Relatorio SELE

Faculdade de Engenharia da Universidade do Porto

Rectificador monofásico com corrente de entrada sinusoidal e ponte de díodos

André Filipe Ferreira Matos Carlos André Soares Costa e Silva Filipe Miguel Costa Pereira Vítor Filipe Oliveira Sobrado

Relatório do Trabalho Prático realizado no âmbito da Unidade Curricular Sistemas de Electrónica do Mestrado Integrado em Engenharia Electrotécnica e de Computadores

2010-12-31

Resumo O

trabalho

proposto

tem

como

finalidade

analisar

quantitativa

e

qualitativamente o rectificador monofásico com corrente de entrada sinusoidal e ponte de díodos. Este encontra-se distribuído em dois estágios, um de rectificação e um outro de conversão, baseado no conversor boost CC-CC controlado em corrente.

O rectificador funcionará em modo de condução contínua, MCC, e fazendo uso de modulação PWM. O controlo será realizado por corrente média, constituído por uma malha interna de controlo da corrente, denominada controlo por pre-alimentação da perturbação, e uma malha realimentada externamente de modo a controlar a tensão de saída. Uma vez apresentada a base teórica desta técnica, será estudada outras alternativas de controle da tensão de saída do retificador boost a comparar com a estratégia apresentada.

2

Índice 1 Introdução ...............................................................................................................4 2 Enunciado e Objectivos .........................................................................................5 3 Rectificador Boost ..................................................................................................6 4 Dimensionamento dos semiconductores.............................................................7 5 Dimensionamento da Bobina e Condensador .....................................................9 6 Controlo.................................................................................................................11 6.1 Introdução ........................................................................................................11 6.2 Vantagens e Desvantagens .............................................................................12 6.3 Modelação Malha Aberta..................................................................................13 6.4 Modelação Malha Fechada ..............................................................................16 7 Simulações, Espectro e THD ...............................................................................17 7.1 Nominal ............................................................................................................17 7.2 Vazio ................................................................................................................22 8 Variação da Carga ................................................................................................23 9 Conclusões gerais ................................................................................................25 10 Anexos.................................................................................................................26 11 Bibliografia ..........................................................................................................30

3

1 Introdução Este documento contém um conjunto de notas sobre a elaboração do Relatório do trabalhos prático da Unidade Curricular Sistemas de Electrónica do Mestrado Integrado em Engenharia Electrotécnica e de Computadores da FEUP. Normas internacionais como a IEC 61000 foram estabelecidas para regulamentar o conteúdo harmônico da corrente em equipamentos de alta potência.

Actualmente estas normas são mais rígidas em relação à distorção harmônica na corrente, daí surgir a necessidade de fontes de alimentação ideais que apresentem correntes de entrada com o mesmo formato da tensão de entrada, de modo a conseguir um alto factor de potência e reduzida taxa de distorção harmônica da corrente. Existem basicamente três formas de se obter um alto fator de potência. A primeira é mediante o uso de filtros passivos, os quais são robustos mas volumosos.

A segunda é mediante o uso de filtros activos, os quais são complexos e de elevado custo. Finalmente, como terceira alternativa, pode-se optar pela utilização de rectificadores com alto factor de potência. Os rectificadores com alto factor de potência na sua maioria são compostos pelo rectificador a diodos em cascata com um conversor CC-CC, sendo por meio do controle deste último que se consegue a correção do fator de potência, isto é, uma corrente de entrada no retificador com o mesmo formato da tensão de alimentação, os denominados conversores PFC, Power Factor Correction.

4

2 Enunciado e Objectivos Dados de entrada/saída:

Vin = 230 Vrms, 50 Hz; Vout = 350 V, 1 A Objectivos:

1. Dimensionar e projectar o sistema de conversão CA/CC (semicondutores de potência, conversor CC/CC, filtros CA e/ou CC);

2. Projectar o sistema de controlo do conversor CC/CC, na perspectiva do controlo à passagem por zero da tensão de entrada;

3. Simular o funcionamento do sistema com carga nominal (visualização das correntes e das tensões nos diversos pontos do circuito);

4. Simular o funcionamento do sistema em vazio (visualização das correntes e das tensões nos diversos pontos do circuito);

5. Verificar o espectro e determinar a taxa de distorção harmónica da intensidade de corrente na rede (funcionamento à potência nominal e em vazio);

6. Analisar a resposta dinâmica (variando a carga) do controlador de tensão CC e optimizar o seu dimensionamento;

7. Verificar a influência paramétrica de L e de C no funcionamento do sistema;

8. Sistematizar as características de funcionamento deste sistema de conversão.

5

3 Rectificador Boost Como se pode ver na fig.1, o rectificador boost para além da ponte rectificadora consiste num MOSFET, um diodo, uma bobina e um condensador em paralelo com a carga, que no caso da fig.1 se encontra representado por uma fonte de tensão.

Modulando o MOSFET por largura de impulsos (PWM), a uma

frequência de comutação constante e, a partir da bobina L, é possivel moldar a corrente iL de modo a obter uma rectificação de onda completa, similar ao formato do sinal de tensão na bobina.

Fig.1 – Circuito do rectificador boost

O estágio retificador tem a função de fazer a conversão da tensão alternada da rede em tensão contínua não controlada vg(t), dada pela Equação (1). O formato da tensão de saída deste estágio é uma sinusoide rectificada, a qual irá alimentar o estágio conversor. ( ) = | ( )|

(1)

O estágio conversor CC-CC converte tensão contínua não controlada em tensão contínua controlada. Mediante um adequado controle da comutação é possível obter uma corrente de entrada com o mesmo formato da tensão da rede, ou seja, o retificador boost comporta-se como uma resistência para a rede, conseguindo-se assim um alto factor potência. A consideração de uma tensão constante na saída permite o estudo da malha de corrente na entrada do conversor boost. Isto consegue-se através de um filtro de saída e uma malha externa de tensão, a qual apresentará uma dinâmica mais lenta que a malha de corrente de modo a evitar a influência nesta última.

6

4 Dimensionamento dos Semiconductores

Análise dos dados fornecidos no enunciado

Para uma tensão de saída de 350V e uma corrente de 1A , determina-se a resistência nominal de 350Ohm. Sabendo que na entrada a tensão será de 230V eficazes, e que

=ƞ∗

.

Para um rendimento de 100%, conclui-se que a potência de entrada é igual a potência de saída, ou seja 350 W, e portanto a partir da seguinte equação (2) é possivel determinar a corrente de entrada.

=

∗

 350 = 230 ∗



= 1,5

= 2,15

(2)

(3)

Diodo Boost A especificação do diodo de saída, também conhecido como diodo boost é feito em função dos itens dados a seguir: 

Vr max, tensão reversa Máxima, tensão aplicada quando o diodo se encontra a bloquear a passagem de corrente.



=2∗

(4)

Id rms, corrente eficaz. =



= 2 ∗ 350 = 700

√2

=

√2

= 2,15

√2

= 1,52 A RMS

(5)

Id avg, corrente média, neste caso, é igual à corrente na carga em regime permanente.

=

= 1

(6)

Tendo em conta os valores dimensionados pelas equações (4), (5) e (6) e sabendo que este diodo deverá ser capaz de comutar rapidamente e possuir uma queda o mais próximo possivel de zero escolheu-se o diodo BY329. Trata-se de um

7

semiconductor com um Vr = 800V, If = 8 A e com especificação própria no datasheet do Dissipador TO220.

MOSFET



Vds, tensão dreno-source =2∗



= 2 ∗ 350 = 700

(7)

Id max, corrente máxima no dreno

Escolheu-se

assim

= 2,15 o

(8)

MOSFET BUZ88A ,

com

diodo

de

roda-livre

incorporado, Vds = 800 V, Id = 4,5 A , Rds = 2 Ohm, cuja potência máxima Pd max = 83,3 W, e cujo cálculo do dissipador conduz a uma resistência RthCA = 20 ºC/W e ao dissipador SK478.

Ponte Rectificadora



Vr max, tensão reversa Máxima



=2∗

= 2 ∗ 325 + 0,05 ∗ 325 = 667

(9)

Id RMS, corrente máxima instantânea =

√2

= 2,15

√2

= 1,52

( 10 )

Segundo as caracteristicas acima referidas pelas equações (7) e (8), escolheu-se a Ponte GBPC2506 com Vrrm = 200 a 1200V

e Id = 25 a 35

A (conforme a Temperatura). Para o dissipador sabe-se que a potência dissipada Pd = 7W, RthDA = 13,82 ºC / W e portanto o dissipador escolhido será o ATS 50170B-C2-R0.

8

5 Dimensionamento da Bobina e do Condensador Bobina No conversor boost quem limita a ondulação de alta freqüência da corrente é o indutor de entrada, porém, é preciso desenvolver uma expressão que permita determinar a indutância em função dos parâmetros de operação do circuito.

Considerando que a freqüência de comutação é maior que a freqüência da rede, e que o conversor opera em estado quase estável, isto é, a relação entre a tensão de entrada e a tensão de saída é determinada pelo ganho estático do conversor, logo, a ondulação da corrente no indutor quando o interruptor está bloqueado é dada pela seguinte expressão: ∆

=

(

(

)

(

)

∗

)=

(

)

( 11 )

( 12 )

A expressaõ (12) faz referência ao ganho estático do rectificador, que varia conforme a tensão de entrada. Ora sabendo que a tensão de entrada é uma sin(

sinusoide do tipo

), substitui-se Vi na equação (11) e (12) pela respectiva

sinusoide e junta-se as duas equações numa só, dando origem à seguinte equação: ∆

=

∗

sin(

)−

sin(

)

( 13 )

Derivando a expressão (13) e igualando a zero é possivel determinar o wt onde existe máxima ondulação. ∆ (

)

=0 

∗

∗ cos(

 wt1 = 90º

)−2∗

sin(

wt2 = sin (

V

) cos( )

) =0 ( 14 )

Para obter ondulação máxima wt deverá tomar o valor de wt2 e portanto a expressão da ondulação ficará do seguinte modo:

9

∆

= =

∗

∗∆

∗

−

∗

=

∗

=

∗

∗ ,

∗ ,

∗ ∗

= 10

( 15 ) ( 16 )

Condensador A suposição de que o conversor se encontra a alimentar uma carga com características de fonte de tensão foi feita por motivos de simplificação. Na prática tem-se uma carga em paralelo com um condensador de modo a manter a tensão do barramento constante.

A metodologia para o dimensionamento do filtro de saída será baseada no princípio de conservação da energia e no balanço de potência. Por meio de conservação da energia sabe-se que a energia entregue pela fonte de alimentação deve ser igual à energia consumida pela carga num determinado período. Com isto garante-se a estabilidade do sistema e o balanço de energia. A potência instantânea de entrada pode ser expressa pela por

sin(

) e ( ) =

sin(

( )=

( ) =

( ) ∗ ( ), onde

( )=

), ou seja : ∗

−

∗

cos(2

)

( 17 )

A Equação ( 17 ) mostra que a potência instantânea de entrada está composta por duas parcelas, uma potência constante e uma alternada. Considera-se que o retificador boost opera em regime permanente e tensão de saída constante.

Concluí-se que a parcela de potência contínua pode ser associada à carga resistiva e a parcela de potência alternada apresenta o dobro da freqüência da rede (100Hz), logo, pela conservação da energia esta parcela de potência pode ser associada à corrente alternada de 100Hz que circula pelo condensador. Sabe-se que a potencia constante é dada também pela seguinte equação:

10

∗

= =

Logo a corrente no condensador é dada pela seguinte expressão: ( ) = cos(2 ) Pela teoria dos circuitos sabe-se que: ( ) = ∫

( 18 ) ( 19 )

( 20 )

Substituindo na equação (20) ic pela expressão deduzida em (19) chega-se à tensão no condensador ( ) = − sin(2 ) ( 21 ) ∗ ∗ Logo a tensão de ondulação no condensador é dada por ∆

=

∗ ∗



=

∗∆

∗

=

∗

∗

∗ ,

= 0,9

( 22 )

6 Controlo

6.1 Introdução Na Figura 2 é mostrada a estrutura de controle por corrente média. A obtenção de uma corrente sinusoidal na entrada é feita por meio da imposição de uma corrente de referência. A estrutura apresenta três malhas, uma interna e duas externas. A malha interna ou de corrente tem a função de impor uma corrente de referência mediante o controlo da razão cíclica (PWM - trailing-edge modulation). As malhas externas são compostas por uma malha de realimentação (feedback) que regula a amplitude da corrente de referência por meio de um multiplicador mantendo a tensão de saída constante, e uma malha feedforward encarregue de gerar o formato de referência a partir da tensão rectificada na saída da ponte rectificadora e, além disso, compensar eventuais variações da tensão de entrada.

11

Fig.2 - Esquema de controlo do rectificador boost por controlo da corrente média

6.2 Vantagens e Desvantagens A Figura 3 mostra a tensão e a corrente de entrada típicas do retificador boost com controle por corrente média. Embora apresente uma pequena distorção na passagem por zero tem-se uma corrente praticamente sinusoidal e em fase com a tensão de entrada.

Fig.3 - Tensão e corrente de entrada do rectificador boost

Entre as principais características do retificador boost com controle por corrente média, pode-se citar as seguintes:

12



Corrente de entrada em fase com a tensão;



A corrente no retificador boost é controlada directamente através da malha de corrente;



O controlo do fluxo de potência é realizado por meio da amplitude da corrente de referência;



Modulação realizada por razão cíclica, ou seja, controla-se o tempo em que o interruptor permanece fechado;

Como desvantagens se tem as seguintes:



A qualidade da corrente de entrada depende do ajuste do compensador, portanto, é preciso obter as funções de transferência do retificador para as malhas de corrente e de tensão;



É necessária a utilização de um sensor de tensão na saída da ponte retificadora vg(t) para gerar a corrente de referência;

6.3 Modelação Malha Aberta Existem diversas formas de obter o modelo equivalente do conversor boost controlado em corrente, no entanto em muitas delas a tensão de entrada é considerada como uma perturbação,não dando a devida importância à presença dela no sistema, facto que não corresponde a este caso onde será usado um controlo por pré-alimentação da perturbação. O modelo equivalente do conversor boost é obtido através da sua equação característica, para isso emprega-se a lei de Kirchhoff das malhas e a definição de valor médio. A partir da figura 4 é possivel comprovar que a tensão no interruptor é dada por (23), onde d(t) representa a taxa com que o interruptor é “aberto”, e portanto a relação entre tensão de entrada e saída do conversor é dada por (24).

13

Fig.4 - Conversor Boost e diagrama de blocos equivalente

<

( ) > = ( )=

( )

(1 − ( ))

( 23 )

+

( 24 )

(1 − ( ))

A partir de (24) é possivel determinar a função transferência do sistema com e sem a influência da tensão de entrada como se pode ver em (25) e (26) respectivamente. ( ) = ( ) ( )

( )−

′( )

= −

( 25 ) ( 26 )

O controlo escolhido apresenta uma realimentação da corrente de entrada no conversor, que é comparada com um sinal proveniente de uma pré-alimentação da tensão de entrada, a qual seria a perturbação no sistema. Para representar o conversor de forma mais verdadeira, no diagrama de blocos foi considerado um bloco Limitador (saturador), o qual limita a razão cíclica complementar entre 0 e 1.

Neste tipo de controlo o sistema não apresenta uma corrente de referência externa para a realimentação, sendo de certa forma a referência o sinal proveniente da pré-alimentação da perturbação (Fig. 6). Com este tipo de controle procura-se ter uma corrente de entrada com o mesmo formato da tensão de entrada, isto é, a perturbação é considerada como o sinal de entrada e não como uma perturbação propriamente dita.

Fig.5 - Diagramas de blocos do sistema de controlo em malha aberta

14

A função de transferência da corrente de entrada em relação à tensão de entrada (perturbação) para este tipo de sistema será dada pela equação (27). ( ) ( )

=

( 27 )

A constante Km representa a função transferência do modulador por largura de impulsos assim como os blocos Cv e Hi normalmente são simples ganhos,emborana prática se use por vezes filtros PB paraeliminar sinais de frequências não desejadas como a ondulação da corrente na frequência de comutação. Contudo neste caso em particular foram considerados simples ganhos Kg e Ki respectivamente.

No caso do controlador C(s), dimensionou-se um controlador do tipo PI (equação (28)), por prestar uma boa resposta ao degrau de perturbação

( → ∞) =

, que depende apenas da tensão de entrada. ( ) =

( 28 )

Fig.6 - Conversor boost com controlo de pre-alimentação por perturbação

15

6.4 Modelação Malha Fechada A malha exterior de realimentação é necessária para regular o valor de pico da corrente que circula na bobina. Nesta malha, a largura de banda é bastante limitada, pois a tensão de saída nos terminais do condensador contém uma componente alternada, como visto no capítulo 5, com o dobro da frequência da rede (100Hz para uma frequência na rede de 50Hz). Esta tensão de ondulação não deve ser corrigida pela malha externa de tensão, pois levará a distorções de 3ºHarmónico na corrente de entrada. Esta malha consiste na criação de uma corrente de referência a partir do sinal de entrada da rede, rectificado, com um sinal de erro, dado pela subtracção da tensão de saída com uma tensão de referência, como se pode ver no diagrama de blocos na fig.7.

Fig.7 - Diagrama de blocos da malha externa de realimentação

Para atingir um erro em regime permanente igual a zero, Gv(s) deve ter um polo na origem, contudo como o rectificador PFC é por vezes considerado uma espécie de pré-regulador então este conceito é banalizado. Assim a seguinte função representa a função transferência do PI dimensionado.

( ) =

16

( 29 )

7 Simulações, Espectro e THD Ao longo das simulações efectuadas foram

usados valores para os

componentes de acordo com o material existente no laboratório. As simulações foram realizadas com recurso ao software PSIM. O esquema PSIM do rectificador e respectivo controlo pode ser visto na seguinte figura.

Fig.8 - Esquema PSIM do projecto abordado

Em anexo é possivel observar o circuito detalhado de cada bloco, uma vez que se decidiu efectuar o controlo via analógica. Facto que condicionou bastante o resultado prático final pois a abordagem digital permitiria um resultado mais viável e flexivel .

17

7.1 Nominal

Como se pode ver na figura 8 a tensão da rede contém uma certa ondulação, isto é não contem 230V eficazes. Relativamente à corrente sinusoidal na entrada, esta possui um pouco de distorção na passagem por zero, devido à presença da bobina que limita a taxa de variação da corrente (derivada da corrente), este efeito é também chamado de efeito Cusp.

Fig.9 - Sinal da tensão(em baixo) e corrente(em cima) na entrada do circuito Rectificador

Tal como referido no dimensionamento do condensador estipulou-se uma variação da tensão de saída na ordem dos 1%, isto é, 3.25V. Assim como se pode ver na figura 9, a variação da tensão de saída coincide de facto com o estipulado.

Embora a forma de onda dos sinais presentes na figura 9 parecem alternados, é importante referir que

a nivel macroscópio o sinal se torna continua e portanto

estamos em condições de afirmar que o rectificador está a operar de acordo com o pretendido.

18

Fig.10 - Tensão(em baixo) e corrente(em cima) de saída do rectificador boost

Como visto no capitulo 6 , o controlo por corrente média impõe uma corrente na entrada do circuito por comparação de uma corrente referência com uma amostra do circuito. Ora a corrente referência como visto anteriormente é o produto de dois sinais, um sinal com o formato pretendido para a corrente de referência e outro cuja função é regular a amplitude do sinal e que resulta da comparação da tensão de saída com uma referência de sinal pretendido na saída do rectificador. Os sinais responsaveis pela criação da corrente de referência podem ser vistos na figura 11.

Fig.11 - Sinais responsáveis pela criação da corrente de referência

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De seguida pode-se ver na figura 12, o sinal de referência da corrente criado pelos sinais da figura 11, em comparação com o sinal da corrente extraído do circuito. A partir do esquema PSIM, figura 8 , é possivel verificar que os sinais apresentados na figura 12, são subtraídos, dando origem a um sinal de erro, figura 13, que será comparado com um sinal dente-de-serra,figura 14, via PWM, dando origem ao sinal de comando do MOSFET, figura 15.

Fig.12 - Sinal de referência da corrente e sinal extraído do circuito rectificador via sensor de corrente

Fig.13 - Sinal de erro de corrente, resultado da subtracção dos sinais da figura 12

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Fig.14 - Sinal dente-de-serra, com amplitude 1 e frequĂŞncia 20KHz, comparado via PWM com o sinal da figura 13

Fig.15 - Sinal de comando do mosfet, resultado da comparação via PWM, do sinal da figura 13 com o dente-de-serra da figura 14

21

A partir da figura 16 é possivel observar o espectro Harmónico da corrente de entrada, no qual se pode ver que a partir do 3ºHarmónico a amplitude da corrente diminui bastante contribuindo para uma taxa total de distorção (THD) de aproximadamente 1%(para uma amostra de 6 harmónicos)

Fig.16 - Espectro Harmónico de Corrente de Entrada

7.2 Vazio

O ensaio em vazio ocorreu de maneira semelhante, contudo como a corrente na saída era bastante próxima de zero, o sinal de referência da malha fechada é bastante próximo da referência de tensão , 3.5 , e portanto a tensão desejada foi atingida da mesma forma. Porém como não existe carga, a tensão existente no condensador não é descarregada com a mesma taxa, tal pode ser verificado na figura 17.

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Fig.17 - Corrente de entrada (cima) e tensão de saída (baixo) em vazio

Relativamente aos restantes sinais no sistema, esses comportam-se de modo idêntico ao regime nominal uma vez que a tensão de entrada não sofre alterações.

8 Variação da Carga De modo a optimizar o controlador de tensão do barramento DC, procedeu-se à variação da carga, isto é, aplicou-se um degrau ao fim de um determinado tempo e observou-se o tempo que o sistema demorou a estabilizar (figura 18 e 19).

Fig.18 - Sinal de saída da corrente(cima) e tensão(baixo) quando sofre um degrau unitário em 0.3segundos

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Fig.19 - Corrente e tensão de saída quando é aplicado ao sistema um degrau de amplitude superior ao anterior

Observando as figuras 18 e 19 é possivel concluir que após sofrer perturbação, o sistema demora aproximadamente 0.1 segundos a estabilizar, conforme esteja mais ou menos próximo da carga nominal. Com a figura 20, aplicação de um impulso de largura 0.2 segundos, podemos concluir tal facto, uma vez que o sistema responde mais rapidamente quando tende para a sua posição origem do que quando é destabilizado.

Fig.20 - Reacção do sistema, tensão e corrente de saída, quando lhe é aplicado um impulso de largura 0.2 segundos

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9 Conclusões gerais

Neste trabalho foi visto que o rectificador boost pode ser dividido em dois estágios, estágio retificador e o estágio conversor boost. Demonstrou-se que o grande responsável pela obtenção de uma corrente sinusoidal na entrada, é o conversor boost controlado em corrente média. Pode-se também verificar que a regulação da tensão de saída pode ser feita por uma malha fechada externa, utilizando uma técnica de controlo por pré-alimentação da perturbação.

Da secção 5 pode-se concluir que a indutância será crítica para o rectificador boost pois operando com tensão , potência e frequência de comutação alta faz com que a indutância necessária seja elevada, deixando o inductor volumoso e com alto custo. O mesmo sucede com o condensador, a equação 22, secção 5, mostra que quanto maior for a resistência de carga menor será a capacitância. Além disso, considerando uma capacitância fixa, concluí-se que a ondulação diminuirá com o aumento da resistência de carga. É importante mencionar que a influência da tensão de barramento de saída é oposta para o caso do filtro inductivo, onde quanto maior for a tensão do barramento de saída, maior será a indutância necessária. Assim, a escolha da tensão de saída é muito importante, já que uma boa escolha pode levar à redução do volume dos elementos passivos do rectificador boost.

Embora não tenhamos conseguido colocar o sistema a funcionar a nível prático, na nossa opinião não ficamos muito além de o conseguir uma vez que a parte de controlo estava perfeitamente apta. Testes foram realizados com sinais de calibre menor na parte do controlo de modo a não usar potências altas, o que poderia danificar os circuitos de controlo. Como referido na secção 7, optamos por implementar um circuito de controlo via analógica, o que nos trouxe vários obstáculos como o ruído ,as calibrações constantes, e as remodulações de circuito.

Em suma, foram adquiridos bastantes conhecimentos a nivel de electrónica de Potência , de técnicas de controlo, topologias de conversão e análise de conversores CC-CC, CA-CC. Na nossa opinião, este foi um tema interessante, contudo ficou em falta um pouco de maturidade nesta área que só no final viemos a adquirir e também uma gestão mais eficaz do tempo, uma vez que foi gasto bastante tempo na escolha da topologia a abordar e respectivas simulações.

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10 Anexos Rectificador de Precisão A montagem do rectificador em onda completa é composta por dois sub-circuitos: a rectificação em meia onda e o amplificador somador. Ambos os circuitos devem ser de precisão.

O sinal de saída é obtido do seguinte modo: é realizada a rectificação em meia onda do sinal de entrada, que depois é duplicado em amplitude, concluindo com a soma desse sinal e do sinal original de entrada no amplificador somador.

Fig.21 - Rectificador de precisão

Multiplicador

Como se recorreu ao AD633, este possui um factor multiplicativo de 0.1, logo colocou-se um amplificador não inversor de ganho 10 de modo a contrabalançar o erro.

Fig.22 - Multiplicador

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Controlador PI

Inicialmente,quer no controlador de tensão, quer no controlador de corrente optou-se por usar o mesmo tipo de PI, com a mesma função transferência, de forma a simplificar as simulações. Mais tarde verificou-se que não houve necessidade de alterar o seu dimensionamento, uma vez que o controlo estava a funcionar devidamente. =



=

.

Fig.23 - Controlador PI

Limitador

Fig.24 - Limitador entre 0 e 1

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Comparador PWM

Fig.25 - Comparador PWM, dimensionamento baseado no datasheet do integrado

Drive MOSFET

Fig.26 - Drive do MOSFET, dimensionamento baseado no datasheet do integrado

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Circuito de Protecção de corrente

Fig.27 - Esquema de montagem do circuito de protecção sobrecorrente

O presente circuito tem como objéctivo proteger o circuito contra picos de corrente elevados, o que pode danificar certos componentes, que não aguentando determinados valores em situação de sobrecarga acabam por aquecer em demasia e posterior deteoração. O método utilizado consiste em comparar a corrente da bobina com uma tensão referência , 4, definido pelo Schmit trigger mostrado na figura 21. Após tal verificação o sinal resultante passa por um transistor de modo a variar entre 15V e 0V e sucessivo FlipFlop. De seguida o sinal armazenado é multiplicado pelo sinal PWM e invertido. Assim, assegura-se que quando a corrente excede 4 A, o sinal de comando não é dado ao drive e portanto mantém-se nessa condição até a corrente baixar. Assim que esta baixe o sinal de comando é dado ao drive e o mosfet pode comutar.

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11 Bibliografia

Borges, B. V. (2003). Apontamentos Electr贸nica de Pot锚ncia, IST. Chu, G. (2007). Circuit Theory and Applications.

Martins, A. P. (n.d.). Apontamentos SELE. Mohan, N. (2005). Power Electronics. MNPERE.

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