipotĂŠtica de las componentes de frecuencia adicionales que llegan al cerebro con respecto a las fases de las componentes de frecuencia de! sonido.

Un sistema en donde se cumpla esta proposición es necesariamente un sistema no lineal (sistemas cuya descripción mate mática no coincide con la descripción ge neral definida para los sistemas lineales). Múltiples investigaciones revelan que esta es la naturaleza del sistema auditivo huma no, por lo tanto, cabe pensar que el sistema auditivo humano puede ser en alguna me dida (lo cual variaría entre un individuo a otro) sensible a los cambios de fase de una fuente monofònica. Esto tal vez explique por qué algunas personas insisten en decir que pueden percibir los cambios de fase. Vemos pues que existe duda en cuanto a la inocuidad de los cambios de fase. Por lo tanto, lo mejor es suministrar al oído la misma gama de componentes de frecuen cias del sonido original, con sus fases co rrespondientes. Así, el único factor que el usuario tendrá que juzgar en el equipo de reproducción, aparte de la ubicación de los parlantes respecto al oyente, será la sonoridad (sección 1.8, Volumen 1).