ekis_012022

ЭЛЕКТРОННЫЕ

КОМПОНЕНТЫ И СИСТЕМЫ

2022 январь-март № 1 (237)

МАССОВЫЙ НАУЧНО ТЕХНИЧЕСКИЙ ЖУРНАЛ

Учредитель и издатель: НАУЧНО ПРОИЗВОДСТВЕННАЯ ФИРМА VD MAIS

Зарегистрирован Министерством информации Украины 24.07.96 г. Свидетельство о регистрации: серия КВ, № 2081Б Издается с мая 1996 г.

Директор фирмы VD MAIS: В.А. Давиденко Главный редактор: В.А. Романов

Редакционная коллегия: В.А. Давиденко В.В. Макаренко Д р Илья Брондз, факультет биологии Университета г. Осло, Норвегия

Адрес редакции: Украина, Киев, ул. М. Донца, 6 Тел.: (0 44) 492 8852, 201 0202 Факс: (0 44) 202 1110 E mail: ekis @vdmais.ua Интернет: www.vdmais.ua www.ekis.kiev.ua

Адрес для переписки: Украина, 03061 Киев, ул. М. Донца, 6

В ПОМОЩЬ РАЗРАБОТЧИКУ ЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ

А. Кауле, Н. Рен, М. Анвекар Прецизионный сигма-дельта АЦП со следящей архитектурой. Часть 5: оптимизация цифрового интерфейса за счет асинхронной выборки выходных данных ............................3 Р. Делани, П. Делизия Пошаговый анализ шума в сигнальной цепи системы сбора и обработки данных............................................11 П. Слаттери Экономичные камеры для автомобилей и особенности их подключения............................................................18

С. Банерджи Новое поколение линейных датчиков – малое потребление, быстрое время реакции, низкие затраты на техническое обслуживание..............................................................21

Г. Алонсо, Т. Фьюри Новая эра в космической технике: радиационно-стойкие коммерческие изделия для космоса ..................................24

Н. О’Бирн Новое поколение роботов улучшает производительность и условия ручного труда ....................................................28 ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ

В. Макаренко Компоненты компании Helvar для построения систем освещения с беспроводным управлением ..........................31 В. Макаренко Новые драйверы светодиодов компании Mean Well для тяжелых условий эксплуатации ..................................38 В. Макаренко Электронные предохранители ..........................................48 В. Макаренко Влияет ли тип выпрямителя на уровень электромагнитных помех, создаваемых

ASK THE APPLICATIONS ENGINEER

A. Kawle, N. Ren, M. Anvekar

CTSD Precision ADCs. Part 5: Digital Data Interface Simplification with Asynchronous Sample Rate Conversion (ASRC) .................................................... 3

R. Delaney, P. Delizia

Step-by-Step Noise Analysis Guide for Your Signal Chain.. 11

P. Slattery Car Camera Bus (C2B) – Cost-Efficient Camera Connectivity................................................18

S. Banerjee

The Next Generation of Line Sensors: Power Harvested, Connected, and Lower Maintenance............................ 21

G. Alonso, T. Fure

A New Era in Space Products: Radiation Tolerant Commercial Space Products...................................... 24

N. O’Byrne

Collaboration in the Workplace: How a New Generation of Cobots Is Improving the Nature of Manual Work.......... 28

POWER SUPPLIES

V. Makarenko

V. Makarenko Mean Well's new LED drivers for heavy-duty applications ..38

V. Makarenko Electronic fuses...................................................... 48

ELECTRONIC COMPONENTS AND SYSTEMS

January-March 2022 No. 1 (237)

Scientific and Technical Journal

Founder and Publisher: Scientific Production Firm VD MAIS

Director V.A. Davidenko

Head Editor V.A. Romanov

Editorial Board V.A. Davidenko V.V. Makarenko Dr. Ilia Brondz, Department of Biology, University of Oslo, Norway Address: M. Dontsia Str., 6, 03061 Kyiv, Ukraine Tel.: (380 44) 201 0202, 492 8852 (multichannel) Fax: (380 44) 202 1110

E mail: ekis @vdmais.ua Web address: www.vdmais.ua www.ekis.kiev.ua Printed in Ukraine

Аbstract –

CTSD PRECISION ADCS. PART 5: DIGITAL DATA INTERFACE SIMPLIFICATION WITH ASYNCHRONOUS SAMPLE RATE CONVERSION (ASRC)

The simple, innovative ways of interfacing the CTSD Precision ADC data to the external digital host performing applicationrelated processing on this data are considered in the article.

A. Kawle, N. Ren, M. Anvekar

Скорость или частота выдачи преобразованных в цифровой код данных является важным параметром любого АЦП. Для разных применений предъявляются разные требования к этой частоте. В настоящей статье представлена новая технология передачи преобразованных в цифровой код данных сигма-дельта АЦП со следящей архитектурой, позволяющая оптимизировать частоту передачи выходных данных в зависимости от требований к их обработке. АЦП кодирует входной аналоговый сигнал с частотой выборки, которая не обязательно должна быть синхронизирована с частотой передачи или выдачи данных через интерфейс во внешнее цифровое устройство. Для каждого приложения требуется своя частота выдачи данных через интерфейс преобразователя. В статье рассмотрены общие требования к частоте выдачи данных для различных приложений, предложена новая технология, основанная на асинхронном методе формирования этой частоты, который может быть использован в АЦП любого типа. Это метод позволяет получить оптимальную частоту выдачи кода, при этом упростить проектирование цифрового интерфейса АЦП. Требования к частоте выдачи кода. Чем больше количество отсчетов на выходе АЦП в единицу времени, тем точнее будет представление дискретизированного аналогового сигнала при цифровой обработке. Но чем выше частота отсчетов на выходе АЦП, тем больший объем данных поступает во внешнее устройство в единицу времени и тем слож-

нее реализация цифрового интерфейса, и больше его энергопотребление. Отсюда, исходя из требуемой точности, мощности рассеяния и сложности реализации интерфейса, а также с учетом требований к обработке цифровых данных, для каждого приложения может быть выбрана оптимальная частота отсчетов, с которой данные от АЦП поступают во внешнее устройство. Большинство требований к частоте отсчетов можно представить в следующем виде. Частота дискретизации в АЦП по Найквисту В приложениях с частотой дискретизации по Найквисту частота выборки и соответственно частота выдачи кода во внешнее устройство должна в два раза превышать максимальную частоту входного аналогового сигнала АЦП. Известным примером такого приложения является частота выборки аудиоданных, которая для высококачественных устройств воспроизведения должна составлять 44,1кГц, в то время как ширина полосы входного аудио сигнала не превышает 20 кГц, что является верхним пределом частоты сигнала, различаемого человеческим ухом. Частота передискретизации АЦП. В некоторых приложениях, таких как частотно-гармонический анализ или анализ сигналов во временной области, требуемая

* Kawle A., Ren N., Anvekar M. CTSD Precision ADCs. Part 5: Digital Data Interface Simplification with Asynchronous Sample Rate Conversion (ASRC).Analog Dialog, Vol. 55, N3, September, 2021. www.analog.com. Сокращенный перевод с английского и комментарии В. Романова.

в

среде распространения ударных волн, как показано на рис. 1. Если частота выборки для таких волн выбирается исходя из теоремы Найквиста, то практически невозможно с необходимой точностью восстановить, а значит и анализировать форму ударной волны. Поэтому, чем больше точек выборки сигнала поступит в устройство обработки данных, тем точнее будет восстановлена анализируемая ударная волна.

Рис. 2. АЦП с переменной частотой выборки, согласованной с частотой дрейфа в линии электропередачи

Частота выборки АЦП в многоканальных системах. В многоканальных системах сбора данных, которые одновременно обрабатывают множество разных аналоговых сигналов, частота выборки для каждого канала может быть разной. В этом случае используемые в системе многоканальные АЦП должны поддерживать свою частоту выборки для каждого канала, как показано на рис. 3.

Рис. 1. Представление во временной области ударной волны, преобразованной по Найквисту (a) и с применением передискретизации (б)

Переменная частота выборки АЦП. В некоторых приложениях, таких как когерентная выборка, требуется согласовать частоту выдачи данных с частотой входного аналогового сигнала. Мониторинг качества энергии в линии электропередачи является одним из таких примеров, в котором применяется когерентная выборка входных сигналов АЦП для оценки качества электроэнергии в соответствии требованиями стандарта IEC 61000-4-30, класс A. В соответствии с этими требованиями частота выборки должна быть согласована с дрейфом частоты напряжения в линии электропередачи. В этом приложении схема формирователя синхросигналов синтезирует частоту выдачи отсчетов, согласованную или кратную частоте дрейфа напряжения в линии электропередачи, как показано на рис. 2.

Рис. 3. Многоканальный АЦП с разной частотой выборки в каждом канале

Таким образом, требования к частоте выборки и частоте выдачи данных различны для конкретных применений АЦП, т.е. преобразователь должен иметь возможность поддерживать широкий диапазон как частоты выборки, так и частоты выдачи цифровых данных. На рис. 4 показан обобщенный цифровой интерфейс АЦП с Хост-машиной. Отметим, что в статье, не рассматриваются стандартные интерфейсы типа SPI или I2C. АЦП производит выборку аналогового сигнала с частотой fsin, частота передачи выходных данных во внешнее устройство равна fodr, как показано на рис. 4. Частота выборки АЦП fsin, зависит от структуры АЦП. Частота передачи цифровых данных fodr зависит от требований к интерфейсу преобразователя. В большинстве применений fsin и fodr могут иметь разные значения. Следовательно, имеется возмож-

ность преобразования частоты выборки (дискретизации) fsin в частоту передачи выходных данных fodr Преобразование частоты выборки в АЦП по Найквисту. В преобразователях с частотой выборки по Найквисту частота выборки fsin должна вдвое превышать максимальную частоту входного сигнала fin. Примером такого преобразователя является поразрядный АЦП, у которого частота выборки на входе и частота кода на выходе одинаковы. Это позволяет упростить реализацию интерфейса такого АЦП, как показано на рис. 5. В поразрядных АЦП частоту передачи цифровых данных fodr легко масштабировать в зависимости от требований к применению преобразователя и ширины полосы аналогового входного сигнала. Также легко масштабировать и частоту выборки АЦП fsin. Преимуществом простой организации масштабирования является то, что при этом потребляемая мощность АЦП изменяется линейно в зависимости от частоты, кроме того, легко обеспечить синхронизацию работы преобразователя в многоканальном режиме. В одноканальном режиме синхронизация работы АЦП осуществляется с помощью одного ГТИ. В многоканальных АЦП необходимо обеспечить синхронную выборку нескольких аналоговых входных сигналов и синхронно (со сменой входного канала) передавать цифровые данные для последующей цифровой обработки. Типичный пример синхронизации многоканального АЦП – это система мониторинга линии электропередачи, когда требу-

ется синхронизовать выборку сигналов напряжения, тока и потребляемой мощности. С помощью АЦП с выборкой по Найквисту, как показано на рис. 6, синхронизация в многоканальном режиме может быть легко обеспечена с помощью тактовых импульсов, формируемых Хост-машиной.

В преобразователях по Найквисту частоту выборки и частоту передачи цифровых данных, как ранее отмечалось, легко масштабировать. Масштабирование этих частот позволяет оптимизировать мощность потребления АЦП, но при этом шум в полосе пропускания АЦП может увеличиваться из-за эффекта наложения ложных спектров из высокочастотной области в низкочастотную область полезного сигнала в случае, если частота входного шума превышает частоту входного сигнала, деленную на два. Как показано на рис. 7, по мере уменьшения частоты выборки увеличивается шум в полосе полезного сигнала АЦП.

Для поразрядных АЦП выборка состоит из двух фаз, как показано на рис. 9,a. Первая фаза – это фаза выборки, когда запоминающая емкость УВХ на входе АЦП заряжается до величины входного сигнала, вторая фаза – это фаза

чить полосу входного сигнала, либо применить дополнительные меры для уменьшения шума в цепи формирования импульсов синхронизации. Джиттер тактового сигнала является серьезной проблемой в многоканальных системах, рис. 9. Для его уменьшения применяют изоляцию и буферизацию в цепях формирования тактовых импульсов, что, как следствие, увеличивает сложность проектируемой системы. Рис. 8. Погрешность выборки, вносимая джиттером импульсов выборки Рис. 9. Ограничения, вызванные джиттером при выборке входного сигнала (a), применение цифровых изоляторов в многоканальном поразрядном АЦП (б)

(1) а) б)

Рассмотрим методы формирования и управления частотой выборки и частотой передачи данных в АЦП с избыточной дискретизацией или передискретизацией. На рис. 10,а показано преимущество по точности поразрядного АЦП с передискретизацией по сравнению с этим же АЦП с выборкой по Найквисту. Другой тип АЦП, использующий передискретизацию, – это сигма-дельта АЦП. В этих преобразователях шум квантования Qe сдвигается в высокочастотную область, в которой ослабляется цифровым фильтром. Благодаря этому в полосе полезного сигнала уровень шума существенно ниже, как показано на рис. 10,б. Частота дискретизации сигмадельта АЦП равна OSR×fodr/2, где OSR – коэффициент передискретизации. Интерфейс данных с передискретизацией на выходе такого АЦП перегружает Хост-машину большим количеством избыточных отсчетов. Более того, в некоторых случаях Хост-машина может не справляться с высокоскоростным приемом этих данных, увеличивая при этом свою мощность рассеяния. Следовательно, было бы оптимальным передавать только те данные (отсчеты), которые позволяют с требуемой точностью обрабатывать входной аналоговый сигнал в заданной полосе пропускания. Это означало бы, что скорость передаваемых цифровых данных может быть уменьшена, например, до частоты Найквиста (2×fin) или кратной ей частоты. С

этой целью применяют метод прореживания цифровых отсчетов, в частном случае, метод децимации, с помощью которого поток данных на выходе преобразователя прореживается, например, в 2N раз, как показано на рис. 11, где число N может задаваться как программно, так и аппаратно.

Рис. 10. Частотный спектр поразрядного АЦП с передискретизацией

Таким образом, используя децимацию выходных отсчетов АЦП, можно передавать выходные данные с более низкой скоростью практически без потери полезной информации. АЦП с передискретизацией имеют частоту выборки fsin, во много раз превышающую эту частоту для АЦП с выборкой по Найквисту. Поэтому сигмадельта АЦП более чувствительны к джиттеру тактовых импульсов, чем, например, поразрядные АЦП с частотой выборки по Найквисту, как следует из выражения (1). Поэтому АЦП с передискретизацией, как правило, должны использовать цифровые изоляторы в цепи тактовых сигналов. Применение цифровых изоляторов, как отмечалось ранее, усложняет проектируемое устройство в целом. В то же время, для более высокого разрешения при программировании частоты передачи данных fodr частота выборки может быть также перепрограммирована. Однако возможности такого похода ограничены. Обеспечение требований к синхронизации многоканальных сигма-дельта АЦП с дискретной выборкой – достаточно сложная задача. Для синхронизации работы нескольких сигма-дельта АЦП в многоканальном режиме в них предусмотрен дополнительный вывод SYNC_IN. В этом случае триггер, подключенный к выводу SYNC_IN, одновременно инициирует выборку всех входных аналоговых сигналов и установку в исходное состояние фильтров децимации. По истечении времени установления фильтров цифровые данные всех АЦП синхронно поступают во внешнее устройство. Во время установки цифро-

вых фильтров в исходное состояние преобразователи находятся в режиме прерывания, как показано на рис. 12. При этом предусмотрено, что последовательности импульсов MCLK и SYNC_IN всех АЦП должны быть синхронизированы. Обеспечение такой синхронизации при высокой частоте выборки с использованием цифровых изоляторов в каждом канале многоканального АЦП является достаточно сложной задачей. Одним из подходов к решению этой задачи является использование ФАПЧ для формирования последовательности тактовых импульсов для всех каналов многоканального АЦП.

ля в целом. Компания Analog Devices использует преобразованную частоту выборки для синхронизации АЦП с передискетизацией. Преимущество этого решения состоит в том, что частота прореживания потока выходных данных может быть выражена целым или дробным числом по отношению к частоте выборки fsin, что позволяет программно формировать частоту выходных данных fodr без применения дополнительных аппаратных узлов типа ФАПЧ. Такая технология синхронизации использована в сигма-дельта АЦП AD7770 и подробно рассмотрена в документации на этот преобразователь. Она позволяет избавиться от формирования синхроимпульсов путем масштабирования частоты выборки внешним устройством, например ФАПЧ, а синтезирует их из последовательности импульсов выборки, как показано на рис. 14.

В этом случае, когда на вывод SYNC_IN преобразователя поступает сигнал инициализации, ФАПЧ формирует сигнал синхронизации MCLK. Во время установления ФАПЧ частота MCLK подстраивается таким образом, чтобы обеспечить синхронизацию по фронту частоты выборки с частотой передачи данных (рис. 13).

Применение ФАПЧ для синхронизации АЦП с пе-

Следует отметить, что организация синхронизации, привязанной к одной и той же тактовой последовательности MCLK для всех каналов многоканального преобразователя имеет ряд ограничений. Чувствительность характеристик АЦП к джиттеру тактовых импульсов выборки MCLK может бать уменьшена введением в цепь синхронизации изоляторов и фильтров. Кроме того, тактовые импульсы частоты выборки fsin MCLK и импульсы SYNC_IN синхронизированы между собой. При такой синхронизации многоканального АЦП для того, чтобы привязать выборку входных сигналов в каждом канале АЦП к единому моменту времени, необходимо учитывать как задержки изоляторов, так и задержки, вызванные разной длиной проводников печатной платы, что достаточно сложно осуществить на практике вследствие неопределенности этих задержек. Поэтому общим недостатком рассмотренных методов синхронизации многоканальных АЦП

терфейса цифровых данных в многоканальном АЦП было бы разделение частоты выборки MCLK и частоты передачи данных ODR. Такая технология уже освоена компанией Analog Devices и состоит в асинхронном преобразовании частоты выборки (дискретизации), что позволяет исключить зависимость частоты передачи данных от частоты выборки. Асинхронное преобразование частоты дискретизации (Asynchronous Sample Rate Conversion – ASRC) выполняет повторную выборку fsin в цифровой области и сопоставляет эти частоты с любой требуемой частотой передачи данных. Технологию ASRC можно рассматривать как цифровой фильтр, обеспечивающий любое нецелочисленное прореживание выходного потока данных многоканального АЦП. Для оптимизации производительности и потребляемой мощности целесообразно, чтобы сначала выполнялось дробное прореживание, а затем децимация, как показано на рис. 15. Блок ASRC в составе АЦП сначала передискретизирует поток данных на выходе ядра преобразователя, а затем прореживает цифровой поток данных согласно выражению fsin/(N×fodr). Частота формирования данных на выходе блока ASRC, рис. 15, в N раз больше требуемой частоты fodr. Поэтому фильтр-дециматор выполняет дополнительное прореживание потока данных в N раз. Отметим, что вместо исходной частоты выборки для реализации технологи ASRC может быть использован внешний источник тактовых сигналов.

Таким образом, технология ASRC позволяет устанавливать частоту выдачи данных fodr с целым или дробным отношением относительно частоты выборки. В результате этого требования к частоте fodr и соответственно к частоте синхронизации обеспечиваются только цифровым интерфейсом и не зависят от частоты выборки входного сигнала АЦП. Преимущество технологии ASRC заключается в упрощении проектирования интерфейса цифровых данных. При этом частота выборки fsin в этом случае может быть выбрана, исходя из требований к характеристикам АЦП (включая требования к джиттеру импульсов этой частоты), в то время как частота выдачи данных fodr может быть синтезирована на основе требований к интерфейсу цифровых данных. Поскольку технология ASRC дает возможность разделить тактовые частоты fsin и fodr, это дает определенную свободу выбора режима работы цифрового интерфейса. АЦП с внутренним блоком ASRC может быть настроен на удовлетворение требований к его параметрам, а цифровой интерфейс независимо от архитектуры ядра АЦП может быть настроен на удовлетворение требований внешнего приемника данных. Таким образом, технология ASRC упрощает требования к синхронизации многоканального АЦП. Теперь, вместо одного тактового генератора (как показано на рис. 16,а) генераторы сигнала выборки могут быть использованы в каждом канале, как показано на рис. 16,б. Сигнал с частотой выдачи кода может поддерживаться независимым генератором. Поскольку системный тактовый генератор (system clock) необходим лишь для стробирования цифровых данных, к джиттеру сигналов этого генератора не предъявляются столь же жесткие требования, как к джиттеру сигналов выборки. В этом случае снижаются требования к средствам изоляции этих сигналов. Использование технологи асинхронной синхронизации (ASRC) в сигма-дельта АЦП со следящей архитектурой (АЦП CTSD). Ядро АЦП со следящей архитектурой (CTSD) работает в режиме передискретизации. Ограничения АЦП с CTSD-архитектурой состоят в том, что частота выборки в нем не масштабируется в отличие от АЦП с DTSDархитектурой или поразрядного АЦП. Если в АЦП с CTSD-архитектурой использовать один из традиционных методов синхронизации, то частота fodr всегда будет функцией фиксированной частоты выборки, что ограничивает возможности такого преобразователя. Кроме того, в АЦП CTSD сигналы вы-

ности ±100 ppm среднеквадратичное значение джиттера сигналов частоты выборки в АЦП CTSD не должно превышать 10 пс, что достаточно сложно обеспечить на практике. Технология ASRC с разделением частоты выборки и частоты выдачи данных хорошо адаптируется к CTSD-архитектуре АЦП. Источник сигналов выборки MCLK может быть локальным и находиться в непосредственной близости к ИМС АЦП, чтобы исключить распространение тактовых импульсов по длинным дорожкам на печатной плате и, как следствие, увеличить джиттер сигналов выборки. Таким образом, объединение технологии ASRC с CTSD-архитектурой АЦП приводит к появлению инновационного устройства, сочетающего преимущества архитектуры преобразователя с оптимизацией процесса передачи цифровых данных в устройство обработки. ВЫВОДЫ

Асинхронная технология управления работой АЦП ASRC дает возможность формировать независимо частоту выборки входного сигнала и частоту передачи выходных данных во внешнее устройство. Это позволяет снизить требования к изоляторам в цепях синхронизации таких АЦП и адаптировать цифровые интерфейсы к требованиям внешних устройств. В общем случае технология ASRC может бать использована в АЦП любой структуры, при этом использование данной технологи в АЦП с CTSD-архитектурой упрощает проектирование сигнальных цепей как на входе, так и на выходе преобразователя, в том числе в многоканальных системах сбора и обработки данных.

В статье представлен пошаговый алгоритм анализа шумовых характеристик высокоскоростной широкополосной сигнальной цепи системы сбора и обработки данных. Р. Делани, П. Делизия

Аbstract –

STEP-BY-STEP NOISE ANALYSIS GUIDE FOR YOUR SIGNAL CHAIN

This article presents the steps needed to carry out a theoretical analysis on the noise performance for a high speed wide bandwidth signal chain of data acquisition system.

B.

В настоящей статье для пошагового анализа шумовых характеристик выбрана конкретная сигнальная цепь системы сбора и обработки данных, однако рассмотренная последовательность шагов может быть использована для сигнальных цепей разного назначения. Предложено пять основных пошаговых этапов: необходимые допущения, построение упрощенной схемысигнальной цепи, расчет эквивалентной ширины полосы шума для каждого из узлов сигнальной цепи и расчет вклада шума каждого узла в суммарный шум всей сигнальной цепи.Анализ показал, как теоретическую модель можно использовать для описания шума каждого узла сигнальной цепи. Понимание того, как каждый узел влияет на общий или суммарный шум сигнальной цепи, позволяет оптимизировать схемотехническое решение этой цепи, включая выбор оптимальных по шумовым параметрам компонентов. При разработке сигнальной цепи разного назначения необходимо предварительно выполнить анализ шума, чтобы определить, будет ли спроектированная схема сигнальной цепи отвечать требованиям допустимого уровня шумов, чтобы исключить возможные искажения измеряемого информативного сигнала. Тщательный анализ шума может сэкономить время и средства в процессе производства информационно-измерительных других систем. В статье рассмотрены основные шаги, необходимые для проведения анализа шума в узлах сигнальной цепи. В качестве примера использована сигнальная цепь для измерения тока и напряжения с оптимизацией мощности потребления.Типоваясигнальная цепь представлена на сайте компании Analog Devices на странице Precision Wide Bandwidth Signal Chains, фрагмент которой показан на рис. 1.

Black

Анализ шумов включает пять следующих шагов:

1. Принятие допущений. 2. Построение упрощенной схемы сигнальной цепи. 3. Расчет эквивалентной ширины полосы шума для каждого из узлов сигнальной цепи.

4. Расчет шума на выходе сигнальной цепи от каждого узла.

5. Суммирование вкладов в общий шум каждого узла сигнальной цепи.

1. Принятые допущения Для анализа шума в сигнальной цепи приняты следующие допущения, которые относятся к каждому узлу: Узел защиты: предполагается, что узел защиты практически не увеличивает шум в сигнальной цепи. Шум этого узла может быть вызван сопротивлением замкнутого ключа. В анализируемой сигнальной цепи используется ключ типа ADG5421F, который имеет сопротивление в замкнутом состоянии 11 Ом и генерирует

* DelaneyR., Delizia P. Step-by-Step Noise Analysis Guide for Your Signal Chain. AnalogDialogue, V. 55, № 4, December, 2021. www.analog.com. Сокращенный перевод с английского и комментарии В. Романова.

ку это значение в 18 раз меньше самой низкой спектральной плотности шума для узла усиления в сигнальной цепи, этим шумом можно пренебречь при дальнейшем анализе. Если применяются дополнительные меры защиты сигнальной цепи (например, TVS-диоды и т. п.), то их шумы при анализе общего шума сигнальной цепи необходимо учитывать. Узел фильтрации сигналов: предполагается, что узел фильтрации сигналов имеет только один полюс. Это означает, чтополоса пропускания сигнальной цепи400 кГц при частоте дискретизации 15 МГц может быть обеспечена однополюсным фильтром. Узел опорного источника: предполагается, что шум опорного источника незначителен, так как выбранный для анализа источник опорного напряжения имеет уровень шума не более 0.25 ррм.

Изолирующий узел: шум изолирующего узла при анализе общего шума не учитывался.

АЦП: для АЦП учитывается тепловой шум и дополнительные источники шума. Отметим, что выбранная для анализа полоса пропускания 400 кГц АЦПнамного ниже частоты дискретизации 15 МГц.

2. Построение упрощенной схемы сигнальной цепи

С учетом приведенной на рис. 1 типовой схемы сигнальной цепидля анализа шумовых параметров предлагается упрощенная схема такой цепи, представленная на рис. 2. Схема на рис. 2 включает усилитель, фильтр, драйвер АЦП, RC-фильтр на входе АЦП и АЦП. Отметим, что параметры шума узла усиления можно получить из технической документации на конкретный усилитель. Пассивный фильтр встроен в драйвер АЦП. Он снижает мощность сигнала на выходе, которая является одним из основных параметров анализируемой цепи, поэтому значения сопротивлений Rfilter, RG и RF необходимо тщательно выбирать, чтобы обеспечить общий коэффициент усиления сигнала, равный 1, как при последующем ана-

лизе показано в схеме на рис. 4. Значение сопротивления RG влияет на полосу пропускания сигнального фильтра следующим образом

где BWsf – полоса пропускания сигнального фильтра, Параметры необходимых компонентов для RCфильтра можно выбрать с помощью Precision ADC Driver Tool или в технической документации на АЦП.

3-4. Расчет эквивалентной ширины полосы шума (Equivalent Noise Bandwidth –ENB) для каждого узла сигнальной цепи и вычисление вносимой доли шума на выходе сигнальной цепи для каждого из узлов В этих разделах выполнен расчет эквивалентной ширины полосы шума и шумовой вклад каждого узла. Используемые математические выражения: • спектральная плотность шума резистора. Эквивалентная полоса пропускания шума ENB для узлов сигнальной цепи рассчитывается следующим образом: • для однополюсной системы • для двухполюсной системы*.

* Примечание: это выражение применимо только для RC-фильтра на входе АЦП. Для систем с двумя или более полюсами коэффициент ширины полосы шума при расчете ENB может быть выбран из табл. 1 с учетом, что π/2=1.57. Приведенный ниже анализ применяется для пассивного фильтра, как показанов схеме на рис. 3. При этом предполагается, что усилитель-драйвер АЦП не усиливает сигнал, т.е. Rf = Rg = Rd/2, поскольку усиление сигнала происходит только в узле усиления. Рис. 2. Упрощенная схема сигнальной цепи

1. Узел усиления

Шум, создаваемый узлом усиления (Ng), ослабляется фильтром, который имеет более узкую полосу пропускания, чем RC-фильтр на входе АЦП, т.е.

где NSD – спектральная плотность шума на выходе усилителя с программируемым коэффициентом усиления, PGAg – коэффициент усиления программируемого усилителя Again. Отметим, что уровень NSD учитывает все источники шума узла усиления, указанные в технической документации на выбранный усилитель.

2. Узел фильтрации

Узел фильтрации представляет собой сглаживающий фильтр, который должен быть спроектирован таким образом, чтобы поддерживать коэффициент усиления, равный 1, в последующем узле усилителя-драйвера (дифференциальном усилителе, рис. 3). Для этого входной резистор усилителядрайвера, как следует из приведенного ниже выражения, разделен на два равных резистора – один используется в пассивном фильтре, а другой – на входе усилителя.

Шум, генерируемый резисторами фильтра (Rf), ослабляется самим сигнальным фильтром в соответствии с выражением

* Примечание: выделенный красным коэффициент 2 учитывает разделение сопротивления входного резистора на два. Отметим, что сигнальный фильтр имеет более узкую полосу пропускания, чем RC-фильтр на входе АЦП.

3. Резисторы в прямой и обратной цепях драйвера АЦП

Шум, генерируемый резисторами драйвера АЦП Rd и Rd/2 (рис. 3), ослабляется комбинированным фильтром, который включен на входе АЦП. Это фильтр второго порядка, состоящий из RC-фильтра на входе АЦП и RC-фильтра, образованного схемой выборки и хранения в составе АЦП. где Ndr– шум, генерируемый резисторами драйвера АЦП Rd и Rd/2.

* Примечание: выделенный красным коэффициент 2 соответствует дифференциальной схеме включения,коэффициент 4 – учитывает усиление шума.

где Ndfr – шум резисторов обратной связи усилителя драйвера. Примечание: выделенный красным коэффициент 2 соответствует дифференциальной схеме включения фильтра Обобщенное выражение для уровня шума фильтра второго порядка имеет вид

где Ndar – шум резисторов усилителя драйвера.

4. Узел усилителя-драйвера АЦП

Шум усилителя-драйвера фильтруется входным RC-фильтром АЦП и RC-фильтром схемы выборки и хранения, которые образуют фильтр второго порядка.

где Ndar – шум усилителя драйвера. Примечание: коэффициент 9 относится к коэффициенту усиления шума, т.е.

5. Узел RC-фильтра на входе АЦП

Шум, генерируемый резисторами фильтра на входе АЦП, ослабляется комбинированным фильтром второго порядка, состоящим из RC-фильтра на входе АЦП и RC-фильтра схемы выборки и хранения

где NADCf – шум, генерируемый резисторами фильтра на входе АЦП.

6. Узел АЦП

Шум, генерируемый АЦП (рис. 2), добавляется к

шуму других узлов сигнальной цепи и может быть получен из технической документации на выбранный преобразователь

где FS – полная шкала (максимальный диапазон входного сигнала АЦП), SNR – отношение сигнал/шум выбирается из технической документации на АЦП. Вычисление суммарного шума и спектральной плотности шума сигнальной цепи Суммарный шум сигнальной цепи, приведенной на рис. 2, вычисляется из следующего выражения

Спектральная плотность шума вычисляется из следующего выражения с учетом частоты выборки АЦП

где fADC – частота сигнала выборки АЦП. Ключевые моменты, на которые следует обратить внимание при анализе шумовых параметров сигнальной цепи • спектральную плотность шума (NSD) разных узлов можно суммировать, если она измеренав од-

ной и той же полосе пропускания • выбор сопротивлений резисторов сигнального фильтра зависит от следующих требований: от допустимой величины суммарного шума, от максимально допустимой мощности потребления и от заданной полосы пропускания сигнальной цепи.

Выражения для дальнейшего анализа шума, полосы пропускания и мощности потребления Шум, приведенный к входу Спектральная плотность шума, приведенного к входу

На рис. 1. приведен пример реализации сигнальной цепи на основе выбранных ИМС. Отметим, что расчеты в табл. 3 выполнены с учетом следующих параметров резисторов отдельных

узлов сигнальной цепи

Следуя рассмотренной пошаговой последовательности, можно проанализировать и рассчитать шумовые характеристики разработанной сигнальной цепи. Данный анализ содержит необходимую информацию о вкладе различных компонентов и узлов в суммарный шум сигнальной цепи и о возможных путях минимизации этого шума (например, изменением параметров резисторов, заменой отдельных компонентов цепи или изменением полосы пропускания узлов фильтрации). Представляет интерес рассмотреть предложенную методику на примере сигнальной цепи с активным фильтром (рис. 4). Для выбранного активного фильтра в приведенные ранее расчеты необходимо внести следующие изменения для сигнального фильтра

Рис. 4. Схема сигнальной цепи с активным фильтром

Примечание: коэффициент 2 выбран для дифференциальной схемы активного фильтра, сопротивление Rf выбрано для коэффициента усиления, равного 1.

При использовании активного фильтра возникает дополнительный шум усилителя фильтра, который может быть выражен следующим образом

Для резисторов драйвера АЦП выражение для шума имеет следующий вид

Коэффициент 2 указывает на дифференциальную схему усилителя-драйвера. Коэффициент усиления усилителя-драйвера равен 1. Шум сопротивления обратной связи усилителядрайвера равен

Коэффициент 2 указывает на дифференциальную схему усилителя-драйвера. Суммарный шум резисторов усилителя-драйвера равен

Шум усилителя-драйвера в сигнальной цепи с активным фильтром может быть представлен следующими выражениями

фильтра.

ВЫВОДЫ

В статье приведен пошаговый анализ и расчет уровня шумов отдельных компонентов и узлов сигнальной цепи, позволяющий оптимизировать выбор и разработку компонентов этой цепи с учетом мощности потребления. Использование данного анализа шумовых параметров сигнальных цепей позволит сэкономить время на проектирование и снизить затраты на производство систем сбора и обработки данных различного назначения. ЛИТЕРАТУРА

1. R. Delaney, P. Delizia Step-by-Step Noise Analysis Guide for Your Signal Chain /https://www.analog.com/media/en/analog-dialogue/volume-55/number-4/step-by-step-noiseanalysis-guide-for-your-signal-chain.pdf

2. В. Макаренко ADI Precision Studio від компанії Analog Devices, частина 3 / Chip NEWS Україна, 2021, №10, с. 17-25.

Новые технологии в автомобильной промышленности направлены на обеспечение безопасного дорожного движения и повышения уровня комфорта в управлении автомобилем. Ключевое место в этой технологии занимают автомобильные камеры. К 2024 году ожидается, что в одном транспортном средстве будет использовано в среднем до четырех камер. Важной проблемой при этом является то, как установить дополнительные камеры без увеличения затрат на транспортное средство. В статье рассмотрены разные интерфейсы автомобильных камер с точки зрения их стоимости и производительности. Предлагается оптимальное решение, обеспечивающее высокое качество изображения при достаточно простом подключении дополнительных камер. П. Слаттери

Использование камеры в автомобиле приводит к увеличению стоимости ее приложений, но при этом в автомобиле обеспечиваются новые функции безопасности и комфорта. Согласно последним исследованиям рынка к 2024 году каждый автомобиль будет иметь в среднем четыре камеры, поскольку рынок достаточно быстро реагирует на требования потребителей. Новые приложения, такие как монитор кругового обзора (Surround View Monitor – SVM), система видеомониторинга DSM, которая контролирует состояние водителя за рулем (DSM камера направлена на водителя и реагирует на курение, разговор по телефону, сон и т.п.), а также камера записи дорожной ситуации на диск составляют основу новой технологии.

SVM и камеры заднего обзора повышают безопасность парковки. Камеры DSM, как уже отмечалось, используются для наблюдения за состоянием водителя, движениями его глаз для того, чтобы предотвратить отвлечение внимания водителя от управления транспортным средством. Камеры для записи дорожной ситуации на диск используются для фиксации происшествий в процессе управле-

Аbstract –

CAR CAMERA BUS (C2B) – COST-EFFICIENT CAMERA CONNECTIVITY

Technology is transforming the automotive industry to create a safer, more comfortable driving experience. Automotive camera connectivity is a key enabling technology with an average of four cameras expected per v ehicle by 2024. A significant challenge for the industry is how to include extra cameras without adding further cost to the vehicle. This article investigates different automotive camera interfaces in terms of cost and performance. It proposes an optimized solution that delivers excellent video performance while enabling a low cost cable harness.

P. Slattery

ния автомобилем. Камеры DSM и запись происшествий предусмотрены правилами ООН или ALKS (ALKS – Правила ООН, касающиеся автоматизированной системы удержания в пределах полосы движения), которые вступили в силу в январе 2021 года. Более 60 стран приняли эти правила. Установка камеры DSM является обязательным требованием системы рейтингового сопровождения вождения Euro NCAP 2020.

Исходя из вышеизложенного, задача автомобильной промышленности состоит в том, как обеспечить требуемую производительность перечисленных камер без значительного повышения стоимости автомобиля. Система камер SVM обеспечивает круговой обзор автомобиля снаружи на 360° при его парковке. Эта система помогают снизить риск аварий на низкой скорости, особенно на переходах, где передвигаются пешеходы с плохим зрением. Ожидается, что до 70% автомобилей будут иметь камеры SVM в странах Азии, где улицы перегружены, а ограниченное количество парковочных мест делает парковку достаточно сложным процессом. Камера

* Slattery P. Car Camera Bus (C2B) – Cost-Efficient Camera Connectivity. www.analog.com/NechnicalArticle. Сокращенный перевод с английского и комментарии В. Романова.

SVM – отличный пример приложения, которое помогает сохранить жизнь людей в аварийных ситуациях. Каждая система SVM использует четыре камеры для обеспечения панорамного обзора. В этих камерах, как правило, используются коаксиальные кабели, которые отличаются высокой стоимостью и большим весом, их трудно прокладывать в небольших автомобилях.

Для SVM камер, использующих жгуты коаксиальных кабелей, требуются дорогие коаксиальные разъемы, что приводит к дополнительным затратам. Перед автомобильной промышленностью стоит задача выбора видеоинтерфейса, обеспечивающего оптимальные затраты без потери качества обзора. Камеры стандартной четкости (SD) уже много лет используются в большинстве автомобилей. Они имеют недорогие кабельные соединения для минимизации системных затрат на один модуль SVM. Однако системы SD камер работают при токах до 100 мА, в то время как сегодня в большинстве автомобилей для обеспечения высокой производительности видеонаблюдения используются токи не менее 200 мА. По мере увеличения размеров монитора в салоне автомобиля визуальные характеристики SD камер существенно ухудшаются. SD-видео (720×480) требует масштабирования для согласования с мониторами, разрешение которого не менее 1920×720.

Для сопряжения такого монитора с SD камерой необходимо масштабирование, включающее в себя интерполяцию, которая может привести к появлению множества визуальных артефактов, например,

большую нелинейности на диагональных линиях. Большинство пользователей привыкло к качеству HD камеры в своих смартфонах, и качество SD камеры их просто не устраивает. Применение каналов связи типа LVDS обеспечивает высокую производительность в автомобильных HD камерах. Они идеально подходят для высокопроизводительных фронтальных камер с разрешением от 4 до 8 мегапикселей. Фронтальным автомобильным камерам требуется самое высокое разрешение для поддержки адаптивного круиз-контроля, обнаружения объектов, распознавания дорожных знаков и предотвращения столкновений. LVDS каналы используют широкую полосу пропускания и требуют применения экранированных кабелей для обеспечения электромагнитной совместимости. В каналах LVDS обычно используются коаксиальные и миникоаксиальные кабели. Степень изгиба этих кабелей и слабая устойчивость к многократным изгибам затрудняют прокладку кабелей через дверные петли для установки камер на зеркалах, на потолке автомобиля или на спинке передних сидений, например, для проведения видеоконференцсвязи. Стоимость коаксиальных разъемов делает подключение камеры высокой четкости непомерно дорогим для автомобилей начального и среднего ценового сегмента. Новая технология C2B (Car Camera Bus ™) специально разработана для решения перечисленных проблем и представляет собой технологию соединения автомобильных HD камер с помощью высокопроизводительных интерфейсов типа LVDS (рис. 1). Эта технология обеспечивает высокую произво-

Рис. 1. Камеры и разъемы для технологии C2B

дительность HD камер с использованием недорогого кабельного соединения типа UTP (витая пара) без необходимости применения дорогих коаксиальных разъемов. Кроме того, данная технология позволяет легко заменить SD камеры камерами высокой четкости. Специальное кодирование видеоизображения и внутренняя фильтрация гарантируют требуемые параметры электромагнитной совместимости при работе с токами не менее 200 мА. Высокоскоростной обратный канал по витой паре позволяет дистанционно управлять камерой C2B. Он позволяет оптимизировать характеристики камеры в зависимости от условий освещения. Более низкая стоимость системы C2B обеспечивает разрешение камеры HD в автомобилях начального и среднего класса. В табл. 1 приведено сравнение автомобильных камер, выполненных по разным технологиям.

ВЫВОДЫ

Новая технология C2B обеспечивает лучшие характеристики HD камеры при приемлемой стоимости автомобильной системы видеонаблюдения для массового рынка. Эта технология поддерживает установку системы камер для автомобилей любого класса, повышая безопасность дорожного движения в целом. Дополнительную информацию о технологии C2B можно найти на сайте компании Analog Devices www.analog.com/C2B.

Сегодня перебои с подачей электроэнергии попрежнему обходятся предприятиям в миллионы долларов из-за остановки промышленного энергооборудования. Кроме того, оборудование электросетей в ряде регионов существенно изношено, при этом сильные ураганы в ряде стран становятся все более распространенным явлением, поэтому коммунальные компании направпяют все больше усилий и средств на снижение риска перебоев в подаче электроэнергии. Это, прежде всего, модернизация распределительных сетей и увеличение количества дополнительных ремонтных бригад. Но, к сожалению, во многих частях света становится все труднее найти квалифицированную рабочую силу и заполнить вакансии в линейных бригадах. Столкнувшись с перспективой длительных перебоев в обслуживании электросетей, коммунальные компании стремятся применять более эффективные технические решениия.

Аbstract –

In

S. Banerjee

чиков, которая позволяет снизить стоимость системы обнаружения обрывов и других неисправностей в сети, и развертывать ее на большем количестве узлов электросети. Эта технология отличается высокой степенью интеграции, помогает обеспечить большую точность локализации неисправностей сети, снизить потребление и уменьшить время обслуживания сети в целом. Одним из наиболее распространенных вариантов использования новых линейных датчиков является система мониторинга состояния узлов, из вестная как индикатор неисправностей. Такая система обнаруживает и отправляет оператору сообщения при возникновении нарушений в работе электросети для того, чтобы линейные бригады могли обслуживать неисправное оборудование с минимальной задержкой. На схеме (рис. 1) показаны индикаторы неисправностей, используемые на линиях распределения электроэнергии. Отметим, что в описаниях одной и той же системы часто используются разные термины для индикаторов неисправности, включая «линейный монитор», «монитор неисправностей» или «индикатор неисправной цепи». В этой статье используется обобщенный термин «индикатор неисправностей» для системы и линейный датчик, которая служит для определения физического состояния линий электропередачи. В подземных линиях

тор

заключается

перевод с английского

лить неисправный подземный участок кабеля или оборудования, не прибегая к длительному отключению отдельных участков подземной электросети. Отметим, что подземные коммуникации могут включать трансформаторы, распределительные устройства, шкафы, распределительные коробки и другое энергооборудование, что усложняет поиск неисправностей стандартными средствами. На рис. 2 приведена схема установки линейных датчиков в составе индикаторов неисправностей. При использовании наземных работ мониторы в индикаторах неисправностей быстро информируют линейную бригаду о проблемном участке линии. Такие системы могут включать отводы без предохранителей, длинные фидеры с промежуточными устройствами повторного включения, распределительные устройства секционирования, фидеры и другие устройства.

Две основные проблемы, связанные с применением стандартных индикаторов неисправностей, заключаются в том, что они имеют высокую стоимость, а это ограничивает их применение, и, кроме того, они требуют периодического обслуживания для поддержания надежного функционирования. Совокупная стоимость индикаторов неисправностей и затрат на их периодическое обслуживание –это две основные причины, по которым коммунальные компании с ограниченными ресурсами не могут

развернуть необходимое количество индикаторов неисправностей в своих электросетях. Компания Analog Devices постаралась решить перечисленные проблемы за счет разработки новых линейных датчиков для индикаторов неисправностей (рис. 3), которые отличаются меньшим потреблением и большим интервалом обслуживания. Несмотря на то, что основные функции линейного датчика в индикаторе неисправностей достаточно просты, конструкция индикатора неисправностей достаточно сложна, особенно комплексная схема источника питания такого датчика. В индикаторе предусмотрены не только независимые источники питания: линия электропередачи, аккумуляторная или накопительный суперконденсатор, но и в случае необходимости солнечная батарея. Кроме того, разработан специальный алгоритм управления, который обеспечивает необходимое потребление индикатора неисправностей в условиях изменяющейся нагрузки. Использование нескольких разнотипных источников питания повышает его надежность, обеспечивает ускоренный запуск и более низкое энергопотребление индикатора неисправностей в целом. За счет улучшенного управления питанием индикаторы неисправностей не нуждаются в частом обслуживании, т.к. линейные бригады могут реже менять батареи и реже выполнять проверку работоспособности системы мониторинга неисправностей в целом. В новых индикаторах неисправностей предусмотрены более полный сбор данных и более надежная беспроводная связь для повышения скорости обнаружения неисправностей благодаря использованию высокоскоростных прецизионных преобразователей для сбора информации о состоянии линий электропередачи. Применение беспроводной системы связи типа GSM увеличивает скорость доступа к индикаторам неисправностей, что

больше времени на их устранение. На рис. 4 приведена схема передачи данных о состоянии подземных линий электропередачи.

сбоев и отказов в линиях электропередачи, полученных с помощью новых линейных датчиков компании Analog Devices, позволяет более эффективно готовить линейные бригады для ремонта сложного энергетического оборудования, включая сети электропередачи. ВЫВОДЫ Потребители электроэнергии продолжают сталкиваться с длительными перебоями в ее подаче изза того, что трудно быстро локализовать и устранить

Новые линейные датчики, собирая в узле более детализированные данные о состоянии линии электропередачи, позволяют линейным бригадам быстрее и с большей точностью выявлять отключения и реагировать на них. Кроме того, анализ типовых

как следствие, снизить время аварийных отключений электроэнергии как на промышленных,

A NEW ERA IN SPACE PRODUCTS: RADIATION TOLERANT COMMERCIAL SPACE PRODUCTS

П

оследние разработки, особенно в области микроэлектроники, сделали бизнес в космосе еще более доступным для широкого круга компаний. В статье рассмотрены перспективы развития рынка космических изделий.

Г. Алонсо, Т. Фьюри

Последние разработки в области микроэлектроники сделали бизнес в космосе еще более доступным для широкого круга компаний. Рынок, ранее состоявший исключительно из крупных оборонных подрядчиков и государственных компаний, расширяется под действием коммерческих фирм, осваивающих выпуск продукции для космической отрасли. Это стимулирует новые разработки в области космической продукции, которые, по мнению авторов, окажут огромное влияние как на размеры, так и характеристики космической аппаратуры будущего. В последнее время перспективные коммерческие компании сообщают о значительных инвестициях в космические технологии. Стоимость запуска космических аппаратов упала на сегодня до самого низкого уровня за всю историю освоения космоса, поскольку компании разрабатывают новые подходы к ракетам-носителям. Инвестиции в размере до 1 миллиарда долларов идут на запуск и развертывание множества спутников на низкой околоземной орбите для поддержки телекоммуникаций во всем мире. Другие подходы к расширению возможностей подключения к глобальной сети Интернет включают разработку беспилотных летательных аппаратов для околоземной орбиты. Эти подходы требуют большего количества электронных компонентов и новых спутниковых платформ, например, на основе технологии бескорпускных микросхем и микромодулей в пластиковых корпусах для космических полетов (flying plastic encapsulated modules – PEMs) для достижения поставленных целей (рис. 1).

Аbstract –

Recent developments, especially in the microelectronics, have made business in space even more accessible to a wide range of companies. The article discusses the prospects for the development of the market for space products.

S. Xie, D. Guo

Все это говорит о том, что спрос на инновации в космической отрасли как никогда высок. Компания Analog Devices имеет долгую историю работы для космической отрасли, обеспечивая высочайшее качество своих изделий, надежность и устойчивость к разрушающему воздействию космической радиации. Традиционная линейка микросхем для космоса этой компании хорошо известна производителям

AlonsoG., Fure T. A New Era in Space Products: Radiation Tolerant Commercial Space Products. www.analog.com. Сокращенный перевод с английского и комментарии В. Романова.

шающее значение для продвижения космической микроэлектроники к успешному решению поставленных задач. Специалисты из космической отрасли долгое время сопротивлялись использованию PEMs технологий из-за имеющихся рисков, включая достоверность результатов радиационных испытаний. Это объяснялось тем, что проведение тестирования ИМС для космоса является дорогостоящим и трудоемким процессом, сопряжено с риском отказа всей партии ИМС, необходимостью усиления экранирования или применения других методов повышения радиационной стойкости, которые могут привести к увеличению стоимости и веса изделия в целом. Компания Analog Devices освоила PEMs технологию и уже сейчас может гарантировать значительное снижение рисков при применении изделий ее разработки в космосе. Компания в настоящее время представила новую линейку коммерческих кос мических ИМС и изделий на их основе. Эта линейка накрывает три направления, ориентированные на разные требования в зависимости от количества спутников, которые готовятся к запуску. Самое простое направление ориентировано на чисто коммерческие запуски низколетящих спутников. Следующее направление предполагает дополнительные радиационные испытания, скрининг и аттестацию партии электронных компонентов. Это направление, по мнению компании, удовлетворит потребности большинства заказчиков коммерческой космической техники. На рис. 2 приведена диаграмма жизненного цикла космических изделий компании Analog Devices. Самое сложное и дорогостоящее направление сочетает в себе улучшенное качество и надежность испытаний, включая жесткие характеристики создаваемого ионизирующего излучения и гарантии производителя. Это направление будет включать числовые параметры ионизирующего излучения TID и эффектов единичного функционального отказа SEFI. Несмотря на высокую стоимость микроэлектронных компонентов такого уровня, даже в этом случае преимущества их в производительности и уменьшении размера, веса и мощности по сравнению с существующими на рынке изделиями, используемыми в космосе, оправдают затраты и позволят будущим космическим кораблям обеспечить более высокие характеристики при более низкой общей стоимости. № 1, январь-март 2022 В ПОМОЩЬ РАЗРАБОТЧИКУ ЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ

Рис. 2. Диаграмма жизненного цикла космических изделий компании Analog Devices

ВЫВОДЫ

трудничество в создании и применении высоконадежных и эффективных электронных компонентов для новых разработок. Информацию об электронных компонентах компании Analog Devices, предназначенных для применения в космосе, можно получить у официального представителя компании в Украине – фирме VD MAIS.

изложена точка зрения на эту проблему автора статьи Н. О’Бирн – представителя компании Analog Devices по робототехнике. Н. О’Бирн

Кобот – это коллаборативный робот (рис. 1) или автоматическое устройство, которое предназначено для работы совместно с человеком для создания или производства различных продуктов. Как и стандартные промышленные роботы, коботы состоят из манипуляторов и программируемых устройств управления, которые формируют управляющие воздействия для исполнительных органов. Коллаборативные роботы (коботы) применяются на производстве для решения задач, которые невозможно полностью автоматизировать.

HIGH PERFORMANCE INERTIAL SENSING SOLUTIONS ENABLE AUTONOMOUS MACHINE APPLICATIONS

Аbstract –

Automation technology can make work less dangerous, strenuous, and tedious – but it calls for sensitive implementation and a commitment to reskilling. This article will share insights from Nicola O’Byrne, ADI’s global ambassador for robotics.

N. O’Byrne

последнее время роботы получили широкое распространение главным образом на фабриках, но, наряду с этим, и в научных лабораториях, на складах и в логистических центрах, и даже в таких

традиционно трудоемких областях, как сельское хозяйство, включая садоводство. В марте 2020 года в связи с началом пандемии SARS-CoV-2 эта тенденция получила новый импульс. Пандемия коронавируса обусловила необходимость соблюдения дистанции на рабочих местах, увеличила объем транзакций в электронной коммерции и спрос на дистанционные услуги по выполнению заказов. Созданные до пандемии глобальные сети поставок были во многом разрушены, и именно стремительное развитие робототехники в этот период стало ответной реакцией на кризисные явления, вызванные коронавирусом. Инновации в технологии робототехнических систем ускорили их внедрение в производство. По мере того, как технические проблемы, связанные с внедрением робототехники, оперативно находили свое решение, центр внимания в производственных процессах начал смещаться в сторону обслуживающего персонала. Роботы позволяют существенно изменить схему размещения персонала в условиях пандемии, изменить требования к навыкам и обучению операторов сложного оборудования, и эти изменения заслуживают пристального внимания со стороны не только частных корпораций, но и государственных органов. Чтобы помочь промышленности справиться с этими изменениями, компания Analog Devices назначила Николу О’Бирн своим главным представителем по робототехнике. (Н. О’Бирн — инженер с

* O’Byrne N. Collaboration in the Workplace: How a New Generation of Cobots Is Improving the Nature of Manual Work. www.analog.com/TechnicalArtical. Сокращенный перевод с английского и комментарии В. Романова.

многолетним опытом разработки компонентов и технологий для робототехнических систем, таких как двигатели, модули SLAM и средства обнаружения опасности). Как утверждает Н. О’Бирн, классические роботы значительно повышают производительность труда в промышленности. Их использование связано с развертыванием сложных и дорогих систем, включая установку, ввод в эксплуатацию и программирование, что занимает недели или даже месяцы. С тех пор как разразилась пандемия коронавируса, наблюдается растущий интерес к развертыванию новых типов роботов, в том числе коллаборативных роботов, еще известных под названием коботы. Отсутствие персонала из-за болезни или самоизоляции нарушает выполнение производственных задач, а необходимость соблюдения дистанции на рабочих местах означает, что работодатели за частую просто не могут разместить необходимое число сотрудников в производственном помещении. Коботы позволяют успешно решить эту проблему, т. к. обеспечивают гибкий подход к производственным операциям при массовом производстве продукции. Новая волна автоматизации не просто требует новых видов роботов и новых навыков опе раторов. Одним из сегодняшних направлений является разработка и развертывание коботов. Роль коботов состоит в том, чтобы избавить людей от рутинной и напряженной работы, связанной с большим количеством ручного труда. Коботы могут выполнять утомительные, трудоемкие или опасные для человека функции, такие как полировка, фрезерование, сверление или резка металла под руководством оператора. Исследования показали, что при работе с коботами повышается безопасность сотрудников в целом. Совместная работа кобота вместе с человеком-оператором означает, что потребляемая ими мощность может быть снижена, а занимаемое ими пространство может быть уменьшено по сравнению с тем, что требуется для обычного автономного робота.

Коботы, кроме того, способны анализировать события в рабочей зоне, чтобы, например, вовремя остановиться при обнаружении человека рядом с подвижным манипулятором. Производители коботов находят новые способы более быстрого и простого ввода их в эксплуатацию и программирования.

Во многих случаях операции для кобота можно запрограммировать с помощью консоли в виде

планшета. После чего оператор может выполнять программирование, размещая «руку» кобота в пространстве в соответствии с заданной последовательностью точек простым нажатием сенсорной кнопки на консоли для записи этой последовательности в его память. Меньшие по размеру и менее дорогие, чем автономные роботы, коботы, рис. 2, быстрее и проще в развертывании: таково перспективное направление в развитии робототехники. Взаимодействие кобота и человека может обеспечить увеличение производительности труда и повысить безопасность эксплуатации потенциально опасного оборудования, рис. 3. То, что мы привыкли понимать под ручным трудом, можно существенно усовершенствовать, устранив физическую нагрузку на работника, рутинность и опасность выполняемых им операций, а также снизить вероятность человеческой ошибки, освободив при этом персонал для выполнения более творческой работы.

низкооплачиваемым работникам. Однако внедрение роботов позволяет избавить людей от физически тяжелой и рутинной работы, но не должно лишать их рабочих мест. Люди должны делать то, на что коботы не способны, например, управлять технологическим процессом, использовать творческий подход для его усовершенствования или перепрограммирования. Эти функции должны быть возложены на человека, а не на машину. Следует добавить, что персонал на конкретном производстве лучше всего подходит для эксплуатации и управления коботом, т.к. он лучше других разбирается в технологическом процессе, знает, как интегрировать в него коботов. Как утверждает автор статьи, технологии лежат в основе успешного внедрения робототехники, но при этом необходимо не забывать о людях, которые участвуют в производственных про-

цессах вместе с коботами, для того, чтобы в полной мере воспользоваться преимуществами, которые может обеспечить внедрение нового поколения роботов. ВЫВОДЫ

Последней тенденцией в робототехнике является создание и внедрение нового поколения роботов, которые взаимодействуют с оператором при решении производственных, логистических и даже научных задач. Это так называемые коботы, которые позволяют избавить персонал от физически тяжелой и рутинной работы. В создании нового поколения роботов предусмотрено широкое использование компонентов компании Analog Devices.

приведена краткая информация о

систем светодиодного освещения с беспроводным управлением. Построить систему можно используя два типа компонентов – модули беспроводной связи и светодиодные драйверы семейства Freedom. Использование модуля ActiveAhead Node Sense позволяет объединить светильники в сеть и осуществлять управление с использованием технологии Bluetooth. В. Макаренко

Светодиодные драйверы компании Helvar предназначены для энергоэффективного, долговечного, высококачественного профессионального освещения. Они могут использоваться как в простых автономных системах освещения, так и в крупных системах управления зданием. В настоящее время компания Helvar производит разнообразные драйверы светодиодов, в том числе широкую номенклатуру LED-драйверов разной мощности, как с проводным, так и беспроводным управлением [1-5]. В статье рассматриваются беспроводные AC/DC-драйверы светодиодов семейства Helvar’s Freedom [2] и беспроводные модули управления, выпускаемые компанией. Helvar’s Freedom – совершенно новое семейство продуктов на основе светильников с беспроводным управлением. Семейство этих драйверов дает пользователям возможность выбрать одну из множества систем беспроводной связи. Модуль беспроводной связи Freedom Node Компания Helvar выпускает модуль беспроводной связи Freedom Node (рис. 1) для управления освещением [6], предназначенный для использования с драйверами Helvar Freedom и создания беспроводной системы управления освещением. Для управления освещением с применением беспроводного модуля управления необходимо использовать светильники с системой управления Casambi, выпускаемых компанией Helvar. Основные характеристики модуля: – напряжение питания 3…3.6 В – максимальная потребляемая мощность не бо-

HELVAR COMPONENTS FOR BUILDING WIRELESS LIGHTING SYSTEMS

The article provides brief information about the components of wireless LED lighting systems. You can build a system using two types of components - wireless modules and LED drivers of the Freedom family. Using the ActiveAhead Node Sense module allows you to network luminaires and control them using Bluetooth technology.

Аbstract –Рис. 1. Модуль беспроводной связи Freedom Node

V. Makarenko

лее 53 мВт – диапазон частот 2.402…2.480 ГГц – совместимость с беспроводной сетью Bluetooth LE / Mymesh / Wirepas – совместимость с системами управления ActiveAhead, Casambi, Mount Kelvin, Ensto Workspaces, Mymesh by Chess, Ingy – максимальное расстояние между узлами сети с беспроводным управлением не менее 30 м – всенаправленная антенна – диапазон рабочих температур -25...50 °C – диапазон

2). Рекомендуется устанавливать модуль беспроводной связи на краях светильников, там, где нет

металлических экранирующих поверхностей. При расположении модуля связи в середине светильника (рис. 3) необходимо располагать его снаружи светильника, если он выполнен в металлическом корпусе. Внутри металлического линейного светильника всегда должны быть отверстия более 2 см в диаметре, чтобы обеспечить возможность прохождения радиоволн.

Рис. 2. Монтаж модуля беспроводной связи Freedom Node в корпусе драйвера Рис. 3. Рекомендуемое расположение модуля беспроводной связи в светильнике с металлическим корпусом

Рис. 4. Модуль Sense (5634)

нике и отличную связь во всех направлениях с помощью Bluetooth® Mesh сети беспроводной связи. На рис. 5 показана зона покрытия датчика освещенности, а на рис. 6 – датчика движения.

Модуль ActiveAhead Node Sense (5634) Небольшой по размерам модуль Sense [7] объединяет процессор, модуль Bluetooth, датчики освещенности и пироэлектрический инфракрасный датчик движения, а также соединительный кабель в одном устройстве (рис. 4). Модуль обеспечивает подключение к светодиодным драйверам Freedom или к адаптерам Active Ahead DA для управления по радиоканалу. Использование Sense упрощает проектирование и сборку светильников, обеспечивая при этом высокое качество радиосигнала, исходящего от светильника. Узлы ActiveAhead образуют ячеистую сеть Bluetooth с низким энергопотреблением, через которую они обмениваются информацией, например, об обнаруженных изменениях в их окружении. Модуль Sense обеспечивает интеллектуальное решение для беспроводного управления освещением Helvar ActiveAhead®. Конструкция Node Sense позволяет несколько вариантов монтажа в светиль-

Рис. 5. Зона покрытия датчика освещенности

Рис. 6. Зона покрытия датчика движения

Наличие соединительного кабеля обеспечивает простоту и удобство сборки светильника. Дополнительный модуль не требуется, разъем кабеля просто подключается непосредственно к драйверам Freedom LED или адаптеру ActiveAhead DA. После установки настройка осуществляется с помощью мобильного приложения ActiveAhead. Модуль ActiveAhead Node Sense доступен в белом и темном цветах и поставляется с кабелями разной длины. Основные характеристики ActiveAhead Node Sense:

• потребляемая мощность 60 мВт (типовое значение)

• напряжение питания 3.3 В

• диапазон частот 2.4 ГГц

• технология связи Bluetooth Mesh

• антенна ненаправленная

• максимальное расстояние между узлами 15 м в свободном пространстве

• для обеспечения правильной работы ячеистая сеть должна состоять не менее чем из 10 узлов ActiveAhead

• степень защиты IP30

• диапазон рабочих температур 0…40 °C

• относительная влажность не более 85%

• диапазон освещенности 5…5000 лк

• электромагнитная совместимость соответствует EN 61547

• уровень электромагнитной эмиссии EN 55015

• безопасность в соответствии с EN 61347–2–11

• габаритные размеры модуля 43×17.4×19.2 мм

• корпус изготавливается из огнестойкого пластика двух цветов – белый (RAL 9003) и серый (RAL 7016)

• масса 22 г.

Рассмотрим характеристики некоторых драйверов светодиодов Helvar’s Freedom. Светодиодный драйвер LC25-FD-350-700 мощностью 25 Вт (рис. 7) Основные характеристики LC25-FD-350-700: • возможность

• диапазон диммирования 1…100 %

• высокий КПД, до 87%

• низкие пульсации тока

• возможность работы от сети постоянного тока • максимальная выходная мощность 25 Вт • выходной ток 350…700 мА (по умолчанию 350 мА) • диапазон входного напряжения 198…264 В (50/60 Гц)

• диапазон входного напряжения 176…280 В постоянного тока

• входной ток 0.13 – 0.14 A при полной нагрузке

• коэффициент гармоник <15 % при полной нагрузке

• мощность, потребляемая в режиме ожидания не более 0.5 Вт

• протестированная защита от перенапряжения 2 кВ (IEC 61000-4-5)

• протестированная быстрая защита от переходных процессов 2 кВ (IEC 61000-4-4)

• регулируемое выходное напряжение (максимальное значение 60 В)

• пульсации выходного тока <2% с частотой 100/120 Гц

• защита выхода SELV 60

• светильник класса I, II, III

• срок службы до 100 000 ч

• диапазон рабочих температур –25…50 °C

• при температуре 75 °C срок службы до 60 000 ч

• степень защиты IP20 • масса 117 г. На рис. 8 показана рабочая область драйвера. Зависимости

ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ

Рис. 8. Рабочая область драйвера LC25-FD-350-700 Рис. 9. Зависимость КПД драйвера LC25-FD-350-700 от мощности, отдаваемой в нагрузку

Рис. 10. Зависимость коэффициента мощности драйвера LC25-FD-350-700 от мощности, отдаваемой в нагрузку Рис. 11. Зависимость яркости свечения светодиодов от тока через них

Рис. 12. Схема соединения Freedom Node и драйвера светодиодов Freedom

ных ее значениях. Схема соединения Freedom Node и драйвера светодиодов Freedom приведена на рис. 12. № 1, январь-март 2022 www.ekis.kiev.ua

Резистор R (LED-Iset) предназначен для регулировки выходного тока драйвера. В табл. 1 приведены значения сопротивления резистора R для формирования заданного выходного тока.

гих драйверов серии Freedom, выпускаемых компанией Helvar. Драйверы с маркировкой LL выпускаются в линейных корпусах (рис. 13).

Таблица

3. Основные параметры драйверов серии Freedom

LC25-FD-350-70025Компакт350 – 700 LC35-FD-700-105035Компакт700 – 1050

LL10-42-FD-120-35042Линейный900 – 1400

LC50-FD-900-140050Компакт120 – 350

LL50SE-FD-100-140050Линейный100 – 1400

Особенности работы драйвера в некоторых режимах:

• при обнаружении отсутствия нагрузки драйвер переходит в режим ожидания.

• автоматическое восстановление включено в течение первых 10 минут, после переходит в режим ожидания и восстанавливается через сброс сети.

• при небольшом перенапряжении драйвер адаптивно снижает выходной ток, чтобы отрегулировать выходная мощность

• при значительной перегрузке драйвер переходит в режим ожидания.

• при недогрузке драйвер переходит в режим ожидания.

• при коротком замыкании на выходе драйвер переходит в режим ожидания.

Соответствие параметров драйверов Freedom требованиям стандартов приведено в табл. 2. В табл. 3 приведены основные параметры дру-

LL23-80-FD-150-35080Линейный150 – 350

LL80-FD-350-70080Линейный350 – 700

61347-2-13: 2014+ A1:2017

55015: 2013+ A1: 2015

62384: 2006+ A1:2009

1.https://media.helvar.com/s/f/873e241089f606ecebf 95d5a2c63e72e/en/9581

2.https://helvar.com/wp-content/uploads/2019/11/Helvar-Freedom-Wireless_Concept_Brochure-2019-EN.pdf

3.https://helvar.com/wp-content/uploads/2021/10/Helvar-Driver-Configurator-and-NFC-Production-Pro-

grammer-User-Guide-EN.pdf

4.https://helvar.com/wp-content/uploads/2019/09/helvar_led_help_and_troubleshooting.pdf

5.В. Котигорошко Драйверы светодиодов компании Helvar / Электронные компоненты и системы, №3, 2019. с. 51-59.

6.https://helvar.com/wp-content/uploads/2020/10/FREEDOM-NODE_DATASHEET_EN.pdf

7.https://helvar.com/wp-content/uploads/2020/12/ 5634_DATASHEET_EN.pdf

Компания Mean Well, производитель различных блоков питания и драйверов светодиодов, расширила серию драйверов серии XLG двумя новыми моделями – XLG-20, мощностью 20 Вт, и XLG-320, мощностью 320 Вт, имеющих характеристики аналогичные характеристикам ранее выпускаемой продукции этой серии. Новые драйверы освоены к производству в 2022 году. Драйверы, предназначенные для тяжелых условий эксплуатации, таких как очень широкий диапазон изменения температуры, высокая влажность, значительные вибрации, воздействие мощных электромагнитных помех, должны обладать такими характеристиками: • устойчивость к ударам молнии (в том числе и к их вторичному электромагнитному воздействию), а также к скачкам напряжения в линии электропитания • возможность работы в широком диапазоне температур, в том числе на морозе • наличие степени защиты от пыли и влаги не

ниже IP55, что необходимо, даже если он устанавливается в корпусе.

• соблюдение всех норм по электромагнитной совместимости при использовании драйверов для промышленного освещения • возможность работы при высоких температурах, достигающих 80 °C (для применения в промышленных системах. Всем этим характеристикам соответствуют драйверы серии XLG. Кроме того, драйверы этой серии поддерживают режим стабилизации мощности в нагрузке. Драйверы автоматически формируют требуемое выходное напряжение равное падению напряжения на цепочке светодиодов при выбранном токе через них. В результате этого к светодиодам подводится требуемая мощность, которая поддерживается с высокой точностью. При смене светодиодов такой драйвер легко перестраивается для работы с ними, что позволяет использовать драйверы с широким спектром светильников. В табл. 1 приведены основные характеристики

драйверов серии XLG [1]. Все драйверы светодиодов серии XLG соответствуют классу защиты электротехнического оборудования IP67 и ориентированы на применение в системах внутреннего и наружного светодиодного освещения (стадионов, железнодорожных станций, морских портов и т.п.), декоративной архитектурной подсветки и пр. Кроме того, их можно применять в системах освещения для подсветки витрин и прилавков в супермаркетах и торговых центрах, а также в качестве источников питания прожекторов и других светотехнических устройств. Рассмотрим основные технические характеристики драйвера XLG-20 (рис. 1), структурная схема

ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ

Основные характеристики драйверов XLG-20:

• стабилизация выходного тока

• широкий диапазон входного напряжения 90…305 В переменного тока (класс 1)

• встроенный активный корректор коэффициента мощности (PFC)

• блок питания класса 2

• мощность, потребляемая без нагрузки, не более 0.5 Вт

• пригодны для установки внутри или вне помещений

• степень защиты IP67

• регулировка яркости свечения тремя способами

Рис. 1. Драйвер светодиодов XLG-20

которого приведена на рис. 2, а технические характеристики приведены в табл. 2 [2]. Драйверы светодиодов XLG-20 поддерживают режим работы со стабилизацией выходного тока в расширенном диапазоне входных напряжений переменного (90…305 В). Драйверы устойчивы к импульсам напряжения амплитудой 3.75 кВ (линияземля) и 2 кВ (линия-линия). Конструктивно драйверы XLG-20 выполнены в герметичном металлическом корпусе с габаритными размерами, приведенными в табл. 1.

• срок службы не менее 50000 часов • гарантия 5 лет. Подробные технические характеристики драйверов XLG-20 приведены в табл. 2 [2]. Драйверы XLG-20 соответствуют рекомендациям основных европейских и международных стандартов по электромагнитной совместимости и безопасности (табл. 2). Гарантийный срок – пять лет. Драйверы обеспечивают выходной ток до 0.7 А и содержат встроенный активный корректор коэффициента мощности (PF). При входном напряжении 277 В и нагрузке 100% коэффициент PF ≥ 0.91, КПД – до 88%, потребляемая мощность при отсутствии нагрузки менее 0.5 Вт. График зависимости КПД XLG-20 от величины нагрузки и входного напряжения приведен на рис. 3. Как следует из графиков, КПД при любых значениях входного напряжения изменяется в пределах 88…91%. Зависимости коэффициента мощности драйвера XLG-20 от нагрузки при разных значениях входного напряжения приведены на рис. 4, а нелинейных искажений – на рис. 5.

Рис. 2. Структурна схема драйвера XLG-20

ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ Рис. 3. Зависимости КПД № 1, январь-март 2022 Рис. 4. Зависимости коэффициента мощности драйвера XLG-20 от нагрузки при разных значениях входного напряжения Рис. 5. Зависимости нелинейных искажений драйвера XLG-20 от нагрузки при разных значениях входного напряжения

На рис. 6 приведена зависимость длительности жизненного цикла драйвера XLG-20 от температуры корпуса. Как следует из рис. 6, при температуре корпуса до 70 °С длительность жизненного цикла не изменяется и составляет 100 тысяч часов, а при темпе-

ратуре корпуса 80 °С сокращается до 50 тысяч часов.

Рис. 6. Зависимости длительности жизненного цикла драйвера XLG-20 от температуры корпуса Рис. 7. Рекомендованные значения нагрузки в зависимости от входного напряжения для драйвера типа XLG-20

В драйверах XLG-20 в зависимости от модификации реализовано несколько вариантов плавной регулировки выходного тока и, соответственно, яркости свечения светодиодов (табл. 3). В драйверах для регулировки выходного тока предусмотрено использование сигнала постоянного тока напряжением 0…10 В, ШИМ-сигнала частотой 0.1…3 кГц с регулируемой скважностью и амплитудой 10 В или внешнего резистора. В этом случае сигналы управления уровнем выходного тока или внешний резистор подключаются к выводам драйвера DIM+ и DIM- (рис. 9). Кроме того, выходной ток можно регулировать с помощью переменного резистора.

На рис. 10 приведены зависимости выходного тока от напряжения управления (а), длительности рабочего цикла ШИМ (б) и сопротивления регулировочного

Драйверы XLG-320

Драйверы XLG-320 (рис.11) поддерживают режим работы со стабилизацией выходной мощности в диапазоне входных напряжений переменного (100…305 В) и постоянного (142…431 В) тока. Основные технические характеристики драйверов светодиодов XLG-320 приведены в табл. 3 [3]. Конструктивно драйверы выполнены в закрытом металлическом корпусе (IP67) габаритными размерами 246×77×39.5 мм. Гарантийный срок – пять лет. Драйверы XLG-320 выдерживают вибрации с ускорением до 5 g в диапазоне частот 10…500 Гц. Ориентировочный срок службы – 50 тыс. ч при температуре корпуса 70 °С.

Рис. 11. Драйвер светодиодов XLG-320

Структурная схема драйвера XLG-320 приведена на рис. 12. Драйверы светодиодов XLG-320 соответствуют рекомендациям основных европейских и международных стандартов по электромагнитной совместимости и безопасности (табл. 4). Кроме того, драйверы сертифицированы на т.н. Евразийское соответствие (Eurasian Conformity – EAC), т.е. соответствие требованиям Технических Регламентов Таможенного Союза (TP TC 004). TP TC 004 – это Технический Регламент Таможенного Союза "О безопасности низковольтного оборудования". В драйверах XLG-320 в зависимости от модифи-

ПИТАНИЯ Рис. 12. Структурная схема драйвера XLG-320

кации реализовано несколько вариантов плавной регулировки выходного тока и, соответственно, яркости свечения светодиодов. Как и в драйверах XLG-20 предусмотрено использование сигнала постоянного тока напряжением 0…10 В, ШИМ-сигнала частотой 0.1…3 кГц с регулируемой скважностью и амплитудой 10 В или внешнего резистора. В этом случае сигналы управления уровнем выходного тока или внешний резистор подключаются к выводам драйвера DIM+ и DIM-. Кроме того, выходной ток можно регулировать с помощью встроенного потенциометра, как показано на рис. 9. Рекомендованные вольтамперные характеристики драйверов типа XLG-320 различной модификации приведены на рис. 13 (область наибольшей эффективности выделена голубым контуром). На рис. 14 приведены графики зависимости рекомендованных значений величины нагрузки по отношению к номинальному значению в зависимости от температуры окружающей среды (а) и температуры корпуса (б). Графики зависимостей коэффициента мощности, КПД и нелинейных искажений тока сети драйвера XLG-320 приведены на рис. 15…17, соответственно. Буква "A" в конце маркировки означает регулировку силы тока (напряжения) с помощью встроенного потенциометра. Драйверы с буквой "B" в конце маркировки позволяют осуществлять регулировку выходного тока всеми тремя способами, показанными на рис. 9. Технология стабилизации по мощности, применяемая в драйверах серии XLG позволяет использовать эти драйверы с различными типами светодиодов и не требует при этом изменения конструкции светильника, что позволяет значительно упростить производство светодиодных светильников малыми партиями под конкретные проекты.

Таблица

Электромагнитные помехи (EMC Emission)

Наименование Стандарты

Примечание Кондуктивные помехи EN55015 (CISPR15) GB/T17743 Излучаемые помехи Эмиссия гармонических составляющих потребляемого токаEN61000-3-2 Класс С Ограничение изменений напряжения, колебаний напряжения и фликкера (Voltage Flicker)

EN61000-3-3 Электромагнитная устойчивость (EMC Immunity) Помехоустойчивость светового оборудования общего назначения. Требования и методы испытаний

EN61547

Устойчивость к электростатическим разрядам (ESD)

EN61000-4-2

Степень жесткости испытаний 3, 8 кВ (воздушный разряд). Степень жесткости испытаний 2, 4 кВ (контактный разряд). Устойчивость к излучаемому электромагнитному полю

EN61000-4-3 Испытательный уровень 2 Устойчивость к наносекундным импульсным помехам

EN61000-4-4 Степень жесткости испытаний 3 Устойчивость к выбросу напряжения

EN61000-4-5 4 кВ (линия-линия), 6 кВ (линия-земля) Устойчивость к кондуктивным помехам, наведенным электромагнитным полем

EN61000-4-6 Степень жесткости испытаний 2 Устойчивость к магнитному полю промышленной частоты

EN61000-4-8 Степень жесткости испытаний 4 Устойчивость к провалам, кратковременным прерываниям и изменениям напряжения электропитания EN61000-4-11

провалы >95% в течение 0.5 периода провалы >30% в течение 25 периодов прерывания напряжения >95% в течение 250 периодов Безопасность

Стандарты безопасности UL8750(HL), CSA C22.2 No. 250.13-12, ENEC EN61347-1, EN61347-2-13, EN62384, GB19510.1, GB19510.14, EAC TP TC 004, IP67 Прочность изоляции, кВ переменного тока 3.75 (вход/выход), 2.0 (вход/корпус), 1.5 (выход/корпус) Сопротивление изоляции, не менее, МОм Вход-выход, вход-корпус, выход-корпус: 100 (500 В пост. тока, 25 °С, влажность 70%)

20/XLG-20-spec.pdf

320/XLG-320-spec.pdf

ЭЛЕКТРОННЫЕ ПРЕДОХРАНИТЕЛИ

В статье приведена краткая информация о ИМС электронных предохранителей, выпускаемых компанией Analog Devices. Приведены примеры моделей для испытаний электронных предохранителей на базе ИМС LTC4381. Результаты моделирования подтверждают заявленные компанией параметры этих устройств.

В. Макаренко

Защита источников питания от перегрузки по току необходима для предотвращения их выхода из строя и, как следствие, отказа систем, которые они питают. Автомобильная, промышленная и авиационная электроника должна выживать и работать в условиях скачков напряжения, характерных для их режимов работы. Традиционная защита от перенапряжения (OV – Over Voltage) и перегрузки по току (OC – Over Current) основана на конденсаторах, ограничителях переходного напряжения (TVS), предохранителях, диодах и катушках индуктивности, но эти решения либо имеют большие габариты и имеют малую точность, либо выходят из строя (перегорают) при длительной неисправности. Кроме того, время срабатывания таких устройств зачастую оказывается недопустимо большим. Электронные ограничители перенапряжения и защиты от короткого замыкания заменяет эти пассивные компоненты контроллером и последовательно включенным защитным МОП-транзистором. Быстрое отключение неисправной подсистемы от общей шины питания позволяет остальным подсистемам продолжать работу без перезагрузки или перехода в автономный режим. Ограничители перенапряжения с низким током покоя обеспечивают надежную защиту автомобильных источников питания в соответствии со стандартами ISO 7637-2 и ISO 16750-2. В автомобильных источниках питания часто имеют место переходные процессы, создающие значительные броски напряжения переходные процессы, которые могут легко вывести из строя бортовую электронику. Производители автомобилей независимо друг от друга разрабатывали стандарты и процедуры испытаний, чтобы предотвратить выход из строя чувствительную электронику при таких событиях. Однако в последнее время производители автомобилей объединили усилия с между-

Аbstract –

ELECTRONIC FUSES

The article provides brief information about the IC of electronic fuses manufactured by Analog Devices. Examples of models for testing electronic fuses based on the IC LTC4381 are given. Simulation results confirm the parameters of these devices declared by the company.

V. Makarenko

народной организацией по стандартизации (ISO) для разработки стандартов ISO 7637-2 и ISO 167502, описывающих возможные переходные процессы и регламентирующие методы тестирования для их имитации [1]. Хотя стандарт ISO 7637 в основном является спецификацией по электромагнитной совместимости, до 2011 года он также включал переходные процессы, связанные с качеством электропитания. В 2011 году те разделы, которые касаются качества электроснабжения, а не электромагнитной совместимости, были перенесены в стандарт ISO 16750 “Дорожные транспортные средства – условия окружающей среды и испытания электрического и электронного оборудования” во второй из пяти частей “Часть 2: Электрические нагрузки”. В то время как большинство производителей попрежнему придерживаются своих собственных спецификаций и требований, а не принимают ISO 76372 и ISO 16750-2 полностью, наблюдается тенденция к более точному соответствию стандартам ISO, при этом спецификации производителей соответствуют международным стандартам с незначительными изменениями.

процессов в источнике питания автомобилей из-за значительного расхода энергии в этом случае. Это происходит, когда генератор переменного тока заряжает аккумулятор, и в это время соединение с батареей теряется.

Генераторы переменного тока без внутренних ограничителей напряжения

Первоначально генераторы переменного тока в автомобилях не имели встроенных устройств ограничения напряжения и могли формировать чрезвычайно большие броски напряжения при сбросе нагрузки, около 100 В для систем 12 В. Новые генераторы переменного тока содержат ограничители, обеспечивающие более низкое значение напряжения во время сброса нагрузки. В связи с тем, что в настоящее время используются как старые генераторы переменного тока и некоторые современные генераторы переменного тока, не содержащие ограничителей напряжения, спецификация при сбросе нагрузки в стандарте ISO 16750-2 разделена на “Тест A – без централизованного подавления сброса нагрузки” и “Тест B – с централизованным подавлением сброса нагрузки”. На рис. 1 показана схема соединения 3-фазных обмоток статора генератора переменного тока и выпрямителя, который формирует постоянный ток для заряда аккумулятора. При обрыве соединения с аккумулятором результирующий ток протекает так, как показано на рис. 2. Без батареи, поглощающей ток статора, выходное напряжение возрастает до очень высоких напряжений, наблюдаемых при сбросе нагрузки, как показано на рис. 3 (спецификация ISO 16750-2). Это соответствует ситуации с

использованием генератора переменного тока без встроенного ограничителя напряжения в “Тесте А –без централизованного подавления сброса нагрузки”.

Генераторы переменного тока с внутренними ограничителями напряжения В новых генераторах переменного тока используются лавинные диоды, которые имеют четко заданные напряжения обратного пробоя и ограничивают максимальное напряжение при сбросе нагрузки. На рис. 3 показан выброс напряжения в генераторе со встроенной системой ограничения напряжения при сбросе нагрузки в соответствии ISO 16750-2 (Тест В).

Проблемы защиты с помощью TVS-диодов

Внутреннее сопротивление Ri генератора переменного тока (рис. 4) как в тесте A, так и в тесте B

указано в стандарте ISO 16750-2 в диапазоне от 0.5 Ом до 4 Ом. Это ограничивает максимальную энергию, отдаваемую в цепи защиты. Если бортовая электроника локально защищена шунтирующим устройством, таким как TVS-диод с напряжением пробоя менее 35 В, то этот диод должен поглощать энергию генератора переменного тока. В этом случае внутренняя схема защиты в генераторе приносит мало пользы. Вся энергия, выделяемая во время сброса нагрузки, поступает на TVS-диод в бортовой электронике. Иногда и в бортовой электронике включают балластный резистор, но это приводит к падению напряжения и рассеиванию мощности на нем даже при нормальной работе. Преимущества активной защиты с ограничителем перенапряжения

Лучшим решением является использование последовательных устройств активной защиты, таких как электронные предохранители. Компания Analog Devices выпускает большое число электронных предохранителей [2], предназначенных как для защиты автомобильной электроники, так и для защиты других устройств. Диапазон входных напряжений таких устройств находятся в диапазоне от 0 до 500 В. В табл. 1 приведены основные характеристики устройств защиты, выпускаемых компанией. Рассмотрим кратко основные характеристики некоторых электронных предохранителей. Ограничитель перенапряжения c низким тока покоя LTC4380 Ограничитель перенапряжения с низким током покоя LTC4380 защищает нагрузку от переходных процессов

напряжения. Защита от перенапряжения обеспечивается путем ограничения напряжения затвора внешнего N-канального МОП-транзистора для ограничения выходного

значения во время бросков

на входе при сбросе нагрузки в автомобилях. Фиксированное напряжение затвора выбирается для систем 12 В и 24/28 В. Для систем с пиковыми напряжениями до 72 В необходимо использовать предохранители с регулируемым напряжением на затворе. В этой ИМС предусмотрена защита от перегрузки по току. Структурная схема LTC4380 приведена на рис. 5.

Внутренний генератор формирует ток вывода TMR, пропорциональный VDS и ID, так что время работы как в условиях перегрузки по току, так и в условиях перенапряжения ограничено в соответствии с напряжением на МОП-транзисторе. Для версий ИМС LTC4380-1 и LTC4380-2 доступны два различных напряжения на затворе – 31,5 В, что ограничивает выходное напряжение значением примерно 27 В для использования в системах 12 В, и 50 В, что ограничивает выходное напряжение значением 45 В для использования в системах 24 В и 28 В. Напряжение затвора выбирается с помощью подачи сигнала управления на вывод SEL. Напряжение на затворе ограничено значением на 13.5 В выше напряжения на выводе VCC. Точный компаратор, подключенный к контакту ON, контролирует уровень напряжения входного источника питания и при снижении напряжения ниже заданного уровня отключает выход, снижая ток потребления до 6 мкА. Контроль перегрузки по току осуществляется компаратором IA, подключенным к выводам датчика тока RSNS. При превышении напряжения, заданного опорным источником, компаратор срабатывает и закрывает транзистор М1, отключая нагрузку. В [3] приведены соотношения для расчета сопротивления резисторов RSNS и RDRN для получения требуемых значений срабатывания схем защиты. Более подробно с описанием функциональной схемы LTC4380 можно ознакомиться в [3]. Типовая схема включения LTC4380-2 приведена на рис. 6, а результаты ее работы – на рис. 7 [3]. Как следует из рис. 7, напряжение на выходе схемы защиты ограничено величиной 27 В. Для защиты электроники от обратного напряжения обычно используется блокировочный диод. Но использование диода приводит к дополнительным потерям мощности и снижает напряжение, отдаваемое на нагрузку. В автомобилях во время холодного пуска двигателя дополнительное падение напряжения на диоде особенно нежелательно. ИМС LTC4380 спроектирована так, что может выдерживать обратное напряжение на входе. К выводам VCC, ON и SEL можно прикладывать отрицательное напряжение величиной до 60 В. При использовании двух МОП-транзисторов, включенных встречно, можно построить ограничитель перенапряжения с защитой от обратного напряжения на входе, как показано на рис. 8. Примеры других устройств с использованием

ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ

Тип Число каналов Выполняемые функции

LTC43811

Диапазон входного напряжения, В Ток покоя Порог автоматического выключения

Автоматический выключатель, ограничение тока, защита от обратного напряжения, ограничитель перенапряжения, блокировка при пониженном напряжении 4...72 В6 мкА50 мА

LTC42492Автоматический выключатель1.5...65 В1 мА–

LTC42468Автоматический выключатель0...13.2 В2.5 мАот 50 мА до 1.5 A LTC78621Автоматический выключатель4...140 В1.2 мА50 мА

2.5... 60 В80 мкА±50 мА

LTC438014...72 В8 мкА50 мА

LTC436712.5...60 В70 мкА–

LTC43681 Автоматический выключатель, отключение при отсутствии входного напряжения, блокировка обратного тока, защита от обратного напряжения, блокировка при пониженном напряжении

LTC78601 Автоматический выключатель, отключение при отсутствии входного напряжения, блокировка обратного тока, защита от обратного напряжения 60...200 В770 мкА95 мА

LTM46411

Ограничение тока, отключение при отсутствии входного напряжения, регулятор uModule, блокировка при пониженном напряжении

LTC43641 Автоматический выключатель, ограничение тока, блокировка обратного тока, защита обратного входа, защита обратного выхода, ограничитель перенапряжения, блокировка при пониженном напряжении

LT43631 Автоматический выключатель, ограничение тока, защита от обратного напряжения, ограничитель перенапряжения, блокировка при пониженном напряжении

4.5...38 В 8 мА

4...80 В483 мкА50 мА

4...80 В970 мкА50 мА

LTC43661 Защита от обратного напряжения, ограничитель перенапряжения 9...500 В159 мкА

LTC43651 Отключение при отсутствии входного напряжения, защита от обратного напряжения, блокировка при пониженном напряжении

2.5...34 В125 мкА

2.5...5.5 В220 мкА LTC43601 2.5...5.5 В230 мкА LTC43611 2.5...5.5 В230 мкА50 мА

LTC43621 Автоматический выключатель, разъединитель OV, защита от обратного напряжения

LT4356-31 Автоматический выключатель, ограничение тока, защита от обратного напряжения, ограничитель перенапряжения

4...80 В1.21 мА50 мА LT4356MP-11 4...80 В1.21 мА50 мА

выключатель,

внешний силовой транзистор. Структурная схема ограничителя приведена на рис. 9.

LTC4381 работает при напряжении питания до 72 В, потребляя всего 6 мкА в режиме покоя. Напряжение пробоя внутреннего МОП-транзистора 100 В (BVDSS), сопротивление открытого канала (RDS(ON)) не более 9 мОм. Максимальный ток через встроенный транзистор 10 А. LTC4381 имеет четыре режима повторной попытки включения после сбоя. Функциональность ограничителя перенапряжения LTC4381 может быть легко расширена для работы в качестве электронного предохранителя [5]. На рис. 10 показана схема подключения LTC4381-4 для использования в качестве электронного предохранителя 48 В, 10 А, который защищает источник питания от перегрузки или короткого замыкания на выходе.

Во время нормальной работы выход VOUT подключается к входу питания VIN через внутренний силовой МОП-транзистор и внешний резистор RSNS, выполняющий функцию датчика тока. Когда падение напряжения на резисторе RSNS превышает предельный порог 50 мВ во время перегрузки или короткого замыкания на выходе, напряжение на конденсаторе СTMR начинает увеличиваться. В начальном состоянии (при отсутствии короткого замыкания) напряжение на этом конденсаторе равно нулю. Внутренний МОП-транзистор закрывается, когда напряжение на конденсаторе СTMR достигает 1,215 В. При значении сопротивления резистора RSNS = 4 мОм типичный порог перегрузки по току составляет 12,5 А (50 мВ/4 мОм) и минимальный порог 11,25 А (45 мВ/4 мОм), обеспечивая достаточный запас по току нагрузки 10 А. Из-за паразитной индуктивности дорожки или кабеля, соединяющих источник питания с входом LTC4381, входное напряжение значительно превышает нормальное рабочее напряжение всякий раз, когда внутренний МОП-транзистор закрывается при срабатывании защиты. Стабилитрон D1 защищает вывод VCC ИМС LTC4381 от абсолютного максимального напряжения 80 В, в то время как D2 защищает внутренний МОП-транзистор от лавинообразного разрушения. D1 также ограничивает напряжение на выходе величиной 66,5 В (56 В + 10,5 В) в случае, если D2 не используется. Фильтр R1, C1 сглаживает броски напряжения VIN. Если на плате имеется емкость, расположенная близкая к LTC4381, то вывод VCC может быть напрямую подключен к VIN. В этом случае D1, D2, R1 и C1 могут быть исключены из схемы. При токе 10 А, протекающем через внутренний МОП-транзистор во время нормальной работы, начальное падение напряжения между входом и выходом LTC4381 составляет 90 мВ, а рассеиваемая

мощность составляет 900 мВт, что приводит к повышению температуры корпуса LTC4381 примерно до 100 °C на оценочной плате DC2713A-D при комнатной температуре окружающей среды. При такой температуре сопротивление открытого транзистора RDS возрастает в 2 раза и, как следствие, падение напряжения между входом и выходом ИМС увеличивается до 180 мВ. На резисторе RSNS падение напряжения составляет еще 40 мВ при токе 10 А. Чтобы снизить повышение температуры LTC4381 необходимо увеличить площадь меди. Для справки, площадка меди под узлом SNS DC2713A-D имеет площадь 2,5 см2 и равномерно распределена по двум внешним слоям платы.

Поведение LTC4381 при пуске

При отключении вывода ON от общего провода начинается зарядка выходного конденсатора CLOAD (рис. 10), как показано на рис. 11. Предполагается, что максимальное напряжение источника питания 48 В не превышает 60 В. Емкость нагрузки не должна превышать 220 мкФ (при условии отсутствия дополнительного тока нагрузки во время включения) чтобы ИМС начала нормально функционировать. Если емкость конденсатора CLOAD = 220 мкФ заряжается до 60 В при максимальном токе 12.5 А, время включения составляет (220 мкФ Ч 60 В)/12,5 А = 1.06 мс. График безопасной рабочей зоны (SOA) МОП-транзистора LTC4381, как показано на рис. 12, показывает, что он может выдерживать 12.5 А и 30 В в течение 1 мс. Поскольку конденсатор на выводе GATE (Затвора) отсутствует, выходной конденсатор заряжается в течение 2 мс, а пусковой ток достигает 17 А, превышая пороговое значение предела тока, прежде чем его можно будет контролировать (рис. 2). LTC4381 имеет пороговое значение ограничения

ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ № 1, январь-март 2022

тока 12,5 А с чувствительным резистором 4 мОм, когда напряжение на выводе OUT превышает 3 В. Но при напряжении на выходе ИМС меньше 1.5 В падение напряжения на резисторе RSNS увеличивается до 62 мВ, что соответствует току 15.5 А, как показано на рис. 13. Формы сигналов на рис. 11 показывают, что импульсы пускового тока не регулируются из-за отсутствия конденсатора затвора, необходимого для стабильности контура. Фактически, ток отключается примерно через 0.5 мс во время скачка напряжения 60 В. Напряжение на выводе TMR LTC4381 пропорционально рассеиваемой мощности во внутреннем МОП-транзисторе. Следовательно, напряжение на выводе TMR увеличивается во время пуска, даже если выходной ток ниже предельного значения тока. Конденсатор затвора намеренно отключен, а режим включения обеспечивает конденсатор,

13.

емкости конденсатора СTMR при максимальной нагрузке, чтобы ограничить повышение напряжения TMR примерно до 0,7 В при пуске с напряжением 60 В.

Поведение LTC4381 при коротком замыкании на выходе Основное назначение схемы, приведенной на рис. 10 – защита источника питания от перегрузки по току и короткого замыкания, как при включении, так и при нормальной работе. На рис. 14 показано, как LTC4381 включает МОП-транзистор при наличии короткого замыкания на выходе. Напряжение на затворе (синяя кривая) увеличивается. Когда оно превышает пороговое напряжение 3 В, включается МОП-транзистор, и начинает течь ток (зеленая кривая). Из-за короткого замыкания на выходе и отсутствия конденсатора затвора ток МОП-транзистора быстро возрастает, превышая порог ограничения тока 15.5 А, и достигает максимального значения 21 А, прежде чем LTC4381 отреагирует, чтобы снизить напряжение на затворе МОП-транзистора и закрыть его. Скачок тока выше 15.5 А длится менее 50 мкс. Из-за кратковременного рассеивания мощности в МОП-транзисторе напряжение на выводе TMR (красная кривая) увеличивается примерно на 200 мВ. Поскольку TMR намного ниже порога отключения затвора 1.215 В, затвор снова включается, что приводит к еще одному скачку тока. С каждым скачком тока напряжение на выводе TMR приближается к 1.215 В.

После нескольких таких скачков тока напряжение на выводе TMR достигает порога отключения затвора 1.215 В, и МОП-транзистор отключается. После этого ИМС входит в цикл охлаждения и МОП-транзистор остается закрытым до окончания

цикла охлаждения. Для конденсатора СTMR емкостью 68 нФ цикл охлаждения составляет 33.3 × 0.068 = 2.3 с, согласно техническим характеристикам LTC4381 [4]. Поскольку LTC4381-4 повторяет попытку автоматически, то циклы включения и охлаждения будет повторяться бесконечно, пока не будет устранено короткое замыкание на выходе. Аналогичный процесс происходит, если короткое замыкание на выходе возникает во время нормальной работы, то есть, когда выход уже включен. Проверить реакцию предохранителя на основе LTC4381 при различных испытательных сигналах можно путем моделирования в LTspice. На рис. 15 приведена модель для испытания предохранителя в соответствии требованиями стандарта ISO7637-2 при использовании испытательного импульса Pulse3b_12V. На рис. 16 приведены временные диаграммы сигналов на выходе генератора испытательных сигналов и на выходе предохранителя. Там же показан выходной сигнал предохранителя в увеличенном масштабе. Как следует из рис. 16, импульс амплитудой 145 В на входе блокируется предохранителем. Кроме импульса Pulse3b_12V для анализа на соответствие стандарту ISO7637-2 доступны испытательные импульсы, перечень которых показан на рис. 17. Результаты проверки на соответствие стандарту ISO7637-2 при использовании одиночного импульса Pulse2a_12V приведены на рис. 18. Как следует из рисунка, работа предохранителя восстанавливается через 2 мс после окончания испытательного сигнала – напряжение

ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ

Рис. 15. Модель для испытания предохранителя на основе LTC4381 на соответствие требованиями стандарта ISO7637-2 при использовании импульса Pulse3b_12V

Рис. 16. Временные

де совпадают начиная с 10-й миллисекунды. Модель для испытаний предохранителя на соответствие стандарту ISO16750-2 при воздействии отрицательного напряжения на входе приведена на рис. 19. Для испытаний используется генератор, формирующий импульс 4-7_24V_ReversedVoltageCase2. Кроме этого импульса генератор позволяет формировать импульсы перечень которых приведен на рис. 20. Результаты испытания на воздействие на вход предохранителя отрицательного напряжения приведены на рис. 21.

ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ Рис. 19. Модель для испытаний предохранителя на основе LTC4381 на соответствие стандарту ISO16750-2 при воздействии отрицательного напряжения на входе Рис. 20. Перечень испытательных импульсов на соответствие стандарту ISO16750-2

Рис. 21. Результаты проверки на соответствие стандарту ISO16750-2 при использовании импульса 4-7_24V_ReversedVoltageCase2

ным 3 с. Результат исследования реакции предохранителя на короткое замыкания в нагрузке приведен на рис. 23. Начальный участок временных диаграмм входного и выходного сигналов в увеличенном временном масштабе показан в поле рисунка. Сигнал генератора, управляющего ключом, показан синим цветом. Как следует из рисунка предохранитель автоматически восстановил свою нормальную работу через 2.3 мс (красная кривая), что полностью совпадает с рассчитанным значением. Напряжение на выходе предохранителя составляет 47.86 В при входном напряжении 48 В и токе в нагрузке 10 А. Предохранитель на ИМС LTC4381 позволяет осуществлять защиту цепей, включенных на его выходе, в широком диапазоне № 1, январь-март 2022 www.ekis.kiev.ua

ний. Минимальное напряжение, при котором сохраняется работоспособность с элементами указанными на рис. 23, составляет 4 В. Проведенные эксперименты показывают, что такое устройство можно использовать не только в автомобильной или авиационной электронике, но и во многих других приложениях.

силового МОП-транзистора LTC4381 позволяет реализовать компактное устройство защиты от перенапряжения, от отрицательного напряжения на входе и от короткого замыкания в нагрузке в диапазоне входных напряжений от 4 до 48 В и максимальном токе 10 А. При необходимости увеличения значения макимального

тока можно использовать внешний силовой МОПтранзистор. В рассматриваемой схеме отсутствуют пульсирующие токи во время короткого замыкания. Однако в момент включения возникают кратковременные переходные процессы, длящиеся менее нескольких миллисекунд. Наличие выходной емкости позволяет снизить помехи в цепях питания, особенно если источник питает несколько плат одновременно – – например, на объединительной плате. С другими ИМС для построения электронных предохранителей можно ознакомиться в [6] и на сайте компании Analog Devices. ЛИТЕРАТУРА

1.https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/technical-articles/M139_ENSurge_Stopper.pdf

2.https://www.analog.com/en/parametricsearch/11394#/

3.https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/LTC4380.pdf

4.https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/ltc4381.pdf

5.Pinkesh SACHDEV 10 A Electronic Fuse Enables Compact Overcurrent Protection for 48 V Power Supplies / https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/tech-articles/compact-overcurrent-protection-for-48-v-power-supplies.pdf

6.https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/product-selector-card/SurgeStoppers.pdf

ПОМЕХ, СОЗДАВАЕМЫХ ИЗОЛИРОВАННЫМИ DC/DC-ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯМИ? В статье проведен сравнительный анализ эффективности и уровня помех, создаваемых изолированными DC/DC-преобразователями, при использовании в цепи нагрузки синхронных выпрямителей и выпрямителей, построенных на диодах. Показано, что тип выпрямителя практически не влияет уровень помех, а эффективность того или иного типа выпрямителя, зависит от тока нагрузки. В. Макаренко

В работах [1-2] отмечается, что применение синхронных выпрямителей на МДП-транзисторах позволяет повысить КПД выпрямителей как в AC/DC-, так и в DC/DC-преобразователях. В [2] даже приведена эффективность применения синхронного выпрямителя совместно с синхронным повышающим контроллером TPS43061 в паре с силовым блоком CSD86330Q3D по сравнению с использованием несинхронного контроллера и диодов Шоттки. К сожалению, как в этих работах, так и в других отсутствует описание общих закономерностей при использовании синхронных выпрямителей. Как правило рекомендации ограничиваются советами использовать транзисторы с минимальным сопротивлением открытого канала исток-сток. В работе [3] рекомендуется использовать синхронные выпрямители не только для повышения КПД, но и для снижения уровня кондуктивных электромагнитных помех, создаваемых DC/DC-преобразователями. Автор указывает, что в последние несколько лет в связи с использованием устройств быстрой зарядки с большой выходной мощности, большинство производителей мобильных телефонов и смартфонов используют адаптеры питания с синхронными выпрямителями вместо диодов Шоттки во вторичной обмотке силового трансформатора. Синхронные выпрямители используют полевые МОП-транзисторы для выпрямления выходного тока. Потери мощности на сопротивлении открытого МОП-транзистора прямо пропорционально его

DOES THE TYPE OF RECTIFIER AFFECT THE LEVEL OF EMI GENERATED BY ISOLATED DC/DC CONVERTERS?

The article provides a comparative analysis of the efficiency and level of noise generated by isolated DC/DC converters when using synchronous rectifiers and rectifiers based on diodes in the load circuit. It is shown that the type of rectifier practically does not affect the level of interference, and the efficiency of one or another type of rectifier depends on the load current.

V. Makarenko

величине и току нагрузки. А сопротивление выпрямительных диодов Шоттки нелинейно зависит от тока нагрузки. В [3] приведены обобщенные зависимости падения напряжения на выпрямительном диоде и на сопротивлении открытого МОП-транзистора от тока нагрузки. Приведенные на рис. 3 зависимости не очень схожи с реальными характеристиками диодов и транзисторов, что не позволяет оценить при каких токах нагрузки целесообразно использовать синхронные выпрямители для повышения эффективности преобразователей. Например, на рис. 2, приведены вольтамперные характеристики диода MBRS360 компании ON Semiconductor. Сравнение характеристик на рис. 1 с характери-

стикой реального диода Шоттки говорит о том, что опираться на графики на рис. 1 нецелесообразно из-за их значительного расхождения с характеристиками реальных диодов. Для оценки реальных параметров преобразователей целесообразно провести моделирование таких устройств с использованием различных типов выпрямителей. Кроме того, особенно интересно утверждение автора [3] о том, что синхронные выпрямители обеспечивают более низкий уровень электромагнитных помех преобразователей по сравнению с использованием выпрямителей на диодах.

Для анализа уровня помех и КПД преобразователей воспользуемся моделью понижающего DC/DC-преобразователя в среде LTspice, приведенную на рис. 3. Преобразователь обеспечивает выходное напряжение 12 В при заданных на схеме параметрах элементов. Для анализа эффективности преобразователя введены директивы моделирования, приведенные ниже: pin: AVG(-i(v1)*v(in)) pout: AVG(i(rload)*v(out)) eff: pout/pin Коэффициент полезного действия eff определяется как отношение среднеквадратических значений выходной мощности pout к входной pin Выходная мощность определяется как произведение среднеквадратических значений напряжения и тока источника питания V1 – AVG(-i(v1)*v(in)), а входная как произведение тока нагрузки на напряжение на сопротивлении нагрузки –AVG(i(rload)*v(out)) Измерим спектр кондуктивных помех на входе преобразователя используя эквивалент сети AMN(LISN), состоящий из элементов L4, C11, C12, R11, R12 в соответствии со стандартом CІSPR 25. На самом деле для сравнительного анализа спектров помех совершенной неважно какой эквивалент сети используется поскольку измерения для выпря-

мителей различного типа будут проводится в одинаковых условиях. На рис. 4 приведен спектр кондуктивных помех на входе преобразователя при токе нагрузки 1 А в точке, отмеченной как EMI. В LTspice при анализе спектра информация выводится в логарифмических единицах (дБ), которые вычисляются как отношение среднеквадратического значения спектральной составляющей к значению напряжения 1 В. При оценке электромагнитных помех (ЭМП) спектр должен выводится в значениях дБмкВ. Чтобы автоматически осуществить перерасчет в дБмкВ, необходимо в окне отображения спектра ввести делитель величиной 1 мкВ [4], а именно V(emi)/1u, как показано на рис. 4.

Информация о КПД выводится в файле SPICE Error Log, фрагмент которого приведен ниже: pin: AVG(-i(v1)*v(in))=16.2907 FROM 0 TO 0.002 pout: AVG(i(rload)*v(out))=12.213 FROM 0 TO 0.002 eff: pout/pin=0.749695. Как следует из отчета о проведенном моделировании КПД преобразователя в таком режиме работы составляет примерно 75%. Спектр помех, измеренный на выходе преобразователя (на сопротивлении нагрузки), приведен на рис. 5. Для сравнения эффективности использования синхронного выпрямителя и выпрямителя на диодах использована модель, приведенная на рис. 6. Для выпрямителя использованы диоды MBRS360 с максимальным рабочим током 3 А.

Спектр кондуктивных помех на входе преобразователя приведен на рис. 7, а спектр помех на выходе – на рис. 8. КПД преобразователя с выпрямителем на диодах MBRS360 при токе нагрузки 1 А составляет 85.8%, что заметно выше, чем при использовании синхронного выпрямителя. Фрагмент файла отчета при использовании выпрямителя на диодах: pin: AVG(-i(v1)*v(in))=14.2381 FROM 0 TO 0.002 pout: AVG(i(rload)*v(out))=12.2126 FROM 0 TO 0.002 eff: pout/pin=0.857741. Сравнение спектров на рис. 4 и 7, а также на рис. 5 и 8, свидетельствует о том, что составляющие спектра помех как первой (с частотой коммутации силовых ключей преобразователя), так и более высоких гармоник при использовании выпрямителя на диодах имеют меньшие значения, чем при использовании синхронного выпрямителя. Некоторые раз-

личия огибающей спектров в области частот 2…10 МГц объясняются различием паразитных емкостей транзисторов и диодов выпрямителей. Проведем эксперимент при токе 3 А. Для этого достаточно установить сопротивление нагрузки равным 4 Ом. Сравним спектры помех и КПД преобразователей при использовании различных выпрямителей. На рис. 9 приведены спектры входного сигнала преобразователя с синхронным выпрямителем (рис. 9,а) и выпрямителем на диодах (рис. 9,б), а на рис. 10 – выходного сигнала с синхронным выпрямителем (рис. 10,а) и выпрямителем на диодах (рис. 10,б) при токе нагрузки 3 А. КПД преобразователя с синхронным выпрямителем при токе 3 А составляет 86.6%, а с выпрямителем на диодах при таком же токе – 84.8%. Как следует из приведенных спектров, уровень помех практически не зависит от типа выпрямителя, используемого во вторичной цепи преобразователя. А вот КПД отличается. Если при токе 1 А КПД был выше у преобразователя с выпрямителем на диодах, то при токе 3 А преимущество имеет синхронный выпрямитель. Измерения КПД при токе нагрузи 2 А показали, что КПД преобразователя с синхронным выпрямителем равен 84.2%, а с выпрямителем на диодах –85.5%. Сравнивая полученные значения КПД с вольтамперной характеристикой диода MBRS360 при температуре корпуса 25 С, можно сделать вывод, что сопротивление диода при токе 3 А приблизительно равно 0.21 Ом (прямое падение напряжение 0.64 В). Сопротивление канала сток-исток открытого транзистора Si4466DY, используемого в синхронном выпрямителе, составляет 9 мОм, что и обеспечивает более высокий КПД преобразователя. Конечно, при использовании других транзисторов и диодов могут быть получены совершенно другие значения КПД, на основании проведенных исследований можно сделать некоторые выводы. Выводы Спектры кондуктивных помех практически не зависят от типа выпрямителя.

ИСТОЧНИКИ ПИТАНИЯ

входного сигнала

с

(а)

p. 38-40.

4. В. Макаренко Измерение кондуктивных помех с помощью моделирования в LTspice / Электронные компоненты и системы, 2021, №4. с. 39-43.